JP2008092343A - アナログ信号伝達回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】ランダムノイズの混入を抑制することができるアナログ信号伝達回路を提供すること
【解決手段】サンプルホールド回路10は、CMOSスイッチ11と、ホールドコンデンサC1と、アンプ13と、プリチャージ回路14とから構成され、アンプ13は、サンプリング期間には動作せず、ホールド期間にのみ動作することで消費電力の低減を図っている。サンプリング期間に、ホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位を、プリチャージ回路14によって高電位電源Vddの電位で安定化させる。
【選択図】図1
【解決手段】サンプルホールド回路10は、CMOSスイッチ11と、ホールドコンデンサC1と、アンプ13と、プリチャージ回路14とから構成され、アンプ13は、サンプリング期間には動作せず、ホールド期間にのみ動作することで消費電力の低減を図っている。サンプリング期間に、ホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位を、プリチャージ回路14によって高電位電源Vddの電位で安定化させる。
【選択図】図1
Description
本発明はアナログ信号伝達回路に関し、詳しくはアナログ信号の伝送経路に混入する雑音を低減する技術に関するものである。
従来、アナログ信号をデジタル信号に変換するA/Dコンバータや撮像装置等には、サンプルホールド回路(以下、S/H回路)等のアナログ信号伝達回路が用いられている。S/H回路は、例えば特許文献1や図6に示すように構成されている。
図6に示すS/H回路は、CMOSスイッチ11をオンして入力アナログ信号Ainに対応した電荷をホールドコンデンサC1に蓄積し、そのホールドコンデンサC1に蓄積した電荷量に応じた出力アナログ信号Aoutをアンプ13から出力する。アンプ13は差動増幅回路であり、それぞれのゲートに信号が入力される一対の第1及び第2MOSトランジスタ(以下、単にトランジスタという)T11,T12と、第1及び第2トランジスタT11,T12と高電位電源線との間に接続されカレントミラー接続された第3及び第4トランジスタT13,T14とを有する。アンプ13は、更に、第1及び第2トランジスタT11,T12とグランドとの間に接続されて定電流源として動作する第5トランジスタT15とを有している。第1トランジスタT11のゲートはホールドコンデンサC1に接続され、第2トランジスタT12のゲートには出力アナログ信号Aoutが帰還されており、アンプ13は入力されるホールドコンデンサC1の蓄積電荷量に応じた電位の出力アナログ信号Aoutを出力する。
また、アンプ13は、第1及び第2トランジスタT11,T12と第5トランジスタT15との間にスイッチとして動作する第6トランジスタT16が挿入接続されている。第6トランジスタT16は、入力アナログ信号Ainのサンプリング期間、即ちCMOSスイッチ11をオンしている時にオフされ、ホールドコンデンサC1に蓄積した電荷に応じた出力アナログ信号Aoutを出力する期間にオンされる。第6トランジスタT16をオフすることで、アンプ13に電流が流れなくなり、アンプ13における消費電力が低減される。
特開2002−74977号公報
ところで、第6トランジスタT16がオフされると、アンプ13内に電流は流れなくなり、第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位は不定である。
この状態で第6トランジスタT16がオンし、アンプ13が通常動作に入ると第1トランジスタT11には電流Iを流すようにゲート直下のチャネル部分の電位が変化する。このとき、CMOSスイッチ11はオフしているので、CMOSスイッチ11と第1トランジスタT11との間の配線はフローティング状態となり、その配線(ノードn0)の電位V0、つまり第1トランジスタT11のゲート電位は、第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位の影響を受ける。上記のようにチャネル部分のオンする前の電位は不定であるから、第6トランジスタT16をオンして電流が流れると、ゲート直下のチャネル部分の電位は不定電位からゲートに加わる電圧及び第1トランジスタT11に流れる電流に応じた電位へと変化し、その変化量は一意的に求めることができない。そのため、第1トランジスタT11のゲート電位がランダムに変動し、出力アナログ信号Aoutにランダムノイズが混入するという問題があった。
この状態で第6トランジスタT16がオンし、アンプ13が通常動作に入ると第1トランジスタT11には電流Iを流すようにゲート直下のチャネル部分の電位が変化する。このとき、CMOSスイッチ11はオフしているので、CMOSスイッチ11と第1トランジスタT11との間の配線はフローティング状態となり、その配線(ノードn0)の電位V0、つまり第1トランジスタT11のゲート電位は、第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位の影響を受ける。上記のようにチャネル部分のオンする前の電位は不定であるから、第6トランジスタT16をオンして電流が流れると、ゲート直下のチャネル部分の電位は不定電位からゲートに加わる電圧及び第1トランジスタT11に流れる電流に応じた電位へと変化し、その変化量は一意的に求めることができない。そのため、第1トランジスタT11のゲート電位がランダムに変動し、出力アナログ信号Aoutにランダムノイズが混入するという問題があった。
この発明は、ランダムノイズの混入を抑制することを目的とする。
この発明によるアナログ信号伝達回路は、アナログ信号が入力されるサンプリングスイッチと、前記サンプリングスイッチの出力側端子と低電位電源との間に接続されたコンデンサと、前記サンプリングスイッチのオンオフにより前記アナログ信号をサンプリングし、該サンプリングによる前記コンデンサの蓄積電圧を前記差動増幅器にて増幅した信号を出力するアナログ信号伝達回路において、前記差動増幅器は、前記コンデンサの第1端子に接続された第1のトランジスタ及び前記差動増幅器の出力信号が入力される第2のトランジスタとからなる差動入力部と、該差動入力部に電流を流す定電流源と、該定電流源と前記差動入力部との間に接続され制御信号によりオンオフされる作動用スイッチとを有し、前記作動用スイッチのオフ時に、前記差動入力部と前記作動用スイッチとの間の配線を所定電位にプリチャージするプリチャージ回路を備えたものである。
この発明によると、作動用スイッチをオフすることにより、差動増幅器に電流が流れなくなり、差動増幅器における消費電流が低減される。更に、作動用スイッチのオフ時に、プリチャージ回路によって差動増幅器内の差動入力部と作動用スイッチとの間の配線を所定電位にプリチャージする。よって、差動増幅器が動作していないときに、コンデンサの第1端子に接続されている第1のトランジスタの電位が安定するため、コンデンサで保持しているアナログ信号へのランダムノイズの混入を抑制することができる。
この発明の一態様においては、前記差動増幅器は、前記差動入力部と高電位電源との間に接続された一対のトランジスタからなるカレントミラー回路を備え、前記プリチャージ回路は、前記第1のトランジスタと前記カレントミラー回路との間の配線及び前記第2のトランジスタと前記カレントミラー回路との間の配線の少なくとも一方を、所定電位にプリチャージするものである。この一態様によると、差動入力部と作動用スイッチとの間の配線に加えて、第1のトランジスタと前記カレントミラー回路との間の配線及び前記第2のトランジスタと前記カレントミラー回路との間の配線の少なくとも一方がプリチャージされる。そのため、差動入力部と作動用スイッチとの間の配線のみを所定電位にプリチャージするよりも、第1のトランジスタの電位が安定するので、より高い精度でランダムノイズの混入を抑制することができる。
この発明の一態様においては、前記作動用スイッチは前記第1のトランジスタと前記定電流源との間に接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOS型トランジスタであり、前記プリチャージ回路は、前記配線と所定電位を供給する配線との間に接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOS型トランジスタである。この一態様によると、1つの制御信号により作動用スイッチとプリチャージ回路とを制御することができる。また、作動用スイッチをオフする時にプリチャージ回路を確実に導通状態にして配線をプリチャージすることができる。
この発明の一態様においては、前記作動用スイッチは前記第1のトランジスタと前記定電流源との間に接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOS型トランジスタであり、前記プリチャージ回路は、前記制御信号が入力されるインバータ回路と、該インバータ回路の出力端子に接続されたゲートを有し、前記配線と所定電位を供給する配線との間に接続されたMOS型トランジスタと、から構成されたものである。この一態様によると、1つの制御信号により作動用スイッチとプリチャージ回路とを制御することができる。また、作動用スイッチをオフする時にプリチャージ回路を確実に導通状態にして配線をプリチャージすることができる。
この発明の一態様においては、前記所定電位は高電位電源のレベルである。この一態様によると、別の電源を供給することなくコンデンサに接続されたトランジスタの電位を安定させることができる。
この発明の一態様においては、前記作動用スイッチは、前記サンプリングスイッチと相補的にオンオフされる。この一態様によると、作動用スイッチとサンプリングスイッチは相補的な動作をするため、サンプリングスイッチがオンしているサンプリング期間に作動用スイッチはオフして差動増幅器に電流が流れなくなり、差動増幅器における消費電流が低減される。また、サンプリングスイッチがオフしているホールド期間に作動用スイッチはオンしてコンデンサに蓄積されたアナログ信号を出力する。更に、プリチャージ回路は、作動用スイッチのオフ時に所定の配線をプリチャージし、作動用スイッチのオン時にはプリチャージしない、つまり、アナログ信号のサンプリング期間にプリチャージをして、ホールド期間にプリチャージをしない。そのため、アナログ信号のサンプリング期間からホールド期間に変わる場合に、差動増幅器がコンデンサに与える影響を一定にすることができ、コンデンサで保持しているアナログ信号へのランダムノイズの混入を抑制することができる。
以上記述したように、本発明によれば、消費電力の低減を図りつつ、アナログ信号へのランダムノイズの混入を抑制することができる。
(第一実施形態)
以下、本発明を具体化した一実施形態を図1及び図2に従って説明する。
図1に示すように、本実施形態のサンプルホールド回路(以下、S/H回路)10は、CMOSスイッチ11と、ホールドコンデンサC1と、アンプ13と、プリチャージ回路14とを備える。CMOSスイッチ11は、並列接続された一対のPチャネルMOSトランジスタT1及びNチャネルMOSトランジスタT2とインバータ回路12とから構成される。NチャネルMOSトランジスタT2のゲート及びインバータ回路12には第1制御信号S1が入力され、インバータ回路12は第1制御信号S1を論理反転した制御信号をPチャネルMOSトランジスタT1のゲートに供給する。
以下、本発明を具体化した一実施形態を図1及び図2に従って説明する。
図1に示すように、本実施形態のサンプルホールド回路(以下、S/H回路)10は、CMOSスイッチ11と、ホールドコンデンサC1と、アンプ13と、プリチャージ回路14とを備える。CMOSスイッチ11は、並列接続された一対のPチャネルMOSトランジスタT1及びNチャネルMOSトランジスタT2とインバータ回路12とから構成される。NチャネルMOSトランジスタT2のゲート及びインバータ回路12には第1制御信号S1が入力され、インバータ回路12は第1制御信号S1を論理反転した制御信号をPチャネルMOSトランジスタT1のゲートに供給する。
従って、CMOSスイッチ11は、第1制御信号S1に応答してオンオフする。このCMOSスイッチ11の第1端子(入力側端子)には入力アナログ信号Ainが入力され、第2端子(出力側端子)はアンプ13に接続されている。
CMOSスイッチ11とアンプ13の入力端子の間にある配線(以下、ノードn0)にはホールドコンデンサC1の第1端子が接続され、第2端子が低電位電源(本実施形態ではグランドGND)に接続されている。
アンプ13は、それぞれのゲートに信号が入力される一対の第1及び第2トランジスタT11,T12と、カレントミラー接続された第3及び第4トランジスタT13,T14と、定電流源として動作する第5トランジスタT15と、スイッチとして動作する第6トランジスタT16とから構成される。第1及び第2トランジスタT11,T12は差動入力部を構成し、第6トランジスタT16はスイッチ素子を構成する。
一対の第1及び第2トランジスタT11,T12はNチャネルMOSトランジスタよりなる。第1及び第2トランジスタT11,T12のドレインは第3及び第4トランジスタT13,T14のドレインに接続され、第1及び第2トランジスタT11,T12のソースは互いに接続されている。第1及び第2トランジスタT11,T12の間の配線(以下、ノードn1)は、第5トランジスタT15に接続されている。
第3及び第4トランジスタT13,T14はPチャネルMOSトランジスタよりなる。第3及び第4トランジスタT13,T14のソースは高電位電源Vddに接続され、第3及び第4トランジスタT13,T14のドレインはそれぞれ第1トランジスタT11及び第2トランジスタT12のドレインに接続されている。第3トランジスタT13のゲート及びドレインは互いに接続され、その第3トランジスタT13のゲートは第4トランジスタT14のゲートに接続されている。即ち、第3トランジスタT13及び第4トランジスタT14はカレントミラー接続されている。
第5トランジスタT15はNチャネルMOSトランジスタよりなり、第5トランジスタT15のソースはグランドに接続され、第5トランジスタT15のドレインはノードn1に接続されている。第5トランジスタT15のゲートにはバイアス電圧VBが供給され、第5トランジスタT15は該バイアス電圧VBによって定電流源として動作する。
第5トランジスタT15とノードn1との間には第6トランジスタT16が挿入接続されている。第6トランジスタT16はNチャネルMOSトランジスタよりなり、第6トランジスタT16のソースは第5トランジスタT15のドレインに接続され、第6トランジスタT16のドレインはノードn1に接続されている。第6トランジスタT16のゲートには第2制御信号S2が入力され、第6トランジスタT16は該第2制御信号S2に応答してオンオフする。つまり第6トランジスタT16はスイッチとして動作する。
第1トランジスタT11のゲートはホールドコンデンサC1に接続されている。そして、第2トランジスタT12と第4トランジスタT14との間の配線(以下、ノードn2)から出力アナログ信号Aoutが出力される。第2トランジスタT12のゲートには出力アナログ信号Aoutが帰還されている。
第1トランジスタT11のソースに接続されたノードn1にはプリチャージ回路14が接続されている。プリチャージ回路14は、トランジスタT21から構成されている。このトランジスタT21はPチャネルMOSトランジスタよりなり、トランジスタT21のソースは高電位電源Vddに接続され、ドレインはノードn1に接続されている。トランジスタT21のゲートには第2制御信号S2が入力され、トランジスタT21は第2制御信号S2に応答してオンオフする。従って、プリチャージ回路14は、第2制御信号S2に応答して、ノードn1と高電位電源Vddとの間を接離する。
この第2制御信号S2はアンプ13を構成する第6トランジスタT16のゲートにも供給されている。そして、アンプ13を構成する第6トランジスタT16と、プリチャージ回路14を構成するトランジスタT21とは互いに導電型が異なるトランジスタである。従って、第6トランジスタT16及びプリチャージ回路14のトランジスタT21は、第2制御信号S2に応答して相補的にオンオフする。
上記のように第1制御信号S1及び第2制御信号S2が入力されることにより、第6トランジスタT16は、入力アナログ信号Ainのサンプリング期間、即ちCMOSスイッチ11をオンしている時にオフされ、ホールドコンデンサC1に蓄積した電荷に応じた出力アナログ信号Aoutを出力する期間にオンされる。プリチャージ回路14のトランジスタT21は、第6トランジスタT16と相補的な動作をするため、CMOSスイッチ11をオンしている時にオンされ、ホールドコンデンサC1に蓄積した電荷に応じた出力アナログ信号Aoutを出力する期間にオフされるように構成されている。
上記のように構成されたS/H回路10の動作を説明する。
S/H回路10を構成するCMOSスイッチ11は、Hレベルの第1制御信号S1に応答してオンし、Lレベルの第1制御信号S1に応答してオフする。S/H回路10を構成するホールドコンデンサC1には、CMOSスイッチ11がオンしているときの入力アナログ信号Ainに応じた電荷が蓄積され、CMOSスイッチ11がオフするとホールドコンデンサC1の第1端子に接続された配線はフローティング状態となりそのホールドコンデンサC1に蓄積された電荷が保持される。従って、CMOSスイッチ11がオンしている期間がサンプリング期間であり、CMOSスイッチ11がオフしている期間がホールド期間である。
S/H回路10を構成するCMOSスイッチ11は、Hレベルの第1制御信号S1に応答してオンし、Lレベルの第1制御信号S1に応答してオフする。S/H回路10を構成するホールドコンデンサC1には、CMOSスイッチ11がオンしているときの入力アナログ信号Ainに応じた電荷が蓄積され、CMOSスイッチ11がオフするとホールドコンデンサC1の第1端子に接続された配線はフローティング状態となりそのホールドコンデンサC1に蓄積された電荷が保持される。従って、CMOSスイッチ11がオンしている期間がサンプリング期間であり、CMOSスイッチ11がオフしている期間がホールド期間である。
[サンプリング期間]
この期間、S/H回路10にはLレベルの第2制御信号S2が供給される。アンプ13の第6トランジスタT16は、Lレベルの第2制御信号S2に応答してオフする。従って、アンプ13に電流が流れなくなり、消費電力が低減される。プリチャージ回路14は、Lレベルの第2制御信号S2に応答して、アンプ13のノードn1を高電位電源Vddに接続する。従って、第1トランジスタT11のソースの電位が安定するため、同第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位も安定する。
この期間、S/H回路10にはLレベルの第2制御信号S2が供給される。アンプ13の第6トランジスタT16は、Lレベルの第2制御信号S2に応答してオフする。従って、アンプ13に電流が流れなくなり、消費電力が低減される。プリチャージ回路14は、Lレベルの第2制御信号S2に応答して、アンプ13のノードn1を高電位電源Vddに接続する。従って、第1トランジスタT11のソースの電位が安定するため、同第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位も安定する。
[ホールド期間]
この期間、S/H回路10にはHレベルの第2制御信号S2が供給される。プリチャージ回路14は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してアンプ13のノードn1を高電位電源Vddから切り離す。アンプ13の第6トランジスタT16は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してオンする。この時、ノードn1の電位はプリチャージ回路14によって安定した高電位電源Vddレベルから変化する。従って、第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位は、安定した一定の電位から変化するため、ランダムノイズが混入することを抑制できる。
この期間、S/H回路10にはHレベルの第2制御信号S2が供給される。プリチャージ回路14は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してアンプ13のノードn1を高電位電源Vddから切り離す。アンプ13の第6トランジスタT16は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してオンする。この時、ノードn1の電位はプリチャージ回路14によって安定した高電位電源Vddレベルから変化する。従って、第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位は、安定した一定の電位から変化するため、ランダムノイズが混入することを抑制できる。
[S/H回路の応用例]
上記のS/H回路10は、図2に示すような固体撮像装置に用いられる。固体撮像装置30は、撮像部31、制御回路32、垂直走査回路33、水平走査回路34、出力回路35を含み、S/H回路10は水平走査回路34内に含まれる。
上記のS/H回路10は、図2に示すような固体撮像装置に用いられる。固体撮像装置30は、撮像部31、制御回路32、垂直走査回路33、水平走査回路34、出力回路35を含み、S/H回路10は水平走査回路34内に含まれる。
撮像部31は、行列配列された複数の画素Caを備えている。尚、説明を簡単にするため、本実施形態では4行4列のマトリックス状に配列された画素Caを備える撮像部31について説明する。
制御回路32は、クロック信号Φoに基づいて、撮像部31の行を選択する選択信号としての垂直クロック信号Φvと、撮像部31の列を選択する選択信号としての水平クロック信号Φhと、各画素Ca等を駆動するための制御信号を生成する。
垂直走査回路33は、垂直方向のシフトレジスタと、各画素Caに供給する電圧を制御する電圧制御回路とを含み、撮像部31の行数に対応する4本の行信号線P1〜P4が接続されている。垂直走査回路33は、垂直クロック信号Φvに基づいて行信号線P1〜P4を順次選択するとともに、電圧制御回路により制御された電圧の駆動信号を選択した行信号線を介して画素Caに供給する。
水平走査回路34は、撮像部31の列数に対応する4つのS/H回路10とシフトレジスタ36とを含み、各S/H回路10には、撮像部31の列数に対応する4本の列信号線H1〜H4がそれぞれ接続されている。それら行信号線P1〜P4と列信号線H1〜H4の交点に画素Caが接続されている。
行信号線P1〜P4に接続された画素Caは、行信号線P1〜P4を介して供給される駆動信号に応答して光電変換信号を列信号線H1〜H4に出力する。シフトレジスタ36は水平クロック信号Φhに基づいて、各S/H回路10に第1制御信号S1及び第2制御信号S2を供給する。列信号線H1〜H4のそれぞれに接続されたS/H回路10は、列信号線H1〜H4を介して入力される光電変換信号をそれぞれサンプリングし、両サンプリング信号を出力する。
シフトレジスタ36は、各S/H回路10から出力される信号を水平クロック信号Φhに基づいて出力回路35に転送し、出力回路35は水平走査回路34から出力される信号のパルス幅を伸長した出力信号outを生成し出力する。
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
(1)アンプ13を構成する第1トランジスタT11のゲートは入力アナログ信号AinをホールドするホールドコンデンサC1に接続され、該第1トランジスタT11のソースに接続されたノードn1にはプリチャージ回路14が接続されている。そのため、アンプ13内の電位が不定になるサンプリング期間においても、プリチャージ回路14の接続されたノードn1の電位は安定し、ホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位も安定する。従って、サンプリング期間からホールド期間に変化したときに、アンプ13内の電位が変化しても、ホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位は、安定した一定の電位から変化するため、ランダムノイズが混入することを抑制できる。
(1)アンプ13を構成する第1トランジスタT11のゲートは入力アナログ信号AinをホールドするホールドコンデンサC1に接続され、該第1トランジスタT11のソースに接続されたノードn1にはプリチャージ回路14が接続されている。そのため、アンプ13内の電位が不定になるサンプリング期間においても、プリチャージ回路14の接続されたノードn1の電位は安定し、ホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位も安定する。従って、サンプリング期間からホールド期間に変化したときに、アンプ13内の電位が変化しても、ホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位は、安定した一定の電位から変化するため、ランダムノイズが混入することを抑制できる。
(2)1つの第2制御信号S2により、第6トランジスタT16とプリチャージ回路14のトランジスタT21とは相補的に動作するため、アンプ13に電流が流れないサンプリング期間中、確実に、ノードn1をプリチャージすることができる。
(3)プリチャージする電位は高電位電源Vddであるため、別の電源を供給することなくホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位を安定させることができる。
(第二実施形態)
以下、本発明を具体化した第二実施形態を図3に従って説明する。
尚、説明の便宜上、図1と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
以下、本発明を具体化した第二実施形態を図3に従って説明する。
尚、説明の便宜上、図1と同様の構成については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
図3に示すように、本実施の形態のS/H回路は第一実施形態のS/H回路に加えてプリチャージ回路15,16を備える。
第1トランジスタT11のドレインに接続されたノードn2にはプリチャージ回路15が接続され、第2トランジスタT12のドレインに接続された配線(以下、ノードn3)にはプリチャージ回路16が接続されている。プリチャージ回路15はトランジスタT22から構成され、プリチャージ回路16はトランジスタT23から構成されている。両トランジスタT22,T23はPチャネルMOSトランジスタよりなる。プリチャージ回路15のトランジスタT22及びプリチャージ回路16のトランジスタT23のソースは高電位電源Vddに接続され、プリチャージ回路15のトランジスタT22のドレインはノードn2に接続され、プリチャージ回路16のトランジスタT23のドレインはノードn3に接続される。プリチャージ回路15のトランジスタT22のゲート及びプリチャージ回路16のトランジスタT23のゲートには第2制御信号S2が入力される。
第1トランジスタT11のドレインに接続されたノードn2にはプリチャージ回路15が接続され、第2トランジスタT12のドレインに接続された配線(以下、ノードn3)にはプリチャージ回路16が接続されている。プリチャージ回路15はトランジスタT22から構成され、プリチャージ回路16はトランジスタT23から構成されている。両トランジスタT22,T23はPチャネルMOSトランジスタよりなる。プリチャージ回路15のトランジスタT22及びプリチャージ回路16のトランジスタT23のソースは高電位電源Vddに接続され、プリチャージ回路15のトランジスタT22のドレインはノードn2に接続され、プリチャージ回路16のトランジスタT23のドレインはノードn3に接続される。プリチャージ回路15のトランジスタT22のゲート及びプリチャージ回路16のトランジスタT23のゲートには第2制御信号S2が入力される。
プリチャージ回路15のトランジスタT22及びプリチャージ回路16のトランジスタT23は、第2制御信号S2に応答してオンオフする。従って、プリチャージ回路15は、第2制御信号S2に応答してノードn2と高電位電源Vddとの間を離接し、プリチャージ回路16は、第2制御信号S2に応答してノードn3と高電位電源Vddとの間を離接する。そして、プリチャージ回路15のトランジスタT22及びプリチャージ回路16のトランジスタT23は、プリチャージ回路14のトランジスタT21と導電型が同じトランジスタである。従って、プリチャージ回路15,16はプリチャージ回路14と同期して動作する。
上記のように構成されたS/H回路40の動作を説明する。
[サンプリング期間]
この期間、S/H回路40にはLレベルの第2制御信号S2が供給される。アンプ13の第6トランジスタT16は、Lレベルの第2制御信号S2に応答してオフする。従って、アンプ13に電流が流れなくなり、消費電力が低減される。プリチャージ回路14は、Lレベルの第2制御信号S2に応答して、アンプ13のノードn1を高電位電源Vddに接続する。同様にプリチャージ回路15はノードn2を高電位電源Vddに接続し、プリチャージ回路16はノードn3を高電位電源Vddに接続する。従って、第1トランジスタT11のソース及びドレインの電位が安定するため、同第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位も安定する。このとき、ノードn3も高電位電源Vddに接続されているため、アンプ13の第1〜第4トランジスタT11,T12,T13,T14間の電位のバランスが保たれる。
[ホールド期間]
この期間、S/H回路40にはHレベルの第2制御信号S2が供給される。プリチャージ回路14は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してアンプ13のノードn1を高電位電源Vddから切り離す。同様にプリチャージ回路15はノードn2を高電位電源Vddから切り離し、プリチャージ回路16はノードn3を高電位電源Vddから切り離す。アンプ13の第6トランジスタT16は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してオンする。この時、ノードn1の電位はプリチャージ回路14及びプリチャージ回路15によって安定した高電位電源Vddレベルから変化する。従って、第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位は、安定した一定の電位から変化するため、ランダムノイズが混入することを抑制できる。
[サンプリング期間]
この期間、S/H回路40にはLレベルの第2制御信号S2が供給される。アンプ13の第6トランジスタT16は、Lレベルの第2制御信号S2に応答してオフする。従って、アンプ13に電流が流れなくなり、消費電力が低減される。プリチャージ回路14は、Lレベルの第2制御信号S2に応答して、アンプ13のノードn1を高電位電源Vddに接続する。同様にプリチャージ回路15はノードn2を高電位電源Vddに接続し、プリチャージ回路16はノードn3を高電位電源Vddに接続する。従って、第1トランジスタT11のソース及びドレインの電位が安定するため、同第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位も安定する。このとき、ノードn3も高電位電源Vddに接続されているため、アンプ13の第1〜第4トランジスタT11,T12,T13,T14間の電位のバランスが保たれる。
[ホールド期間]
この期間、S/H回路40にはHレベルの第2制御信号S2が供給される。プリチャージ回路14は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してアンプ13のノードn1を高電位電源Vddから切り離す。同様にプリチャージ回路15はノードn2を高電位電源Vddから切り離し、プリチャージ回路16はノードn3を高電位電源Vddから切り離す。アンプ13の第6トランジスタT16は、Hレベルの第2制御信号S2に応答してオンする。この時、ノードn1の電位はプリチャージ回路14及びプリチャージ回路15によって安定した高電位電源Vddレベルから変化する。従って、第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位は、安定した一定の電位から変化するため、ランダムノイズが混入することを抑制できる。
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
(1)第一実施形態において安定化させたノードn1の電位V1に加え、更にノードn2の電位V2とノードn3の電位V3を安定化させている。そのため、アンプ13の消費電力を低減しつつ、更に、高い精度でホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位を安定させることができるため、入力アナログ信号Ainにランダムノイズが混入するのを抑制できる。
(1)第一実施形態において安定化させたノードn1の電位V1に加え、更にノードn2の電位V2とノードn3の電位V3を安定化させている。そのため、アンプ13の消費電力を低減しつつ、更に、高い精度でホールドコンデンサC1の第1端子に接続された第1トランジスタT11のゲート直下のチャネル部分の電位を安定させることができるため、入力アナログ信号Ainにランダムノイズが混入するのを抑制できる。
尚、上記各実施形態は、以下の態様で実施してもよい。
・上記第一実施形態において、PチャネルMOSトランジスタによって構成されるプリチャージ回路14を、NチャネルMOSトランジスタとインバータ回路によって構成されるプリチャージ回路18にしても良い。即ち、図4に示すように、プリチャージ回路18はトランジスタT24とインバータ回路17とから構成される。トランジスタT24はNチャネルMOSトランジスタからなり、トランジスタT24のドレインは高電位電源Vddに接続され、ソースはノードn1に接続され、インバータ回路17には第2制御信号S2が入力される。そして、インバータ回路17は第2制御信号S2を論理反転した制御信号をトランジスタT24のゲートに供給する。従って、プリチャージ回路18はプリチャージ回路14と同じ動作をする。そのため、アンプ13の消費電力を低減し、かつ、入力アナログ信号Ainに混入するランダムノイズを抑制することができる。
・上記第一実施形態において、PチャネルMOSトランジスタによって構成されるプリチャージ回路14を、NチャネルMOSトランジスタとインバータ回路によって構成されるプリチャージ回路18にしても良い。即ち、図4に示すように、プリチャージ回路18はトランジスタT24とインバータ回路17とから構成される。トランジスタT24はNチャネルMOSトランジスタからなり、トランジスタT24のドレインは高電位電源Vddに接続され、ソースはノードn1に接続され、インバータ回路17には第2制御信号S2が入力される。そして、インバータ回路17は第2制御信号S2を論理反転した制御信号をトランジスタT24のゲートに供給する。従って、プリチャージ回路18はプリチャージ回路14と同じ動作をする。そのため、アンプ13の消費電力を低減し、かつ、入力アナログ信号Ainに混入するランダムノイズを抑制することができる。
・上記第二実施形態において、PチャネルMOSトランジスタによって構成されるプリチャージ回路14,15及び16を、NチャネルMOSトランジスタとインバータ回路によって構成されるプリチャージ回路18とNチャネルMOSトランジスタによって構成されるプリチャージ回路19,20にしても良い。即ち、図5に示すように、プリチャージ回路18はトランジスタT24とインバータ回路17とから構成され、プリチャージ回路19をトランジスタT25から構成され、プリチャージ回路20をトランジスタT26から構成されている。各プリチャージ回路のトランジスタT22、トランジスタT25及びトランジスタT26はNチャネルMOSトランジスタからなり、各トランジスタのドレインは高電位電源Vddに接続される。プリチャージ回路18のトランジスタT22のソースはノードn1に接続され、プリチャージ回路19のトランジスタT25のソースはノードn2に接続され、プリチャージ回路20のトランジスタT26のソースはノードn3に接続されている。従って、プリチャージ回路18,19,20はプリチャージ回路14,15,16と同じ動作をする。そのため、アンプ13の消費電力を低減しつつ、更に、高い精度で入力アナログ信号Ainにランダムノイズが混入するのを抑制できる。
・上記各実施形態において、第6トランジスタT16と各プリチャージ回路とを制御する制御信号は、同一ではなく、別々のものであっても良い。
・上記各実施形態において、各プリチャージ回路で安定化させる電位は高電位電源Vddレベルに限らず、任意の電位、例えば、高電位電源Vddレベルの2分の1でも良い。
・上記各実施形態において、各プリチャージ回路で安定化させる電位は高電位電源Vddレベルに限らず、任意の電位、例えば、高電位電源Vddレベルの2分の1でも良い。
・S/H回路の応用例は、固体撮像装置に限らず、A/Dコンバータでも良い。
10…サンプルホールド回路、11…CMOSスイッチ、13…アンプ、14,15,16,18,19,20…プリチャージ回路、17…インバータ回路、Ain…入力アナログ信号、Aout…出力アナログ信号、C1…ホールドコンデンサ、n0,n1,n2,n3…ノード、T11,T12,T13,T14,T15,T16,T21,T22,T23,T24,T25,T26…トランジスタ、Vdd…高電位電源。
Claims (6)
- アナログ信号が入力されるサンプリングスイッチと、
前記サンプリングスイッチの出力側端子と低電位電源との間に接続されたコンデンサと、
前記サンプリングスイッチの出力側端子に接続された差動増幅器と、を備え、
前記サンプリングスイッチのオンオフにより前記アナログ信号をサンプリングし、該サンプリングによる前記コンデンサの蓄積電圧を前記差動増幅器にて増幅した信号を出力するアナログ信号伝達回路において、
前記差動増幅器は、前記コンデンサの第1端子に接続された第1のトランジスタ及び前記差動増幅器の出力信号が入力される第2のトランジスタとからなる差動入力部と、該差動入力部に電流を流す定電流源と、該定電流源と前記差動入力部との間に接続され制御信号によりオンオフされる作動用スイッチとを有し、
前記作動用スイッチのオフ時に、前記差動入力部と前記作動用スイッチとの間の配線を所定電位にプリチャージするプリチャージ回路を備えた、
ことを特徴とするアナログ信号伝達回路。 - 前記差動増幅器は、前記差動入力部と高電位電源との間に接続された一対のトランジスタからなるカレントミラー回路を備え、
前記プリチャージ回路は、前記第1のトランジスタと前記カレントミラー回路との間の配線及び前記第2のトランジスタと前記カレントミラー回路との間の配線の少なくとも一方を、所定電位にプリチャージする、
ことを特徴とする請求項1に記載のアナログ信号伝達回路。 - 前記作動用スイッチは前記第1のトランジスタと前記定電流源との間に接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOS型トランジスタであり、
前記プリチャージ回路は、前記配線と所定電位を供給する配線との間に接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOS型トランジスタである、
ことを特徴とする請求項1又は2に記載のアナログ信号伝達回路。 - 前記作動用スイッチは前記第1のトランジスタと前記定電流源との間に接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOS型トランジスタであり、
前記プリチャージ回路は、
前記制御信号が入力されるインバータ回路と、
該インバータ回路の出力端子に接続されたゲートを有し、前記配線と所定電位を供給する配線との間に接続されたMOS型トランジスタと、から構成された、
ことを特徴とする請求項1又は2に記載のアナログ信号伝達回路。 - 前記所定電位は高電位電源のレベルであることを特徴とする請求項1〜4のうちいずれか一項に記載のアナログ信号伝達回路。
- 前記作動用スイッチは、前記サンプリングスイッチと相補的にオンオフされることを特徴とする請求項1〜5のうちいずれか一項に記載のアナログ信号伝達回路。
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