JP2008170566A - Scanning driver ic for plasma display drive - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、プラズマディスプレイパネル駆動用スキャンドライバIC、プラズマディスプレイ、及びプラズマディスプレイパネルの走査電極を駆動する方法に関する。 The present invention relates to a scan driver IC for driving a plasma display panel, a plasma display, and a method for driving scan electrodes of a plasma display panel.
プラズマディスプレイは気体放電に伴う発光現象を利用した表示装置である。プラズマディスプレイパネル(以下、PDPと表記する。)は、大画面化、薄型化および広視野角の点で他の表示装置よりも有利とされている。このPDPは、直流パルスで動作するDC型と交流パルスで動作するAC型とに大別される。AC型PDPは輝度が高く、且つ構造が簡素であるため、量産化と高精細化に適している。 A plasma display is a display device that utilizes a light emission phenomenon associated with gas discharge. Plasma display panels (hereinafter referred to as PDPs) are advantageous over other display devices in terms of large screens, thinning, and wide viewing angles. This PDP is roughly classified into a DC type that operates with a DC pulse and an AC type that operates with an AC pulse. The AC type PDP has high luminance and a simple structure, and is suitable for mass production and high definition.
AC型PDPは通常、三電極面放電型構造を有する。該構造では、PDPの背面基板上にアドレス電極がパネル縦方向に配置され、PDPの前面基板上に維持電極と走査電極(通常、夫々X電極、Y電極と言う。)が交互に、且つパネル横方向に配置される。ここでアドレス電極と走査電極とは、一般的に、1本ずつ個別の電位を変化させる。 The AC type PDP usually has a three-electrode surface discharge type structure. In this structure, address electrodes are arranged in the vertical direction on the rear substrate of the PDP, and sustain electrodes and scanning electrodes (usually referred to as X electrode and Y electrode, respectively) are alternately arranged on the front substrate of the PDP. It is arranged in the horizontal direction. Here, the address electrodes and the scan electrodes generally change individual potentials one by one.
上述の維持電極、走査電極、及びアドレス電極の交差点には、放電セルが設けられ、夫々の電極に対してパルス電圧が印加される。 A discharge cell is provided at the intersection of the above-described sustain electrode, scan electrode, and address electrode, and a pulse voltage is applied to each electrode.
ところで、PDP駆動装置は、維持電極、走査電極、及びアドレス電極の電位をADS(Address Display-period Separation)方式に従い制御する。このADS方式はサブフィールド方式の一種であり、サブフィールド方式では画像の1フィールドが複数のサブフィールドで構成されている。更に一つのサブフィールドは、初期化期間、アドレス期間、及び放電維持期間を含む。ADS方式ではPDPの全ての放電セルに対して上記の3つの期間が共通に設定される。 By the way, the PDP driving device controls the potentials of the sustain electrode, the scan electrode, and the address electrode in accordance with an ADS (Address Display-period Separation) method. This ADS method is a kind of subfield method. In the subfield method, one field of an image is composed of a plurality of subfields. Further, one subfield includes an initialization period, an address period, and a discharge sustain period. In the ADS system, the above three periods are set in common for all discharge cells of the PDP.
まず、初期化期間では、初期化パルス電圧が維持電極と走査電極との間に印加される。このことにより、全ての放電セルで壁電荷が均一化される。 First, in the initialization period, an initialization pulse voltage is applied between the sustain electrode and the scan electrode. This makes the wall charges uniform in all the discharge cells.
次に、アドレス期間では、走査パルス電圧が走査電極に順次印加され、アドレスパルス電圧がアドレス電極の幾つかに対して印加される。走査パルス電圧が走査電極の1つに印加され、且つアドレスパルス電圧がアドレス電極の1つに印加されるとき、走査電極とアドレス電極の交差点の放電セルが発光する。その放電により、その放電セル表面に壁電荷が蓄積される。 Next, in the address period, a scan pulse voltage is sequentially applied to the scan electrodes, and an address pulse voltage is applied to some of the address electrodes. When a scan pulse voltage is applied to one of the scan electrodes and an address pulse voltage is applied to one of the address electrodes, a discharge cell at the intersection of the scan electrode and the address electrode emits light. Due to the discharge, wall charges are accumulated on the surface of the discharge cell.
次に、放電維持期間では、放電維持パルス電圧が、維持電極と走査電極との全ての対に対して同時に且つ周期的に印加される。ここでの放電維持パルス電圧は、放電開始電圧より低い。但し、アドレス期間中に壁電荷が蓄積された放電セルでは、壁電荷による電圧(壁電圧)が放電維持パルス電圧に加わる。従って、維持電極と走査電極との間の電圧が放電開始電圧を超えるため、放電が維持される。 Next, in the sustain period, a sustain discharge pulse voltage is applied simultaneously and periodically to all pairs of sustain electrodes and scan electrodes. The sustaining voltage pulse here is lower than the discharge start voltage. However, in a discharge cell in which wall charges are accumulated during the address period, a voltage (wall voltage) due to the wall charges is added to the sustaining voltage pulse. Therefore, since the voltage between the sustain electrode and the scan electrode exceeds the discharge start voltage, the discharge is maintained.
ところで、現在PDPの画像表示に対しては、高効率化が求められている。その高効率化を実現するための一つの技術として、放電セル内のガスであるXeの分圧を上げること(高Xe分圧)の開発が進められている。しかしながら、Xeの分圧を高くすると、放電セルの壁電荷が抜けやすくなることがある。これは、初期化期間の初期化や放電維持期間の維持放電により放電セル空間中に浮遊しているプライミングや、維持放電によって活性化した保護膜のMgOから放出される電子等が、書込み待機中の放電セル内の電界によって加速され、初期化によって蓄積された壁電荷が徐々に中和されるためである。この放電セルの壁電荷の抜けが、放電遅れ、更に書き込み(アドレス)ミスを多発し、良好な画質の形成を困難にすることがある。このような抜けの発生の防止策として、一般的には走査パルス電圧(V1)の電圧を高くして、書込み待機時の放電セル内の電界を弱め、壁電荷の中和を抑制する手法がとられている。 By the way, high efficiency is currently demanded for image display of PDP. Development of increasing the partial pressure of Xe, which is a gas in the discharge cell (high Xe partial pressure), is being promoted as one technique for realizing the high efficiency. However, when the partial pressure of Xe is increased, the wall charge of the discharge cell may be easily released. This is because priming floating in the discharge cell space due to initialization in the initialization period or sustain discharge in the discharge sustain period, electrons released from MgO of the protective film activated by the sustain discharge, etc. are waiting for writing This is because the wall charges accumulated by the initialization are gradually neutralized by the electric field in the discharge cell. The loss of the wall charges of the discharge cell may cause a delay in discharge and frequent write (address) mistakes, making it difficult to form good image quality. As a measure for preventing such omission, there is generally a technique of increasing the scanning pulse voltage (V1) to weaken the electric field in the discharge cell during address standby and suppress neutralization of wall charges. It has been taken.
なお、本願に関連する先行技術文献として特許文献1、2がある。特許文献1は、ディスプレイパネルをリセットするためにカラムドライバの全ての出力を“H”または“L”のいずれかに強制する時の過渡的な電源電流の増加が、従来のものよりも小さい電子ディスプレイデバイス駆動回路用出力回路を開示する。特許文献2は、出力段のトランジスタのスイッチング時の過渡応答に伴うノイズ発生を抑圧すると共に消費電力増加要因を除去した出力回路を開示する。
近年、PDPの画像表示に関して、高精細化、即ちフルHD(High Definition)化が求められている。フルHD化されるPDPでは、走査電極と維持電極が増えパネル全体のパネル容量は増加する。ところで、アドレス期間におけるスキャン(走査)ドライバICのスキャン動作では、放電の安定性のため即ち放電の失敗の回避のため、相当程度に大きいスルーレートを以てスキャンドライバICのトランジスタ(Lo側トランジスタ)をターンオンさせることが要請される。更に、アドレス期間のスルーレートを大きくするとアドレス期間全体が長くなり、PDPにおける高階調化が困難になるという問題も生じ得る。特に、この問題は、高精細化のPDPやシングルスキャンのPDP(PDPのアドレス電極をパネルの上下で分けず、縦1ラインで設定するPDP)で生じ得るといえる。以上の点からスキャンドライバICのトランジスタは、ターンオン時のスルーレートを所定値以上に高くする必要がある。 In recent years, with regard to PDP image display, high definition, that is, full HD (High Definition) has been demanded. In a PDP with full HD, the number of scan electrodes and sustain electrodes increases, and the panel capacity of the entire panel increases. By the way, in the scan operation of the scan driver IC in the address period, the transistor of the scan driver IC (Lo side transistor) is turned on with a considerably high slew rate for the sake of discharge stability, that is, to avoid discharge failure. It is requested to do. Furthermore, if the slew rate of the address period is increased, the entire address period becomes longer, and there may be a problem that it is difficult to increase the gradation in the PDP. In particular, it can be said that this problem can occur in a high-definition PDP or a single-scan PDP (PDP in which the PDP address electrodes are not divided at the top and bottom of the panel but set in one vertical line). From the above points, the transistor of the scan driver IC needs to have a slew rate at turn-on higher than a predetermined value.
一方、初期化期間及び維持期間において、スキャンドライバICは全ての走査電極をH(High)(オール・ハイ)からL(Low)(オール・ロー)、又はL(Low)(オール・ロー)からH(High)(オール・ハイ)へと切り替えなければならない。上述のように、高Xe分圧化により走査パルス電圧(V1)が通常高く設定されていること、フルHD化によりパネル容量が大きくなっていること、及び、スキャン動作のスルーレートが大きいことから、一斉にスキャンドライバICの出力を切り替える場合、スキャンドライバICの出力に過渡的に大きいピーク電流が発生しやすい。このことにより、その周りの電流経路上の部品(例えば、スイッチ素子)に流れ込む電流が増加するため、それらの部品の並列使用数の増加を招いてしまう。 On the other hand, in the initialization period and the sustain period, the scan driver IC changes all the scan electrodes from H (High) (all high) to L (Low) (all low) or L (Low) (all low). You must switch to H (High) (all high). As described above, the scan pulse voltage (V1) is normally set to be high due to the high Xe voltage division, the panel capacity is increased due to full HD, and the slew rate of the scan operation is large. When the output of the scan driver IC is switched all at once, a transiently large peak current tends to occur in the output of the scan driver IC. As a result, the current flowing into the components (for example, the switch elements) on the current path around the increase increases the number of parallel use of these components.
パネル容量Cp、走査パルス電圧V1、スキャンドライバ出力電流IOUT、及びスルーレートTの関係は一般に次式(1)で表される。この式(1)より、パネル容量Cpの増加、走査パルス電圧V1の増加、スルーレートTの増大により、ピーク電流IOUTが大きくなることがわかる。
Cp×V1=IOUT×T (1)
The relationship between the panel capacitance Cp, the scan pulse voltage V1, the scan driver output current IOUT, and the slew rate T is generally expressed by the following equation (1). From this equation (1), it can be seen that the peak current IOUT increases as the panel capacitance Cp increases, the scan pulse voltage V1 increases, and the slew rate T increases.
Cp × V1 = IOUT × T (1)
本発明は、上記課題を解決すべくなされたものであり、アドレス期間の長期化を防止しつつ、初期化期間及び維持期間のスキャンドライバICのトランジスタの一斉切替えによる過電流の発生を抑制するPDPの駆動用出力回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and prevents the occurrence of overcurrent due to simultaneous switching of the transistors of the scan driver IC during the initialization period and the sustain period, while preventing the address period from becoming longer. An object of the present invention is to provide an output circuit for driving.
本発明は、上記の目的を達成するために為されたものである。本発明に係る請求項1に記載の走査パルス発生部は、
複数の出力トランジスタを有する、プラズマディスプレイパネル走査電極駆動回路に含まれる走査パルス発生部であって、
上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧を調整して出力トランジスタからの出力の応答速度を切り替えるスイッチ回路を更に有することを特徴とする。
The present invention has been made to achieve the above object. The scan pulse generator according to
A scan pulse generator included in a plasma display panel scan electrode drive circuit having a plurality of output transistors,
It further has a switch circuit that adjusts the gate-source voltage of the output transistor to switch the response speed of the output from the output transistor.
本発明に係る請求項2に記載の走査パルス発生部は、
上記スイッチ回路が、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下を一時的に緩やかにすることで、出力トランジスタからの出力の応答速度を一時的に低下させることを特徴とする請求項1記載の走査パルス発生部である。
The scan pulse generator according to claim 2 according to the present invention comprises:
2. The switch circuit temporarily reduces a response speed of an output from the output transistor by temporarily relaxing an increase or decrease in a gate-source voltage of the output transistor. It is a scanning pulse generation part of description.
本発明に係る請求項3に記載の走査パルス発生部は、
上記第2のスイッチング素子回路が第1の抵抗を含み、
上記第1の抵抗を用いて、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下を一時的に緩やかにすることを特徴とする請求項2に記載の走査パルス発生部である。
The scan pulse generator according to claim 3 according to the present invention,
The second switching element circuit includes a first resistor;
3. The scan pulse generator according to claim 2, wherein the first resistor is used to temporarily moderate the rise or fall of the gate-source voltage of the output transistor.
本発明に係る請求項4に記載の走査パルス発生部は、
上記第2のスイッチング素子回路が第1のコンデンサを含み、
上記第1のコンデンサを用いて、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下を一時的に緩やかにすることを特徴とする請求項2に記載の走査パルス発生部である。
The scan pulse generator according to claim 4 according to the present invention comprises:
The second switching element circuit includes a first capacitor;
3. The scan pulse generator according to claim 2, wherein the first capacitor is used to temporarily moderate the rise or fall of the gate-source voltage of the output transistor.
本発明に係る請求項5に記載の走査パルス発生部は、
上記スイッチ回路が、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下の範囲を一時的に狭くすることで、出力トランジスタからの出力の応答速度を一時的に低下させることを特徴とする請求項1記載の走査パルス発生部である。
The scan pulse generator according to claim 5 according to the present invention,
The switch circuit temporarily decreases a response speed of an output from the output transistor by temporarily narrowing a range of increase or decrease of the gate-source voltage of the output transistor. 1 is a scanning pulse generation unit according to 1;
本発明に係る請求項6に記載の走査パルス発生部は、
上記第3のスイッチング素子回路が第1のダイオードを含み、
上記第1のダイオードを用いて、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下の範囲を一時的に狭くすることを特徴とする請求項5に記載の走査パルス発生部である。
The scan pulse generator according to claim 6 of the present invention includes:
The third switching element circuit includes a first diode;
6. The scan pulse generator according to claim 5, wherein the first diode is used to temporarily narrow the range of increase or decrease of the gate-source voltage of the output transistor.
本発明に係る請求項7に記載のプラズマディスプレイパネル走査電極駆動回路は、
請求項1〜請求項6のうちいずれか一に記載の走査パルス発生部を含むプラズマディスプレイパネル走査電極駆動回路である。
A plasma display panel scan electrode drive circuit according to claim 7 of the present invention is provided.
A plasma display panel scan electrode drive circuit including the scan pulse generator according to
本発明に係る請求項8に記載の表示装置は、
請求項7に記載のプラズマディスプレイパネル走査電極駆動回路を搭載する表示装置である。
The display device according to
A display device on which the plasma display panel scan electrode drive circuit according to claim 7 is mounted.
本発明によれば、スイッチ回路により、出力トランジスタに印加するゲート電圧のスルーレートを任意のタイミングで切り替えることができる。これにより、走査スイッチがALL−HからALL−L(またはALL−LからALL−H)に切り替わるときにのみ、ゲート電圧のスルーレートを小さくし、出力トランジスタの出力の応答速度を低下させることができ、アドレス期間において要求される高いスルーレートの出力トランジスタの利用を可能としつつ、出力トランジスタの一斉切替り時の過電流の発生を抑制できる。また、電流の実効値も減少するため、電流の流れる経路上の部品(スイッチ素子等)の並列使用数を減少させることができる。 According to the present invention, the slew rate of the gate voltage applied to the output transistor can be switched at an arbitrary timing by the switch circuit. Thereby, only when the scanning switch is switched from ALL-H to ALL-L (or ALL-L to ALL-H), the slew rate of the gate voltage can be reduced and the response speed of the output of the output transistor can be reduced. In addition, it is possible to use an output transistor having a high slew rate that is required in the address period, and to suppress the occurrence of overcurrent at the time of simultaneous switching of the output transistors. Further, since the effective value of the current also decreases, the number of parallel use of parts (switch elements and the like) on the current flow path can be reduced.
以下、添付の図面を参照して、本発明に係る好適な実施の形態を説明する。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, exemplary embodiments of the invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[実施の形態1]
図1は、本発明の実施の形態1に係るPDPの走査電極駆動回路10の概略の回路構成を示す等価回路図である。
[Embodiment 1]
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing a schematic circuit configuration of a scan
図1に示すように、走査電極駆動回路10は、走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC11Y)、初期化パルス発生部2Y、放電維持パルス発生部3Y、及び回収回路4Yを含む。なお、図1に示す走査電極駆動回路10により駆動されるPDPのパネル容量はCpであるとする。以下、各部の動作について説明する。
As shown in FIG. 1, the scan
(走査パルス発生部)
図2は、図1に示す走査電極駆動回路10の内の走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC11Y)の詳細回路図である。走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC11Y)は、第1の定電圧源V1、Hi側(ハイサイド)トランジスタQ1Y及びLo側(ローサイド)トランジスタQ2Yからなるプッシュプル出力回路、レベルシフト回路14、及びトランジスタQ2Yの出力電圧の変化速度(応答速度)を調整するスイッチ回路18を含む。
(Scanning pulse generator)
FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the
スイッチ回路18は、Lo側トランジスタQ2Yのゲートに接続された抵抗R1、期間によって切り替えられるスイッチング素子QS3、QS4を含む。スイッチング素子QS3は、抵抗R1とスイッチング素子QS4の直列回路に並列に接続される。スイッチング素子QS3のドレインと抵抗R1の一端がLo側トランジスタQ2Yのゲートに接続される。スイッチング素子QS3、QS4のゲート端子は制御端子S1に接続される。スイッチング素子QS3はPチャンネルMOSで構成され、スイッチング素子QS4はNチャンネルMOSで構成され、これらのスイッチング素子QS3、QS4は相補的に動作する。
The
ここで、図18に、従来の走査電極駆動回路の内のスキャンドライバIC13Yの詳細回路図を示す。図2に示す本実施形態のスキャンドライバIC11Yは、図18に示す従来のスキャンドライバIC13Yとは、スイッチ回路18を備える点で相違する。
Here, FIG. 18 shows a detailed circuit diagram of the
スイッチ回路18は、スイッチング素子QS3、QS4の切替えにより、制御信号IN3を直接的または抵抗R1を介してスイッチング素子Q2Yのゲートに伝達させる。すなわち、スイッチ回路18において、スイッチング素子QS3をオフし、QS4をオンすることにより、抵抗R1をLo側トランジスタQ2Yのゲートに接続する。このとき、制御信号IN3は抵抗R1を介してLo側トランジスタQ2Yのゲートに伝達され、抵抗R1によって制御信号IN3の立ち上がり(または立ち下がり)速度(スルーレート)が低下する。これにより、Lo側トランジスタQ2Yの駆動能力が低下し、該トランジスタがオンするスピード(応答速度)が遅くなる。このことによって、後で詳しく説明するように、Lo側トランジスタQ2Yのターンオン時に生じる電流のピークを抑えることができる。なお、図2ではHi側トランジスタQ1Y及びLo側トランジスタQ2YはCMOSであるとしているが、これらはバイポーラであってもIGBTであってもよい。
The
図2に示す走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC11Y)において、第1の定電圧源V1の正極は、Hi側トランジスタQ1Yのソースに接続される。Hi側トランジスタQ1Yのドレインは、Lo側トランジスタQ2Yのドレインに接続され、それらの間の接続点は走査電極に接続される。Lo側トランジスタQ2Yのソースは、第1の定電圧源V1の負極に接続される。Lo側トランジスタQ2Yのゲートには、スイッチ回路18が接続される。
In the
レベルシフト回路14は、Hi側トランジスタQ1Yのゲートに接続され、第1の定電圧源V1が印加される。更にレベルシフト回路14には、出力制御信号IN1、IN2が接続され、スイッチング素子QS3のソースと、スイッチング素子QS4のドレインに出力制御信号IN3の外部端子が接続される。従って、スキャンドライバ出力電圧VOUTは、制御信号IN1、IN2、及びIN3により制御されることになる。
The
なお、Hi側トランジスタQ1Y及びLo側トランジスタQ2Yで構成されるプッシュプル出力回路は、実際には走査電極と同数だけ設けられる。 Note that the number of push-pull output circuits including the Hi-side transistor Q1Y and the Lo-side transistor Q2Y is actually provided in the same number as the scanning electrodes.
(初期化パルス発生部)
次に、初期化パルス発生部2Yの概略の構成を説明する。初期化パルス発生部2Yは、図1に示すように、第2の定電圧源V2、Hi側ランプ波形発生(正初期化)部QR1、Lo側ランプ波形発生(負初期化)部QR2、第3の定電圧源V3、第1の分離スイッチQS1、及び第2の分離スイッチQS2を含む。
(Initialization pulse generator)
Next, a schematic configuration of the
Hi側ランプ波形発生(正初期化)部QR1及びLo側ランプ波形発生(負初期化)部QR2は、夫々、NチャネルMOSFET(NMOS)とそのNMOSのゲートとドレインを接続するコンデンサとから構成される。ランプ波形発生部QR1、QR2がオンすると、それらを構成するNMOSのドレイン−ソース間電圧が、一定速度で0になる。 The Hi side ramp waveform generation (positive initialization) part QR1 and the Lo side ramp waveform generation (negative initialization) part QR2 are each composed of an N-channel MOSFET (NMOS) and a capacitor connecting the gate and drain of the NMOS. The When the ramp waveform generators QR1 and QR2 are turned on, the voltage between the drain and source of the NMOS constituting them becomes zero at a constant speed.
第2の定電圧源V2の正極は、Hi側ランプ波形発生(正初期化)部QR1のドレインに接続される。Hi側ランプ波形発生(正初期化)部QR1のソースは、第1の定電圧源V1の負極に接続される。第2の定電圧源V2の負極は接地される。Lo側ランプ波形発生(負初期化)部QR2のドレインは、第1の定電圧源V1の負極に接続される。Lo側ランプ波形発生(負初期化)部QR2のソースは、第3の定電圧源V3の負極に接続される。第3の定電圧源V3の正極は接地される。 The positive electrode of the second constant voltage source V2 is connected to the drain of the Hi side ramp waveform generation (positive initialization) part QR1. The source of the Hi-side ramp waveform generation (positive initialization) part QR1 is connected to the negative electrode of the first constant voltage source V1. The negative electrode of the second constant voltage source V2 is grounded. The drain of the Lo side ramp waveform generation (negative initialization) part QR2 is connected to the negative electrode of the first constant voltage source V1. The source of the Lo side ramp waveform generation (negative initialization) part QR2 is connected to the negative electrode of the third constant voltage source V3. The positive electrode of the third constant voltage source V3 is grounded.
第2の分離スイッチQS2のソースは、第1の定電圧源V1の負極に接続される。第2の分離スイッチQS2のドレインは、第1の分離スイッチQS1のドレインと接続され、第1の分離スイッチQS1のソースは、放電維持パルス発生部3Yとの接続点に接続される。
The source of the second separation switch QS2 is connected to the negative electrode of the first constant voltage source V1. The drain of the second separation switch QS2 is connected to the drain of the first separation switch QS1, and the source of the first separation switch QS1 is connected to a connection point with the discharge sustaining
(放電維持パルス発生部)
次に、放電維持パルス発生部3Yの概略の構成を説明する。放電維持パルス発生部3Yは、図1に示すように、直流電源Vs、Hi側維持スイッチ素子Q7Y、及び、Lo側維持スイッチ素子Q8Yの直列回路を含む。
(Discharge sustain pulse generator)
Next, a schematic configuration of the sustaining
直流電源Vsは、正極の電位を負極の電位より一定の電圧Vsだけ高く維持する。直流電源Vsの正極は、Hi側維持スイッチ素子Q7Yのドレインに接続され、Hi側維持スイッチ素子Q7Yのソースは、Lo側維持スイッチ素子Q8Yのドレインに接続される。Lo側維持スイッチ素子Q8Yのソースは、直流電源Vsの負極に接続される。直流電源Vsの負極は接地される。 The DC power source Vs maintains the positive electrode potential higher than the negative electrode potential by a constant voltage Vs. The positive electrode of DC power supply Vs is connected to the drain of Hi side sustain switch element Q7Y, and the source of Hi side sustain switch element Q7Y is connected to the drain of Lo side sustain switch element Q8Y. The source of the Lo-side sustain switch element Q8Y is connected to the negative electrode of the DC power supply Vs. The negative electrode of the DC power supply Vs is grounded.
(回収回路)
次に、回収回路4Yは、例えば、回収インダクタ及び回収コンデンサ、回収ダイオード及びMOSFETで構成される。ここでのMOSFETは、IGBTやバイポーラであってもよい。
(Recovery circuit)
Next, the
図3は、図1に示す走査電極駆動回路10における一つのサブフィールドの各信号のシーケンスを示す図である。本発明の実施の形態1に係る走査電極駆動回路10における、サブフィールド内の各信号の動作を以下にて説明する。
FIG. 3 is a diagram showing a sequence of signals in one subfield in scan
(初期化期間)
初期化期間において、第1の分離スイッチ素子QS1、第2の分離スイッチ素子QS2およびLo側維持スイッチ素子Q8Yがオン状態に維持されたまま、Lo側トランジスタQ2Yをオフし、Hi側トランジスタQ1Yをオンし、残りのスイッチがオフ状態に維持される。これにより、走査電極の電位が接地電位から第1の電源電圧V1まで上昇する。ここでV1の電圧上昇とパネル容量の電荷Cpの積分の電流により、スキャンドライバIC11Yの走査電極部に一斉に電流が流れる。
(Initialization period)
During the initialization period, the Lo-side transistor Q2Y is turned off and the Hi-side transistor Q1Y is turned on while the first separation switch element QS1, the second separation switch element QS2 and the Lo-side sustain switch element Q8Y are maintained in the on state. And the remaining switches are kept off. As a result, the potential of the scan electrode rises from the ground potential to the first power supply voltage V1. Here, due to the voltage increase of V1 and the integration current of the panel capacitance charge Cp, the current flows simultaneously to the scan electrode portion of the scan driver IC11Y.
次に、Hi側トランジスタQ1Y及び第2の分離スイッチQ2Yがオン状態に維持されたまま、第1の分離スイッチQS1及びLo側維持スイッチ素子Q8Yがオフされ、Hi側ランプ波形発生(正初期化)部QR1がオンする。残りのスイッチはオフ状態に維持される。これにより、走査電極の電位は、一定速度で電位V1から電圧V2を加えたVr(V1+V2)に上昇する。このとき、第2の分離スイッチ素子QS2を介して、第1の分離スイッチ素子QS1のドレイン電位も上昇する。第1の分離スイッチQS1のドレイン電位が、第2の定電圧源V2による電圧V2になったとき、Hi側維持スイッチ素子Q7Yはオンする。 Next, the first separation switch QS1 and the Lo side sustain switch element Q8Y are turned off while the Hi side transistor Q1Y and the second separation switch Q2Y are maintained in the on state, and the Hi side ramp waveform is generated (positive initialization). Part QR1 is turned on. The remaining switches are kept off. As a result, the potential of the scan electrode rises to Vr (V1 + V2) obtained by adding the voltage V2 from the potential V1 at a constant speed. At this time, the drain potential of the first separation switch element QS1 also rises via the second separation switch element QS2. When the drain potential of the first separation switch QS1 becomes the voltage V2 by the second constant voltage source V2, the Hi-side sustain switch element Q7Y is turned on.
次に、Hi側トランジスタQ1Y、第2の分離スイッチ素子QS2およびHi側維持スイッチ素子Q7Yがオン状態に維持されたまま、Hi側ランプ波形発生部(正初期化)QR1がオフし、第1の分離スイッチQS1がオンする。残りのスイッチはオフ状態に維持される。これにより、走査電極の電位は(Vs+V1)に維持される。 Next, the Hi-side ramp waveform generator (positive initialization) QR1 is turned off while the Hi-side transistor Q1Y, the second separation switch element QS2, and the Hi-side sustain switch element Q7Y are maintained in the ON state, and the first The separation switch QS1 is turned on. The remaining switches are kept off. Thereby, the potential of the scan electrode is maintained at (Vs + V1).
次に、第1の分離スイッチ素子QS1、第2の分離スイッチ素子QS2、及びHi側維持スイッチ素子Q7Yがオン状態に維持されたまま、Hi側トランジスタQ1Yがオフし、Lo側トランジスタQ2Yがオンする。ここでV1の電圧降下とパネル容量の電荷Cpの積分の電流により、スキャンドライバIC11Yの走査電極部に一斉に電流が流れる。 Next, the Hi-side transistor Q1Y is turned off and the Lo-side transistor Q2Y is turned on while the first separation switch element QS1, the second separation switch element QS2, and the Hi-side sustain switch element Q7Y are maintained in the on state. . Here, the current flows through the scan electrode portion of the scan driver IC11Y all at once due to the voltage drop of V1 and the integration current of the charge Cp of the panel capacitance.
これにより、Lo側トランジスタQ2Yに過電流が流れようとする。しかし、スイッチ回路18において、制御端子S1の信号をL信号からH信号へ切り替えることにより、PチャネルMOSで構成されたスイッチング素子QS3がオフし、NチャネルMOSで構成されたスイッチング素子QS4がオンする。このようにすることで、Lo側トランジスタQ2Yのゲートに抵抗R1が付加され、この抵抗R1によりゲート・ソース間電圧が最大値まで緩やかに上昇して、Lo側トランジスタQ2Yにおける過電流が抑制される。一方のスイッチング素子Q2Sはオフ状態に維持される。
As a result, an overcurrent tends to flow through the Lo-side transistor Q2Y. However, in the
次に、Lo側トランジスタQ2Yおよび第1の分離スイッチQS1がオン状態に維持されたまま、Hi側維持スイッチ素子Q7Y及び第2の分離スイッチ素子QS2がオフされ、Lo側ランプ波形発生(負初期化)部QR2がオンされる。残りのスイッチはオフ状態に維持される。これにより、走査電極の電位は一定の速度で電位−V3まで下降する。 Next, the Hi-side sustain switch element Q7Y and the second isolation switch element QS2 are turned off while the Lo-side transistor Q2Y and the first isolation switch QS1 are maintained in the ON state, and Lo-side ramp waveform generation (negative initialization) ) Part QR2 is turned on. The remaining switches are kept off. As a result, the potential of the scan electrode drops to the potential −V3 at a constant speed.
(アドレス期間)
アドレス期間中には、Lo側ランプ波形発生(負初期化)部QR2、Hi側トランジスタQ1Yがオン状態に維持され、Lo側トランジスタQ2Yがオフ状態に維持される。ここで、V1の電圧上昇とパネル容量の電荷Cpの積分の電流により、スキャンドライバIC11Yの走査電極部に一斉に電流が流れる。
(Address period)
During the address period, the Lo side ramp waveform generation (negative initialization) part QR2 and the Hi side transistor Q1Y are maintained in the on state, and the Lo side transistor Q2Y is maintained in the off state. Here, the current flows all at once in the scan electrode portion of the
このとき、Hi側トランジスタQ1Yのソースは、−V3から第1の定電圧源V1の電圧V1だけ高い電位(V1−V3)に維持され、Lo側トランジスタQ2Yのソースは、−V3に維持される。更に、走査電極の電位は、順次−V3と(V1−V3)との間のスイッチング動作をなぞる。 At this time, the source of the Hi-side transistor Q1Y is maintained at a potential (V1-V3) that is higher by the voltage V1 of the first constant voltage source V1 than −V3, and the source of the Lo-side transistor Q2Y is maintained at −V3. . Further, the potential of the scan electrode sequentially follows a switching operation between -V3 and (V1-V3).
本実施形態では、初期化期間及び維持期間においては、PチャネルMOSで構成されたスイッチング素子QS3をオフし、NチャネルMOSで構成されたスイッチング素子QS4をオンする一方で、アドレス期間においては、PチャネルMOSで構成されたスイッチング素子QS3をオンし、NチャネルMOSで構成されたスイッチング素子QS4をオフする。これにより、初期化期間において過電流防止のために付加されていた抵抗R1が、アドレス期間においては、Lo側トランジスタQ2Yのゲートから切り離される。よって、初期化期間において、トランジスタの一斉切り替えによる過電流の発生を抑制しつつ、アドレス期間においては、トランジスタQ2Yの設計上の大きなスルーレートを確保でき、アドレス期間の長期化が防がれる。 In the present embodiment, in the initialization period and the sustain period, the switching element QS3 composed of the P-channel MOS is turned off and the switching element QS4 composed of the N-channel MOS is turned on, while in the address period, the switching element QS4 is turned on. Switching element QS3 composed of channel MOS is turned on, and switching element QS4 composed of N channel MOS is turned off. As a result, the resistor R1 added to prevent overcurrent in the initialization period is disconnected from the gate of the Lo-side transistor Q2Y in the address period. Therefore, in the initialization period, while suppressing the occurrence of overcurrent due to simultaneous switching of the transistors, a large slew rate in designing the transistor Q2Y can be secured in the address period, and the address period can be prevented from being prolonged.
(維持期間)
アドレス期間の終わりには、Hi側トランジスタQ2Yがオフし、Lo側トランジスタQ2Y、第2の分離スイッチQS2、及びLo側維持スイッチ素子Q8Yがオンする。第1の分離スイッチ素子QS1はオンし続けている。
(Maintenance period)
At the end of the address period, the Hi-side transistor Q2Y is turned off, and the Lo-side transistor Q2Y, the second separation switch QS2, and the Lo-side sustain switch element Q8Y are turned on. The first separation switch element QS1 is kept on.
ここで、(V1−V3)からゼロへの電圧降下とパネル容量の電荷Cの積分の電流により、スキャンドライバIC11Yの走査電極部に一斉に電流が流れる。これにより、Lo側トランジスタQ2Yに過電流が流れようとする。しかし、スイッチング素子QS3、QS4のゲートの外部からの制御端子S1の信号を、L信号からH信号へ切り替えることにより、PチャネルMOSで構成されたスイッチング素子QS3がオフし、NチャネルMOSで構成されたスイッチングQS4がオンする。このようにすることで、Lo側トランジスタQ2Yのゲートに抵抗R1が付加されてゲート・ソース間電圧が最大値まで緩やかに上昇して、Lo側トランジスタQ2Yにおける過電流が抑制される。 Here, due to the voltage drop from (V1−V3) to zero and the integration current of the charge C of the panel capacitance, current flows all at once in the scan electrode portion of the scan driver IC11Y. As a result, an overcurrent tends to flow through the Lo-side transistor Q2Y. However, by switching the signal of the control terminal S1 from the outside of the gates of the switching elements QS3 and QS4 from the L signal to the H signal, the switching element QS3 configured by the P channel MOS is turned off and configured by the N channel MOS. The switching QS4 is turned on. By doing so, the resistor R1 is added to the gate of the Lo side transistor Q2Y, the gate-source voltage gradually rises to the maximum value, and the overcurrent in the Lo side transistor Q2Y is suppressed.
また、Lo側維持スイッチ素子Q8Yがオンするため、パネル容量Cpの両端電圧は先ず0Vに維持される。 Further, since the Lo-side sustain switch element Q8Y is turned on, the voltage across the panel capacitor Cp is first maintained at 0V.
次に、Lo側維持スイッチ素子Q8YがオフしHi側維持スイッチ素子Q7Yがオンされ、走査電極の電位はVsに維持される。 Next, the Lo side sustain switch element Q8Y is turned off, the Hi side sustain switch element Q7Y is turned on, and the potential of the scan electrode is maintained at Vs.
次に、Hi側維持スイッチ素子Q7YがオフしLo側維持スイッチ素子Q8Yがオンされ、パネル容量Cpの両端電圧は(再び)0Vに減少する。 Next, the Hi-side sustain switch element Q7Y is turned off, the Lo-side sustain switch element Q8Y is turned on, and the voltage across the panel capacitance Cp decreases (again) to 0V.
以上が、本発明の実施の形態1に係る走査電極駆動回路10におけるサブフィールド内の各信号の動作の概略である。各信号のシーケンスは、上述の初期化期間から維持期間までを繰り返す。
The above is the outline of the operation of each signal in the subfield in scan
図4は、従来のスキャンドライバIC13Y(図18参照)における駆動タイミングチャート例である。該チャートは、Lo側トランジスタQ2Yのゲート信号入力端子IN3、Lo側トランジスタQ2Yのゲート・ソース間電圧VGS、プッシュプル出力回路の出力電圧VOUT、及び、プッシュプル出力回路を接地へ流れる電流IOUTを含む。VDDは、スキャンドライバIC13Yの低電圧印加用の定電圧源である。図4の「VGS(B)」は、図18の点Bにおけるゲート・ソース間電圧であることを示す。
FIG. 4 is an example of a driving timing chart in the conventional
図4に示すように、Lo側トランジスタQ2Yのゲート信号入力端子IN3の信号により、Lo側トランジスタQ2Yのゲート・ソース間電圧VGSがLからHへ、即ち0Vから定電圧源VDDの設定電圧まで急峻に立ち上がる。このことにより、図4に示すように、プッシュプル出力回路の出力電圧VOUTもHからLへ、即ち定電圧源V1から0Vへ急峻に立ち下がる。これにより、図4に示すように、プッシュプル出力回路を接地へ流れる電流IOUTは、ピークの高い電流となってしまう。 As shown in FIG. 4, the gate-source voltage VGS of the Lo-side transistor Q2Y is steep from L to H, that is, from 0 V to the set voltage of the constant voltage source VDD, by the signal at the gate signal input terminal IN3 of the Lo-side transistor Q2Y. Stand up to. As a result, as shown in FIG. 4, the output voltage VOUT of the push-pull output circuit also falls steeply from H to L, that is, from the constant voltage source V1 to 0V. As a result, as shown in FIG. 4, the current IOUT flowing to the ground in the push-pull output circuit becomes a high peak current.
一方、図5は、本発明の実施の形態1に係るスキャンドライバIC11Yにおける駆動タイミングチャート例である。なお、外部からの制御端子S1における信号のチャートも示されている。図5において「VGS(B)」は、図2の点Bにおけるゲート・ソース間電圧であることを示す。
On the other hand, FIG. 5 is an example of a drive timing chart in the
図5に示す駆動タイミングチャートでは、抵抗R1の作用により、Lo側トランジスタQ2Yのゲート・ソース間電圧VGSは、LからHへ、即ち0Vから定電圧源VDDの設定電圧へ、緩やかに立ち上がる。このことにより、プッシュプル出力回路の出力電圧VOUTもHからLへ、即ち定電圧源V1の設定電圧から0Vへ緩やかに立ち下がる。これにより、プッシュプル出力回路を接地へ流れる電流IOUTでは、図4と比較して、ピーク(先鋭性)が抑えられる。 In the drive timing chart shown in FIG. 5, due to the action of the resistor R1, the gate-source voltage VGS of the Lo-side transistor Q2Y gradually rises from L to H, that is, from 0 V to the set voltage of the constant voltage source VDD. As a result, the output voltage VOUT of the push-pull output circuit also falls gently from H to L, that is, from the set voltage of the constant voltage source V1 to 0V. As a result, the peak (sharpness) of the current IOUT flowing to the ground through the push-pull output circuit is suppressed as compared with FIG.
本発明の実施の形態1に係る走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC11Y)では、Lo側トランジスタQ2Yのゲートにスイッチ回路18を接続し、スキャンドライバICの出力がALL−H(オール・ハイ)からALL−L(オール・ロー)へ一斉に切り替わる強制モードのときにのみ、抵抗R1を介して制御信号IN3がLo側トランジスタQ2Yのゲートに伝達するようにしたが、Hi側トランジスタQ1Yのゲートにスイッチ回路を設けてもよい。例えば、図6に示すスキャンドライバIC14Yのように、Hi側トランジスタQ1Yのゲートに、抵抗R1、及びスイッチング素子QS3、QS4からなるスイッチ回路18を接続し、スキャンドライバの出力がALL−L(オール・ロー)からALL−H(オール・ハイ)へ一斉に切り替わる強制モードのときに抵抗R1を利用するような回路設定としてもよい。
In the
図7は、図6に示すスキャンドライバIC14Yを組み込む、実施の形態1に係る走査電極駆動回路10における一つのサブフィールドの各信号のシーケンスを示す図である。スキャンドライバの出力がALL−L(オール・ロー)からALL−H(オール・ハイ)へ一斉に切り替わる強制モードのとき、即ち、Hi側トランジスタQ1Yが一斉にオンされるとき、スイッチング素子QS3、QS4への外部からの制御端子S1の信号が、L信号からH信号へ切り替えられる。
FIG. 7 is a diagram showing a sequence of signals in one subfield in scan
更に、図8は、従来のスキャンドライバIC13Y(図18参照)における、Hi側トランジスタQ1Yのゲート・ソース間電圧VGSがHからLへ急峻に立ち下がる際の駆動タイミングチャート例であり、図9は、図6に示すスキャンドライバIC14Yにおける、Hi側トランジスタQ1Yのゲート・ソース間電圧VGSがHからLへ緩やかに立ち下がる際の駆動タイミングチャート例である。図8及び図9において、「C」は図18及び図6における点Cの電位を示し、「VGS(A)」は、図18及び図6の点Aにおけるゲート・ソース間電圧であることを示す。図8と図9とを比較すると、図5に示す駆動タイミングチャートと同様に、図9に示すプッシュプル出力回路を接地へ流れる電流IOUTでは、ピーク(先鋭性)が抑えられることがわかる。
Further, FIG. 8 is an example of a driving timing chart when the gate-source voltage VGS of the Hi-side transistor Q1Y sharply falls from H to L in the conventional
また、上述の実施の形態1に係るスキャンドライバIC11Yでは、スイッチング素子QS3はPチャネルMOSであり、スイッチング素子QS4はNチャネルMOSであるとしたが、別の半導体素子であってもよい。以下の実施の形態においても同様である。
In the
以上のように本実施形態では、スキャンドライバIC14YにおけるトランジスタQ1Y、Q2Yのゲートの前段にスイッチ回路18を設け、スキャンドライバICのトランジスタQ1Y、Q2Yに印加するゲート電圧のスルーレートを任意のタイミングで切り替えることができるようにした。これにより、走査スイッチがALL−HからALL−L(またはALL−LからALL−H)に切り替わるときにのみ、ゲート電圧のスルーレートを小さくし、出力トランジスタの応答速度を低下させることができる。よって、アドレス期間において要求される高いスルーレートの出力トランジスタの利用を可能としつつ、スキャンドライバICのトランジスタQ1Y、Q2Yの一斉切り替わり時の過電流の発生を抑制できる。
As described above, in this embodiment, the
[実施の形態2]
図10は、本発明の実施の形態2に係るPDPの走査電極回路10に含まれる走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC12Y)の詳細回路図である。実施の形態2に係るスキャンドライバIC12Yは、実施の形態1に係るスキャンドライバIC11Yと略同様のものであり、同一部位には同一符号を付して説明を省略する。
[Embodiment 2]
FIG. 10 is a detailed circuit diagram of
実施の形態2に係る走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC12Y)は、第1の定電圧源V1、Hi側トランジスタQ1Y及びLo側トランジスタQ2Yからなるプッシュプル出力回路、レベルシフト回路14、及びトランジスタQ2Yの出力電圧の変化速度(応答速度)を調整するスイッチ回路18’を含む。
The
スイッチ回路18’は、期間によって切り替えられるスイッチング素子QS3、QS4、及び、ダイオードD1を含む。スイッチング素子QS3は、ダイオードD1とスイッチング素子QS4の直列回路に並列に接続される。スイッチング素子QS3のドレインとスイッチング素子QS4のソースがLo側トランジスタQ2Yのゲートに接続される。スイッチング素子QS3、QS4のゲート端子は制御端子S1に接続される。スイッチング素子QS3はPチャンネルMOSで構成され、スイッチング素子QS4はNチャンネルMOSで構成され、これらのスイッチング素子QS3、QS4は相補的に動作する。 The switch circuit 18 'includes switching elements QS3 and QS4 and a diode D1 that are switched according to a period. The switching element QS3 is connected in parallel to the series circuit of the diode D1 and the switching element QS4. The drain of the switching element QS3 and the source of the switching element QS4 are connected to the gate of the Lo-side transistor Q2Y. The gate terminals of the switching elements QS3 and QS4 are connected to the control terminal S1. Switching element QS3 is composed of a P-channel MOS, switching element QS4 is composed of an N-channel MOS, and these switching elements QS3 and QS4 operate in a complementary manner.
スイッチング素子QS3のソースとダイオードD1のアノードとは、出力制御信号IN3の外部端子に接続される。ダイオードD1のカソードは、スイッチング素子QS4のドレインに接続される。 The source of the switching element QS3 and the anode of the diode D1 are connected to the external terminal of the output control signal IN3. The cathode of the diode D1 is connected to the drain of the switching element QS4.
実施の形態2に係るスキャンドライバIC12Yにおいて、外部からの制御端子S1の信号によりスイッチング素子QS4をオンし、スイッチング素子QS3をオフし、これによってダイオードD1を介して制御信号IN3をLo側トランジスタQ2Yのゲートに伝達するようにした場合、ダイオードD1の順方向電圧降下の作用によりゲート・ソース間に印加される電圧が本来の制御信号IN3の電圧より低下する。これによりLo側トランジスタQ2Yの駆動能力が低下する。このタイミングをLo側トランジスタQY2のターンオン時に合わせると、Lo側トランジスタQY2がオンするスピードが遅くなる。これによって、Lo側トランジスタQY2の出力電圧の変化速度(応答速度)を低下でき、Lo側トランジスタQY2のターンオン時に生じる電流のピークを抑えることができる。なお、図10では、Hi側トランジスタQ1Y及びLo側トランジスタQ2YはCMOSであるとしているが、これらはバイポーラであってもIGBTであってもよい。
In the
本発明の実施の形態2に係るPDPの走査電極回路10に含まれる初期化パルス発生部2Y、及び放電維持パルス発生部3Yは、上記の実施の形態1のものと同様であるため、説明を省略する。
Since the
図11は、本発明の実施の形態2に係るスキャンドライバIC12Yにおける駆動タイミングチャート例である。なお、外部からの制御端子S1における信号のチャートも示されている。図11においても「VGS(B)」は、図10の点Bにおけるゲート・ソース間電圧であることを示す。
FIG. 11 is an example of a driving timing chart in the
図11に示す駆動タイミングチャートでは、ダイオードD1の閾値電圧VTの存在により、Lo側トランジスタQ2Yのゲート・ソース間電圧の最大値が、VDDから(VDD−VT)へ降下するため、Lo側トランジスタQ2Yの駆動能力が低下する。このことにより、プッシュプル出力回路の出力電圧VOUTもHからLへ緩やかに立ち下がる(すなわち、出力電圧VOUTの変化速度が低下する)。これにより、プッシュプル出力回路の走査電極を接地へ流れる電流IOUTでは、ピーク(先鋭性)が抑えられる。なお、Lo側トランジスタQ2Yがオンした後、外部からの制御端子S1の信号がオフされ、オンされるスイッチング素子がスイッチング素子QS4からスイッチング素子QS3に切り替わるために、図11に示す駆動タイミングチャートでは、ゲート・ソース間電圧(の最大値)がVDDに復帰している。 In the drive timing chart shown in FIG. 11, the maximum value of the gate-source voltage of the Lo-side transistor Q2Y drops from VDD to (VDD−VT) due to the presence of the threshold voltage VT of the diode D1, and thus the Lo-side transistor Q2Y. The driving ability of the is reduced. As a result, the output voltage VOUT of the push-pull output circuit also falls gently from H to L (that is, the changing speed of the output voltage VOUT decreases). As a result, the peak (sharpness) is suppressed in the current IOUT flowing to the ground through the scan electrode of the push-pull output circuit. Note that after the Lo-side transistor Q2Y is turned on, the signal from the external control terminal S1 is turned off and the switching element that is turned on is switched from the switching element QS4 to the switching element QS3. The gate-source voltage (its maximum value) has returned to VDD.
本発明の実施の形態2に係る走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC12Y)では、Lo側トランジスタQ2Yのゲートに、スイッチ回路18’を接続し、スキャンドライバICの出力がALL−H(オール・ハイ)からALL−L(オール・ロー)へ一斉に切り替わる強制モードのときにのみ、ダイオードD1を介して制御信号IN3がLo側トランジスタQ2Yのゲートに伝達するようにしたが、Hi側トランジスタQ1Yのゲートにスイッチ回路18’を設けてもよい。例えば、図12に示すスキャンドライバIC15Yのように、Hi側トランジスタQ1Yのゲートに、ダイオードD1、及びスイッチング素子QS3、QS4からなるスイッチ回路18’を接続し、スキャンドライバの出力がALL−L(オール・ロー)からALL−H(オール・ハイ)へ一斉に切り替わる強制モードのときにダイオードD1を利用するような回路設定としてもよい。
In the
更に、図13は、図12に示すスキャンドライバIC15Yにおける、Hi側トランジスタQ1Yのゲート・ソース間電圧VGSがHからLへ緩やかに立ち下がる際の駆動タイミングチャート例である。図13において、「C」は図12における点Cの電位を示し、「VGS(A)」は、図12の点Aにおけるゲート・ソース間電圧であることを示す。ここで(従来のスキャンドライバIC13Yに係る駆動タイミングチャート例を示す)図8と図13とを比較すると、図11に示す駆動タイミングチャートと同様に、図13に示すプッシュプル出力回路を接地へ流れる電流IOUTでは、ピーク(先鋭性)が抑えられることがわかる。
Further, FIG. 13 is a drive timing chart example when the gate-source voltage VGS of the Hi-side transistor Q1Y gradually falls from H to L in the
[実施の形態3]
図14は、本発明の実施の形態3に係るPDPの走査電極回路10に含まれる走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC16Y)の詳細回路図である。実施の形態3に係るスキャンドライバIC16Yは、実施の形態1に係るスキャンドライバIC11Yと略同様のものであり、同一部位には同一符号を付して説明を省略する。
[Embodiment 3]
FIG. 14 is a detailed circuit diagram of
実施の形態3に係る走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC16Y)は、第1の定電圧源V1、Hi側トランジスタQ1Y及びLo側トランジスタQ2Yからなるプッシュプル出力回路、レベルシフト回路14、及びトランジスタQ2Yの出力電力の変化速度(応答速度)を調整するスイッチ回路18”を含む。
The
スイッチ回路18”は、期間によってオン又はオフされるスイッチング素子QS5、及びコンデンサC1を含む。スイッチング素子QS5とコンデンサC1は、Lo側トランジスタQ2Yのゲートと第1の低電圧源V1の負極との間に直列に接続される。スイッチング素子QS5のゲート端子は制御端子S1に接続される。スイッチング素子QS5はNチャネルMOSで構成されている。
The
スイッチング素子QS5のドレインは、Lo側トランジスタQ2Yのゲートに接続される。更に、Lo側トランジスタQ2Yのゲートは、出力制御信号IN3の外部端子に接続される。 The drain of the switching element QS5 is connected to the gate of the Lo-side transistor Q2Y. Furthermore, the gate of the Lo-side transistor Q2Y is connected to the external terminal of the output control signal IN3.
実施の形態3に係るスキャンドライバIC16Yにおいて、外部からの制御信端子S1の信号によりスイッチング素子QS5をオンし、これによって制御信号IN3をコンデンサC1にも伝達するようにした場合、コンデンサC1の作用によりゲート・ソース間に印加される電圧が本来の制御信号IN3の電圧より低下する。これによりLo側トランジスタQ2Yの駆動能力が低下する。このタイミングをLo側トランジスタQ2Yのターンオン時に合わせると、Lo側トランジスタQY2がオンするスピードが遅くなる。これによって、Lo側トランジスタQY2の出力電圧の変化速度(応答速度)を低下でき、Lo側トランジスタQY2のターンオン時に生じる電流のピークを抑えることができる。なお、図14では、Hi側トランジスタQ1Y及びLo側トランジスタQ2YはCMOSであるとしているが、これらはバイポーラであってもIGBTであってもよい。
In the
本発明の実施の形態3に係るPDPの走査電極回路10に含まれる初期化パルス発生部2Y、及び放電維持パルス発生部3Yも、上記の実施の形態1のものと同様であるため、説明を省略する。
Since the
図15は、本発明の実施の形態3に係るスキャンドライバIC16Yにおける駆動タイミングチャート例である。なお、外部からの制御端子S1における信号のチャートも示されている。図15においても「VGS(B)」は、図14の点Bにおけるゲート・ソース間電圧であることを示す。
FIG. 15 is an example of a driving timing chart in the
図15に示す駆動タイミングチャートでは、コンデンサC1の作用により、Lo側トランジスタQ2Yの駆動能力が低下する。このことにより、プッシュプル出力回路の出力電圧VOUTもHからLへ緩やかに立ち下がる。これにより、プッシュプル出力回路を接地へ流れる電流IOUTでは、ピーク(先鋭性)が抑えられる。 In the drive timing chart shown in FIG. 15, the drive capability of the Lo-side transistor Q2Y decreases due to the action of the capacitor C1. As a result, the output voltage VOUT of the push-pull output circuit also falls gently from H to L. As a result, the peak (sharpness) is suppressed in the current IOUT flowing through the push-pull output circuit to the ground.
本発明の実施の形態3に係る走査パルス発生部1Y(スキャンドライバIC16Y)では、Lo側トランジスタQ2Yのゲートに、スイッチ回路18”を接続し、スキャンドライバの出力がALL−H(オール・ハイ)からALL−L(オール・ロー)へ一斉に切り替わる強制モードのときにのみ、制御信号IN3がコンデンサC1に伝達するようにしたが、Hi側トランジスタQ1Yのゲートにスイッチ回路18”を設けてもよい。例えば、図16に示すスキャンドライバIC17Yのように、Hi側トランジスタQ1Yのゲートに、コンデンサC1、及びスイッチング素子QS6からなるスイッチ回路18”を接続し、スキャンドライバの出力がALL−L(オール・ロー)からALL−H(オール・ハイ)へ一斉に切り替わる強制モードのときにコンデンサC1を利用するような回路設定としてもよい。
In the
更に、図17は、図16に示すスキャンドライバIC17Yにおける、Hi側トランジスタQ1Yのゲート・ソース間電圧VGSがHからLへ緩やかに立ち下がる際の駆動タイミングチャート例である。図17において、「C」は図16における点Cの電位を示し、「VGS(A)」は、図17の点Aにおけるゲート・ソース間電圧であることを示す。ここで(従来のスキャンドライバIC13Yに係る駆動タイミングチャート例を示す)図8と図17とを比較すると、図11に示す駆動タイミングチャートと同様に、図13に示すプッシュプル出力回路を接地へ流れる電流IOUTでは、ピーク(先鋭性)が抑えられることがわかる。
Further, FIG. 17 is a drive timing chart example when the gate-source voltage VGS of the Hi-side transistor Q1Y gradually falls from H to L in the
本発明は、高精細および多彩な階調表示または低消費電力等が要求されるプラズマディスプレイの駆動装置に有用である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is useful for a plasma display driving apparatus that requires high definition and a variety of gradation display or low power consumption.
14 レベルシフト回路、
18、18’、18” スイッチング素子部、
1Y 走査パルス発生部、
2Y 初期化パルス発生部、
3Y 維持パルス発生部、
4Y 回収回路、
11Y、12Y、13Y、14Y、15Y、16Y、17Y スキャンドライバIC、
Q1Y Hi側トランジスタ、
Q2Y Lo側トランジスタ、
Q7Y Hi側維持スイッチ素子、
Q8Y Lo側維持スイッチ素子、
QR1 Hi側ランプ波形発生部、
QR2 Lo側ランプ波形発生部、
QS1、QS2 スイッチング素子、
R1 抵抗、
D1 ダイオード、
C1 コンデンサ、
VOUT 出力電圧、
IOUT 出力電流、
S1 切り替えスイッチング素子制御端子。
14 level shift circuit,
18, 18 ', 18 "switching element section,
1Y scanning pulse generator,
2Y initialization pulse generator,
3Y sustain pulse generator,
4Y recovery circuit,
11Y, 12Y, 13Y, 14Y, 15Y, 16Y, 17Y Scan driver IC,
Q1Y Hi side transistor,
Q2Y Lo side transistor,
Q7Y Hi side sustain switch element,
Q8Y Lo side sustain switch element,
QR1 Hi side ramp waveform generator,
QR2 Lo side ramp waveform generator,
QS1, QS2 switching element,
R1 resistance,
D1 diode,
C1 capacitor,
VOUT output voltage,
IOUT output current,
S1 Switching switching element control terminal.
Claims (11)
上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧を調整して出力トランジスタからの出力の応答速度を切り替えるスイッチ回路を更に有することを特徴とする走査パルス発生部。 A scan pulse generator included in a plasma display panel scan electrode drive circuit having a plurality of output transistors,
A scan pulse generator, further comprising a switch circuit that adjusts a gate-source voltage of the output transistor to switch a response speed of an output from the output transistor.
上記第1の抵抗を用いて、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下を一時的に緩やかにすることを特徴とする請求項2に記載の走査パルス発生部。 The second switching element circuit includes a first resistor;
3. The scan pulse generator according to claim 2, wherein the first resistor is used to temporarily moderate the rise or fall of the gate-source voltage of the output transistor.
上記第1のコンデンサを用いて、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下を一時的に緩やかにすることを特徴とする請求項2に記載の走査パルス発生部。 The second switching element circuit includes a first capacitor;
3. The scan pulse generator according to claim 2, wherein the first capacitor is used to temporarily moderate the rise or fall of the gate-source voltage of the output transistor.
上記第1のダイオードを用いて、上記出力トランジスタのゲート・ソース間電圧の上昇又は降下の範囲を一時的に狭くすることを特徴とする請求項5に記載の走査パルス発生部。 The third switching element circuit includes a first diode;
6. The scan pulse generator according to claim 5, wherein the first diode is used to temporarily narrow the range of increase or decrease of the gate-source voltage of the output transistor.
プラズマディスプレイパネル走査電極駆動回路に含まれる走査パルス発生部が有する複数の出力トランジスタにおける、ゲート・ソース間電圧を調整して出力トランジスタからの出力の応答速度を切り替えることを特徴とする駆動方法。 A method of driving a scan electrode of a plasma display panel,
A driving method comprising: adjusting a gate-source voltage and switching a response speed of an output from an output transistor in a plurality of output transistors included in a scan pulse generation unit included in a scan electrode driving circuit included in a plasma display panel.
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