JP2008096391A - 伝導ノイズシミュレータ、伝導ノイズシミュレーション方法および伝導ノイズシミュレーションプログラム - Google Patents
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Abstract
【課題】雑音端子電圧のシミュレーション精度を向上させる。
【解決手段】半導体電力変換装置を模擬する半導体電力変換装置モデル１３、半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬する擬似電源回路網モデル１２、コモンモード電流が流れる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８を模擬する浮遊容量モデル１５、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、半導体電力変換装置モデル１３の動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するスペクトルアナライザモデル１４を伝導ノイズシミュレータに設ける。
【選択図】 図１
【解決手段】半導体電力変換装置を模擬する半導体電力変換装置モデル１３、半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬する擬似電源回路網モデル１２、コモンモード電流が流れる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８を模擬する浮遊容量モデル１５、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、半導体電力変換装置モデル１３の動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するスペクトルアナライザモデル１４を伝導ノイズシミュレータに設ける。
【選択図】 図１
Description
本発明は伝導ノイズシミュレータ、伝導ノイズシミュレーション方法および伝導ノイズシミュレーションプログラムに関し、特に、雑音端子電圧をシミュレーションにて評価する方法に適用して好適なものである。
インバータなどの半導体電力変換装置から発生する伝導ノイズは交流電源ラインに重畳され、雑音端子電圧として測定される。この雑音端子電圧は、ＣＩＳＰＲやＶＣＣＩによって限度値が定められ、電子機器メーカは、この雑音端子電圧の規格に準拠した製品を製造および販売する必要がある。
半導体電力変換装置を雑音端子電圧の規格に準拠させるため、通常ではノイズフィルタを半導体電力変換装置に追加して設けることが行われている。ここで、雑音端子電圧を事前に精度よく求めるのは困難なため、半導体電力変換装置が完成してから、ノイズフィルタ構成の詳細な設計が行われ、開発期間の長期化および高コスト化を招いている。
このため、例えば、特許文献１に開示されているように、実際にスイッチング電源から流出する伝導ノイズとよく一致する伝導ノイズ波形をシミュレーションにて得ようとする試みがなされている。
半導体電力変換装置を雑音端子電圧の規格に準拠させるため、通常ではノイズフィルタを半導体電力変換装置に追加して設けることが行われている。ここで、雑音端子電圧を事前に精度よく求めるのは困難なため、半導体電力変換装置が完成してから、ノイズフィルタ構成の詳細な設計が行われ、開発期間の長期化および高コスト化を招いている。
このため、例えば、特許文献１に開示されているように、実際にスイッチング電源から流出する伝導ノイズとよく一致する伝導ノイズ波形をシミュレーションにて得ようとする試みがなされている。
図７は、従来の雑音端子電圧の測定システムの概略構成を示すブロック図である。
図７において、三相交流電源７１は、擬似電源回路網７２に接続され、擬似電源回路網７２はノイズフィルタ７５を介して半導体電力変換装置７３に接続されている。なお、半導体電力変換装置７３としては、例えば、インバータを挙げることができる。ここで、擬似電源回路網７２には、ｕｖｗの各相の電源ラインにそれぞれ接続されたインダクタＬ７１〜Ｌ７３が設けられるとともに、ｕｖｗの各相は接地コンデンサＣ７１〜Ｃ７３および雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３をそれぞれ介して接地されている。そして、雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３には、雑音端子電圧を測定するスペクトルアナライザ(妨害波強度計)７４が接続されている。
図７において、三相交流電源７１は、擬似電源回路網７２に接続され、擬似電源回路網７２はノイズフィルタ７５を介して半導体電力変換装置７３に接続されている。なお、半導体電力変換装置７３としては、例えば、インバータを挙げることができる。ここで、擬似電源回路網７２には、ｕｖｗの各相の電源ラインにそれぞれ接続されたインダクタＬ７１〜Ｌ７３が設けられるとともに、ｕｖｗの各相は接地コンデンサＣ７１〜Ｃ７３および雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３をそれぞれ介して接地されている。そして、雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３には、雑音端子電圧を測定するスペクトルアナライザ(妨害波強度計)７４が接続されている。
また、ノイズフィルタ７５には、ｕｖｗの各相の電源ライン間に接続されたキャパシタＣ７１〜Ｃ７３が設けられるとともに、ｕｖｗの各相の電源ラインにそれぞれ接続されたインダクタＬ７４〜Ｌ７６が設けられている。
さらに、半導体電力変換装置７３には、三相交流を直流に変換する整流ダイオードＤ７１〜Ｄ７６および平滑コンデンサＣ７９が設けられるとともに、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２およびスイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２にそれぞれ逆並列接続された帰還ダイオードＤ７７、Ｄ７８が設けられている。
さらに、半導体電力変換装置７３には、三相交流を直流に変換する整流ダイオードＤ７１〜Ｄ７６および平滑コンデンサＣ７９が設けられるとともに、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２およびスイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２にそれぞれ逆並列接続された帰還ダイオードＤ７７、Ｄ７８が設けられている。
なお、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２としては、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。
そして、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２および帰還ダイオードＤ７７、Ｄ７８の組で基本回路（アーム）が構成され、上アーム側にはキャパシタＣ７８が接続されるとともに、下アーム側にはキャパシタＣ７９が接続され、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２の接続点とキャパシタＣ７８、Ｃ７９の接続点には、抵抗Ｒ７４が介挿されている。
そして、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２および帰還ダイオードＤ７７、Ｄ７８の組で基本回路（アーム）が構成され、上アーム側にはキャパシタＣ７８が接続されるとともに、下アーム側にはキャパシタＣ７９が接続され、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２の接続点とキャパシタＣ７８、Ｃ７９の接続点には、抵抗Ｒ７４が介挿されている。
そして、三相交流電源７１にて生成された交流電圧は擬似電源回路網７２を介してノイズフィルタ７５に入力され、ノイズフィルタ７５にてノイズが除去されてから、半導体電力変換装置７３に供給される。そして、半導体電力変換装置７３に供給された交流電圧は、整流ダイオードＤ７１〜Ｄ７６および平滑コンデンサＣ７９にて直流電圧に変換され、さらにスイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２にて交流電圧に変換されて抵抗Ｒ７４に供給される。
ここで、半導体電力変換装置７３のスイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２にてスイッチング動作が行われると、そのスイッチング動作に起因して電圧脈動が発生し、この電圧脈動が電源ラインを通して擬似電源回路網７２まで到達する。この時、雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３の両端に印加される電圧をスペクトルアナライザ７４にて測定することで、雑音端子電圧を測定することができる。そして、雑音端子電圧を測定することで、雑音端子電圧の規格に準拠するように、ノイズフィルタ７５の設計を行うことができる。
ここで、図７の電源ラインを伝播する伝導ノイズをシミュレーションにて把握する場合、半導体電力変換装置７３全体の動作をシミュレーションするのではなく、スイッチング素子Ｓ７１、Ｓ７２および帰還ダイオードＤ７１、Ｄ７２を図８（ａ）の抵抗Ｒ７５に置き換えたり、図８（ｂ）の電流源Ｉ７１に置き換えたりしてから、半導体電力変換装置７３から発生するノイズをシミュレーションし、雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３の両端の電圧スペクトルから雑音端子電圧を推定することが行われる。
ただし、この方法では、半導体電力変換装置７３が簡略化されていることから、雑音端子電圧の推定精度が悪く、１５ｄＢほどの誤差がある。
また、雑音端子電圧には、電源ラインを伝播するノーマルモード成分と、アース線を導通するコモンモード成分の２種類があるが、図７の構成では、半導体電力変換装置７３とアース線とを結ぶ経路がないことから、コモンモード成分については考慮することができない。
また、雑音端子電圧には、電源ラインを伝播するノーマルモード成分と、アース線を導通するコモンモード成分の２種類があるが、図７の構成では、半導体電力変換装置７３とアース線とを結ぶ経路がないことから、コモンモード成分については考慮することができない。
このような方法に対し、近年のコンピュータの性能の急速な向上によって、半導体電力変換装置７３を簡略化することなく、複雑化された回路構成をモデル化し、より高精度なシミュレーションを実現することが試みられている。
例えば、特許文献２には、コンデンサについての高精度で各構成部位と対応付けられた等価回路モデルを提供するために、周波数に応じて等価インピーダンスの実数部が測定インピーダンスの実数部に略一致するように変化する蓄電素子の等価回路モデルが開示されている。
例えば、特許文献２には、コンデンサについての高精度で各構成部位と対応付けられた等価回路モデルを提供するために、周波数に応じて等価インピーダンスの実数部が測定インピーダンスの実数部に略一致するように変化する蓄電素子の等価回路モデルが開示されている。
図９は、コンデンサのインピーダンス特性を示す図である。
図９において、自己共振周波数ｆｃ以下では、周波数が高くなるほどインピーダンスが減少するコンデンサの特性（Ｚｃ＝１／（２πｆＣ）を示す。これに対して、自己共振周波数ｆｃを超えると、波数が高くなるほどインピーダンスが増加するリアクトルの特性（ＺＬ＝２πｆＬ）を示す。この原因としては、自己共振周波数ｆｃを超えると、コンデンサ内部からのリード線のインダクタンスの影響が無視できなくなることが考えられる。
図９において、自己共振周波数ｆｃ以下では、周波数が高くなるほどインピーダンスが減少するコンデンサの特性（Ｚｃ＝１／（２πｆＣ）を示す。これに対して、自己共振周波数ｆｃを超えると、波数が高くなるほどインピーダンスが増加するリアクトルの特性（ＺＬ＝２πｆＬ）を示す。この原因としては、自己共振周波数ｆｃを超えると、コンデンサ内部からのリード線のインダクタンスの影響が無視できなくなることが考えられる。
このため、図９のインピーダンス特性を示すコンデンサの等価回路としては、図１０に示すように、抵抗Ｒ１０１、インダクタＬ１０１およびキャパシタＣ１０１を直列接続した集中定数回路を用いることができる。
ただし、図１０の等価回路では、全周波数帯域に渡って抵抗成分の値が一定になるが、実際には表皮効果の影響により抵抗成分は周波数のルートに比例する成分がある。このため、図１１に示すように、抵抗Ｒ１１１とインダクタＬ１１１とが並列接続され、抵抗Ｒ１１２とキャパシタＣ１１１とが並列接続され、それらの並列回路が直列接続され、その直列回路に抵抗Ｒ１１３とキャパシタＣ１１２との直列回路が並列接続され、その並列回路に抵抗Ｒ１１４とインダクタＬ１１２との直列回路が直列接続されたより複雑な等価回路が提案されている。
特開平４−２５２９７２号公報
特開２００６−３８７０４号公報
ただし、図１０の等価回路では、全周波数帯域に渡って抵抗成分の値が一定になるが、実際には表皮効果の影響により抵抗成分は周波数のルートに比例する成分がある。このため、図１１に示すように、抵抗Ｒ１１１とインダクタＬ１１１とが並列接続され、抵抗Ｒ１１２とキャパシタＣ１１１とが並列接続され、それらの並列回路が直列接続され、その直列回路に抵抗Ｒ１１３とキャパシタＣ１１２との直列回路が並列接続され、その並列回路に抵抗Ｒ１１４とインダクタＬ１１２との直列回路が直列接続されたより複雑な等価回路が提案されている。
しかしながら、従来のシミュレーション方法では、複雑化された回路構成をモデル化し、回路の動作を高精度にシミュレーションすることはできるが、雑音端子電圧を高精度にシミュレーションすることができないという問題があった。
そこで、本発明の目的は、雑音端子電圧のシミュレーション精度を向上させることが可能な伝導ノイズシミュレータ、伝導ノイズシミュレーション方法および伝導ノイズシミュレーションプログラムを提供することである。
そこで、本発明の目的は、雑音端子電圧のシミュレーション精度を向上させることが可能な伝導ノイズシミュレータ、伝導ノイズシミュレーション方法および伝導ノイズシミュレーションプログラムを提供することである。
上述した課題を解決するために、請求項１記載の伝導ノイズシミュレータによれば、半導体電力変換装置を模擬する半導体電力変換装置モデルと、前記半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬する擬似電源回路網モデルと、コモンモード電流が流れる浮遊容量を模擬する浮遊容量モデルと、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、前記半導体電力変換装置モデルの動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬する測定系モデルとを備えることを特徴とする。
また、請求項２記載の伝導ノイズシミュレータによれば、前記半導体電力変換装置の構成要素には、周波数に対するインピーダンス特性が一致した等価回路モデルを適用することを特徴とする。
また、請求項３記載の伝導ノイズシミュレータによれば、前記半導体電力変換装置の構成要素には、少なくとも１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において周波数に対するインピーダンス特性が一致した等価回路モデルを適用することを特徴とする。
また、請求項３記載の伝導ノイズシミュレータによれば、前記半導体電力変換装置の構成要素には、少なくとも１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において周波数に対するインピーダンス特性が一致した等価回路モデルを適用することを特徴とする。
また、請求項４記載の伝導ノイズシミュレーション方法によれば、半導体電力変換装置モデルを用いて半導体電力変換装置を模擬するステップと、擬似電源回路網モデルを用いて前記半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬するステップと、浮遊容量モデルを用いてコモンモード電流が流れる浮遊容量を模擬するステップと、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、前記半導体電力変換装置モデルの動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するステップとを備えることを特徴とする。
また、請求項５記載の伝導ノイズシミュレーションプログラムによれば、半導体電力変換装置モデルを用いて半導体電力変換装置を模擬するステップと、擬似電源回路網モデルを用いて前記半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬するステップと、浮遊容量モデルを用いてコモンモード電流が流れる浮遊容量を模擬するステップと、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、前記半導体電力変換装置モデルの動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するステップとをコンピュータに実行させることを特徴とする。
以上説明したように、本発明によれば、雑音端子電圧の測定システムを忠実に再現しながら、雑音端子電圧をシミュレーションすることが可能となるとともに、半導体電力変換装置に流れるコモンモード成分についても考慮することが可能となり、雑音端子電圧のシミュレーション精度を向上させることができる。
以下、本発明の実施形態に係る伝導ノイズシミュレータについて図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る伝導ノイズシミュレータの概略構成を示すブロック図である。
図１において、伝導ノイズシミュレータには、半導体電力変換装置を模擬する半導体電力変換装置モデル１３、半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬する擬似電源回路網モデル１２、コモンモード電流が流れる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８を模擬する浮遊容量モデル１５、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、半導体電力変換装置モデル１３の動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するスペクトルアナライザモデル（または妨害波強度計モデル）１４が設けられている。
図１は、本発明の一実施形態に係る伝導ノイズシミュレータの概略構成を示すブロック図である。
図１において、伝導ノイズシミュレータには、半導体電力変換装置を模擬する半導体電力変換装置モデル１３、半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬する擬似電源回路網モデル１２、コモンモード電流が流れる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８を模擬する浮遊容量モデル１５、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、半導体電力変換装置モデル１３の動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するスペクトルアナライザモデル（または妨害波強度計モデル）１４が設けられている。
そして、三相交流電源モデル１１は擬似電源回路網モデル１２に接続され、擬似電源回路網モデル１２は半導体電力変換装置モデル１３に接続されている。なお、半導体電力変換装置モデル１３が適用される半導体電力変換装置としては、例えば、インバータを挙げることができる。ここで、擬似電源回路網モデル１２が適用される擬似電源回路網には、ｕｖｗの各相の電源ラインにそれぞれ接続されたインダクタＬ１１〜Ｌ１３が設けられるとともに、ｕｖｗの各相は接地コンデンサＣ１１〜Ｃ１３および雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３をそれぞれ介して接地されている。そして、雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３には、スペクトルアナライザモデル１４が適用されるスペクトルアナライザが接続されている。
また、半導体電力変換装置モデル１３が適用される半導体電力変換装置には、三相交流を直流に変換する整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１６および平滑コンデンサＣ１４が設けられるとともに、スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２およびスイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２にそれぞれ逆並列接続された帰還ダイオードＤ１７、Ｄ１８が設けられている。
なお、スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２としては、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。
なお、スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２としては、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。
そして、スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２および帰還ダイオードＤ１７、Ｄ１８の組で基本回路（アーム）が構成され、上アーム側にはキャパシタＣ１５が接続されるとともに、下アーム側にはキャパシタＣ１６が接続され、スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２の接続点とキャパシタＣ１５、Ｃ１６の接続点には、抵抗Ｒ１４が介挿されている。
ここで、三相交流電源モデル１１、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４は、これらのモデルで行われる処理を遂行させる命令が記述されたプログラムをコンピュータに実行させることにより実現することができる。そして、コンピュータプログラム上では、三相交流電源モデル１１、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４の構成要素は、これらの構成要素に対応した等価回路モデルで記述することができる。
ここで、三相交流電源モデル１１、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４は、これらのモデルで行われる処理を遂行させる命令が記述されたプログラムをコンピュータに実行させることにより実現することができる。そして、コンピュータプログラム上では、三相交流電源モデル１１、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４の構成要素は、これらの構成要素に対応した等価回路モデルで記述することができる。
そして、このプログラムをＣＤ−ＲＯＭなどの記憶媒体に記憶しておけば、コンピュータに記憶媒体を装着し、そのプログラムをコンピュータにインストールすることにより、三相交流電源モデル１１、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４で行われる処理を実現することができる。また、このプログラムを通信網を介してダウンロードすることにより、このプログラムを容易に普及させることができる。
また、相交流電源モデル１１、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４で行われる処理を遂行させる命令が記述されたプログラムをコンピュータに実行させる場合、スタンドアロン型コンピュータで実行させるようにしてもよく、ネットワークに接続された複数のコンピュータに分散処理させるようにしてもよい。
ここで、三相交流電源モデル１１、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４の構成要素に等価回路モデルを適用する場合、周波数に対するインピーダンス特性が一致するように等価回路モデルを構成することができ、少なくとも１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において周波数に対するインピーダンス特性が一致するように等価回路モデルを構成することが好ましい。
そして、伝導ノイズシミュレータを起動すると、三相交流電源モデル１１にて生成された交流電圧は擬似電源回路網モデル１２を介して半導体電力変換装置モデル１３に供給される。そして、半導体電力変換装置モデル１３に供給された交流電圧は、整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１６および平滑コンデンサＣ１９の等価回路モデルにて直流電圧に変換され、さらにスイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２の等価回路モデルにて交流電圧に変換されて抵抗Ｒ１４の等価回路モデルに供給される。
ここで、スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２の等価回路モデルにてスイッチング動作をコンピュータ上で模擬することにより、そのスイッチング動作に起因して発生する電圧脈動を擬似電源回路網モデル１２まで到達させることができる。そして、分解能帯域幅の設定を模擬しながら、雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の等価回路モデルの両端に印加される電圧をスペクトルアナライザモデル１４にて模擬することで、雑音端子電圧をシミュレーションにて求めることができる。
これにより、雑音端子電圧の測定システムを忠実に再現しながら、雑音端子電圧をシミュレーションすることが可能となるとともに、半導体電力変換装置に流れるコモンモード成分についても考慮することが可能となり、雑音端子電圧のシミュレーション精度を向上させることができる。
これにより、雑音端子電圧の測定システムを忠実に再現しながら、雑音端子電圧をシミュレーションすることが可能となるとともに、半導体電力変換装置に流れるコモンモード成分についても考慮することが可能となり、雑音端子電圧のシミュレーション精度を向上させることができる。
以下、擬似電源回路網モデル１２、半導体電力変換装置モデル１３、浮遊容量モデル１５およびスペクトルアナライザモデル１４についてより詳細に説明する。
ＣＩＳＰＲやＶＣＣＩなどによれば、雑音端子電圧を擬似するためには、半導体電力変換装置が接続される系統の条件を一定に保つ擬似電源回路網を取り込む必要がある。この擬似電源回路網は、１相当りについて、図２に示すような回路構成を用いることができる。
ＣＩＳＰＲやＶＣＣＩなどによれば、雑音端子電圧を擬似するためには、半導体電力変換装置が接続される系統の条件を一定に保つ擬似電源回路網を取り込む必要がある。この擬似電源回路網は、１相当りについて、図２に示すような回路構成を用いることができる。
すなわち、図２において、電源と供試装置との間にはインダクタＬ２１が接続され、インダクタＬ２１の前段はキャパシタＣ２１を介して接地され、インダクタＬ２１の後段はキャパシタＣ２２および抵抗Ｒ２１を順次介して接地され、キャパシタＣ２２と抵抗Ｒ２１との間にはスペクトルアナライザが接続される。なお、インダクタＬ２１の値は５０μＨ、キャパシタＣ２１の値は１．０μＦ、キャパシタＣ２２の値は０．１μＦ、抵抗Ｒ２１の値は１ｋΩに設定することができる。
このため、擬似電源回路網モデル１２には、図２の回路構成を等価回路モデルで取り込む必要がある。
このため、擬似電源回路網モデル１２には、図２の回路構成を等価回路モデルで取り込む必要がある。
また、雑音端子電圧は、図２の回路構成において、スペクトルアナライザの５０Ωの終端抵抗の両端に印加される電圧スペクトルとして測定される。だたし、雑音端子電圧はスペクトルアナライザ（あるいは妨害波強度計）で測定された値で規定されているため、５０Ωの終端抵抗の両端に印加される電圧スペクトルのシミュレーション結果を単に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）しただけでは、想定結果に一致する雑音端子電圧をシミュレーションにて再現することができない。
このため、雑音端子電圧をシミュレーションにて再現するためには、スペクトルアナライザの分解能帯域幅の設定を模擬する必要がある。具体的には、ＣＩＳＰＲ１６には、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において、分解能帯域幅が９ｋＨｚのバンドパスフィルタを通した結果を測定値とすることが求められている。
このため、雑音端子電圧をシミュレーションにて再現するためには、スペクトルアナライザの分解能帯域幅の設定を模擬する必要がある。具体的には、ＣＩＳＰＲ１６には、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において、分解能帯域幅が９ｋＨｚのバンドパスフィルタを通した結果を測定値とすることが求められている。
このため、スペクトルアナライザモデル１４には、分解能帯域幅を模擬することができるモデル構成を取り込む必要がある。このスペクトルアナライザモデル１４には、高速フーリエ変換機能、バンドパスフィルタおよび加算器が少なくとも含まれるように構成する必要があり、以下のような手順で演算を実行することができる。
（１）擬似電源回路網の雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の両端に印加される電圧スペクトルを高速フーリエ変換にて算出する。
（２）この高速フーリエ変換にて算出された電圧スペクトルについて、中心周波数から±９ｋＨｚ／２の分解能帯域幅を持つバンドパスフィルタを通すことにより、スペクトル成分を抽出する。
（３）バンドパスフィルタを通すことにより抽出されたスペクトル成分の全ての和を算出する。
（４）バンドパスフィルタを通すことにより抽出されたスペクトル成分の全ての和の算出結果をスペクトルアナライザの測定結果として表示する。
（１）擬似電源回路網の雑音端子電圧測定用抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の両端に印加される電圧スペクトルを高速フーリエ変換にて算出する。
（２）この高速フーリエ変換にて算出された電圧スペクトルについて、中心周波数から±９ｋＨｚ／２の分解能帯域幅を持つバンドパスフィルタを通すことにより、スペクトル成分を抽出する。
（３）バンドパスフィルタを通すことにより抽出されたスペクトル成分の全ての和を算出する。
（４）バンドパスフィルタを通すことにより抽出されたスペクトル成分の全ての和の算出結果をスペクトルアナライザの測定結果として表示する。
なお、上述した説明では、スペクトルアナライザの分解能帯域幅を９ｋＨｚとした場合について説明したが、ノイズ発生周波数をより詳細に解析できるようにするために、スペクトルアナライザモデル１４における分解能帯域幅を任意に設定できるようにすることが好ましい。
また、雑音端子電圧をシミュレーションにて精度よく再現するためには、アース線を導通するコモンモード成分を考慮する必要がある。このため、浮遊容量モデル１５において、コモンモード電流が流れる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８を模擬する必要がある。
ここで、コモンモード成分の発生経路となる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８としては、主としてモータの浮遊容量、配線の浮遊容量、半導体デバイスの浮遊容量がある。
また、雑音端子電圧をシミュレーションにて精度よく再現するためには、アース線を導通するコモンモード成分を考慮する必要がある。このため、浮遊容量モデル１５において、コモンモード電流が流れる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８を模擬する必要がある。
ここで、コモンモード成分の発生経路となる浮遊容量Ｃ１７、Ｃ１８としては、主としてモータの浮遊容量、配線の浮遊容量、半導体デバイスの浮遊容量がある。
図３は、本発明の一実施形態に係るモータのモデル構成例を示す図である。
図３（ａ）において、モータモデル３１には、モータ巻き線モデル３３および浮遊容量モデル３２が設けられている。ここで、モータ巻き線モデル３３には、ｕｖｗの各相にそれぞれ等価的に接続されたインダクタＬ３１〜Ｌ３３が設けられるとともに、各インダクタＬ３１〜Ｌ３３にそれぞれ等価的に直列接続された抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３が設けられている。また、モータの浮遊容量はモータ巻き線とフレームとの間に形成されることから、浮遊容量モデル３２には、ｕｖｗの各相をそれぞれ接地する浮遊容量Ｃ３１〜Ｃ３３が設けられている。
図３（ａ）において、モータモデル３１には、モータ巻き線モデル３３および浮遊容量モデル３２が設けられている。ここで、モータ巻き線モデル３３には、ｕｖｗの各相にそれぞれ等価的に接続されたインダクタＬ３１〜Ｌ３３が設けられるとともに、各インダクタＬ３１〜Ｌ３３にそれぞれ等価的に直列接続された抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３が設けられている。また、モータの浮遊容量はモータ巻き線とフレームとの間に形成されることから、浮遊容量モデル３２には、ｕｖｗの各相をそれぞれ接地する浮遊容量Ｃ３１〜Ｃ３３が設けられている。
また、図３（ｂ）において、モータモデル３４には、モータ巻き線モデル３５および浮遊容量モデル３６が設けられている。ここで、モータ巻き線モデル３５には、ｕｖｗの各相にそれぞれ等価的に接続されたインダクタＬ３４〜Ｌ３４が設けられるとともに、各インダクタＬ３４〜Ｌ３４にそれぞれ等価的に直列接続された抵抗Ｒ３４〜Ｒ３４が設けられている。また、浮遊容量モデル３６には、ｕｖｗの各相を一括して接地する浮遊容量Ｃ３４が設けられている。
図４（ａ）は、本発明の一実施形態に係る配線の概略構成を示す断面図、図４（ｂ）は本発明の一実施形態に係る配線のモデル構成例を示す図である。
図４（ａ）において、配線４１には、ｕｖｗの各相にそれぞれ対応する銅線４２ａ〜４２ｃおよびアース線に対応する銅線４２ｄが設けられ、銅線４２ａ〜４２ｄは被膜４３にてそれぞれ覆われている。ここで、コモンモード成分の発生経路として、銅線４２ａと銅線４２ｄとの間には浮遊容量Ｃ４２が形成され、銅線４２ｂと銅線４２ｄとの間には浮遊容量Ｃ４１が形成され、銅線４２ｃと銅線４２ｄとの間には浮遊容量Ｃ４３が形成される。
このため、図４（ａ）の配線４１の配線モデルには、図４（ｂ）に示すように、ｕｖｗの各相とアース線との間に等価的に接続された浮遊容量Ｃ４１〜Ｃ４３を設けることができる。
なお、図４（ｂ）において、ｕｖｗの各相間に形成される浮遊容量はコモンモード成分の発生経路ではないため無視した。
図４（ａ）において、配線４１には、ｕｖｗの各相にそれぞれ対応する銅線４２ａ〜４２ｃおよびアース線に対応する銅線４２ｄが設けられ、銅線４２ａ〜４２ｄは被膜４３にてそれぞれ覆われている。ここで、コモンモード成分の発生経路として、銅線４２ａと銅線４２ｄとの間には浮遊容量Ｃ４２が形成され、銅線４２ｂと銅線４２ｄとの間には浮遊容量Ｃ４１が形成され、銅線４２ｃと銅線４２ｄとの間には浮遊容量Ｃ４３が形成される。
このため、図４（ａ）の配線４１の配線モデルには、図４（ｂ）に示すように、ｕｖｗの各相とアース線との間に等価的に接続された浮遊容量Ｃ４１〜Ｃ４３を設けることができる。
なお、図４（ｂ）において、ｕｖｗの各相間に形成される浮遊容量はコモンモード成分の発生経路ではないため無視した。
図５（ａ）は、本発明の一実施形態に係る半導体デバイスの概略構成を示す断面図、図５（ｂ）は本発明の一実施形態に係る半導体デバイスのモデル構成例を示す図である。
図５（ａ）において、銅ベース５１上には封止樹脂６４が設けられ、負荷側に接続される出力電極６１、直流の負側出力電極６２、直流の正側出力電極６３が封止樹脂６４から取り出されている。ここで、銅ベース５１はヒートシンクと接するように配置され、ヒートシンクと同電位に設定することができる。
図５（ａ）において、銅ベース５１上には封止樹脂６４が設けられ、負荷側に接続される出力電極６１、直流の負側出力電極６２、直流の正側出力電極６３が封止樹脂６４から取り出されている。ここで、銅ベース５１はヒートシンクと接するように配置され、ヒートシンクと同電位に設定することができる。
そして、銅ベース５１上には、銅パターン５３、５４が形成されたセラミック基板５２が設けられ、銅パターン５３、５４上には、例えば、インバータの上下アームを構成する半導体チップ５５、５６が実装されている。そして、半導体チップ５５はボンディングワイヤ５７を介して銅パターン５４と接続され、出力電極６１はバスバー５８を介して銅パターン５４と接続され、負側出力電極６２はバスバー５９を介して半導体チップ５６と接続され、正側出力電極６３はバスバー６０を介して銅パターン５３と接続されている。
ここで、上アーム側の半導体チップ５５は、エミッタが上側、コレクタが下側を向くようにして銅パターン５３上に半田付けにて実装され、下アーム側の半導体チップ５６は、エミッタが上側、コレクタが下側を向くようにして銅パターン５４上に半田付けにて実装されている。
ここで、銅パターン５３、５４はセラミック基板５２を介して銅ベース５１と向き合うため、銅パターン５３、５４と銅ベース５１との間には浮遊容量Ｃ５１が形成される。すなわち、上アーム側コレクタと銅ベース５１との間および下アーム側コレクタと銅ベース５１との間に浮遊容量Ｃ５１が形成される。
ここで、銅パターン５３、５４はセラミック基板５２を介して銅ベース５１と向き合うため、銅パターン５３、５４と銅ベース５１との間には浮遊容量Ｃ５１が形成される。すなわち、上アーム側コレクタと銅ベース５１との間および下アーム側コレクタと銅ベース５１との間に浮遊容量Ｃ５１が形成される。
このため、図５（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴモデル６５には、ＩＧＢＴに対応したスイッチング素子Ｓ５１の等価回路が設けられるともに、スイッチング素子Ｓ５１に等価的に逆並列接続された帰還ダイオードＤ５１が設けられ、浮遊容量モデル６６には、スイッチング素子Ｓ５１のコレクタ側に接続された浮遊容量Ｃ５１を設けることができる。
このように、モータの浮遊容量、配線の浮遊容量、半導体デバイスの浮遊容量を等価回路モデルに取り込むことで、半導体電力変換装置に流れるコモンモード成分についても考慮しながら、雑音端子電圧のシミュレーションを行うことができる。
このように、モータの浮遊容量、配線の浮遊容量、半導体デバイスの浮遊容量を等価回路モデルに取り込むことで、半導体電力変換装置に流れるコモンモード成分についても考慮しながら、雑音端子電圧のシミュレーションを行うことができる。
ただし、雑音端子電圧の規格は一般に１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの広範な周波数帯域に渡って規定され、半導体電力変換装置の構成素子は全ての周波数帯域で一定の特性を持っているとは限らない。このため、雑音端子電圧のシミュレーション精度を向上させるためには、半導体電力変換装置の構成素子の周波数に対するインピーダンス特性が一致するように等価回路モデルを構成することが好ましい。
特に、周波数に対するインピーダンス特性が一致するように等価回路モデルを構成する場合、雑音端子電圧の規格は一般に１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの周波数帯域に渡って規定されていることから、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において周波数に対するインピーダンス特性が一致するように等価回路モデルを構成することが好ましい。
特に、周波数に対するインピーダンス特性が一致するように等価回路モデルを構成する場合、雑音端子電圧の規格は一般に１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの周波数帯域に渡って規定されていることから、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において周波数に対するインピーダンス特性が一致するように等価回路モデルを構成することが好ましい。
図６は、本発明の一実施形態に係る伝導ノイズのシミュレーション結果を実測結果と比較して示す図である。
図６において、半導体電力変換装置の構成素子の周波数に対するインピーダンス特性が３０ＭＨｚまで一致するように等価回路モデルを構成した場合、１５０ｋＨｚ以上の周波数領域において、シミュレーション結果のピーク値が実測結果とほぼ一致していることが判る。ノイズフィルタはピーク値が規格範囲内に入るように設計されることから、シミュレーション結果のピーク値が実測結果とほぼ一致していれば、実用上問題はない。
図６において、半導体電力変換装置の構成素子の周波数に対するインピーダンス特性が３０ＭＨｚまで一致するように等価回路モデルを構成した場合、１５０ｋＨｚ以上の周波数領域において、シミュレーション結果のピーク値が実測結果とほぼ一致していることが判る。ノイズフィルタはピーク値が規格範囲内に入るように設計されることから、シミュレーション結果のピーク値が実測結果とほぼ一致していれば、実用上問題はない。
１１ 三相交流電源モデル
１２ 擬似電源回路網モデル
１３ 半導体電力変換装置モデル
１４ スペクトルアナライザモデル
１５、３２、３５、６６ 浮遊容量モデル
Ｌ１１〜Ｌ１３、Ｌ２１、Ｌ３１〜Ｌ３３、Ｌ３４〜Ｌ３６ インダクタ
Ｃ１１〜Ｃ１３ 接地コンデンサ
Ｃ１４ 平滑コンデンサ
Ｃ１５、Ｃ１６、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３４ キャパシタ
Ｃ１７、Ｃ１８、Ｃ３１〜Ｃ３３、Ｃ３４〜Ｃ３６、Ｃ４１〜Ｃ４３、Ｃ５１ 浮遊容量
Ｒ１１〜Ｒ１３ 雑音端子電圧測定用抵抗
Ｒ１４、Ｒ２１、Ｒ３１〜Ｒ３３、Ｒ３４〜Ｒ３６ 抵抗
Ｄ１１〜Ｄ１６ 整流ダイオード
Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ５１ スイッチング素子
Ｄ１７、Ｄ１８、Ｄ５１ 帰還ダイオード
３１、３４ モータモデル
３３、３６ モータ巻き線モデル
４１ 配線
４２ａ〜４２ｄ 銅線
４３ 被膜
５１ 銅ベース
５２ セラミック基板
５３、５４ 銅パターン
５５、５６ 半導体チップ
５７ ボンディングワイヤ
５８〜６０ バスバー
６１ 出力電極
６２ 負側出力電極
６３ 正側出力電極
６４ 封止樹脂
６５ ＩＧＢＴモデル
１２ 擬似電源回路網モデル
１３ 半導体電力変換装置モデル
１４ スペクトルアナライザモデル
１５、３２、３５、６６ 浮遊容量モデル
Ｌ１１〜Ｌ１３、Ｌ２１、Ｌ３１〜Ｌ３３、Ｌ３４〜Ｌ３６ インダクタ
Ｃ１１〜Ｃ１３ 接地コンデンサ
Ｃ１４ 平滑コンデンサ
Ｃ１５、Ｃ１６、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３４ キャパシタ
Ｃ１７、Ｃ１８、Ｃ３１〜Ｃ３３、Ｃ３４〜Ｃ３６、Ｃ４１〜Ｃ４３、Ｃ５１ 浮遊容量
Ｒ１１〜Ｒ１３ 雑音端子電圧測定用抵抗
Ｒ１４、Ｒ２１、Ｒ３１〜Ｒ３３、Ｒ３４〜Ｒ３６ 抵抗
Ｄ１１〜Ｄ１６ 整流ダイオード
Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ５１ スイッチング素子
Ｄ１７、Ｄ１８、Ｄ５１ 帰還ダイオード
３１、３４ モータモデル
３３、３６ モータ巻き線モデル
４１ 配線
４２ａ〜４２ｄ 銅線
４３ 被膜
５１ 銅ベース
５２ セラミック基板
５３、５４ 銅パターン
５５、５６ 半導体チップ
５７ ボンディングワイヤ
５８〜６０ バスバー
６１ 出力電極
６２ 負側出力電極
６３ 正側出力電極
６４ 封止樹脂
６５ ＩＧＢＴモデル
Claims (5)
- 半導体電力変換装置を模擬する半導体電力変換装置モデルと、
前記半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬する擬似電源回路網モデルと、
コモンモード電流が流れる浮遊容量を模擬する浮遊容量モデルと、
分解能帯域幅の設定を模擬しながら、前記半導体電力変換装置モデルの動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬する測定系モデルとを備えることを特徴とする伝導ノイズシミュレータ。 - 前記半導体電力変換装置の構成要素には、周波数に対するインピーダンス特性が一致した等価回路モデルを適用することを特徴とする請求項１記載の伝導ノイズシミュレータ。
- 前記半導体電力変換装置の構成要素には、少なくとも１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域において周波数に対するインピーダンス特性が一致した等価回路モデルを適用することを特徴とする請求項２記載の伝導ノイズシミュレータ。
- 半導体電力変換装置モデルを用いて半導体電力変換装置を模擬するステップと、
擬似電源回路網モデルを用いて前記半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬するステップと、
浮遊容量モデルを用いてコモンモード電流が流れる浮遊容量を模擬するステップと、
分解能帯域幅の設定を模擬しながら、前記半導体電力変換装置モデルの動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するステップとを備えることを特徴とする伝導ノイズシミュレーション方法。 - 半導体電力変換装置モデルを用いて半導体電力変換装置を模擬するステップと、
擬似電源回路網モデルを用いて前記半導体電力変換装置が接続される系統の条件を模擬するステップと、
浮遊容量モデルを用いてコモンモード電流が流れる浮遊容量を模擬するステップと、
分解能帯域幅の設定を模擬しながら、前記半導体電力変換装置モデルの動作に起因して発生する雑音端子電圧の電圧スペクトルを模擬するステップとをコンピュータに実行させることを特徴とする伝導ノイズシミュレーションプログラム。
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-
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- 2006-10-16 JP JP2006281581A patent/JP5028942B2/ja active Active
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| KR101543039B1 (ko) | 2009-10-26 | 2015-08-10 | 현대자동차주식회사 | 임피던스 매칭법을 이용한 인버터 커패시터 모듈의 회로 구성방법 |
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| CN111487514B (zh) * | 2020-04-20 | 2022-07-22 | 全球能源互联网研究院有限公司 | 一种igbt动态参数测试电路杂散电容提取方法及系统 |
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