JP2008072876A - ステッピングモータ駆動装置及び駆動方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】モータ回転速度、回転および停止によらず、常に振動、騒音を低減又は無くすこと。
【解決手段】PWM信号生成回路4がコイルA,Bに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたPWM信号を生成する。マスク信号生成回路14がコイルA,B間でステッピング駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、PWM信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成する。AND回路10,13がマスク信号によりPWM信号をマスクし、各コイル毎の間欠PWM信号を生成する。マイクロオフコントローラ11が間欠PWM信号とステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて駆動電流割合と指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるようにHブリッジ回路2,3を制御する。
【選択図】図1
【解決手段】PWM信号生成回路4がコイルA,Bに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたPWM信号を生成する。マスク信号生成回路14がコイルA,B間でステッピング駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、PWM信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成する。AND回路10,13がマスク信号によりPWM信号をマスクし、各コイル毎の間欠PWM信号を生成する。マイクロオフコントローラ11が間欠PWM信号とステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて駆動電流割合と指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるようにHブリッジ回路2,3を制御する。
【選択図】図1
Description
本発明は、位置および速度を制御可能なステッピングモータの駆動装置および駆動方法に関する。
ステッピングモータの駆動時にマイクロステップ駆動を行い、振動、騒音を低減する方法が知られている。マイクロステップ駆動とは、各コイルに流れる電流が合成ベクトル値において大きさが一定となるよう制御し、更に各ステップの合成ベクトルの角度(電気角)が一定となるよう駆動する方法である。このように電流制御を行えば合成ベクトルが円上の軌跡を描き、ステッピングモータ駆動において、騒音、振動を低減することができる(例えば、特許文献1参照)。
ところが、この方法では駆動位置の精度の向上は可能となるが、駆動速度が速い場合と遅い場合が混在し、単位時間当たりのモータの正逆回転回数を多くしたい場合は、正逆回転それぞれに適した速度とトルクを得るのが難しいという問題があった。
この問題を解決するために、速度設定パルス信号と電流制御回路を有したマイクロステップ駆動を行うステッピングモータ駆動装置が知られている(例えば、特許文献2、特許文献3参照)。ここには、図19のようにマイクロステップ生成回路100が示されている。このマイクロステップ生成回路100は、各ステップにおけるモータ電流値を求め、その電流値に応じた必要な数のPWM信号のオンパルス発生回数を決定し、速度設定パルス信号に同期して各AND回路101に出力する回路となっており、更に、低速駆動時にはステップ数を増加させることにより、駆動速度とトルクを最適に制御するものである。各AND回路101には励磁信号生成回路102から設定速度に応じた基本となる励磁信号を入力してマイクロステップ駆動を行うものである。
しかしながら、上記従来の構成では、ステッピングモータ回転速度を極端に遅く設定すべく、各ステップ時間をモータコイルの時定数を大幅に越えるよう設定した場合には、PWM信号のオンパルス発生終了から次の速度設定パルス信号が入力されるまでの時間が長くなり、その時間中に電流値はゼロに収束しトルクが小さくなり、誤動作、振動を引き起し、騒音が発生する。ここで、ステップ数を増やす対策を施す場合、低速になればなるほど、ステップ数が増加するため回路規模を増大しなければならないという問題がある。さらに、その駆動速度に応じた最適なステップ数を予め用意しておかなければならず、広範囲の回転速度での駆動が難しいという問題がある。
また、上記従来の構成では、ステッピングモータを位置決め用途で用い、マイクロステップの任意のステップで停止させるために、一定の電流を通電し、励磁した状態を持続して停止位置を固定するような、特定のステップの電流駆動励磁時間が長くなる場合、同様に電流値はゼロに収束し、誤動作、振動を引き起し、振動や騒音が発生するという問題があった。
更に、従来、Hブリッジを用いたモータ駆動においては、コイルに流れる電流波形の正弦波が、プラスからマイナス、または、マイナスからプラス、あるいは、プラスからゼロ、または、マイナスからゼロへ変化する、電流値がゼロとなるポイント(以下、ゼロクロスという。)において、電流が急激にゼロとなり、正弦波の不連続により、騒音や振動が発生するという問題がある。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、モータ回転速度、回転および停止によらず、常に振動、騒音を低減又は無くすことができる、マイクロステップ駆動のステッピングモータ駆動装置および駆動方法を提供することを目的としている。
上記目的を達成するために、本発明のステッピングモータ駆動装置は、ステッピングモータの各コイルを駆動するドライバと、前記各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したPWM信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記生成したマスク信号により前記生成したPWM信号をマスクし、各コイル毎の間欠PWM信号を生成する間欠PWM信号生成回路と、前記各間欠PWM信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ドライバを制御するコントローラとを備えたことを特徴とする。
ここで、前記PWM信号の周波数は前記マスク信号の周波数よりも高いこととすることができる。
さらに、前記PWM信号および前記マスク信号の周波数は、可聴域より高くすることができる。
さらに、前記ドライバに結合して前記駆動電流の電流値を検出する電流検出回路を更に備え、前記PWM信号生成回路は、前記検出した電流値と予め設定された設定電流値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記PWM信号を生成することとすることができる。
さらに、前記ドライバはHブリッジドライバであり、前記コントローラは、前記励磁信号に対応するフォワードおよびリバース動作モード期間において前記マスク信号に応答してマスク期間は前記ステッピングモータがブレーキ動作モードになるように前記Hブリッジドライバを制御することとすることができる。
また、本発明のステッピングモータの駆動方法は、ステッピングモータの各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたPWM信号を生成する工程と、前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したPWM信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成する工程と、前記生成したマスク信号により前記生成したPWM信号をマスクし、各コイル毎の間欠PWM信号を生成する工程と、前記各間欠PWM信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ステッピングモータの各コイルのドライバを制御する工程とを備えたことを特徴とする。
本発明によれば、各ステップの電流駆動割合に応じてPWM信号をマスクすることによって、マスク信号の1周期毎にPWMパルスを発生することが可能となり、ステッピングモータの駆動速度や回転、停止状態に関わらず、モータに必要な電流を安定的に供給し、正確な励磁を行い、振動、騒音を効果的に低減することができる。
PWM信号とマスク信号の周波数を人間の可聴域より高く設定することにより、人が聞き取れる範囲の電磁音を消すことができ、電磁音による騒音を効果的に抑制することができる。
さらに、Hブリッジドライバを使用した場合、励磁信号に対応するフォワードおよびリバース動作モード期間においてマスク信号に応答してマスク期間はステッピングモータがブレーキ動作モードになるようにHブリッジドライバを制御することによって、マスク信号により電流値が減衰する際、電流カーブはコイル時定数に応じて、ゼロに漸近するため、急激な電流減衰が起こらず、大幅な静音化を実現でき、騒音、振動を効果的に無くすことができる。特に、電流値がゼロクロスする場合、ゼロクロスでの電流駆動方向を滑らかに変化させることができるため、ゼロクロスでの急激な電流減衰や電流値不連続により発生する騒音、振動を効果的に無くすことができる。
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
(第1の実施の形態)
図1は、本発明の、第1の実施の形態に係るステッピングモータ駆動装置をドライバであるHブリッジ回路に接続し、コイルAとコイルBを含む2相ステッピングモータ1に適用した場合のブロック図である。
(第1の実施の形態)
図1は、本発明の、第1の実施の形態に係るステッピングモータ駆動装置をドライバであるHブリッジ回路に接続し、コイルAとコイルBを含む2相ステッピングモータ1に適用した場合のブロック図である。
図2にコイルAを駆動するHブリッジ回路2を示す。コイルBを駆動するHブリッジ回路3も同様な構成であるので、説明は省略する。図2に記載したダイオードD1〜D4は、MOSトランジスタM1〜M4の構造上作られる寄生ダイオードである。また、VSSに接続される抵抗器RS1は、駆動電流の検出に用いられるセンス抵抗器である。Hブリッジ回路2のHブリッジの状態(動作モード)は、入力信号となるPMOSトランジスタM1,M2のゲート信号のPGA1、PGA2と、NMOSトランジスタM3,M4のゲート信号のNGA1、NGA2を入力として、出力信号のOUTA1と、OUTA2の状態に応じて、フォワード(正回転)、リバース(逆回転)、ブレーキ、ストップの4種類の動作モードに分けられる。図3に、図2のHブリッジ回路の各入出力間の真理値表と動作モードとの関係を示す。なお、図3中で「1」はHIGHレベル、「0」はLOWレベル、「Z」はハイ・インピーダンスを示す。図3に示すように、PWM制御では、これら4つの駆動状態のうち、フォワードとリバースにおいて、オンしているMOSトランジスタのうち、PMOSトランジスタあるいは、NMOSトランジスタのゲートをPWMの各パルスに応じて細かにオン−オフし、コイルに流れる電流を調整する。
図1に示す、PWM信号生成回路4から出力されるPWM信号AとPWM信号Bは、それぞれ2相ステッピングモータのコイルAとコイルBを駆動する電流正弦波の最大値を示す信号である。電流正弦波の最大値は、PWM信号のオン時間の長さを調節することによって決定される。例えば、オン時間がPWM信号1周期の50%とすると、電流正弦波の最大値は、コイルに流すことができる最大電流値の50%となる。PWM信号A(B)は、PWM信号生成回路4より出力され、AND回路10(13)に入力される。
図1に示した具体例では、コイルA、コイルBそれぞれに対して独立にPWM信号を供給し且つ、各コイルのドライバであるHブリッジ回路2,3において、独立に電流検出を行い、この電流検出結果に基づいて、コイルAとコイルBの抵抗値やインダクタンスのばらつき、ドライバのオン抵抗のばらつきなどを鑑みて独立に電流(PWM信号)を制御することが可能であり、コイルAとコイルBをそれぞれ最適な所望の電流で駆動することが可能である。
図4にPWM信号生成回路4の具体例をコイルAに関して詳細に示す。センス抵抗器RS1により検出した電流値を表す検出電圧Aを増幅して出力する電流検出回路5(増幅器。以下、増幅器という。)からの出力を第1のコンパレータ6の反転入力に加える。また、第1のコンパレータ6の非反転入力には、最大電流設定信号電圧を加えて両者を比較する。なお、最大電流設定信号、後述の速度設定パルス信号および分解能設定信号は、不図示の信号設定手段から出力される。7は第1のコンパレータ6の出力をDC電圧(以下、三角波スライス電圧という。)に変換するローパスフィルタであり、その出力は、第2のコンパレータ9の非反転入力に加える。第2のコンパレータ9の反転入力には、第1の可変周波数発振器8からの第1の基準信号としての三角波信号を加える。このような入力によって、第2のコンパレータ9の出力から前記PWM信号Aが得られる。
以上のような構成のPWM信号生成回路4は、PWM周波数は第1の可変周波数発振器8の周波数と同じであり、さらに、PWMパルスのオン時間を、最大電流設定信号電圧と前記増幅器5の出力電圧が等しくなるよう、図1に示すように、PWM信号生成回路4と、AND回路10と、マイクロオフコントローラ11と、Hブリッジ回路2とセンス抵抗RS1と電流検出回路5によって構成される、ネガティブフィードバックループにより、一意に決定する。この回路によれば、電流正弦波の最大値は、(最大電流設定信号電圧)÷(増幅器ゲイン)÷(センス抵抗値)で求められるので、例えば、最大電流設定信号電圧が2V、増幅器ゲインが50倍、センス抵抗が1Ωの場合、2V÷50倍÷1Ω=40mAとなり、電流正弦波の最大値は40mAに設定される。ローパスフィルタ7の出力である三角波スライス電圧は、設定した電流値が常にコイルAに流れるよう、前記ネガティブフィードバックループにより決定され、PWM信号のオン時間を決定する。
図5にPWM信号A(B)の波形例を示す。図5には、さらに、マスク信号A(B)、間欠PWM信号A(B)も併せて示す。
マスク信号Aとマスク信号Bは、それぞれコイルAとBに適用され、マイクロステップの各ステップにおける電流割合を、HIGHとLOWで示す信号である。マスク信号A(B)は、マスク信号生成回路14より出力され、AND回路10(13)とマイクロオフコントローラ11に入力される。
図6にマスク信号生成回路14の具体例を示す。図6は、マイクロステップの最大分解能を32とした場合の例である。分解能設定信号がLOWの場合、正弦波1周期を時間軸で16分割し、分解能設定信号がHIGHの場合、正弦波1周期を時間軸で32分割する例である。
マスク信号生成回路14は、第2の可変周波数発振器15をカウントし分周する第1のリングカウンタ16を備える。また、第1のリングカウンタ16の値に応じて、詳細は後述するようなマスク信号を生成する、第1のデコーダ17から第9のデコーダ25までの9個のデコーダを備える(説明の便宜上、これらをデコーダ0〜デコーダ8、またはその順番を表す場合は単に0〜8の数字で示すこともある)。また、デコーダ17からデコーダ25の出力を選択する第1のセレクタ26、第2のセレクタ27を備える。セレクタ26、セレクタ27は、それぞれコイルA、コイルBに適用されるマスク信号A,マスク信号Bを出力する。また、速度設定パルス信号をカウントするアップダウンカウンタ(以下、U/Dカウンタという。)28を備える。また、励磁方向変化パルスを生成する第2のリングカウンタ29とエッジ検出回路30を備える。
U/Dカウンタ28は、分解能が16に設定された場合、5進U/Dカウンタとして機能し、分解能が32に設定された場合、9進U/Dカウンタとして機能するようなカウンタである。
更に、分解能設定信号がHIGHであり、U/Dカウンタ28が9進U/Dカウンタとして機能する場合、U/Dカウンタ28から出力されるセレクタ信号Aは、セレクタ26を制御してデコーダ0〜8を0→1→2→3→4→5→6→7→8→7→6→5→4→3→2→1→0→1→2(以下同様に昇降を繰り返す。)という順序で選択する信号であり、同セレクタ信号Bは、セレクタ27を制御してデコーダ0〜8を8→7→6→5→4→3→2→1→0→1→2→3→4→5→6→7→8→7→6(以下同様に昇降を繰り返す。)という順序で選択する信号である。また、分解能設定信号がLOWであり、U/Dカウンタ28が5進U/Dカウンタとして機能する場合、セレクタ信号Aは、デコーダ0〜8を0→2→4→6→8→6→4→2→0→2(以下同様に昇降を繰り返す。)という順序で選択する信号であり、セレクタ信号Bは、デコーダ0〜8を8→6→4→2→0→2→4→6→8→6(以下同様に昇降を繰り返す。)という順序で選択する信号である。
セレクタ26,27は、以上のようにしてデコーダを選択し、各デコーダ出力をマスク信号A、マスク信号Bとして出力する。
また、第2のリングカウンタ29は、分解能が16に設定された場合16進リングカウンタとして機能し、分解能が32に設定された場合、32進リングカウンタとして機能する。エッジ検出回路30は、前記リングカウンタ29の最上位ビットの立ち上がりと立ち下りの両エッジを検出してパルス信号に変換し、励磁方向変化パルスとして出力する。励磁方向変化パルスは、コイルAとコイルBに流す電流の向き、つまり、励磁方向を変化させる信号であり、励磁信号生成回路31に接続される。
図7と図8に、図6のマスク信号生成回路14の波形例を示す。また、図9に電流割合の例示す。図7と図8では、リングカウンタ16を100進カウンタ、分解能設定信号をLOWとした16分割の場合について記載してある。図7に示すように、デコーダ0からデコーダ8の出力は、リングカウンタ16のカウント値と電流割合に応じて、それぞれ固有のデコード値を持つ。また、図8に示すように、セレクタ信号A(B)は、速度設定パルス信号に同期して変化する。セレクタ26(27)によって選択されるデコーダは、図9において、分解能16の場合である。この場合、分解能32の場合の電流値を一つおきに選択することになる。
図5に図8のマスク信号A(B)の波形の詳細図を示す。図5において、出力されるマスク信号A(B)のHIGHとLOWが繰り返される周期TMは、TM=(リングカウンタ16の最大カウント数)÷(第2の可変周波数発振器15の周波数)で決定される。例えば、リングカウンタ16を100進カウンタとし、可変周波数発振器15の周波数が2MHzの場合、周期TMは50μSである。図5に示すように、マスク信号A(B)は、周期をTMとし、速度設定パルス信号に同期して電流割合を表すHIGH区間とLOW区間の長さが各ステップ毎の電流割合になるように変化する信号であり、また、電流割合が設定された場合、次の速度パルス信号が入力されるまでの間は、周期TM毎にそのステップの電流割合に応じたHIGH区間とLOW区間の信号を繰り返すものである(図5では2回の場合を例示してある)。
図1に示すAND回路10,13から出力される間欠PWM信号Aと間欠PWM信号Bは、それぞれコイルAとコイルBに適用される信号であって、AND回路10,13より出力されて、マイクロオフコントローラ11へ入力される。間欠PWM信号A(B)は、PWM信号A(B)とマスク信号A(B)とのAND演算結果であるので、電流割合に応じて、例えば電流割合が38%の場合、マスク信号の1周期の期間で38%の間は連続PWM信号が出力され、62%の期間LOWが出力される。図5に間欠PWM信号A(B)の信号例を示す。
前述した従来の構成では、PWMのオンパルスは、速度設定パルス信号に同期して出力され、したがって、速度設定パルス信号の入力間隔が非常に長い、あるいは停止した場合は、その間にモータコイルに流れる電流はゼロに収束して必要なトルクが得られなくなるが、本発明では、速度設定パルス信号の入力間隔が非常に長い、あるいは停止した場合でも、マスク信号のHIGH区間、つまり、周期TMに同期して出力されるため、周期TMごとに必要な電流値が出力されることになりモータコイルに流れる電流がゼロに収束することが効果的に抑制され、トルク減少による誤動作や振動や騒音を発生することがない。さらに、間欠PWM信号とマスク信号の周波数を人間の可聴域より高く設定することにより、人が聞き取れる範囲の電磁音を消すことができ、電磁音による騒音を一層効果的に抑制することができる。なお、詳細は後述するが、マイクロオフコントローラ11は、マスク信号Aとマスク信号Bを入力しないように構成することもできる。この場合であっても、間欠PWM信号によってHブリッジ回路を制御することによる前述の効果は得られる。
図10および図11を用いて励磁信号生成回路31の説明をする。図10は、励磁信号生成回路31の入出力信号を示したブロック図である。マスク信号生成回路14により出力される、励磁方向変化パルスを入力とし、励磁信号である、INA1と、INA2と、INB1と、INB2とを出力する。INA1、INA2は、Hブリッジ回路2に適用され、INB1、INB2は、Hブリッジ回路3に適用される。
図11は分解能を16に設定した場合の波形例である。図11に示すように、INA1と、INA2と、INB1と、INB2は、励磁方向変化パルスに同期して動作する信号であり、マイクロオフコントローラ11へ入力される。また、図11に示すように、励磁信号生成回路31は、コイルAに流れる電流(コイルA電流)とコイルBに流れる電流(コイルB電流)の位相が90度ずれるようにINA1と、INA2と、INB1と、INB2を出力する回路であり、コイルAとコイルBの電流の位相が90度ずれた状態で通電することにより、ステッピングモータが次のステップへ進むよう励磁され、2相ステッピングモータを回転させる。
図12にINA1と、INA2と、INB1と、INB2と、Hブリッジ回路2,3の出力である、OUTA1と、OUTB1と、OUTA2と、OUTB2と、マイクロオフコントローラ11から出力されるPGA1、PGA2、NGA1、NGA2、PGB1、PGB2、NGB1、NGB2の真理値表を示す。なお、図12中で「1」はHIGHレベル、「0」はLOWレベル、「Z」はハイ・インピーダンスを示す。INA1がLOW且つINA2がLOWの場合ブレーキとなり、INA1がHIGH且つINA2がLOWの場合コイル電流はフォワードとなり、INA1がLOW且つINA2がHIGHの場合コイル電流はリバースとなり、INA1がHIGH且つINA2がHIGHの場合コイル電流はストップとなる。
図13は、マスク信号は入力せず、間欠PWM信号Aと、INA1,2とを入力して、図12に示すように、Hブリッジ回路2を制御するPGA1、PGA2、NGA1、NGA2を出力するマイクロオフコントローラ11のコイルAに関する部分の回路図を示すものであって、このマイクロオフコントローラ11は、3個のNOT回路32,33,34と、2個のAND回路35,36と、2個のOR回路37,38の組み合わせからなる(コイルBに関する部分も同様である)。
図14は、他のマイクロオフコントローラ11の例を示すものである。即ち、図14は、マスク信号Aと、間欠PWM信号Aと、INA1,2とを入力して、後述する図15に示すように、Hブリッジ回路2を制御するPGA1、PGA2、NGA1、NGA2を出力するマイクロオフコントローラ11のコイルAに関する部分の回路図を示すものであって、このマイクロオフコントローラ11は、6個のNAND回路40,41,42,43,44,45と、4個のAND回路46,47,48.49と、2個のOR回路50,51の組み合わせからなる(コイルBに関する部分も同様である)。
図15は、図14のマイクロオフコントローラの入出力の信号波形を示した図である。図15に示すように、このマイクロオフコントローラ11は、フォワード動作モードおよびリバース動作モードの間において、マスク信号Aによって、マイクロステップ駆動電流がONの間、つまりマスク信号がHIGHの間は、通常のPWM駆動信号を出力し、マイクロステップ駆動電流がOFFの間、つまりマスク信号がLOWの間は、Hブリッジ状態をブレーキとし、PWM駆動とブレーキを交互に繰り返すよう、信号を生成する。
図16左に図13のマイクロオフコントローラを使用した場合、図16右に図14のマイクロオフコントローラを使用した場合について、フォワード動作モードまたはリバース動作モード期間中のマスク期間におけるHブリッジ回路における電流経路を示す。
図13のマイクロオフコントローラを使用した場合は、コイル、NMOSトランジスタM3,M4に加え、寄生ダイオードD3にも電流が流れるため、コイル時定数(τ=L÷R、τは時定数、Lはコイルのインダクタンス、Rはコイルの導線抵抗)だけではなく、寄生ダイオードでのエネルギー消費が加わって電流カーブが決まる。また、コイルのエネルギーが減少し、寄生ダイオードに印加されている電圧が、寄生ダイオードの順方向閾値電圧より小さくなったところで電流値は急激にゼロとなり、図16左に示すように電流カーブはX軸(電流ゼロ)との接点を持つカーブを描く。
しかし、図14のマイクロオフコントローラを使用した場合、連続PWMパルスのマスク期間、つまりマスク信号がLOWの期間に、マイクロオフコントローラによりHブリッジ回路を、両NMOSトランジスタM3,M4をオンし且つ両PMOSトランジスタM1,M2をオフ、または両PMOSトランジスタM1,M2をオンし且つ両NMOSトランジスタM3,M4をオフとするブレーキ状態とするので、マスク信号により電流値が減衰する際、寄生ダイオードを通らず、また、Hブリッジ回路のトランジスタのオン抵抗値はコイル導線抵抗に比べ十分小さくしているので、電流カーブは、コイル時定数で決まる指数関数となり、図16右に示すようにX軸との接点を持たずゼロに漸近する。
一方、マスク信号がHIGHとなりコイルを駆動する際、コイル時定数で決まる指数関数で設定電流値に収束する。
つまり、図14のマイクロオフコントローラの場合、マイクロステップの全てのステップにおいて、Hブリッジ回路をPWM駆動でオンし電流を通電する際も、マスク信号により電流が減衰する際も、同様のコイル時定数で決まる指数関数のみで電流が増減するため、急激な電流変化が起こらない。よって、電流正弦波は不連続点を持たず、大幅な静音化が可能となる。特に、電流値がゼロクロスするポイントでは、急激な電流減衰と電流値不連続が起きないため、電流駆動方向を滑らかに変化させることができ、ゼロクロスポイントで発生する騒音、振動を低減、あるいは完全に無くすことができる。
(第2の実施の形態)
本発明による効果は、図1に示す回路に限定されるものではなく、例えば、図17に示すように、電流検出回路によるフィードバックを行わず、最大電流設定信号により、PWMパルスのオン時間を固定とすることによっても、第1の実施形態と同様の効果が得られる。
本発明による効果は、図1に示す回路に限定されるものではなく、例えば、図17に示すように、電流検出回路によるフィードバックを行わず、最大電流設定信号により、PWMパルスのオン時間を固定とすることによっても、第1の実施形態と同様の効果が得られる。
また、このようにPWMパルスのオン時間を固定する場合、フィードバックを行わないため、PWM信号は図17に示すようにコイルA、コイルBに対して1系統だけでよく、回路規模を縮小できる。
(第3の実施の形態)
本発明による効果は、マスク期間をブレーキとする方法に限定されるものではなく、PWMパルス信号のONとOFFにおいて、OFFの駆動状態をブレーキとすることによっても、同様の効果がある。つまり、マスク信号を用いず、正弦波の電流割合を、PWMパルスON時間を調整する方法でマイクロステップを実現する場合においても、図14の回路と同様に、ゼロクロスでの騒音、振動を低減できる。
本発明による効果は、マスク期間をブレーキとする方法に限定されるものではなく、PWMパルス信号のONとOFFにおいて、OFFの駆動状態をブレーキとすることによっても、同様の効果がある。つまり、マスク信号を用いず、正弦波の電流割合を、PWMパルスON時間を調整する方法でマイクロステップを実現する場合においても、図14の回路と同様に、ゼロクロスでの騒音、振動を低減できる。
(第4の実施の形態)
本発明のマスク信号生成回路は、第1の実施の形態に示した具体例に限定されるものではなく、分解能をNとした場合、U/Dカウンタ28を(N÷4+1)進カウンタとし、第2のリングカウンタ29をN進カウンタとし、デコーダ0からデコーダ(N/2)を備え、更に、第2の可変周波数発振器15の発振周期をTとし、第1のリングカウンタ16をM進カウンタとすると、マスク信号の周期は(T×M)となり、任意の分解能のマスク信号を生成することが可能である。
本発明のマスク信号生成回路は、第1の実施の形態に示した具体例に限定されるものではなく、分解能をNとした場合、U/Dカウンタ28を(N÷4+1)進カウンタとし、第2のリングカウンタ29をN進カウンタとし、デコーダ0からデコーダ(N/2)を備え、更に、第2の可変周波数発振器15の発振周期をTとし、第1のリングカウンタ16をM進カウンタとすると、マスク信号の周期は(T×M)となり、任意の分解能のマスク信号を生成することが可能である。
(第5の実施の形態)
本発明のマスク信号生成回路は、第1の実施の形態に示した、図6に示す構成に限定されるものではなく、例えば、図18に示すようなDAコンバータ60(61)と、三角波発生器である第3の可変周波数発振器62を用いた構成においても、同様のマスク信号を発生することが可能である。この回路では、DAコンバータ60(61)の最大出力電圧と可変周波数発振器62からの三角波の最大電圧を等しく設定し、DAコンバータ60(61)の最小出力電圧と可変周波数発振器62からの三角波の最小電圧を等しく設定し、U/Dカウンタ28に基づきDAコンバータ60(61)によって選択された電圧と可変周波数発振器62からの三角波の電圧とをコンパレータ63(64)で比較してマスク信号A(B)を出力する構成としているので、例えば、DAコンバータ60(61)の出力電圧が可変周波数発振器62からの三角波の平均電圧と等しい場合、マスク時間は、可変周波数発振器62の1周期の50%に設定される。また、マスク信号の周期TMを前記第1の実施の形態の例と同様に50μSにする場合、可変周波数発振器62の発振周期を50μSに設定すればい。
本発明のマスク信号生成回路は、第1の実施の形態に示した、図6に示す構成に限定されるものではなく、例えば、図18に示すようなDAコンバータ60(61)と、三角波発生器である第3の可変周波数発振器62を用いた構成においても、同様のマスク信号を発生することが可能である。この回路では、DAコンバータ60(61)の最大出力電圧と可変周波数発振器62からの三角波の最大電圧を等しく設定し、DAコンバータ60(61)の最小出力電圧と可変周波数発振器62からの三角波の最小電圧を等しく設定し、U/Dカウンタ28に基づきDAコンバータ60(61)によって選択された電圧と可変周波数発振器62からの三角波の電圧とをコンパレータ63(64)で比較してマスク信号A(B)を出力する構成としているので、例えば、DAコンバータ60(61)の出力電圧が可変周波数発振器62からの三角波の平均電圧と等しい場合、マスク時間は、可変周波数発振器62の1周期の50%に設定される。また、マスク信号の周期TMを前記第1の実施の形態の例と同様に50μSにする場合、可変周波数発振器62の発振周期を50μSに設定すればい。
(第6の実施の形態)
本発明の電流検出におけるネガティブフィードバックループは、電流正弦波の最大値を決定するためのものであるので、前記第1の実施の形態の構成に限定されるものではなく、例えば、電流正弦波の最大値を出力するステップにおいてのみフィードバックループを有効にし、このときの前記三角波スライス電圧をローパスフィルタ7の出力側において適当なサンプリング手段、例えばADコンバータ(+ラッチ)やコンデンサ等でサンプリングし、次の電流正弦波の最大値を出力するステップまでの期間はフィードバックを無効としてサンプリングした三角波スライス電圧を利用する構成としても、同様の電流正弦波を出力することができる。具体的には、図4において、コンパレータ9の非反転入力にADコンバータ(+ラッチ)やコンデンサ等の出力を常時接続し、これらのサンプリング手段の入力側を電流正弦波最大値を出力するステップ時のみオンするスイッチ手段を介してローパスフィルタ7の出力に接続することで実現できる。
本発明の電流検出におけるネガティブフィードバックループは、電流正弦波の最大値を決定するためのものであるので、前記第1の実施の形態の構成に限定されるものではなく、例えば、電流正弦波の最大値を出力するステップにおいてのみフィードバックループを有効にし、このときの前記三角波スライス電圧をローパスフィルタ7の出力側において適当なサンプリング手段、例えばADコンバータ(+ラッチ)やコンデンサ等でサンプリングし、次の電流正弦波の最大値を出力するステップまでの期間はフィードバックを無効としてサンプリングした三角波スライス電圧を利用する構成としても、同様の電流正弦波を出力することができる。具体的には、図4において、コンパレータ9の非反転入力にADコンバータ(+ラッチ)やコンデンサ等の出力を常時接続し、これらのサンプリング手段の入力側を電流正弦波最大値を出力するステップ時のみオンするスイッチ手段を介してローパスフィルタ7の出力に接続することで実現できる。
1 ステッピングモータ
2,3 Hブリッジ回路
4 PWM信号生成回路
5 電流検出回路
8 可変周波数発振器
10 AND回路
11 マイクロオフコントローラ
13 AND回路
14 マスク信号生成回路
15 可変周波数発振器
2,3 Hブリッジ回路
4 PWM信号生成回路
5 電流検出回路
8 可変周波数発振器
10 AND回路
11 マイクロオフコントローラ
13 AND回路
14 マスク信号生成回路
15 可変周波数発振器
Claims (6)
- ステッピングモータの各コイルを駆動するドライバと、
前記各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、
前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したPWM信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、
前記生成したマスク信号により前記生成したPWM信号をマスクし、各コイル毎の間欠PWM信号を生成する間欠PWM信号生成回路と、
前記各間欠PWM信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ドライバを制御するコントローラと、
を備えたことを特徴とするステッピングモータ駆動装置。 - 前記PWM信号の周波数は前記マスク信号の周波数よりも高いことを特徴とする請求項1に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記PWM信号および前記マスク信号の周波数は、可聴域より高いことを特徴とする請求項1または2に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記ドライバに結合して前記駆動電流の電流値を検出する電流検出回路を更に備え、
前記PWM信号生成回路は、前記検出した電流値と予め設定された設定電流値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記PWM信号を生成することを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載のステッピングモータ駆動装置。 - 前記ドライバはHブリッジドライバであり、
前記コントローラは、前記励磁信号に対応するフォワードおよびリバース動作モード期間において前記マスク信号に応答してマスク期間は前記ステッピングモータがブレーキ動作モードになるように前記Hブリッジドライバを制御することを特徴とする請求項1乃至4のいずれかに記載のステッピングモータ駆動装置。 - ステッピングモータの各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたPWM信号を生成する工程と、
前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したPWM信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成する工程と、
前記生成したマスク信号により前記生成したPWM信号をマスクし、各コイル毎の間欠PWM信号を生成する工程と、
前記各間欠PWM信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ステッピングモータの各コイルのドライバを制御する工程と、
を備えたことを特徴とするステッピングモータの駆動方法。
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JP2006251566A JP2008072876A (ja) | 2006-09-15 | 2006-09-15 | ステッピングモータ駆動装置及び駆動方法 |
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Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010252431A (ja) * | 2009-04-10 | 2010-11-04 | Nikon Corp | カメラ及びモータ制御装置 |
JP2011143139A (ja) * | 2010-01-18 | 2011-07-28 | Fujishoji Co Ltd | 遊技機 |
WO2011119770A3 (en) * | 2010-03-23 | 2012-01-12 | Pelco Inc. | Voltage-controlled stepper motor driver |
KR20150119242A (ko) | 2013-04-26 | 2015-10-23 | 아사히 가세이 일렉트로닉스 가부시끼가이샤 | 모터 구동 장치 |
CN105021241A (zh) * | 2015-07-10 | 2015-11-04 | 合肥工业大学 | 基于电流误差控制的pwm调制的电磁流量计励磁控制系统 |
US9209738B2 (en) | 2011-01-20 | 2015-12-08 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Induction load driving system |
CN106301112A (zh) * | 2016-08-26 | 2017-01-04 | 恒银金融科技股份有限公司 | 一种电机驱动接口转换模块 |
CN116633214A (zh) * | 2023-07-24 | 2023-08-22 | 晶艺半导体有限公司 | 一种用于步进电机系统的微步驱动电路和方法 |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04145894A (ja) * | 1990-10-02 | 1992-05-19 | Fuji Xerox Co Ltd | ステッピングモータ制御装置 |
JPH08251990A (ja) * | 1995-03-06 | 1996-09-27 | Sony Corp | ステッピングモータ駆動制御回路 |
JP2001025296A (ja) * | 1999-07-05 | 2001-01-26 | Canon Inc | ステッピングモータの電流制御装置 |
JP2002010688A (ja) * | 2000-06-22 | 2002-01-11 | Canon Inc | モータ駆動制御装置 |
JP2005185020A (ja) * | 2003-12-19 | 2005-07-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ステッピングモータ駆動装置、及びステッピングモータ駆動方法 |
-
2006
- 2006-09-15 JP JP2006251566A patent/JP2008072876A/ja active Pending
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04145894A (ja) * | 1990-10-02 | 1992-05-19 | Fuji Xerox Co Ltd | ステッピングモータ制御装置 |
JPH08251990A (ja) * | 1995-03-06 | 1996-09-27 | Sony Corp | ステッピングモータ駆動制御回路 |
JP2001025296A (ja) * | 1999-07-05 | 2001-01-26 | Canon Inc | ステッピングモータの電流制御装置 |
JP2002010688A (ja) * | 2000-06-22 | 2002-01-11 | Canon Inc | モータ駆動制御装置 |
JP2005185020A (ja) * | 2003-12-19 | 2005-07-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ステッピングモータ駆動装置、及びステッピングモータ駆動方法 |
Cited By (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010252431A (ja) * | 2009-04-10 | 2010-11-04 | Nikon Corp | カメラ及びモータ制御装置 |
JP2011143139A (ja) * | 2010-01-18 | 2011-07-28 | Fujishoji Co Ltd | 遊技機 |
WO2011119770A3 (en) * | 2010-03-23 | 2012-01-12 | Pelco Inc. | Voltage-controlled stepper motor driver |
US8536822B2 (en) | 2010-03-23 | 2013-09-17 | Pelco, Inc. | Voltage-controlled stepper motor driver |
US9209738B2 (en) | 2011-01-20 | 2015-12-08 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Induction load driving system |
KR20150119242A (ko) | 2013-04-26 | 2015-10-23 | 아사히 가세이 일렉트로닉스 가부시끼가이샤 | 모터 구동 장치 |
US9577551B2 (en) | 2013-04-26 | 2017-02-21 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Motor drive apparatus |
CN105021241A (zh) * | 2015-07-10 | 2015-11-04 | 合肥工业大学 | 基于电流误差控制的pwm调制的电磁流量计励磁控制系统 |
CN105021241B (zh) * | 2015-07-10 | 2017-11-10 | 合肥工业大学 | 基于电流误差控制的pwm调制的电磁流量计励磁控制系统 |
CN106301112A (zh) * | 2016-08-26 | 2017-01-04 | 恒银金融科技股份有限公司 | 一种电机驱动接口转换模块 |
CN116633214A (zh) * | 2023-07-24 | 2023-08-22 | 晶艺半导体有限公司 | 一种用于步进电机系统的微步驱动电路和方法 |
CN116633214B (zh) * | 2023-07-24 | 2023-09-15 | 晶艺半导体有限公司 | 一种用于步进电机系统的微步驱动电路和方法 |
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