JP2008154242A - Ｍｉｍｏメッシュネットワーク - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ技術を中継ノードに適用することにより、高速な伝送レートと高い信頼性を有する無線ネットワークを構築できるようにした、ＭＩＭＯメッシュネットワークを提供する。
【解決手段】複数の中継ノードを有し、各中継ノードは、複数のアンテナを有するとともに、各中継ノード間に無線リンクを張ることにより、無線ネットワークを構築するＭＩＭＯメッシュネットワークであって、ＭＩＭＯマルチプルアクセスとＭＩＭＯブロードキャストを交互に連結した構成となっており、被干渉・与干渉回避を実現するとともに、各中継ノードに前向き無線リンクに加えて後向き無線リンクを多重伝送することにより、ネットワーク全体の周波数利用効率を改善する。
【選択図】図５

Description

本発明は、ＭＩＭＯ技術を用いたＭＩＭＯメッシュネットワークに関する。

メッシュネットワークでは、中継機能を有した無線ノード（中継ノード）をメッシュ状に配置し、各中継ノード間に無線リンクを張ることで、簡易に広範囲な無線ネットワークを構築することができる（非特許文献１を参照）。
しかしながら、複数中継ノードが同一ネットワーク内に存在するため、無線リンク間の干渉が発生し、伝送品質が劣化するという問題がある（非特許文献２を参照）。
アイ． エフ． アキイルヂズ（Ｉ．Ｆ．Ａｋｙｉｌｄｉｚ）、エクス． ワン（Ｘ．Ｗａｎｇ）共著，「ア サーベイ オン ワイヤレス メッシュ ネットワークズ（Ａ Ｓｕｒｖｅｙ ｏｎ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍｅｓｈ ｎｅｔｗｏｒｋｓ）」，ＩＥＥＥ コミューン．マグ．（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．Ｍａｇ．），２００５年，第４３巻，第９号，ｐ．５２３−５３０ ケイ． ヤマモト（Ｋ．Ｙａｍａｍｏｔｏ）、エス． ヨシダ（Ｓ．Ｙｏｓｈｉｄａ）共著，「トレードオフ ビトイーン エリア スペクトル エフィシェンシー アンド エンド・ツー・エンド スループット イン レート・アダプティブ マルチホップ ラジオ ネットワークズ（Ｔｒａｄｅｏｆｆ ｂｅｔｗｅｅｎ ａｒｅａ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄ ｅｎｄ−ｔｏ−ｅｎｄ ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ｉｎ ｒａｔｅ−ａｄａｐｔｉｖｅ ｍｕｌｔｉｈｏｐ Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ）」，ＩＥＩＣＥ トランス． コミューン．（ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．），２００５年，第Ｅ８８−Ｂ巻，第９号，ｐ．３５３２−３５４０ ジェイ． ミトラ ＩＩＩ（Ｊ．Ｍｉｔｒａ ＩＩＩ）、ジィー． キュー． マグァイア ジェイアール．（Ｇ．Ｑ．Ｍａｇｕｉｒｅ ＪＲ．）共著，「コグニティブ ラジオ： メイキング ソフトウェア ラジオズ モア パーソナル（Ｃｏｇｎｉｔｉｖｅ ｒａｄｉｏ：ｍａｋｉｎｇ ｓｏｆｔｗａｒｅ ｒａｄｉｏｓ ｍｏｒｅ ｐｅｒｓｏｎａｌ）」，ＩＥＥＥ パーソナル コミューン．（ＩＥＥＥ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎ．），１９９９年８月，ｐ．１３−１８ エス． ヘイキン（Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ）著，「コグニティブ ラジオ： ブレインエンパワーイド ワイヤレス コミュニケーションズ（Ｃｏｇｎｉｔｉｖｅ ｒａｄｉｏ：ｂｒａｉｎ−ｅｍｐｏｗｅｒｅｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」，ＩＥＥＥ ジェイ． セレクト． エリアズ． コミューン．（ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．），２００５年，第２３巻，第２号，ｐ．２０１−２２０ 野田，タン，ダオ，小野，阪口，荒木共著，「実伝搬データを用いた マルチユーザＭＩＭＯシステムの特性評価」，信学技法，ＲＣＳ２００６−１４０，２００６年１０月 ジィー． ジェイ． フオスチニ（Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ）著，「レイヤード スペース・タイム アーキテクチャ フォー ワイヤレス コミュニケーション イン ア フェーディング エンバイアロンメント ホウェン ユシング マルチ・エレメント アンテナズ（Ｌａｙｅｒｅｄ ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｉｎ ａ ｆａｄｉｎｇ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ ｗｈｅｎ ｕｓｉｎｇ ｍｕｌｔｉ−ｅｌｅｍｅｎｔ ａｎｔｅｎｎａｓ）」，ベル ラボズ テク． ジェイ．（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｔｅｃｈ．Ｊ．），１９９６年，第１巻，第２号，ｐ．４１−５９ エム． コスタ（Ｍ．Ｃｏｓｔａ）著，「ライティング オン ダーティー ペーパー（Ｗｒｉｔｉｎｇ ｏｎ ｄｉｒｔｙ ｐａｐｅｒ）」，ＩＥＥＥ トランス． インフ． スィーオリ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆ．Ｔｈｅｏｒｙ），１９８３年，第２９巻，第３号，ｐ．４３９−４４１ アール． ディー． ウェーゼル（Ｒ．Ｄ．Ｗｅｓｅｌ）、ジェー． エム シオフィ（Ｊ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ）共著，「アチーヴァブル レートス フォー トムリンソンーハラシマ プレコーディング（Ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ ｒａｔｅｓ ｆｏｒ Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）」，ＩＥＥＥ トランス． イン フォー． スィーオリ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒ．Ｔｈｅｏｒｙ），１９９８年３月，第４４巻，第２号，ｐ．８２４−８３０ ユウ． エレゼ（Ｕ．Ｅｒｅｚ）、エス． ティー． ブリンク（Ｓ．Ｔ．Ｂｒｉｎｋ）共著，「ア クロース・トゥー・キャパシティー ダーティー ペーパー コーディング スキーム（Ａ Ｃｌｏｓｅ−ｔｏ−Ｃａｐａｃｉｔｙ Ｄｉｒｔｙ Ｐａｐｅｒ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）」，ＩＥＥＥ トランス． インフォー．スィーオリ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒ．Ｔｈｅｏｒｙ），２００５年１０月，第５１巻，第１０号，ｐ．３４１７−３４３２ アイ． イー． テラター（Ｉ．Ｅ．Ｔｅｌａｔａｒ）著，「キャパシティ オフ マルチアンテナ ガウサイン チャネルズ（Ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ Ｇａｕｓｓａｉｎ ｃｈａｎｎｅｌｓ）」，ユーロ． トランス． テレコンミュー．（Ｅｕｒｏ．Ｔｒａｎｓ．Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎ．），１９９９年，第１巻，第６号，ｐ．５８５−５９５ エー． ポールラジ（Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ）、アール． ナバー（Ｒ．Ｎａｂａｒ）、ディー． ゴア（Ｄ．Ｇｏｒｅ）共著，「イントロダクション トゥ スペースタイム ワイヤレス コミュニケーションズ（Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」，ケンブリッジ ユニバーシティ プレス（Ｃａｍｂｒｉｄｅｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ），２００３年

具体的に、図１に示すような１次元のメッシュネットワーク（マルチホップネットワーク）を例として、従来のメッシュネットワークの問題点を説明する。
図１（Ａ）は、単一周波数チャネルでメッシュネットワークを構成した例であり、この場合は、隣接する送信ノードの後向きリンクが干渉を発生する。ここでは、この干渉距離をｄとしている。
一方、図１（Ｂ）は、Ａ、Ｂの２つの周波数チャネルを用いてメッシュネットワークを構成した例であり、この場合は、隣接した送信ノードが異なるチャネルを用いることで、干渉距離を３ｄにまで広げることができる反面、周波数利用効率を１／２に低減してしまう。
そのため、メッシュネットワーク（マルチホップネットワーク）では、干渉回避と周波数利用効率の改善が重要な研究課題となっている。
すなわち、伝送品質が劣化せず（高い信頼性を有し）、かつ高速な無線ネットワークを実現できないのが現状である。
本発明は、上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ＭＩＭＯ技術を中継ノードに適用することにより、高速な伝送レートと高い信頼性を有する無線ネットワークを構築できるようにした、ＭＩＭＯメッシュネットワークを提供することにある。

本発明は、複数の中継ノードを有し、前記各中継ノードは、複数のアンテナを有するとともに、前記各中継ノード間に無線リンクを張ることにより、無線ネットワークを構築するＭＩＭＯメッシュネットワークに関し、本発明の上記目的は、ＭＩＭＯマルチプルアクセスとＭＩＭＯブロードキャストを交互に連結した構成となっており、被干渉・与干渉回避を実現するとともに、前記各中継ノードに前向き無線リンクに加えて後向き無線リンクを多重伝送することにより、ネットワーク全体の周波数利用効率を改善することによって効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、前記中継ノードのうち、ある受信ノードについて、前向き無線リンク及び後向き無線リンクを介して当該受信ノードに隣接する第１の送信ノード及び第２の送信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯマルチプルアクセスシステムとし、前記受信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、前記第１の送信ノードからの被干渉を回避しつつ前記第２の送信ノードからの信号を受信し、また、前記第２の送信ノードからの被干渉を回避しつつ前記第１の送信ノードからの信号を受信することであり、前記第１の送信ノード及び前記第２の送信ノードの送信ウェイトが、それぞれ

Ｍは各中継ノードのアンテナ本数であり、ｓ_１０，ｓ_１２は前記第１の送信ノード及び前記第２の送信ノードの送信信号であり、また、ｓ_１＝［ｓ_１０ ｓ_１２］^Ｔ∈Ｃ^２であり、Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍは、ノード

で、前記第２の送信ノードからの被干渉を回避しつつ前記第１の送信ノードからの信号を

受信ウェイトとして用いることで、前向き無線リンクと後向き無線リンクのＦＢ多重化が可能となることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、前記中継ノードのうち、ある送信ノードについて、前向き無線リンク及び後向き無線リンクを介して当該送信ノードに隣接する第１の受信ノード及び第２の受信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯブロードキャストシステムとし、前記送信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、前記第１の受信ノードへの与干渉を回避しつつ前記第２の受信ノードへ信号を送信し、また、前記第２の受信ノードへの与干渉を回避しつつ前記第１の受信ノードへ信号を送信することであり、前記第１の受信

れたとすると、前記第１の受信ノードの受信信号は、次の数式で記述でき、

ｙ_２＝［ｙ_１ ｙ_３］^Ｔ∈Ｃ^２を用いて、ベクトル表記すると、次の数式となり、

の受信ノードへの与干渉を回避しつつ前記第２の受信ノードへ信号を送信でき、同時に、

て用いることで、前向き無線リンクと後向き無線リンクのＦＢ多重化が可能となることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、前記中継ノードのうち、ある受信ノードについて、前向き無線リンク及び後向き無線リンクを介して当該受信ノードに隣接する第１の送信ノード及び第２の送信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯマルチプルアクセスシステムとし、前記受信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、非線形受信方式であるＳＩＣアルゴリズムを用いて、被干渉回避をしつつ、前記第１の送信ノード及び前記第２の送信ノードからの信号を多重化受信することであり、前記ＳＩＣアルゴリズムでは、前記受信ノードの受信信号において、はじめに、前記第２の送信ノードからの信号ｓ_１２を検波し、それを前記受信信号から差し引くことで、被干渉を回避し、前記第１の送信ノードからの信号ｓ_１０を受信し、そこで、前記第２の送信ノードからの信号ｓ_１２に対

となり、

線リンクのＦＢ多重化が可能となることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、前記中継ノードのうち、ある送信ノードについて、前向き無線リンク及び後向き無線リンクを介して当該送信ノードに隣接する第１の受信ノード及び第２の受信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯブロードキャストシステムとし、前記送信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、非線形送信方式であるＤＰＣアルゴリズムを用いて、与干渉回避をしつつ、前記第１の受信ノード及び前記第２の受信ノードへ信号を多重化送信することであり、前記第１の受信ノード及び前記

ｘ_２∈Ｃ^Ｍは前記送信ノードの送信信号ベクトルであり、ｙ_２＝［ｙ_１ ｙ_３］^Ｔ∈Ｃ^２を用いて、ベクト

であり、前記ＤＰＣアルゴリズムでは、ｙ_３すなわちｓ_３２に対しては、チャネルベクトル

次の数式で記述でき、

により、この干渉成分をｓ′_３２の送信信号から差し引くことにより、与干渉回避が可能となり、

のＦＢ多重化が可能となることによってより効果的に達成される。
更に、本発明は、中継機能を有する複数のノードを有し、前記各ノードは、Ｍ本のＭＩＭＯアンテナを搭載するとともに、前記各ノード間に無線リンクを張ることにより、無線ネットワークを構築するＭＩＭＯメッシュネットワークに関し、本発明の上記目的は、送信ウェイトと受信ウェイトの組合せにより、干渉回避を行うとともに、前記各ノードに前向きリンクと後向きリンクのストリーム信号を多重化して伝送することにより、ネットワーク全体のキャパシティを改善することによって効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、前記ＭＩＭＯメッシュネットワークの信号モデルは、次のように定式化され、

り、

及び後向きリンクに対する送信信号であり、Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍはｊ番目のノードからｉ番目のノ

番目のノードにおける前向きリンク及び後向きリンクに対する受信ウェイトベクトルであ

所望信号であることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いたＭＩＭＯメンシュネットワークにおいて、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの送信ウェイト

ただし、（ｘ^⊥，ｙ^⊥）はｘとｙの両方に直交する基底ベクトルであり、（ｘ^‖，ｙ^⊥）はｙに直交する空間の中でｘに最も平行する基底ベクトルであり、前記計算された第１受信ノードの受信ウ

ムは、次の数式によってモデル化され、

リンクの等価チャネル係数であることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、第１受信ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、

化され、

きリンクの等価受信チャネルベクトルであり、第（ｉ＋１）送信ノードでは、チャネルの相

基づいて計算され、

ｉ受信ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、次の数式によってモデル化され、

リンクの等価チャネル係数であることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、第ｉ受信ノードにおける前向きリンク及び後向きリンクの

第ｉ受信ノードが第（ｉ−１）送信ノード及び第（ｉ＋１）送信ノードからの干渉なく、前向きリンクと後向きリンクの信号を同時に受信することによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いたＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの

ただし、ｘ^‖はｘに平行する基底ベクトルであり、（ｘ^⊥，ｙ^⊥）はｘとｙの両方に直交する基底ベ

第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードの間のシステムは、次の数式によってモデル化され、

向きリンクから第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル係数

送信ノードへフィードバックし、第（ｉ−１）送信ノードでは、ＤＰＣアルゴリズムを用いて、次の数式のように、干渉信号をキャンセルし、

ｉ受信ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、次の数式によってモデル化され、

ードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル係数であり、

等価チャネル係数であり、第ｉ受信ノードでは、第（ｉ＋１）送信ノードから、送信ウェイ

ャンセルを実現し、

される。
また、本発明の上記目的は、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、第ｉノードの状態が受信ノードであり、当該第ｉ受信ノードに着

ードの加法性雑音ベクトルであり、そして、次の数式に基づき、等価送信チャネルベクト

より効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、第ｉノードの状態が送信ノードであり、当該第ｉ送信ノードに着

ただし、［・］^＊は複素共役を表し、［・］^Ｔは転置を表し、［・］^Ｈは複素共役転置を表し、

次の数式で表す相反性の性質が成立し

ことによってより効果的に達成される。
また更に、本発明は、中継機能を有する複数のノードを有し、前記各ノードは、複数本のＭＩＭＯアンテナを搭載するとともに、前記各ノード間に、前向きリンク又は後向きリンクを張ることにより、無線ネットワークを構築するＭＩＭＯメッシュネットワークに関し、本発明の上記目的は、前記前向きリンクにＫ^Ｆ個のストリーム信号（Ｋ^Ｆストリーム）を多重化しているとともに、前記後向きリンクにＫ^Ｂ個のストリーム信号（Ｋ^Ｂストリーム）をも多重化しており、次の数式で表す条件を満たし、

ただし、Ｍは前記各ノードが搭載したＭＩＭＯアンテナの本数であり、Ｋはあるノードが送受信する総ストリーム数であり、Ｋ＝Ｋ^Ｆ＋Ｋ^Ｂが成立し、前記ＭＩＭＯメッシュネットワークの信号モデルは、次のように定式化され、

向きリンク及び後向きリンクに対する送信信号ベクトルであり、Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍはｊ番目のノ

のノードにおける前向きリンクと後向きリンクに対する送信ウェイト行列であり、

リンク及び後向きリンクの等価な加法性雑音ベクトルであることによって効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、線形方式であるブロックＺＦアルゴリズムを用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、前記ブロックＺＦアルゴリズムによる線形干渉キャンセルによって他リンクへの干渉回避を行った上で、リンク毎にＭＩＭＯ多重伝送を行い、そのときの各送受信ウェイト行列は、次の数式に基づいて計算され、

ンクへの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ送信ウェイト行列であ

番目のノードにおいて、前記ブロックＺＦアルゴリズムによって他リンクからの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ受信ウェイト行列であることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイト行列を計算するようにしており、第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの後向

受信ノードでは、第（ｉ−１）送信ノードから、次の数式のように、送信ウェイト行列

このとき、次の数式に示すように、第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードとの間には、

前向きリンクが形成され、

ことによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、ＭＩＭＯ伝送方式としてオープンループ伝送方式で受信側にＺＦアルゴリズムを用いた場合は、第（ｉ−１）送信ノードでは、（Ｍ−Ｋ）次のブロック

送信し、先頭Ｋ^Ｆ個の列ベクトルを用いた場合は、次の数式が成立し、

の第１〜Ｋ^Ｆ列であり、第ｉ受信ノードでは、受信したＫ^Ｆストリームの分離を行い、

次の数式に基づいて計算され、

オープンループ伝送方式の受信方式としてＺＦアルゴリズムを用いた場合、次の数式で表

づいて計算され、

ただし、［・］^−１は［・］の一般逆行列であり、［・］^Ｈは［・］の複素共役転置であり、

また、本発明の上記目的は、第（ｉ＋１）送信ノードに着目すると、第ｉ受信ノードの前向き

その共役受信ウェイトを介してトレーニング信号を送信することにより、次の数式のように、

このとき、次の数式に示すように、第（ｉ＋１）送信ノードと第ｉ受信ノードとの間には、

後向きリンクが形成され、

ことによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、ＭＩＭＯ伝送方式としてオープンループ伝送方式で送信側にＺＦアルゴリズムを用いた場合は、第（ｉ＋１）送信ノードでは、事前にストリーム分離を行うウェイトを用いて、Ｋ^Ｂストリームを多重送信し、このとき、第ｉ受信ノードでは、

Ｋ^Ｂストリームを受信し、先頭Ｋ^Ｂ個の列ベクトルを用いた場合は、次の数式が成立し、

第１〜Ｋ^Ｂ列であり、このとき、第ｉ受信ノードの後向きリンクに対する受信ウェイト行

オープンループ伝送方式の送信方式としてＺＦアルゴリズムを用いた場合、次の数式で表

数式に基づいて計算され、

ただし、［・］^＊は［・］の複素共役であり、［・］^Ｔは［・］の転置であり、［・］^−１は［・］の一般逆行列であり、このとき、第（ｉ＋１）送信ノードの後向きリンクに対する送信ウェ

に達成される。

次の数式となり、

リームの等価なチャネル応答を対角成分に持つ行列であり、次の数式に基づいて計算され、

の等価なチャネル応答を対角成分に持つ行列であり、

に基づいて計算されることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、ブロックＺＦアルゴリズムに加えて、送信側でブロックＤＰＣアルゴリズムを、受信側でブロックＳＩＣアルゴリズムをそれぞれ用いる本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、前記ブロックＺＦアルゴリズムによる線形干渉キャンセルと、前記ブロックＳＩＣアルゴリズム／前記ブロックＤＰＣアルゴリズムによる非線形干渉キャンセルの組合せによって、他リンクへの干渉回避を行った上で、リンク毎にＭＩＭＯ多重伝送を行い、そのときの各送受信ウェイト行列は、次の数式に基づいて計算され、

干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ受信ウェイト行列であることによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイト行列を計算するようにしており、第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの後向

受信ノードでは、第（ｉ−１）送信ノードから、次の数式のように、送信ウェイト行列

次の数式に基づいて計算され、

持つＭＩＭＯリンクと見做し、

とき、次の数式が成立し、

ャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、

干渉に相当する等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、

ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、

は、次の数式で表され、

で表すことによってより効果的に達成される。
また、本発明の上記目的は、第（ｉ＋１）送信ノードに着目すると、第ｉ受信ノードの前

ドのときに、その共役受信ウェイトを介してトレーニング信号を送信することにより、次

ドへフィードバックし、

次の数式に基づいて計算され、

このとき、第（ｉ＋１）送信ノードの後向きリンクを、次の数式で表す等価チャネル行列

たとき、次の数式が成立し、

ャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、

干渉に相当する等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、

ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価なチャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、

キャンセルを実現し、

更に、本発明は、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークと、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）と組み合わせることにより、広帯域な無線ネットワークとして動作するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワークに関し、本発明の上記目的は、前記ＭＩＭＯメッシュネットワークに用いられるＭＩＭＯアルゴリズムをＯＦＤＭの各サブキャリアに適用し、ＯＦＤＭの第ｌサブキャリアでは、前向きリンクにＫ^Ｆ（ｌ）個のストリーム信号を多重化しているとともに、後向きリンクにＫ^Ｂ（ｌ）個のストリーム信号をも多重化しており、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワークの信号モデルは次のように定式化され、

クの受信信号ベクトルであり、

における第ｌサブキャリアの前向きリンク及び後向きリンクに対する送信信号ベクトルで

受信した第ｌサブキャリアの前向きリンク及び後向きリンクの等価な加法性雑音ベクトルであり、定式化された前記信号モデルに対して、ＯＦＤＭのサブキャリア毎に前記ＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイト行列の計算処理アルゴリズムを適用することによってより効果的に達成される。

本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークは、ＭＩＭＯマルチプルアクセス及びＭＩＭＯブロードキャストにおける被干渉・与干渉回避および多重化の技術をメッシュネットワークに適用したものである。
本発明によれば、従来のメッシュネットワークに存在していた干渉距離の問題および周波数利用効率の問題を同時に解決でき、高速な伝送レートと高い信頼性を有する無線ネットワークを構築することができる。
また、本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークは、送受信ウェイトの組合せにより、干渉回避を行い、また同時に前向きリンク及び後向きリンクの空間多重を実現するものである。
本発明によれば、従来のメッシュネットワークにおける同一チャネル干渉問題を解決するとともに、リンク多重をも実現し、ネットワーク全体のキャパシティを改善することができる。
更に、一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、各ノードがＭ素子のＭＩＭＯアンテナを搭載しており、前向きリンクにＫ^Ｆ個のストリーム信号を多重化しているとともに、後向きリンクにＫ^Ｂ個のストリーム信号をも多重化している。
ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式を用いた「一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク」によれば、ブロックＺＦアルゴリズム（またはブロックＭＭＳＥアルゴリズム）による線形干渉キャンセルにより、異なるリンク間の干渉回避を行いつつ、各リンクにおいて通常のＭＩＭＯマルチストリーム伝送を行うことができる。
また、ＭＩＭＯ伝送方式として非線形方式を用いた「一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク」によれば、ブロックＺＦアルゴリズム（又はブロックＭＭＳＥアルゴリズム）による線形干渉キャンセルと、ブロックＳＩＣアルゴリズム／ブロックＤＰＣアルゴリズムによる非線形干渉キャンセルの組合せによって、他リンクへの干渉回避を行った上で、各リンクにおいて通常のＭＩＭＯ多重伝送を行うことができる。
そして、一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークは、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ）と組み合わせることにより、広帯域な無線ネットワーク（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワーク）として動作させることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を、図面及び数式を参照して詳細に説明する。
近年、電波環境を認知しダイナミックに無線資源割当を行うコグニティブ無線技術が注目を集めている（非特許文献３及び非特許文献４を参照）。現在提案されているコグニティブ無線では、周波数チャネルのダイナミックな割当てが主に検討されている。今後は、あらゆる無線環境を認知し、その情報を無線ノードが共有し、さらにその情報に基づいた協力的な適応処理を行うことで、究極の周波数利用効率を実現するコグニティブ無線ネットワークが望ましい。
時間・空間・周波数・電力などの無線資源をダイナミックに割当てることで、既存システム（プライマリシステム）にオーバーレイするコグニティブＭＩＭＯメッシュネットワーク（セカンダリシステム）が考えられる。このようなコグニティブＭＩＭＯメッシュネットワークの概念を図２に示すことができる。
メッシュノード（セカンダリシステム）の通信方式として、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭＡを採用し、このメッシュノードが以下の要素技術を実現することで、高速な伝送レートと高い信頼性を必要とするローカルな無線ネットワークを自律分散的に構築することができる。
要素技術：
（１）無線環境の協力的認知および認知情報の共有
（２）ＭＩＭＯ技術による空間的周波数共用
（３）適応ルーティングと適応電力制御による面的周波数共用
（４）時間・空間・周波数の適応無線リソース管理
（５）ネットワークコーディングと協力中継
（６）上記技術のクロスレイヤ最適化
このコグニティブＭＩＭＯメッシュネットワークのアプリケーションとしては、公衆無線ネットワークを利用しない（もしくはオーバーレイする）ローカルな無線ネットワーク（例えば、イベント会場などにおける無線ＬＡＮ、警察・消防などの公共無線、被災地における非常時無線、無線プラントコントロールシステム、や公衆無線ネットワークが届かない遮蔽された環境における無線ネットワークへの適用が考えられる。
ここで、後述する数式において、使用する数学記号について説明する。［・］^＊は複素共役、「・］^Ｔは転置、［・］^Ｈは複素共役転置を表す。また、ｘ^⊥はｘに直交する基底ベクトル、ｘ^‖はｘに従属（平行）する基底ベクトルを表している。
＜１＞ＭＩＭＯ被干渉与干渉回避（周波数共用）
ここでは、マルチユーザＭＩＭＯシステム（非特許文献５を参照）とのアナロジーから、本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを構築するための基礎技術として、ＭＩＭＯ技術を用いた被干渉回避・与干渉回避・多重化の方法を説明する。これらの被干渉・与干渉回避および多重化技術を用いることで、空間軸における周波数共用が可能となり、周波数利用効率の高い無線ネットワークを実現できる。
ＭＩＭＯアンテナを有したノードが受信処理により、プライマリ・セカンダリを含む複数のシステムと周波数共用を行う技術を、ＭＩＭＯマルチプルアクセス（ＭＩＭＯ−ＭＡ）と呼び、送信処理により周波数共用を行う技術をＭＩＭＯブロードキャスト（ＭＩＭＯ−ＢＣ）と呼ぶ。
＜１−１＞ＭＩＭＯ−ＭＡ被干渉回避
ここでは、ＭＩＭＯ−ＭＡにおける被干渉回避および多重化の方法を説明する。
図３に、ＭＩＭＯマルチプルアクセス（ＭＩＭＯ−ＭＡ）のシステム構成図を示す。ここでは、プライマリ・セカンダリを含むＫ個の送信ノードが、Ｍ個のアンテナを有する受信ノードに、同時にアクセスしている。ただし、ここでは、簡単のために、Ｋ＝２の場合に議論を絞る。
第ｉ送信ノードからの送信信号をｓ_ｉ、第ｉ送信ノードと受信ノード間のチャネルベクトルをｈ_ｉ∈Ｃ^Ｍとすると、受信信号ベクトルｙ∈Ｃ^Ｍは、下記数１のように記述できる。

ただし、ｓ＝［ｓ_１ ｓ_２］^Ｔ∈Ｃ^２であり、ｎ∈Ｃ^Ｍは、受信ノードにおける加法性雑音ベクトルである。
ここで、ＭＩＭＯ受信アルゴリズムの目的は、プライマリシステムからの被干渉信号ｓ_２を回避しつつ、セカンダリシステムからの所望信号ｓ_１を受信することである。また、ｓ_１，ｓ_２ともにセカンダリシステムである場合には、これらを空間多重伝送することで、システムの周波数利用効率を改善できる。
ＭＩＭＯマルチプルアクセスにおける被干渉回避・多重化の方法として、線形方式であるＺＦアルゴリズム、非線形方式であるＳＩＣアルゴリズムが知られている。
まず、線形方式であるＺＦアルゴリズムについて説明する。
線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた被干渉回避では、セカンダリシステムのための受信ウェイトとして、プライマリシステムのチャネルベクトルｈ_２に直交した基底ウェイ

を受けない。

よって、プライマリからの干渉を受けずに、セカンダリからの信号ｓ_１を受信することができる。

である。
一方、ｓ_１，ｓ_２ともにセカンダリシステムの場合は、チャネルベクトルｈ_１に直交したウ

ここで、チャネルが対角化されていることから、下記数５及び数６により、ｓ_１，ｓ_２を干渉なしで検波することが可能となり、被干渉回避および多重化伝送が実現できていることがわかる。

以上では、線形方式として、ＺＦアルゴリズムを説明したが、他のアルゴリズム、例えば、ＭＭＳＥアルゴリズムに関しても、同様の議論が可能である。
次に、非線形方式である逐次干渉キャンセラ（ＳＩＣ）（非特許文献６を参照）について説明する。
非線形方式である逐次干渉キャンセラ（ＳＩＣ）は、はじめに、プライマリの信号を検波し、それを受信信号から差し引くことで、被干渉回避を行う方式である。
逐次干渉キャンセラ（ＳＩＣ）では、セカンダリシステムのチャネルベクトルｈ_１に直交

信ウェイトとして用いる。
このときの出力信号ベクトルは、下記数７のように記述できる。

り、被干渉回避を行うことで、セカンダリシステムの信号の検波が可能となる。

また、ｓ_１，ｓ_２ともにセカンダリシステムの場合には、同様の手順により、順序付けの多重化伝送を実現している。なお、ｓ_１とｓ_２の処理の順序に関しては、これに限定されるものではない。
＜１−２＞ＭＩＭＯ−ＢＣ与干渉回避
ここでは、ＭＩＭＯ−ＢＣにおける与干渉回避および多重化の方法を説明する。
図４に、ＭＩＭＯブロードキャスト（ＭＩＭＯ−ＢＣ）のシステム構成図を示す。ＭＩＭＯ−ＭＡとＭＩＭＯ−ＢＣは、送信電力の拘束条件以外は、双対な関係にある。
送信ノードの送信信号ベクトルをｘ∈Ｃ^Ｍ、送信ノードから第ｉ受信ノードへのチャネル

うに記述できる。

ただし、ｎ_ｉは第ｉ受信ノードの加法性雑音である。また、２つの受信信号をベクトルｙ＝［ｙ_１ ｙ_２］^Ｔ∈Ｃ^２にまとめると、下記数１２による表現が可能となる。

ただし、ｎ∈Ｃ^２は２つのノードの雑音ｎ_１，ｎ_２をまとめたベクトルである。
ここで、ＭＩＭＯ送信アルゴリズムの目的は、プライマリシステムへの与干渉ｙ_２を回避しつつ、セカンダリシステムへ所望信号を送信することである。また、２つの受信ノードがともにセカンダリシステムである場合には、異なる情報を空間多重送信することで、システムの周波数利用効率を改善できる。
ＭＩＭＯブロードキャストにおける与干渉回避・多重化の方法も、線形方式であるＺＦアルゴリズム、非線形方式であるＤＰＣ（ＳＩＣ）アルゴリズムが知られている。
まず、線形方式であるＺＦアルゴリズムについて説明する。
線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた与干渉回避では、セカンダリシステムの送信

このときの受信信号ベクトルは、下記数１４で示すようになり、与干渉回避が行われていることが分かる。

このときの受信信号ベクトルは、下記数１６となり、与干渉回避および多重化伝送が可能となる。

次に、非線形方式であるダーティペーパコーディング（ＤＰＣ）（非特許文献７を参照）について説明する。
非線形方式であるダーティペーパコーディング（ＤＰＣ）は、送信側での逐次干渉キャンセラ（ＳＩＣ）に等価であり、予め送信側でプライマリシステムへ到達するセカンダリ信号の成分を差し引くことで、与干渉回避を行う方式である。
ダーティペーパコーディング（ＤＰＣ）アルゴリズムでは、プライマリにはセカンダリ

このときの受信信号ベクトルは、下記数１７のように記述できる。

よって、予めこの干渉成分をプライマリの送信信号から差し引くことで、下記数１８により与干渉回避が可能となる。

また、ｙ_１，ｙ_２ともにセカンダリシステムの場合には、独立した送信信号ｓ′_２をｙ_２に送信することにより、順序付けの多重化伝送ができる。なお、ｓ_１とｓ_２の処理の順序に関しては、これに限定されるものではない。

以上により、ＭＩＭＯ技術を用いた被干渉・与干渉回避および多重化の方法を説明した。これらの技術を用いることで、空間軸における周波数共用が可能となる。
＜２＞本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク
本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークとは、＜１＞で説明したＭＩＭＯアルゴリズムを用いた被干渉・与干渉回避および多重化技術を発展させたＭＩＭＯメッシュネットワークである。本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークによれば、従来のメッシュネットワーク（マルチホップネットワーク）における干渉の問題を解決し、高い周波数利用効率を実現できる。
＜２−１＞１次元ＭＩＭＯメッシュネットワーク
本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの実施例である１次元ＭＩＭＯメッシュネットワーク（以下、単に、「リレーＭＩＭＯネットワーク」とも称する。）の構成を図５に示す。
図５に示されたように、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークは、ＭＩＭＯマルチプルアクセスとＭＩＭＯブロードキャストを交互に連結した構成となっており、干渉回避（被干渉・与干渉回避）と多重化伝送を同時に実現する。これにより、単一周波数チャネルで干渉距離を３ｄとすることが可能となり、また前向きリンクに加えて後向きリンクを多重伝送することにより、ネットワーク全体の周波数利用効率を改善することができる。
以下、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、干渉回避と多重化伝送を同時に実現するための送受信ウェイトの計算処理方法を、線形方式と非線形方式に分けて具体的に説明する。
＜２−１−１＞線形方式
ここでは、ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた場合の本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイトの計算処理方法について説明する。なお、説明は、受信ウェイトの計算処理方法、送信ウェイトの計算処理方法、及びそれらの相互関係の順に行う。
まず、線形方式における受信ウェイトの計算処理方法について説明する。
図５において、受信ノード＃１に着目すると、送信ノード＃０および＃２が複数アンテナを有したＭＩＭＯマルチプルアクセスシステムと捉えることができる。
ここで、受信ノード＃１におけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、送信ノード＃２からの被干渉を回避しつつ送信ノード＃０からの信号を受信し、また、送信ノード＃０からの被干渉を回避しつつ送信ノード＃２からの信号を受信することである。

えられたとすると、受信ノード＃１の受信信号ベクトルｙ_１∈Ｃ^Ｍは、下記数２０で記述できる。

ここで、ｓ_１０，ｓ_１２は送信ノード＃０および＃２の送信信号であり、また、ｓ_１＝［ｓ_１０ ｓ_１２］^Ｔ∈Ｃ^２である。Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍは、ノード＃ｊからノード＃ｉへのチャネル行列であ

信ノード＃０からの信号を受信できる。

ことで、ＭＩＭＯメッシュネットワークにおける前向きリンク（Ｆｏｒｗａｒｄ ｌｉｎｋ）と後向きリンク（Ｂａｃｋｗａｒｄ ｌｉｎｋ）の双方向リンク多重化（以下、単に、ＦＢ多重化とも称する。）が可能となる。

重化が同時に実現できていることが分かる。

次に、線形方式における送信ウェイトの計算方法について説明する。
図５において、送信ノード＃２に着目すると、受信ノード＃１および＃３が複数アンテナを有したＭＩＭＯブロードキャストシステムと捉えることができる。
ここで、送信ノード＃２におけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、受信ノード＃１への与干渉を回避しつつ受信ノード＃３へ信号を送信し、また、受信ノード＃３への与干渉を回避しつつ受信ノード＃１へ信号を送信することである。

えられたとすると、受信ノード＃１および＃３の受信信号は、それぞれ下記数２２と数２３で記述できる。

ここで、ｘ_２∈Ｃ^Ｍは送信ノード＃２の送信信号ベクトルである。
また、ｙ_２＝［ｙ_１ ｙ_３］^Ｔ∈Ｃ^２を用いて、ベクトル表記すると、下記数２４となる。

数２４と数１２は、同一の構造をしているため、送信ウェイトとして、チャネルベクト

つ受信ノード＃３へ信号を送信できる。

用いることで、ＭＩＭＯメッシュネットワークにおける前向きリンク（Ｆｏｒｗａｒｄ ｌｉｎｋ）と後向きリンク（Ｂａｃｋｗａｒｄ ｌｉｎｋ）のＦＢ多重化が可能となる。

ここで、ｓ_２＝［ｓ_１２ ｓ_３２］^Ｔであり、ｓ_１２は受信ノード＃１への送信信号、ｓ_３２は受信ノード＃３への送信信号を示している。
これらより、与干渉回避およびＦＢ多重化が同時に実現できていることが分かる。
次に、線形方式における送受信ウェイトの相互関係について説明する。
上述したように、ＺＦアルゴリズムに基づいた線形方式では、１つ目のリンクの送信ウェイトから、２つ目のリンクの受信ウェイトが決まり、２つ目のリンクの受信ウェイトから３つ目のリンクの送信ウェイトが決まる鎖関係にある。
線形方式を用いた１次元ＭＩＭＯメッシュネットワークには、２つのウェイト鎖があり、その関係を図６（Ａ）に示す。その初期値は１次元ＭＩＭＯメッシュネットワークの両端、つまり前向きネットワークと後向きネットワークの起点ウェイトがすべてのウェイトを決定付ける。この２つの初期ウェイトは、ネットワークスループットが最大となるように、逐次的に最適化する必要がある。
以上では、ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた場合の本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイトの計算処理方法について詳細に説明したが、本発明で用いる線形方式として、ＺＦアルゴリズムに限定されることはなく、例えば、ＭＭＳＥアルゴリズムを用いることも勿論可能である。
＜２−１−２＞非線形方式（ＳＩＣ／ＤＰＣ）
ここでは、ＭＩＭＯ伝送方式として非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いた場合のＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイトの計算方法について説明する。なお、説明は、線形方式の場合と同様に、受信ウェイトの計算方法、送信ウェイトの計算方法、及びそれらの相互関係の順に行う。
まず、非線形方式における受信ウェイトの計算方法について説明する。
線形方式と同様に、図５において、受信ノード＃１に着目すると、送信ノード＃０および＃２が複数アンテナを有したＭＩＭＯマルチプルアクセスシステムと捉えることができる。
ここで、受信ノード＃１におけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、送信ノード＃２からの被干渉を回避しつつ送信ノード＃０からの信号を受信し、また、送信ノード＃０からの被干渉を回避しつつ送信ノード＃２からの信号を受信することである。
すなわち、受信ノード＃１は、非線形受信方式であるＳＩＣアルゴリズムを用いて、被干渉回避をしつつ、送信ノード＃０および＃２からの信号を多重化受信する。
非線形受信方式であるＳＩＣアルゴリズムでは、受信ノード＃１の受信信号ベクトルである数２０において、はじめに、送信ノード＃２からの信号ｓ_１２を検波し、それを受信信号から差し引くことで、被干渉を回避し、送信ノード＃０からの信号ｓ_１０を受信する。

ことができる。

重化が実現できる。なお、ｓ_１０とｓ_１２の処理の順序に関しては、これに限定されるものではない。

次に、非線形方式における送信ウェイトの計算方法について説明する。
線形方式と同様に、図５において、送信ノード＃２に着目すると、受信ノード＃１および＃３が複数アンテナを有したＭＩＭＯブロードキャストシステムと捉えることができる。
ここで、送信ノード＃２におけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、受信ノード＃１への与干渉を回避しつつ受信ノード＃３へ信号を送信し、また、受信ノード＃３への与干渉を回避しつつ受信ノード＃１へ信号を送信することである。
すなわち、送信ノード＃２は、非線形送信方式であるＤＰＣアルゴリズムを用いて、与干渉回避をしつつ、受信ノード＃１および＃３へ信号を多重化送信する。
非線形送信方式であるＤＰＣアルゴリズムでは、数２４において、ｙ_３すなわちｓ_３２に

用いる。

よって、予めこの干渉成分をｓ′_３２の送信信号から差し引くことにより、与干渉回避が可能となる。

これらより、順序付けの与干渉回避およびＦＢ多重化が実現できることが分かる。なお、ｓ_１２とｓ_３２の処理の順序に関しては、これに限定されるものではない。
次に、非線形方式における送受信ウェイトの相互関係について説明する。
非線形方式では、線形方式とは異なり、１つ目のリンクの送信ウェイトから、１つ目および２つ目のリンクの受信ウェイトが決まり、２つ目のリンクの受信ウェイトから、２つ目および３つ目のリンクの送信ウェイトが決まる。
よって、非線形方式を用いた１次元ＭＩＭＯメッシュネットワークには、１つのウェイト鎖しかなく、その関係を図６（Ｂ）に示す。すなわち、１次元ＭＩＭＯメッシュネットワークの片端の起点ウェイトが決まれば、すべてのウェイトが決まることが分かる。このウェイトの初期値は、例えば、第１送信固有ベクトルを用いることで、最適化することが可能である。
＜２−２＞２次元ＭＩＭＯメッシュネットワーク
ここで、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを２次元平面に展開した、２次元ＭＩＭＯメッシュネットワークを図７に示して説明する。
例えば、４本のアンテナを有したメッシュノード（中継ノード）を用意することで、４つのストリームの同時送受信が可能となり、図７に示すような碁盤形の２次元ＭＩＭＯメッシュネットワークが構築できる。
この２次元ＭＩＭＯメッシュネットワークを単一周波数チャネルで構成したとすると、

波数利用効率の改善が可能となる。
また、図７に示す２次元ＭＩＭＯメッシュネットワークは、多端子システムと捉えることができるため、ネットワークコーディングや協力中継などを用いることで、更なる最適化が可能である。
上記のように、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの実施例について図５及び図７に基づいて説明したが、本発明はそれらの実施例に示された１次元や２次元に限定されることはなく、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、各中継ノード（送信ノード及び受信ノード）を任意の形状に配置することもできる。
＜２−３＞計算機シミュレーション
ここでは、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの有効性を検証するために、数値シミュレーションを行う。
数値シミュレーションは、図８に示す（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）の４通りのシナリオで行った。説明を簡単にするために、送信ノード＃０、受信ノード＃１、送信ノード＃２の３つのノードで構成される１次元メッシュネットワークを想定する。
シナリオ（Ａ）は、送信ノード＃０と受信ノード＃１との間のＳＩＳＯ通信である。また、シナリオ（Ｂ）は、シナリオ（Ａ）に送信ノード＃２からの後向きリンクの干渉を加えたものである。
一方、シナリオ（Ｃ）と（Ｄ）は、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークであり、シナリオ（Ｃ）は、線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いたもの、シナリオ（Ｄ）は、非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いたものを示している。
ただし、線形方式であるＺＦアルゴリズムにおける両端の送信ウェイトの初期値は

端の送信ウェイトの初期値は、チャネル行列Ｈ_１０の第１右特異ベクトルとした。
また、各ノードのアンテナ本数は、２としている。そして、伝搬路は、すべて同一で無相関な（ＩＩＤ）レイリーフェージングチャネルとし、それぞれの方式の受信ノード＃１における平均周波数利用効率［ｂｐｓ／Ｈｚ］を計算する。
例えば、ＭＩＭＯメッシュネットワークの平均周波数利用効率Ｃは、下記数３１で計算した。

ただし、Ｐはそれぞれの送信ノードの送信電力を、σ^２は受信ノードのアンテナ当りの雑音電力を表している。
モンテカルロシミュレーションにより得られた平均周波数利用効率を図９に示す。
図９より、従来のメッシュネットワークでは、後向きリンクの干渉により高い周波数利用効率が実現できないことが分かる。
一方で、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、被干渉回避およびＦＢ多重化を行うことで、後向きリンクの干渉が存在しないＳＩＳＯメッシュネットワークの２倍近い周波数利用効率が実現できる。
また、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、線形方式（ＺＦ）と非線形方式（ＳＩＣ／ＤＰＣ）を比較すると、非線形方式（ＳＩＣ／ＤＰＣ）がＳＮＲ換算で６ｄＢ近く特性を改善している。これは前向きリンクに整合ウェイトを用いることによるアレーゲインに起因するものである。
＜３＞本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク
次に、本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークについて詳細に説明する。本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークによれば、従来のメッシュネットワークにおける同一チャネル干渉問題を解決するとともに、リンク多重をも実現し、ネットワーク全体のキャパシティを改善することができる。
＜３−１＞ネットワークモデル
ここで、複数の中継ノードを有し、各中継ノードがＭ本のＭＩＭＯアンテナを搭載するとともに、各ノード間に無線リンクを張ることにより、無線ネットワークを構築する、本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークのネットワークモデルを図示する。
図面の見易さから、５つの中継ノードを有し、各中継ノードが３本（Ｍ＝３）のＭＩＭＯアンテナを搭載した本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークのネットワークモデルを図１０に示した。
図１０に示されたように、本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、前向きリンク（Ｆｏｒｗａｒｄ ｌｉｎｋ）及び後向きリンク（Ｂａｃｋｗａｒｄ ｌｉｎｋ）が空間的に多重化されている。
以下では、あるノードに隣接する２つのリンクに着目して、各ノードがＭ本のＭＩＭＯアンテナを搭載した本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの信号モデルを定式化する。

下記数３２〜数３７を用いて、モデル化することができる。

きリンク及び後向きリンクに対する送信信号であり、Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍはｊ番目のノードからｉ

等価な加法性雑音である。

となる。
本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、送受信ウェイトの組合せにより、干渉回避を行い、また同時に前向きリンク及び後向きリンクの空間多重を実現する。以下、本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、干渉回避と空間多重を同時に実現するための送受信ウェイトの計算処理方法を、線形方式と非線形方式に分けて具体的に説明する。
＜３−２＞線形方式
アレーアンテナを用いた干渉キャンセルの方法としては、線形方式であるＺＦアルゴリズム、ＭＭＳＥアルゴリズムや非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムなどがある。
ここでは、ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた場合の本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイトの計算処理方法について説明する。
一般に、Ｍ素子アレーアンテナを用いた線形方式（ＺＦアルゴリズム）では、（Ｍ−１）個の干渉信号をキャンセルすることができる。簡単のために、Ｍ＝３の場合を考えると、１つのアンテナウェイトを用いて、２つまでの干渉信号をキャンセルすることができる。
しかし、ＭＩＭＯメッシュネットワークでは、１つの所望信号に対して３つの干渉信号があるため、１つのアンテナウェイトでは対処できない問題がある。
そこで、図１１の模式図に示すように、線形方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、送信ウェイトと受信ウェイトの組合せによって、干渉信号をキャンセルするようにしている。以下、図１１に基づき、線形方式における送受信ウェイトの計算処理手順（決定手順）を詳細に説明する。
なお、以下、「ｋ番目のノード」を単に「第ｋノード」とも称する。「第ｋノード」の状態が受信ノードの場合、以下、単に、「第ｋ受信ノード」とも称する。「第ｋノード」の状態が送信ノードの場合、以下、単に、「第ｋ送信ノード」とも称する。ただし、ｋは１からの任意の自然数である。
本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、第１ノードから最終ノードまで順番に、送受信ウェイトを決定（計算）するようにしている。ここで、第ｉ受信ノードに着目する

る。
このとき、第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードの間のシステムモデルは、等価送信

する。
線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた場合の本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯ

４１に基づいて計算される。

ここで、（ｘ^⊥，ｙ^⊥）はｘとｙの両方に直交する基底ベクトルであり、（ｘ^‖，ｙ^⊥）はｙに直交する空間の中でｘに最も平行する基底ベクトルである。

用いることにより、第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードの間のシステムは、下記数４２及び数４３によってモデル化されることができる。

きリンクの等価チャネル係数である。
次に、第ｉ受信ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、上記数４０及び数４

数４５によってモデル化されることができる。

向きリンクの等価受信チャネルベクトルである。

ドが送信モードのときに、その共役受信ウェイトを介してトレーニング信号を送信するこ

線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた場合の本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯ

４６及び数４７に基づいて計算される。

上記数４６及び数４７に基づいて計算された第（ｉ＋１）送信ノードの送信ウェイト

は、下記数４８及び数４９によってモデル化されることができる。

きリンクの等価チャネル係数である。
最後に、上記数４２、数４３、数４８、数４９を組み合わせることにより、上記数３２及び数３３は、下記数５０及び数５１によって表される。

つまり、上記数５０及び数５１は、第ｉ受信ノードが隣接ノード（即ち、第（ｉ−１）送信ノード及び第（ｉ＋１）送信ノード）からの干渉なく、前向きリンクと後向きリンクの信号を同時に受信することが可能であることを意味する。
以上では、ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた場合の本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイトの計算処理方法について詳細に説明したが、本発明で用いる線形方式として、ＺＦアルゴリズムに限定されることはなく、例えば、ＭＭＳＥアルゴリズムを用いることも勿論可能である。
＜３−３＞非線形方式（ＳＩＣ／ＤＰＣ）
ここでは、ＭＩＭＯ伝送方式として非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いた場合の本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイトの計算処理方法について説明する。
非線形方式を用いた場合では、送信側でＤＰＣアルゴリズム、受信側でＳＩＣアルゴリズムをそれぞれ用いる。本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、ＤＰＣ／ＳＩＣアルゴリズムを用いることにより、線形方式（ＺＦアルゴリズム）を用いた場合に比べて、直交拘束条件を減らすことが可能となり、余剰のアレー自由度を用いて高いダイバーシチ利得を実現することができる。
図１２の模式図に示すように、非線形方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、送信ウェイトと受信ウェイトの組合せによって、干渉信号をキャンセルするようにしている。図１２の模式図に基づき、非線形方式における送受信ウェイトの計算処理手順（決定手順）を詳細に説明する。
本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを決定（計算）するようにしている。非線形方式（ＤＰＣ／ＳＩＣアルゴリズム）を用いた場合において、第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの送

ただし、ｘ^‖はｘに平行する基底ベクトルであり、（ｘ^⊥，ｙ^⊥）はｘとｙの両方に直交する基底ベクトルである。
ここで、線形方式（ＺＦアルゴリズム）を用いた場合に比べて、非線形方式（ＤＰＣ／

発明のＭＩＭＯメッシュネットワークによれば、余剰のアレー自由度を用いて、高いダイバーシチ利得を実現することができる。

用いることにより、上記数３８及び数３９によってモデル化された第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードの間のシステムは、下記数５４及び数５５によってモデル化されることができる。

ードの後向きリンクから第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル係数である。

信ノードへフィードバックする。

セルすることができる。

なお、ＤＰＣアルゴリズムでは、干渉信号を所望信号から差し引くようにしているため、送信電力の変動問題を発せさせることもある。よって、実用上は、ＤＰＣアルゴリズムの代わりに、例えば、非特許文献８に開示された「トムリンソーハラシマ プレコーディング（Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）」や非特許文献９に開示された「ラティス プレコーディング（ｌａｔｔｉｃｅ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）」等のアルゴリズムを用いることができる。これらのアルゴリズムの性能の上界は、ＤＰＣアルゴリズムの性能に漸近する。
非線形方式（ＤＰＣ／ＳＩＣアルゴリズム）を用いた場合において、次に、上記数５２

（決定される）。

ここでも、線形方式（ＺＦアルゴリズム）を用いた場合に比べて、非線形方式（ＤＰＣ

用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークによれば、高いダイバーシチ利得を実現することができる。
上記数５８及び数５９に基づいて計算された第（ｉ＋１）送信ノードの送信ウェイト

ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、下記数６０及び数６１によってモデル化されることができる。

ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル係数である。また、

等価チャネル係数である。

下記数６２のように、他リンクからの干渉なく受信されるため、ＳＩＣアルゴリズムによる非線形処理により、干渉信号をキャンセルすることができる。

を検波する。

引くことにより、干渉キャンセルを実現する。

最後に、上記数６２及び数６４より、非線形方式（ＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズム）を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークによれば、隣接ノードからの干渉なく、前向きリンクと後向きリンクの多重伝送が可能となることが分かる。
また、線形方式（ＺＦアルゴリズム）を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークに比べて、非線形方式（ＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズム）を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークは、更に高いダイバーシチ利得を実現している。
＜３−４＞チャネル推定方法（チャネル推定プロトコル）
上述したように、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、双方向信号ストリームが空間多重されており、また、同時に隣接ノードからの干渉信号がキャンセルされている。これを実現するためには、各ノードは隣接するリンクの送信ウェイト又は受信ウェイト及びチャネル行列（チャネル情報）を計算（決定）する必要がある。
本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおけるチャネル推定方法について、以下のように説明する。

立っている場合（ただし、［・］^Ｔは転置を表す。）の、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークに適用されるチャネル推定の方法（プロトコル）の好適例について説明する。なお、一般的には、伝搬路が静的でＲＦ回路のキャリブレーションが行われている場合は、チャネルの相反性が成り立つ。
＜３−４−１＞第ｉノードの状態が受信ノードの場合
本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、第ｉノードの状態が受信ノード、即ち、“Ｒｘ”の場合には、第（ｉ−１）送信ノードから第ｉ受信ノードへのチャネル行列

この第ｉノード（第ｉ受信ノード）に着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの送信ウェイ

にしている。

推定するために、まず、下記数６５及び数６６のように、互いに直交しているトレーニン

受信ノードの加法性雑音ベクトルである。

＜３−４−２＞第ｉノードの状態が送信ノードの場合
本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、第ｉノードの状態が送信ノード、即ち、“Ｔｘ”の場合には、第ｉ送信ノードから第（ｉ−１）受信ノードへのチャネル行列

この第ｉノード（第ｉ送信ノード）に着目すると、第（ｉ−１）受信ノードの受信ウェイ

にしている。

すチャネルの相反性の性質を利用する。

ただし、［・］^＊は複素共役を表し、［・］^Ｔは転置を表し、［・］^Ｈは複素共役転置を表す。

後向きリンクの受信ウェイトは、前向きリンクの送信ウェイトと等価になり、また

価になる。

相反性の性質を持ち、数式で表すと、下記数７０及び数７１になる。

つまり、上記数６７及び数６８によって推定された等価送信チャネルベクトル

また、チャネルの相反性が成立した場合は、フィードバック制御、又はフィードフォワード制御を行う必要がない。
本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、まず、第１ノードから順番に等価送信チャネルベクトルを推定するといった初期チャネル推定処理を行い、そして、全てのノードの初期チャネル推定処理が終わった後に、各ノードが逐次的かつ分散的にチャネル追従を行うようにする。
＜３−５＞計算機シミュレーションによる性能評価
ここでは、本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの有効性（性能）を検証するために、計算機シミュレーションによる性能評価を行った。
＜３−５−１＞シミュレーション条件
計算機による数値シミュレーションを行う条件は、以下の通りである。
条件１：
１次元メッシュネットワークを構成するノード数は８ノードである。
条件２：
数値シミュレーション用のシナリオを図１３に示す。図１３に示す（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）の６通りのシナリオは、単一チャネルと複数チャネルの２種類に分類される。
具体的に、単一チャネル（１チャネル）に分類されたのは、シナリオ（ａ）：ＳＩＳＯメッシュネットワーク（単一チャネル）、シナリオ（ｃ）：スマートアンテナメッシュネットワーク、シナリオ（ｅ）：ＺＦ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワーク、シナリオ（ｆ）：ＳＩＣ／ＤＰＣ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークである。
複数チャネル（２チャネル）に分類されたのは、シナリオ（ｂ）：ＳＩＳＯメッシュネットワーク（デュアル・チャネル）、シナリオ（ｄ）：リンク毎ＭＩＭＯメッシュネットワークである。
条件３：
各ノードが複数アンテナを持つシナリオ、即ち、シナリオ（ｃ）：スマートアンテナメッシュネットワーク、シナリオ（ｄ）：リンク毎ＭＩＭＯメッシュネットワーク、シナリオ（ｅ）：ＺＦ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワーク、シナリオ（ｆ）：ＳＩＣ／ＤＰＣ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、各ノードのアンテナ本数は３とする。
条件４：
隣接ノードとの距離は、全て等しくｄとする。送信ノードと受信ノードの全ての組合わせについて、その両者間の距離を表したマトリクスを図１４に示す。図１４では、ある受信ノードにおいて、所望信号と干渉信号を送信しているノードとの距離は、その受信ノード番号の行に示されている。
図１４より、全てのシナリオにおいて、第４ノードの干渉条件が最も厳しいことが分かる。従って、第４ノードのキャパシティがネットワークキャパシティにおいて支配的となる。よって、以下の数値解析では、第４ノードの性能を評価する。なお、マルチホップリレーネットワークの場合、第４ノードに接続されているリンクがボトルネックになるので、第１ノードから第８ノードまでのエンド間キャパシティは、第４ノードのキャパシティの傾向とほぼ一致する。
条件５：
隣接する任意のノードにおける任意の送受信アンテナ間のチャネルは、互いに独立で同一の分布（Ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔｌｙ Ｉｄｅｎｔｉｃａｌ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ、ＩＩＤ）のフラットレイリーフェージングチャネルに従うものとする。また、それらの電力は、距離により減衰するものとし、パスロス定数は３．５である。全てのチャネルは、見通し外（Ｎｏｎ Ｌｉｎｅ Ｏｆ Ｓｉｇｈｔ、ＮＬＯＳ）環境を想定した人工的な環境である。
条件６：
シナリオ（ｄ）、即ち、リンク毎ＭＩＭＯメッシュネットワークでは、それぞれのリンクにおいて固有モード（Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ、ＳＶＤ）ＭＩＭＯ伝送（非特許文献１０を参照）を想定する。固有モードＭＩＭＯ伝送では、各リンクのチャネル行列の右及び左特異行列を、それぞれ送信ウェイト及び受信ウェイトとして用いる。
条件７：
ネットワークチャネルキャパシティを表す値として、第４ノードの総チャネルキャパシティを評価する。例えば、フェージング変動に対するＭＩＭＯメッシュネットワークの平均チャネルキャパシティＣ_ｍｉｍｏは、下記数７２に基づいて計算される。

電力（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ＆ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ，ＳＩＮＲ）をそれぞれ表している。

下記数７３及び数７４に基づいて計算される。

あたりの雑音電力はσ^２で定義されている。終端ノード（第１ノード）の場合、総電力はどちらか一方のリンク（第１ノードでは前向きリンク）にだけに供給され、それ以外のノードの場合には、総電力は前向きリンクと後向きリンクにそれぞれ分配される。

７及び数７８でそれぞれ定義されている。

条件８：
ノードあたりの総送信電力はＰであり、受信アンテナあたりの雑音電力はσ^２である。したがって、単位のチャネル利得を持つリンクのアンテナあたりの信号対雑音電力（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ，ＳＮＲ）は、Ｐ／σ^２で与えられ、ネットワークの性能評価を示す図１５及び図１６の横軸となっている。
＜３−５−２＞ネットワークキャパシティの数値解析結果
図１５と図１６に、モンテカルロシミュレーションにより計算した各シナリオのＳＮＲに対する平均総キャパシティを示す。図１５は、本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの基本解析のために、距離３ｄ以上のノードからの干渉信号は無視している。
図１５より、シナリオ（ａ）、即ち、ＳＩＳＯメッシュネットワーク（単一チャネル）の性能は、隣接ノードからの干渉のために、最も特性が悪いことが良く分かる。これに対して、シナリオ（ｂ）、即ち、ＳＩＳＯメッシュネットワーク（デュアル・チャネル）では、メディアアクセスコントロール（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ，ＭＡＣ）プロトコルを導入することにより、干渉回避が実現され、性能改善につながる。また、シナリオ（ｃ）、即ち、スマートアンテナメッシュネットワークでは、単一チャネルであっても干渉回避できることから、ＳＩＳＯメッシュネットワーク（デュアル・チャネル）の２倍以上の特性となる。そして、シナリオ（ｄ）、即ち、リンク毎ＭＩＭＯメッシュネットワークの性能は、それぞれのリンク内で多重化利得があるために、ＳＩＳＯメッシュネットワーク（デュアル・チャネル）の約３倍の特性が得られる。
一方、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークのスループット性能は、ＳＩＳＯメッシュネットワークの４倍以上となる。これは、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワーク、即ち、シナリオ（ｅ）ＺＦ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワーク、及びシナリオ（ｆ）ＳＩＣ／ＤＰＣ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークが、リンク多重と同時に干渉回避を単一チャネルで実現できるためである。また、ＺＦ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークと、ＳＩＣ／ＤＰＣ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークとを比較すると、ＳＩＣ／ＤＰＣ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークでは、ＺＦ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークよりも、同じネットワークキャパシティを実現するＳＮＲを約２ｄＢ改善することができる。これは、ＳＩＣ／ＤＰＣ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークが、最大化ウェイトにより、アレイ（ビームフォーミング）利得とダイバーシティ利得を得るためである。
図１６はネットワーク内のすべての干渉信号を考慮した平均総キャパシティを示している。図１６から、距離２ｄ以上の干渉のために、ＳＮＲが高い領域（この場合約１７ｄＢに相当）において性能の飽和が見られる。図１６より、すべての干渉信号を考慮しても、全てのシナリオにおいて、本発明のＭＩＭＯメッシュネットワーク（シナリオ（ｅ）及びシナリオ（ｆ））が優れていることが一目瞭然である。
図１６では、ＳＮＲが高い領域において、平均総キャパシティは、シナリオ（ｆ）ＳＩＣ／ＤＰＣ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワーク、シナリオ（ｅ）ＺＦ方式を用いた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワーク、シナリオ（ｄ）リンク毎ＭＩＭＯメッシュネットワークリ、シナリオ（ｃ）スマートアンテナメッシュネットワーク、シナリオ（ｂ）ＳＩＳＯメッシュネットワーク（デュアル・チャネル）、シナリオ（ａ）ＳＩＳＯメッシュネットワーク（単一チャネル）の順に優れている。
＜４＞本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの一般化
以上では、本発明の第１実施形態及び第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークについて詳細に説明した。上述した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークによれば、干渉回避を行うと共に、双方向リンクにおける複数のストリーム信号（前向きリンク及び後向きリンクにおける複数のストリーム信号）を多重化して伝送することができ、また、単方向リンクにおける複数のストリーム信号（異なる前向きリンクにおける複数のストリーム信号、又は、異なる後向きリンクにおける複数のストリーム信号）を多重化して伝送することもできる。
以下では、本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを一般化する。複数の中継ノードを有し、各中継ノードがＭ本のＭＩＭＯアンテナを搭載すると共に、各中継ノード間に無線リンクを張ることにより、無線ネットワークを構築する、一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークのネットワークモデルを図示する。
図面の見易さから、５つの中継のノードを有し、各中継ノードがＭ本のＭＩＭＯアンテナ（Ｍ素子アレーアンテナ）を搭載した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークのモデルを図１７に示した。
図１７に示されたように、一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、各ノードがＭ素子のＭＩＭＯアンテナ（Ｍ素子アレーアンテナ）を搭載しており、前向きリンクにＫ^Ｆ個のストリーム信号（以下、単に、Ｋ^Ｆストリームとも称する。）を多重化しているとともに、後向きリンクにＫ^Ｂ個のストリーム信号（以下、単に、Ｋ^Ｂストリームとも称する。）をも多重化している。
よって、あるノードが送信または受信する総ストリーム数Ｋ（以下、単に、送受信する総ストリーム数Ｋとも称する。）は、Ｋ＝Ｋ^Ｆ＋Ｋ^Ｂとなっている。ただし、アンテナ素子数Ｍと、前向きリンクにおけるストリーム数Ｋ^Ｆと、後向きリンクにおけるストリーム数Ｋ^Ｂは、下記数７９で表した条件を満たすものとする。

上記数７９で表した条件を満たすとき、以上に説明した線形及び非線形のアルゴリズムを一般的なトポロジーに適用することができる。
例えば、前向きリンクにＫ^Ｆ＝１ストリームと、後向きリンクにＫ^Ｂ＝１ストリームとを多重化する双方向リンク信号伝送では、最低Ｍ＝３素子のＭＩＭＯアンテナが必要となる。また、ノードに４素子（Ｍ＝４）のＭＩＭＯアンテナを搭載した場合は、｛Ｋ^Ｆ，Ｋ^Ｂ｝＝｛１，１｝の双方向リンク信号伝送以外に、｛Ｋ^Ｆ，Ｋ^Ｂ｝＝｛２，０｝や｛Ｋ^Ｆ，Ｋ^Ｂ｝＝｛０，２｝の単方向リンク信号伝送も可能となる。
要するに、一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、各ノードにおいて、（Ｍ−１）ストリーム信号を多重化する任意のトポロジーを形成することができる。
また、各ノードに数７９で表した条件を満たす場合、リンク毎に異なる多重化方式を採用することもできる。このように、本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、前向きリンクにおけるストリームや後向きリンクにおけるストリーム信号のデータレートや伝搬路の状況に応じて、これらのストリーム信号多重化トポロジーを適応的に制御することも可能である。
以下では、あるノードに隣接する２つのリンクに着目して、一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの信号モデルを定式化する。

ができる。

はｊ番目のノードにおける前向きリンクと後向きリンクに対する送信ウェイト行列であり、

リンク及び後向きリンクの等価な加法性雑音ベクトルである。
上記のように定式化された信号モデルを有する、一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、干渉回避及び空間多重を同時に実現するための送受信ウェイト行列の求め方法（計算処理手順）を、線形方式と非線形方式に分けて具体的に説明する。
＜４−１＞線形方式
一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイト行列を決定（計算）するようにしいる。
ここでは、ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式（ブロックＺＦアルゴリズム、又は、ブロックＭＭＳＥアルゴリズム）を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイト行列の計算処理方法（計算処理手順）について説明する。
図１８の模式図に示すように、線形方式を用いた「一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク」では、ブロックＺＦアルゴリズム（またはブロックＭＭＳＥアルゴリズム）による線形干渉キャンセルにより、異なるリンク間の干渉回避を行いつつ、各リンクにおいて通常のＭＩＭＯマルチストリーム伝送（以下、単に、「ＭＩＭＯ多重伝送」とも称する。）を行う。
ここで、線形方式としてブロックＺＦアルゴリズムを用いた「一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク」では、まず、ブロックＺＦアルゴリズムによる線形干渉キャンセルによって他リンクへの干渉回避を行った上で、リンク毎にＭＩＭＯ多重伝送を行う。そのときの各送受信ウェイト行列は、下記数８６〜数８９で表される。

向きリンクと後向きリンクに対するブロックＺＦ送信ウェイト行列であり、

リンクへの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ送信ウェイト行列で

回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ受信ウェイト行列である。
＜４−１−１＞受信ノードのウェイト計算処理手順（ウェイト決定方法）
ここで、第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの後向きリンクに対する

第（ｉ−１）送信ノードの前向きリンクに対するブロックＺＦ送信ウェイト行列

及び数９３に基づいて計算（決定）される。

は、下記数９４に基づいて計算される。

このとき、上記数８２と数８４は、下記数９５と数９６となり、第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードとの間には、ブロックＺＦによって異なるリンクからの干渉を回避した

これは、（Ｍ−Ｋ）素子の送信アンテナと（Ｍ−Ｋ^Ｂ）素子の受信アンテナからなるＭＩＭＯチャネルに、Ｋ^Ｆストリームの多重伝送を行う通常のＭＩＭＯシステムと等価であり、任意のＭＩＭＯ伝送方式（例えば、非特許文献１１の第６章〜第８章に記載の任意のＭＩＭＯ伝送方式、例えば送信側でチャネル情報を用いるクローズドループ方式やチャネル情報を用いないオープンループ方式、クローズドループ方式としてアンテナ選択方式やＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式やプレコーディング方式やＤＰＣ方式やＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ方式、オープンループの方式として時空間符号化方式、またこれらの受信方式として、線形のＺＦアルゴリズムやＭＭＳＥアルゴリズム、非線形のＳＩＣアルゴリズムや最尤推定アルゴリズムなど）を適用することができる。
オープンループ方式で受信側にＺＦアルゴリズムを用いた場合は、送信側では、Ｋ^Ｆストリームを多重送信し、受信側では、受信したＫ^Ｆストリームの分離を行う。このとき、

た場合は、下記数９８が成立する。

単位行列の第１〜Ｋ^Ｆ列である。
このとき、第（ｉ−１）送信ノードの前向きリンクに対する送信ウェイト行列は、下記数９９に基づいて計算される。

オープンループ伝送方式の受信方式としては、線形の場合はＺＦアルゴリズムやＭＭＳＥアルゴリズムを用いることができる。
例えば、ＺＦアルゴリズムを用いた場合は、下記数１００で表す等価送信チャネル行列

下記数１０１に基づいて計算される。

ただし、［・］^−１は［・］の一般逆行列であり、また、［・］^Ｈは［・］の複素共役転置である。
このとき、第ｉ受信ノードの前向きリンクに対する受信ウェイト行列は、下記数１０２に基いて計算される。

＜４−１−２＞送信ノードのウェイト計算処理手順（ウェイト決定方法）
次に、第（ｉ＋１）送信ノードに着目すると、第ｉ受信ノードの前向きリンクに対する受

決定されている状態であり、既知である。

ドが送信モードのときに、その共役受信ウェイトを介してトレーニング信号を送信するこ

習する。もしくは、第（ｉ＋１）送信ノードではトレーニング信号を送信し、第ｉ受信ノー

ただし、［・］^＊は［・］の複素共役であり、また、［・］^Ｔは［・］の転置である。

記数１０５及び数１０６に基づいて計算（決定）される。

は、下記数１０７に基づいて計算される。

このとき、上記数８３と数８５は、下記数１０８と数１０９となり、第（ｉ＋１）送信ノードと第ｉ受信ノードとの間には、ブロックＺＦによって異なるリンクからの干渉を回避

これは、（Ｍ−Ｋ^Ｆ）素子の送信アンテナと（Ｍ−Ｋ）素子の受信アンテナからなるＭＩＭＯチャネルに、Ｋ^Ｂストリームの多重伝送を行う通常のＭＩＭＯシステムと等価であり、任意のＭＩＭＯ伝送方式（例えば、非特許文献１１の第６章〜第８章に記載の任意のＭＩＭＯ方式、例えば送信側でチャネル情報を用いるクローズドループ方式やチャネル情報を用いないオープンループ方式、クローズドループ方式としてアンテナ選択方式やＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式やプレコーディング方式やＤＰＣ方式やＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ方式、オープンループの方式として時空間符号化方式、またこれらの受信方式として、線形のＺＦアルゴリズムやＭＭＳＥアルゴリズム、非線形のＳＩＣアルゴリズムや最尤推定アルゴリズムなど）を適用することができる。
オープンループ方式で送信側にＺＦアルゴリズムを用いた場合は、後向きリンクにおいて、受信ウェイトは固定されているため、送信側では、事前にストリーム分離を行うウェイトを用いて、Ｋ^Ｂストリームを多重送信する。このとき、受信側では、（Ｍ−Ｋ）次のブ

立する。

位行列の第１〜Ｋ^Ｂ列である。
このとき、第ｉ受信ノードの後向きリンクに対する受信ウェイト行列は、下記数１１２に基づいて計算される。

オープンループ伝送方式の送信方式としては、線形の場合はＺＦアルゴリズムやＭＭＳＥアルゴリズムを用いることができる。
例えば、ＺＦアルゴリズムを用いた場合は、下記数１１３で表す等価受信チャネル行列

ただし、［・］^＊は［・］の複素共役であり、また、［・］^Ｔは［・］の転置であり、そして、［・］^−１は［・］の一般逆行列である。
このとき、第（ｉ＋１）送信ノードの後向きリンクに対する送信ウェイト行列は、下記数１１５に基づいて計算される。

最後に、数９５、数９６、数１０８、数１０９を組み合わせると、上記数８０で表す第

１１７となる。

トリームの等価なチャネル応答を対角成分に持つ行列であり、下記数１１８に基づいて計

のＫ^Ｂストリームの等価なチャネル応答を対角成分に持つ行列であり、下記数１１９に基づいて計算される。

上記数１１６、数１１７、数１１８、数１１９より、ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式を用いた「一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク」では、隣接ノードからの干渉なく、前向きリンクと後向きリンクにおいて、それぞれＫ^ＦストリームとＫ^ＢストリームのＭＩＭＯ伝送が行えていることが分かる。
本発明では、上述した送受信ウェイト行列の計算処理手順を、第１ノードから最終ノードまで順番に行うことにより、全てのノードの送受信ウェイト行列を算出（決定）することができる。
以上では、ＭＩＭＯ伝送方式として線形方式であるブロックＺＦアルゴリズムを用いた場合の一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイトの計算処理方法について詳細に説明したが、本発明で用いる線形方式として、ブロックＺＦアルゴリズムに限定されることはなく、例えば、ブロックＭＭＳＥアルゴリズムを用いることも勿論可能である。
＜４−２＞非線形方式
ここでは、ＭＩＭＯ伝送方式として非線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイト行列の計算処理方法（計算処理手順）について説明する。
本発明では、ＭＩＭＯ伝送方式として非線形方式を用いた場合に、ブロックＺＦアルゴリズム（又はブロックＭＭＳＥアルゴリズム）に加えて、送信側でブロックＤＰＣアルゴリズムを、受信側でブロックＳＩＣアルゴリズムをそれぞれ用いる。
図１９の模式図に示すように、非線形方式を用いた「一般化された本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワーク」では、ブロックＺＦアルゴリズム（又はブロックＭＭＳＥアルゴリズム）による線形干渉キャンセルと、ブロックＳＩＣアルゴリズム／ブロックＤＰＣアルゴリズムによる非線形干渉キャンセルの組合せによって、他リンクへの干渉回避を行った上で、各リンクにおいて通常のＭＩＭＯ多重伝送を行う。そのときの各送受信ウェイト行列は、下記数１２０〜数１２３で表される。

ブロックＺＦによって他リンクへの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩ

ードにおいて、ブロックＺＦによって他リンクからの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ受信ウェイト行列である。
後述するが、非線形干渉キャンセルの効果により、後向きリンクに対する送信ウェイト

て、高いダイバーシチ利得を実現することができる。
＜４−２−１＞受信ノードのウェイト計算処理手順（ウェイト決定方法）
ここで、第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの後向きリンクに対する

第（ｉ−１）送信ノードの前向きリンクに対するブロックＺＦ送信ウェイト行列

非線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークと同様に、まず、始めに、上記数９０及び数９１のように、第ｉ受信ノードでは、第（ｉ−１）送信ノ

る。

４及び数１２５に基づいて計算（決定）される。

ただし、Ｉ_ＭはＭ次の単位行列であり、［・］^⊥は［・］の正規直交補空間基底行列である。また、

このとき、線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークと同様に、第ｉ受信ノードの前向きリンクを、下記数１２７で表す等価チャネル行列

これは、（Ｍ−Ｋ）素子の送信アンテナとＭ素子の受信アンテナからなるＭＩＭＯチャネルに、Ｋ^Ｆストリームの多重伝送を行う通常のＭＩＭＯシステムと等価であり、任意のＭＩＭＯ伝送方式（例えば、非特許文献１１の第６章〜第８章に記載の任意のＭＩＭＯ伝送方式、例えば送信側でチャネル情報を用いるクローズドループ方式やチャネル情報を用いないオープンループ方式、クローズドループ方式としてアンテナ選択方式やＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式やプレコーディング方式やＤＰＣ方式やＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ方式、オープンループの方式として時空間符号化方式、またこれらの受信方式として、線形のＺＦアルゴリズムやＭＭＳＥアルゴリズム、非線形のＳＩＣアルゴリズムや最尤推定アルゴ

用されたＭＩＭＯ伝送方式のＭＩＭＯ送受信ウェイト行列として求まる。
また、非線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークと比べると、等価受信アンテナ素子数が（Ｍ−Ｋ^Ｂ）からＭに増加しているため、高いダイバーシチ利得が得られる。

８４は、下記数１２８と数１２９に変形することができる。

送信ノードの後向きリンクから第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉に相当する等価チャネル行列であり、下記数１３１に基づいて計算される。

クから第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル行列であり、下記数１３２に基づいて計算される。

クＤＰＣアルゴリズムを用いて、干渉信号を次のようにキャンセルすることができる。なお、本発明では、ブロックＤＰＣアルゴリズムを用いることに限定されることはなく、例えば、ブロックＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇアルゴリズムやブロック ｌａｔｔｉｃｅ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇアルゴリズム等の非線形アルゴリズムを用いることもできる。

クする方法を用いることもできる。
ブロックＤＰＣアルゴリズムを用いた場合では、第（ｉ−１）送信ノードの前向きリン

すことができる。数１３４から、第（ｉ−１）送信ノードの後向きリンクからの干渉を回避して、マルチストリームの多重伝送が可能となっていることが良く分かる。

＜４−２−２＞送信ノードのウェイト計算処理手順（ウェイト決定方法）
次に、第（ｉ＋１）送信ノードに着目すると、第ｉ受信ノードの前向きリンクに対する受

決定されている状態であり、既知である。
非線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークと同様に、まず、始めに、上記数１０３及び数１０４のように、第（ｉ＋１）送信ノードでは、チャネ

信ウェイトを介してトレーニング信号を送信することにより、等価受信チャネル行列

いることもできる。

記数１３５及び数１３６に基づいて計算（決定）される。

ただし、Ｉ_ＭはＭ次の単位行列であり、［・］^⊥は［・］の正規直交補空間基底行列である。また、

このとき、線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークと同様に、第（ｉ＋１）送信ノードの後向きリンクを、下記数１３８で表す等価チャネ

これは、Ｍ素子の送信アンテナと（Ｍ−Ｋ）素子の受信アンテナからなるＭＩＭＯチャネルに、Ｋ^Ｂストリームの多重伝送を行う通常のＭＩＭＯシステムと等価であり、任意のＭＩＭＯ伝送方式（例えば、非特許文献１１の第６章〜第８章に記載の任意のＭＩＭＯ伝送方式、例えば送信側でチャネル情報を用いるクローズドループ方式やチャネル情報を用いないオープンループ方式、クローズドループ方式としてアンテナ選択方式やＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式やプレコーディング方式やＤＰＣ方式やＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ方式、オープンループの方式として時空間符号化方式、またこれらの受信方式として、線形のＺＦアルゴリズムやＭＭＳＥアルゴリズム、非線形のＳＩＣアルゴリズムや最尤推定アルゴ

用されたＭＩＭＯ伝送方式のＭＩＭＯ送受信ウェイト行列として求まる。
また、非線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークでは、線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークと比べると、等価送信アンテナ素子数が（Ｍ−Ｋ^Ｆ）からＭに増加しているため、高いダイバーシチ利得が得られる。

数８５は、下記数１３９と数１４０に変形することができる。

送信ノードの後向きリンクから第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉に相当する等価チャネル行列であり、下記数１４２に基づいて計算される。

クから第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価なチャネル行列であり、下記数１４３に基づいて計算される。

ＳＩＣアルゴリズムによる非線形処理を用いて、干渉信号をキャンセルすることができる。

ブロックＳＩＣアルゴリズムを用いた場合に、第ｉ受信ノードは、採用されたＭＩＭＯ

キャンセルを実現する。

最後に、上記数１４４及び数１４５より、非線形方式（ブロックＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズム）を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークによれば、隣接ノードからの干渉なく、前向きリンクと後向きリンクにおいて、マルチストリームの多重伝送が可能となることが分かる。
また、非線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークは、線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークに比べて、ブロックＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いることにより、直交拘束条件を減らし、余剰のアレー自由度を用いて高いダイバーシチ利得を実現している。
本発明では、上述した送受信ウェイト行列の計算処理手順を、第１ノードから最終ノードまで順番に行うことにより、全てのノードの送受信ウェイト行列を算出（決定）することができる。
以上のように、一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークの実施形態について、図１７、図１８及び図１９を用いて詳細に説明したが、本発明はそれらの図面に示されたような１次元ＭＩＭＯメッシュネットワーク（リレーＭＩＭＯネットワーク）に限定されることはなく、各中継ノードを２次元に、もしくは、任意の形状に配置することも勿論可能である。
そして、本発明では、ＭＩＭＯ伝送方式として、線形方式も非線形方式も用いることが可能である。上述した本発明の実施形態において、線形方式を用いた場合に、ＺＦアルゴリズム及びブロックＺＦアルゴリズムを実施例として説明したが、本発明はそれらに限定されることはなく、例えば、ＭＭＳＥアルゴリズムやブロックＭＭＳＥアルゴリズム等の線形アルゴリズムを用いることも勿論可能である。
また、上述した本発明の実施形態において、非線形方式を用いた場合に、ＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズム及びブロックＳＩＣアルゴリズム／ブロックＤＰＣアルゴリズムを実施例として説明したが、本発明はそれらに限定されることはなく、Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇアルゴリズム、ｌａｔｔｉｃｅ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇアルゴリズム、ブロックＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇアルゴリズムやブロックｌａｔｔｉｃｅ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇアルゴリズム等の非線形アルゴリズムを用いることも勿論可能である。
＜４−３＞ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワーク
上述した一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークは、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ）と組み合わせることにより、広帯域な無線ネットワーク（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワーク）として動作させることができる。
つまり、一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークと直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）との組み合わせで構成されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワーク（以下、単に、「本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワーク」とも称する。）では、上述した本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークに用いられるＭＩＭＯアルゴリズムをＯＦＤＭの各サブキャリアに適用する。よって、ＯＦＤＭの第ｌサブキャリアでは、前向きリンクにＫ^Ｆ（ｌ）個のストリーム信号が多重化され、また、後向きリンクにＫ^Ｂ（ｌ）個のストリーム信号が多重化されることとなる。
以下では、本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワークの信号モデルを定式化する。
ここで、第ｉ受信ノードにおける第ｌサブキャリアの前向きリンクの受信信号ベクトル

下記数１４６〜数１５１を用いて、モデル化することができる。

のノードにおける第ｌサブキャリアの前向きリンク及び後向きリンクに対する送信信号ベ

ブキャリアの前向きリンクを後向きリンクに対する送信ウェイト行列であり、

ｉ番目のノードで受信した第ｌサブキャリアの前向きリンク及び後向きリンクの等価な加法性雑音ベクトルである。
上記のように定式化されたシステムモデルに対して、サブキャリア毎に本発明のＭＩＭＯアルゴリズムを適用することによって、つまり、サブキャリア毎に上記＜４−１＞及び＜４−２＞で述べた本発明のＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイト行列の計算処理アルゴリズムを適用することによって、広帯域な無線ネットワークとしての本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワークを実現することができる。

従来の１次元メッシュネットワーク（マルチホップネットワーク）を説明するための模式図である。 コグニティブＭＩＭＯメッシュネットワークの概念を説明するための模式図である。 ＭＩＭＯマルチプルアクセス（ＭＩＭＯ−ＭＡ）を説明するための模式図である。 ＭＩＭＯブロードキャスト（ＭＩＭＯ−ＢＣ）を説明するための模式図である。 本発明の第１実施形態に係る１次元ＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。 本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイト間の関係を説明するための模式図である。 本発明の第１実施形態に係る２次元ＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。 シミュレーションシナリオを示す模式図である。 シミュレーション結果を示すグラフである。 本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。 線形方式を用いた場合の本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。 非線形方式を用いた場合の本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。 数値シミュレーション用のシナリオ（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）を示す模式図である。 干渉距離を表したマトリクスを示す図である。 距離３ｄ以上のノードからの干渉信号を無視した場合において、モンテカルロシミュレーションにより計算した各シナリオのＳＮＲに対する平均総キャパシティを示すグラフである。 ネットワーク内のすべての干渉信号を考慮した場合において、モンテカルロシミュレーションにより計算した各シナリオのＳＮＲに対する平均総キャパシティを示すグラフである。 一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。 線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。 非線形方式を用いた場合の一般化した本発明に係るＭＩＭＯメッシュネットワークを説明するための模式図である。

Claims (25)

1. 複数の中継ノードを有し、前記各中継ノードは、複数のアンテナを有するとともに、前記各中継ノード間に無線リンクを張ることにより、無線ネットワークを構築するＭＩＭＯメッシュネットワークであって、
   ＭＩＭＯマルチプルアクセスとＭＩＭＯブロードキャストを交互に連結した構成となっており、被干渉・与干渉回避を実現するとともに、前記各中継ノードに第１の無線リンクに加えて第２の無線リンクを多重伝送することにより、ネットワーク全体の周波数利用効率を改善することを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
2. 線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた請求項１に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
   前記中継ノードのうち、ある受信ノードについて、第１の無線リンク及び第２の無線リンクを介して当該受信ノードに隣接する第１の送信ノード及び第２の送信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯマルチプルアクセスシステムとし、
   前記受信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、前記第１の送信ノードからの被干渉を回避しつつ前記第２の送信ノードからの信号を受信し、また、前記第２の送信ノードからの被干渉を回避しつつ前記第１の送信ノードからの信号を受信することであり、 前記第１の送信ノード及び前記第２の送信ノードの送信ウェイトが、それぞれ
   

   

   次の数式で記述でき、
   

   

   ただし、Ｍは各中継ノードのアンテナ本数であり、ｓ_１０，ｓ_１２は前記第１の送信ノード及び前記第２の送信ノードの送信信号であり、また、ｓ_１＝［ｓ_１０ ｓ_１２］^Ｔ∈Ｃ^２であり、Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍ
   

   

   て用いることで、前記第２の送信ノードからの被干渉を回避しつつ前記第１の送信ノードからの信号を受信でき、
   

   

   イトとして用いることで、第１の無線リンクと第２の無線リンクのＦＢ多重化が可能となることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
3. 線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた請求項１に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
   前記中継ノードのうち、ある送信ノードについて、第１の無線リンク及び第２の無線リンクを介して当該送信ノードに隣接する第１の受信ノード及び第２の受信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯブロードキャストシステムとし、
   前記送信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、前記第１の受信ノードへの与干渉を回避しつつ前記第２の受信ノードへ信号を送信し、また、前記第２の受信ノードへの与干渉を回避しつつ前記第１の受信ノードへ信号を送信することであり、
   前記第１の受信ノード及び前記第２の受信ノードの受信ウェイトが、それぞれ
   

   

   前記第１の受信ノードの受信信号は、次の数式で記述でき、
   

   

   前記第２の受信ノードの受信信号は、次の数式で記述でき、
   

   

   ただし、ｘ_２∈Ｃ^Ｍは前記送信ノードの送信信号ベクトルであり、
   ｙ_２＝［ｙ_１ ｙ_３］^Ｔ∈Ｃ^２を用いて、ベクトル表記すると、次の数式となり、
   

   

   して用いることで、前記第１の受信ノードへの与干渉を回避しつつ前記第２の受信ノードへ信号を送信でき、
   

   

   イトとして用いることで、第１の無線リンクと第２の無線リンクのＦＢ多重化が可能となることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
4. 非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いた請求項１に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
   前記中継ノードのうち、ある受信ノードについて、第１の無線リンク及び第２の無線リンクを介して当該受信ノードに隣接する第１の送信ノード及び第２の送信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯマルチプルアクセスシステムとし、
   前記受信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、非線形受信方式であるＳＩＣアルゴリズムを用いて、被干渉回避をしつつ、前記第１の送信ノード及び前記第２の送信ノードからの信号を多重化受信することであり、
   前記ＳＩＣアルゴリズムでは、前記受信ノードの受信信号において、はじめに、前記第２の送信ノードからの信号ｓ_１２を検波し、それを前記受信信号から差し引くことで、被干渉を回避し、前記第１の送信ノードからの信号ｓ_１０を受信し、
   

   

   

   これにより、被干渉回避および第１の無線リンクと第２の無線リンクのＦＢ多重化が可能となることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
5. 非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いた請求項１に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
   前記中継ノードのうち、ある送信ノードについて、第１の無線リンク及び第２の無線リンクを介して当該送信ノードに隣接する第１の受信ノード及び第２の受信ノードが複数アンテナを有したＭＩＭＯブロードキャストシステムとし、
   前記送信ノードにおけるＭＩＭＯアルゴリズムの目的は、非線形送信方式であるＤＰＣアルゴリズムを用いて、与干渉回避をしつつ、前記第１の受信ノード及び前記第２の受信ノードへ信号を多重化送信することであり、
   前記第１の受信ノード及び前記第２の受信ノードの受信ウェイトが、それぞれ
   

   

   前記第１の受信ノードの受信信号は、次の数式で記述でき、
   

   

   前記第２の受信ノードの受信信号は、次の数式で記述でき、
   

   

   ただし、ｘ_２∈Ｃ^Ｍは前記送信ノードの送信信号ベクトルであり、
   ｙ_２＝［ｙ_１ ｙ_３］^Ｔ∈Ｃ^２を用いて、ベクトル表記すると、次の数式となり、
   

   

   

   次の数式により、この干渉成分をｓ′_３２の送信信号から差し引くことにより、与干渉回避が可能となり、
   

   

   これより、与干渉回避および第１の無線リンクと第２の無線リンクのＦＢ多重化が可能となることことを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
6. 中継機能を有する複数のノードを有し、前記各ノードは、Ｍ本のＭＩＭＯアンテナを搭載するとともに、前記各ノード間に無線リンクを張ることにより、無線ネットワークを構築するＭＩＭＯメッシュネットワークであって、
   送信ウェイトと受信ウェイトの組合せにより、干渉回避を行うとともに、前記各ノードに前向きリンクと後向きリンクのストリーム信号を多重化して伝送することにより、ネットワーク全体のキャパシティを改善することを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
7. 請求項６に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
   前記ＭＩＭＯメッシュネットワークの信号モデルは、次のように定式化され、
   

   

   あり、
   

   

   ク及び後向きリンクに対する送信信号であり、Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍはｊ番目のノードからｉ番目の
   

   

   

   はｉ番目のノードにおける前向きリンク及び後向きリンクに対する受信ウェイトベクトル
   

   

   法性雑音であり、
   

   

   ることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
8. 線形方式であるＺＦアルゴリズムを用いた請求項７に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
   第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、第ｉ
   

   

   計算されており、
   第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードの間のシステムモデルは、等価送信チャネルベ
   

   

   て、次のように表し、
   

   

   し、
   

   

   ただし、（ｘ^⊥，ｙ^⊥）はｘとｙの両方に直交する基底ベクトルであり、（ｘ^‖，ｙ^⊥）はｙに直交する空間の中でｘに最も平行する基底ベクトルであり、
   

   

   送信ノードと第ｉ受信ノードの間のシステムは、次の数式によってモデル化され、
   

   

   

   向きリンクの等価チャネル係数であることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
9. 請求項８に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
   第ｉ受信ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、前記計算された第ｉ受信ノ
   

   

   向きリンクの等価受信チャネルベクトルであり、
   

   

   ドが送信モードのときに、その共役受信ウェイトを介してトレーニング信号を送信するこ
   

   

   もしくは、第（ｉ＋１）送信ノードではトレーニング信号を送信し、第ｉ受信ノードでは
   

   

   ックし、
   

   

   第ｉ受信ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、次の数式によってモデル化され、
   

   

   きリンクの等価チャネル係数であることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
10. 請求項９に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    

    

    によって表され、
    

    

    第ｉ受信ノードが第（ｉ−１）送信ノード及び第（ｉ＋１）送信ノードからの干渉なく、前向きリンクと後向きリンクの信号を同時に受信することを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
11. 非線形方式であるＳＩＣ／ＤＰＣアルゴリズムを用いた請求項７に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、第ｉ
    

    

    ただし、ｘ^‖はｘに平行する基底ベクトルであり、（ｘ^⊥，ｙ^⊥）はｘとｙの両方に直交する基底ベクトルであり、
    

    

    送信ノードと第ｉ受信ノードの間のシステムは、次の数式によってモデル化され、
    

    

    後向きリンクから第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル係数であり、
    

    

    １）送信ノードへフィードバックし、
    第（ｉ−１）送信ノードでは、ＤＰＣアルゴリズムを用いて、次の数式のように、干渉信号をキャンセルし、
    

    

    ネットワーク。
12. 請求項１１に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    

    

    第ｉ受信ノードと第（ｉ＋１）送信ノードの間のシステムは、次の数式によってモデル化され、
    

    

    ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル係数であり、
    

    

    等価チャネル係数であり、
    

    

    式のように、干渉なく受信され、
    

    

    

    キャンセルを実現し、
    

    

    ッシュネットワーク。
13. 請求項８、請求項９、請求項１１又は請求項１２の何れかに記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、
    第ｉノードの状態が受信ノードであり、当該第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）
    

    

    第ｉ受信ノードへ送信するようにし、
    

    

    ードの加法性雑音ベクトルであり、
    

    

    とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
14. 請求項８乃至請求項１２の何れかに記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイトを計算するようにしており、
    第ｉノードの状態が送信ノードであり、当該第ｉ送信ノードに着目すると、第（ｉ−１）
    

    

    ただし、［・］^＊は複素共役を表し、［・］^Ｔは転置を表し、［・］^Ｈは複素共役転置を表し、
    

    

    ことを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
15. 中継機能を有する複数のノードを有し、前記各ノードは、複数本のＭＩＭＯアンテナを搭載するとともに、前記各ノード間に、前向きリンク又は後向きリンクを張ることにより、無線ネットワークを構築するＭＩＭＯメッシュネットワークであって、
    前記前向きリンクにＫ^Ｆ個のストリーム信号（Ｋ^Ｆストリーム）を多重化しているとともに、前記後向きリンクにＫ^Ｂ個のストリーム信号（Ｋ^Ｂストリーム）をも多重化しており、
    次の数式で表す条件を満たし、
    

    

    ただし、Ｍは前記各ノードが搭載したＭＩＭＯアンテナの本数であり、Ｋはあるノードが送受信する総ストリーム数であり、Ｋ＝Ｋ^Ｆ＋Ｋ^Ｂが成立し、
    前記ＭＩＭＯメッシュネットワークの信号モデルは、次のように定式化され、
    

    

    

    前向きリンク及び後向きリンクに対する送信信号ベクトルであり、Ｈ_ｉｊ∈Ｃ^Ｍ×Ｍはｊ番目の
    

    

    目のノードにおける前向きリンクと後向きリンクに対する送信ウェイト行列であり、
    

    

    リンク及び後向きリンクの等価な加法性雑音ベクトルであることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
16. 線形方式であるブロックＺＦアルゴリズムを用いた請求項１５に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    前記ブロックＺＦアルゴリズムによる線形干渉キャンセルによって他リンクへの干渉回避を行った上で、リンク毎にＭＩＭＯ多重伝送を行い、そのときの各送受信ウェイト行列は、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    ンクへの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ送信ウェイト行列であ
    

    

    はｉ番目のノードにおいて、前記ブロックＺＦアルゴリズムによって他リンクからの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ受信ウェイト行列であることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
17. 請求項１６に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイト行列を計算するようにしており、
    第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの後向きリンクに対する送信ウェ
    

    

    第ｉ受信ノードでは、第（ｉ−１）送信ノードから、次の数式のように、送信ウェイト行
    

    

    れ、
    

    

    このとき、次の数式に示すように、第（ｉ−１）送信ノードと第ｉ受信ノードとの間には、
    

    

    前向きリンクが形成され、
    

    

    

    ることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
18. 請求項１７に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    ＭＩＭＯ伝送方式としてオープンループ伝送方式で受信側にＺＦアルゴリズムを用いた
    

    

    の任意のＫ^Ｆ個の列ベクトルを用いて、Ｋ^Ｆストリームを多重送信し、先頭Ｋ^Ｆ個の列ベクトルを用いた場合は、次の数式が成立し、
    

    

    列の第１〜Ｋ^Ｆ列であり、
    第ｉ受信ノードでは、受信したＫ^Ｆストリームの分離を行い、
    

    

    次の数式に基づいて計算され、
    

    

    オープンループ伝送方式の受信方式としてＺＦアルゴリズムを用いた場合、次の数式で
    

    

    づいて計算され、
    

    

    ただし、［・］^−１は［・］の一般逆行列であり、［・］^Ｈは［・］の複素共役転置であり、
    

    
19. 請求項１７又は請求項１８に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    第（ｉ＋１）送信ノードに着目すると、第ｉ受信ノードの前向きリンクに対する受信ウェ
    

    

    

    ドが送信モードのときに、その共役受信ウェイトを介してトレーニング信号を送信するこ
    

    

    フィードバックし、
    

    

    ただし、［・］^＊は［・］の複素共役であり、［・］^Ｔは［・］の転置であり、
    

    

    され、
    

    

    れ、
    

    

    このとき、次の数式に示すように、第（ｉ＋１）送信ノードと第ｉ受信ノードとの間には、
    

    

    後向きリンクが形成され、
    

    

    

    であることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
20. 請求項１９に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    ＭＩＭＯ伝送方式としてオープンループ伝送方式で送信側にＺＦアルゴリズムを用いた場合は、第（ｉ＋１）送信ノードでは、事前にストリーム分離を行うウェイトを用いて、Ｋ^Ｂストリームを多重送信し、このとき、第ｉ受信ノードでは、（Ｍ−Ｋ）次のブロックＺＦ
    

    

    頭Ｋ^Ｂ個の列ベクトルを用いた場合は、次の数式が成立し、
    

    

    の第１〜Ｋ^Ｂ列であり、
    

    

    に基づいて計算され、
    

    

    オープンループ伝送方式の送信方式としてＺＦアルゴリズムを用いた場合、次の数式で
    

    

    数式に基づいて計算され、
    

    

    ただし、［・］^＊は［・］の複素共役であり、［・］^Ｔは［・］の転置であり、［・］^−１は［・］の一般逆行列であり、
    

    

    ワーク。
21. 請求項２０に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    

    

    

    トリームの等価なチャネル応答を対角成分に持つ行列であり、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    ムの等価なチャネル応答を対角成分に持つ行列であり、
    

    

    に基づいて計算されることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
22. ブロックＺＦアルゴリズムに加えて、送信側でブロックＤＰＣアルゴリズムを、受信側でブロックＳＩＣアルゴリズムをそれぞれ用いる請求項１５に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    前記ブロックＺＦアルゴリズムによる線形干渉キャンセルと、前記ブロックＳＩＣアルゴリズム／前記ブロックＤＰＣアルゴリズムによる非線形干渉キャンセルの組合せによって、他リンクへの干渉回避を行った上で、リンク毎にＭＩＭＯ多重伝送を行い、そのときの各送受信ウェイト行列は、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    への干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ送信ウェイト行列であり、
    

    

    ンクからの干渉回避を行った前向きリンクと後向きリンクのＭＩＭＯ受信ウェイト行列であることを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
23. 請求項２２に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    第１ノードから最終ノードまで順番に送受信ウェイト行列を計算するようにしており、
    第ｉ受信ノードに着目すると、第（ｉ−１）送信ノードの後向きリンクに対する送信ウェ
    

    

    第ｉ受信ノードでは、第（ｉ−１）送信ノードから、次の数式のように、送信ウェイト行
    

    

    は次の数式に基づいて計算され、
    

    

    持つＭＩＭＯリンクと見做し、
    

    

    受信ウェイト行列として求まり、
    

    

    

    チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    の干渉に相当する等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    （ｉ−１）送信ノードへフィードバックし、
    

    

    で表すことを特徴とするＭＩＭＯメッシュネットワーク。
24. 請求項２３に記載のＭＩＭＯメッシュネットワークにおいて、
    第（ｉ＋１）送信ノードに着目すると、第ｉ受信ノードの前向きリンクに対する受信ウェ
    

    

    

    ドが送信モードのときに、その共役受信ウェイトを介してトレーニング信号を送信するこ
    

    

    学習し、もしくは、第（ｉ＋１）送信ノードではトレーニング信号を送信し、第ｉ受信ノ
    

    

    ＋１）送信ノードへフィードバックし、
    

    

    ただし、［・］^＊は［・］の複素共役であり、［・］^Ｔは［・］の転置であり、
    

    

    され、
    

    

    は次の数式に基づいて計算され、
    

    

    このとき、第（ｉ＋１）送信ノードの後向きリンクを、次の数式で表す等価チャネル行列
    

    

    受信ウェイト行列として求まり、
    

    

    

    等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    の干渉に相当する等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    第ｉ受信ノードの前向きリンクへの干渉信号に相当する等価チャネル行列であり、次の数式に基づいて計算され、
    

    

    より、干渉キャンセルを実現し、
    

    

    ットワーク。
25. 請求項１５乃至請求項２４の何れかに記載のＭＩＭＯメッシュネットワークと、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）と組み合わせることにより、広帯域な無線ネットワークとして動作するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワークであって、
    前記ＭＩＭＯメッシュネットワークに用いられるＭＩＭＯアルゴリズムをＯＦＤＭの各サブキャリアに適用し、ＯＦＤＭの第ｌサブキャリアでは、前向きリンクにＫ^Ｆ（ｌ）個のストリーム信号を多重化しているとともに、後向きリンクにＫ^Ｂ（ｌ）個のストリーム信号をも多重化しており、
    前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワークの信号モデルは次のように定式化され、
    

    

    ンクの受信信号ベクトルであり、
    

    

    ドにおける第ｌサブキャリアの前向きリンク及び後向きリンクに対する送信信号ベクトルであり、Ｈ_ｉｊ（ｌ）∈Ｃ^Ｍ×Ｍはｊ番目のノードからｉ番目のノードへの第ｌサブキャリアのチャネ
    

    

    

    ードで受信した第ｌサブキャリアの前向きリンク及び後向きリンクの等価な加法性雑音ベクトルであり、
    定式化された前記信号モデルに対して、ＯＦＤＭのサブキャリア毎に前記ＭＩＭＯメッシュネットワークにおける送受信ウェイト行列の計算処理アルゴリズムを適用することを特徴とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッシュネットワーク。

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