JP2008072876A - ステッピングモータ駆動装置及び駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ回転速度、回転および停止によらず、常に振動、騒音を低減又は無くすこと。
【解決手段】ＰＷＭ信号生成回路４がコイルＡ，Ｂに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたＰＷＭ信号を生成する。マスク信号生成回路１４がコイルＡ，Ｂ間でステッピング駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、ＰＷＭ信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成する。ＡＮＤ回路１０，１３がマスク信号によりＰＷＭ信号をマスクし、各コイル毎の間欠ＰＷＭ信号を生成する。マイクロオフコントローラ１１が間欠ＰＷＭ信号とステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて駆動電流割合と指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるようにＨブリッジ回路２，３を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、位置および速度を制御可能なステッピングモータの駆動装置および駆動方法に関する。

ステッピングモータの駆動時にマイクロステップ駆動を行い、振動、騒音を低減する方法が知られている。マイクロステップ駆動とは、各コイルに流れる電流が合成ベクトル値において大きさが一定となるよう制御し、更に各ステップの合成ベクトルの角度（電気角）が一定となるよう駆動する方法である。このように電流制御を行えば合成ベクトルが円上の軌跡を描き、ステッピングモータ駆動において、騒音、振動を低減することができる（例えば、特許文献１参照）。

ところが、この方法では駆動位置の精度の向上は可能となるが、駆動速度が速い場合と遅い場合が混在し、単位時間当たりのモータの正逆回転回数を多くしたい場合は、正逆回転それぞれに適した速度とトルクを得るのが難しいという問題があった。

この問題を解決するために、速度設定パルス信号と電流制御回路を有したマイクロステップ駆動を行うステッピングモータ駆動装置が知られている（例えば、特許文献２、特許文献３参照）。ここには、図１９のようにマイクロステップ生成回路１００が示されている。このマイクロステップ生成回路１００は、各ステップにおけるモータ電流値を求め、その電流値に応じた必要な数のＰＷＭ信号のオンパルス発生回数を決定し、速度設定パルス信号に同期して各ＡＮＤ回路１０１に出力する回路となっており、更に、低速駆動時にはステップ数を増加させることにより、駆動速度とトルクを最適に制御するものである。各ＡＮＤ回路１０１には励磁信号生成回路１０２から設定速度に応じた基本となる励磁信号を入力してマイクロステップ駆動を行うものである。

特開平４−８１９８号公報 特開平１０−１３６６９４号公報 特開平１０−３３７０９７号公報

しかしながら、上記従来の構成では、ステッピングモータ回転速度を極端に遅く設定すべく、各ステップ時間をモータコイルの時定数を大幅に越えるよう設定した場合には、ＰＷＭ信号のオンパルス発生終了から次の速度設定パルス信号が入力されるまでの時間が長くなり、その時間中に電流値はゼロに収束しトルクが小さくなり、誤動作、振動を引き起し、騒音が発生する。ここで、ステップ数を増やす対策を施す場合、低速になればなるほど、ステップ数が増加するため回路規模を増大しなければならないという問題がある。さらに、その駆動速度に応じた最適なステップ数を予め用意しておかなければならず、広範囲の回転速度での駆動が難しいという問題がある。

また、上記従来の構成では、ステッピングモータを位置決め用途で用い、マイクロステップの任意のステップで停止させるために、一定の電流を通電し、励磁した状態を持続して停止位置を固定するような、特定のステップの電流駆動励磁時間が長くなる場合、同様に電流値はゼロに収束し、誤動作、振動を引き起し、振動や騒音が発生するという問題があった。

更に、従来、Ｈブリッジを用いたモータ駆動においては、コイルに流れる電流波形の正弦波が、プラスからマイナス、または、マイナスからプラス、あるいは、プラスからゼロ、または、マイナスからゼロへ変化する、電流値がゼロとなるポイント（以下、ゼロクロスという。）において、電流が急激にゼロとなり、正弦波の不連続により、騒音や振動が発生するという問題がある。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、モータ回転速度、回転および停止によらず、常に振動、騒音を低減又は無くすことができる、マイクロステップ駆動のステッピングモータ駆動装置および駆動方法を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明のステッピングモータ駆動装置は、ステッピングモータの各コイルを駆動するドライバと、前記各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したＰＷＭ信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記生成したマスク信号により前記生成したＰＷＭ信号をマスクし、各コイル毎の間欠ＰＷＭ信号を生成する間欠ＰＷＭ信号生成回路と、前記各間欠ＰＷＭ信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ドライバを制御するコントローラとを備えたことを特徴とする。

ここで、前記ＰＷＭ信号の周波数は前記マスク信号の周波数よりも高いこととすることができる。

さらに、前記ＰＷＭ信号および前記マスク信号の周波数は、可聴域より高くすることができる。

さらに、前記ドライバに結合して前記駆動電流の電流値を検出する電流検出回路を更に備え、前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記検出した電流値と予め設定された設定電流値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成することとすることができる。

さらに、前記ドライバはＨブリッジドライバであり、前記コントローラは、前記励磁信号に対応するフォワードおよびリバース動作モード期間において前記マスク信号に応答してマスク期間は前記ステッピングモータがブレーキ動作モードになるように前記Ｈブリッジドライバを制御することとすることができる。

また、本発明のステッピングモータの駆動方法は、ステッピングモータの各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたＰＷＭ信号を生成する工程と、前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したＰＷＭ信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成する工程と、前記生成したマスク信号により前記生成したＰＷＭ信号をマスクし、各コイル毎の間欠ＰＷＭ信号を生成する工程と、前記各間欠ＰＷＭ信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ステッピングモータの各コイルのドライバを制御する工程とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、各ステップの電流駆動割合に応じてＰＷＭ信号をマスクすることによって、マスク信号の１周期毎にＰＷＭパルスを発生することが可能となり、ステッピングモータの駆動速度や回転、停止状態に関わらず、モータに必要な電流を安定的に供給し、正確な励磁を行い、振動、騒音を効果的に低減することができる。

ＰＷＭ信号とマスク信号の周波数を人間の可聴域より高く設定することにより、人が聞き取れる範囲の電磁音を消すことができ、電磁音による騒音を効果的に抑制することができる。

さらに、Ｈブリッジドライバを使用した場合、励磁信号に対応するフォワードおよびリバース動作モード期間においてマスク信号に応答してマスク期間はステッピングモータがブレーキ動作モードになるようにＨブリッジドライバを制御することによって、マスク信号により電流値が減衰する際、電流カーブはコイル時定数に応じて、ゼロに漸近するため、急激な電流減衰が起こらず、大幅な静音化を実現でき、騒音、振動を効果的に無くすことができる。特に、電流値がゼロクロスする場合、ゼロクロスでの電流駆動方向を滑らかに変化させることができるため、ゼロクロスでの急激な電流減衰や電流値不連続により発生する騒音、振動を効果的に無くすことができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第1の実施の形態）
図１は、本発明の、第1の実施の形態に係るステッピングモータ駆動装置をドライバであるＨブリッジ回路に接続し、コイルＡとコイルＢを含む２相ステッピングモータ１に適用した場合のブロック図である。

図２にコイルＡを駆動するＨブリッジ回路２を示す。コイルＢを駆動するＨブリッジ回路３も同様な構成であるので、説明は省略する。図２に記載したダイオードＤ１〜Ｄ４は、ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４の構造上作られる寄生ダイオードである。また、ＶＳＳに接続される抵抗器ＲＳ１は、駆動電流の検出に用いられるセンス抵抗器である。Ｈブリッジ回路２のＨブリッジの状態（動作モード）は、入力信号となるＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート信号のＰＧＡ１、ＰＧＡ２と、ＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４のゲート信号のＮＧＡ１、ＮＧＡ２を入力として、出力信号のＯＵＴＡ１と、ＯＵＴＡ２の状態に応じて、フォワード（正回転）、リバース（逆回転）、ブレーキ、ストップの４種類の動作モードに分けられる。図３に、図２のＨブリッジ回路の各入出力間の真理値表と動作モードとの関係を示す。なお、図３中で「１」はＨＩＧＨレベル、「０」はＬＯＷレベル、「Ｚ」はハイ・インピーダンスを示す。図３に示すように、ＰＷＭ制御では、これら４つの駆動状態のうち、フォワードとリバースにおいて、オンしているＭＯＳトランジスタのうち、ＰＭＯＳトランジスタあるいは、ＮＭＯＳトランジスタのゲートをＰＷＭの各パルスに応じて細かにオン−オフし、コイルに流れる電流を調整する。

図１に示す、ＰＷＭ信号生成回路４から出力されるＰＷＭ信号ＡとＰＷＭ信号Ｂは、それぞれ２相ステッピングモータのコイルＡとコイルＢを駆動する電流正弦波の最大値を示す信号である。電流正弦波の最大値は、ＰＷＭ信号のオン時間の長さを調節することによって決定される。例えば、オン時間がＰＷＭ信号１周期の５０％とすると、電流正弦波の最大値は、コイルに流すことができる最大電流値の５０％となる。ＰＷＭ信号Ａ（Ｂ）は、ＰＷＭ信号生成回路４より出力され、ＡＮＤ回路１０（１３）に入力される。

図１に示した具体例では、コイルＡ、コイルＢそれぞれに対して独立にＰＷＭ信号を供給し且つ、各コイルのドライバであるＨブリッジ回路２，３において、独立に電流検出を行い、この電流検出結果に基づいて、コイルＡとコイルＢの抵抗値やインダクタンスのばらつき、ドライバのオン抵抗のばらつきなどを鑑みて独立に電流（ＰＷＭ信号）を制御することが可能であり、コイルＡとコイルＢをそれぞれ最適な所望の電流で駆動することが可能である。

図４にＰＷＭ信号生成回路４の具体例をコイルＡに関して詳細に示す。センス抵抗器ＲＳ１により検出した電流値を表す検出電圧Ａを増幅して出力する電流検出回路５（増幅器。以下、増幅器という。）からの出力を第１のコンパレータ６の反転入力に加える。また、第１のコンパレータ６の非反転入力には、最大電流設定信号電圧を加えて両者を比較する。なお、最大電流設定信号、後述の速度設定パルス信号および分解能設定信号は、不図示の信号設定手段から出力される。７は第１のコンパレータ６の出力をＤＣ電圧（以下、三角波スライス電圧という。）に変換するローパスフィルタであり、その出力は、第２のコンパレータ９の非反転入力に加える。第２のコンパレータ９の反転入力には、第１の可変周波数発振器８からの第１の基準信号としての三角波信号を加える。このような入力によって、第２のコンパレータ９の出力から前記ＰＷＭ信号Ａが得られる。

以上のような構成のＰＷＭ信号生成回路４は、ＰＷＭ周波数は第１の可変周波数発振器８の周波数と同じであり、さらに、ＰＷＭパルスのオン時間を、最大電流設定信号電圧と前記増幅器５の出力電圧が等しくなるよう、図１に示すように、ＰＷＭ信号生成回路４と、ＡＮＤ回路１０と、マイクロオフコントローラ１１と、Ｈブリッジ回路２とセンス抵抗ＲＳ１と電流検出回路５によって構成される、ネガティブフィードバックループにより、一意に決定する。この回路によれば、電流正弦波の最大値は、（最大電流設定信号電圧）÷（増幅器ゲイン）÷（センス抵抗値）で求められるので、例えば、最大電流設定信号電圧が２Ｖ、増幅器ゲインが５０倍、センス抵抗が１Ωの場合、２Ｖ÷５０倍÷１Ω＝４０ｍＡとなり、電流正弦波の最大値は４０ｍＡに設定される。ローパスフィルタ７の出力である三角波スライス電圧は、設定した電流値が常にコイルＡに流れるよう、前記ネガティブフィードバックループにより決定され、ＰＷＭ信号のオン時間を決定する。

図５にＰＷＭ信号Ａ（Ｂ）の波形例を示す。図５には、さらに、マスク信号Ａ（Ｂ）、間欠ＰＷＭ信号Ａ（Ｂ）も併せて示す。

マスク信号Ａとマスク信号Ｂは、それぞれコイルＡとＢに適用され、マイクロステップの各ステップにおける電流割合を、ＨＩＧＨとＬＯＷで示す信号である。マスク信号Ａ（Ｂ）は、マスク信号生成回路１４より出力され、ＡＮＤ回路１０（１３）とマイクロオフコントローラ１１に入力される。

図６にマスク信号生成回路１４の具体例を示す。図６は、マイクロステップの最大分解能を３２とした場合の例である。分解能設定信号がＬＯＷの場合、正弦波１周期を時間軸で１６分割し、分解能設定信号がＨＩＧＨの場合、正弦波１周期を時間軸で３２分割する例である。

マスク信号生成回路１４は、第２の可変周波数発振器１５をカウントし分周する第１のリングカウンタ１６を備える。また、第１のリングカウンタ１６の値に応じて、詳細は後述するようなマスク信号を生成する、第１のデコーダ１７から第９のデコーダ２５までの９個のデコーダを備える（説明の便宜上、これらをデコーダ０〜デコーダ８、またはその順番を表す場合は単に０〜８の数字で示すこともある）。また、デコーダ１７からデコーダ２５の出力を選択する第１のセレクタ２６、第２のセレクタ２７を備える。セレクタ２６、セレクタ２７は、それぞれコイルＡ、コイルＢに適用されるマスク信号Ａ，マスク信号Ｂを出力する。また、速度設定パルス信号をカウントするアップダウンカウンタ（以下、Ｕ／Ｄカウンタという。）２８を備える。また、励磁方向変化パルスを生成する第２のリングカウンタ２９とエッジ検出回路３０を備える。

Ｕ／Ｄカウンタ２８は、分解能が１６に設定された場合、５進Ｕ／Ｄカウンタとして機能し、分解能が３２に設定された場合、９進Ｕ／Ｄカウンタとして機能するようなカウンタである。

更に、分解能設定信号がＨＩＧＨであり、Ｕ／Ｄカウンタ２８が９進Ｕ／Ｄカウンタとして機能する場合、Ｕ／Ｄカウンタ２８から出力されるセレクタ信号Ａは、セレクタ２６を制御してデコーダ０〜８を０→１→２→３→４→５→６→７→８→７→６→５→４→３→２→１→０→１→２（以下同様に昇降を繰り返す。）という順序で選択する信号であり、同セレクタ信号Ｂは、セレクタ２７を制御してデコーダ０〜８を８→７→６→５→４→３→２→１→０→１→２→３→４→５→６→７→８→７→６（以下同様に昇降を繰り返す。）という順序で選択する信号である。また、分解能設定信号がＬＯＷであり、Ｕ／Ｄカウンタ２８が５進Ｕ／Ｄカウンタとして機能する場合、セレクタ信号Ａは、デコーダ０〜８を０→２→４→６→８→６→４→２→０→２（以下同様に昇降を繰り返す。）という順序で選択する信号であり、セレクタ信号Ｂは、デコーダ０〜８を８→６→４→２→０→２→４→６→８→６（以下同様に昇降を繰り返す。）という順序で選択する信号である。

セレクタ２６，２７は、以上のようにしてデコーダを選択し、各デコーダ出力をマスク信号Ａ、マスク信号Ｂとして出力する。

また、第２のリングカウンタ２９は、分解能が１６に設定された場合１６進リングカウンタとして機能し、分解能が３２に設定された場合、３２進リングカウンタとして機能する。エッジ検出回路３０は、前記リングカウンタ２９の最上位ビットの立ち上がりと立ち下りの両エッジを検出してパルス信号に変換し、励磁方向変化パルスとして出力する。励磁方向変化パルスは、コイルＡとコイルＢに流す電流の向き、つまり、励磁方向を変化させる信号であり、励磁信号生成回路３１に接続される。

図７と図８に、図６のマスク信号生成回路１４の波形例を示す。また、図９に電流割合の例示す。図７と図８では、リングカウンタ１６を１００進カウンタ、分解能設定信号をＬＯＷとした１６分割の場合について記載してある。図７に示すように、デコーダ０からデコーダ８の出力は、リングカウンタ１６のカウント値と電流割合に応じて、それぞれ固有のデコード値を持つ。また、図８に示すように、セレクタ信号Ａ（Ｂ）は、速度設定パルス信号に同期して変化する。セレクタ２６（２７）によって選択されるデコーダは、図９において、分解能１６の場合である。この場合、分解能３２の場合の電流値を一つおきに選択することになる。

図５に図８のマスク信号Ａ（Ｂ）の波形の詳細図を示す。図５において、出力されるマスク信号Ａ（Ｂ）のＨＩＧＨとＬＯＷが繰り返される周期Ｔ_Ｍは、Ｔ_Ｍ＝（リングカウンタ１６の最大カウント数）÷（第２の可変周波数発振器１５の周波数）で決定される。例えば、リングカウンタ１６を１００進カウンタとし、可変周波数発振器１５の周波数が２ＭＨｚの場合、周期Ｔ_Ｍは５０μＳである。図５に示すように、マスク信号Ａ（Ｂ）は、周期をＴ_Ｍとし、速度設定パルス信号に同期して電流割合を表すＨＩＧＨ区間とＬＯＷ区間の長さが各ステップ毎の電流割合になるように変化する信号であり、また、電流割合が設定された場合、次の速度パルス信号が入力されるまでの間は、周期Ｔ_Ｍ毎にそのステップの電流割合に応じたＨＩＧＨ区間とＬＯＷ区間の信号を繰り返すものである（図５では２回の場合を例示してある）。

図１に示すＡＮＤ回路１０，１３から出力される間欠ＰＷＭ信号Ａと間欠ＰＷＭ信号Ｂは、それぞれコイルＡとコイルＢに適用される信号であって、ＡＮＤ回路１０，１３より出力されて、マイクロオフコントローラ１１へ入力される。間欠ＰＷＭ信号Ａ（Ｂ）は、ＰＷＭ信号Ａ（Ｂ）とマスク信号Ａ（Ｂ）とのＡＮＤ演算結果であるので、電流割合に応じて、例えば電流割合が３８％の場合、マスク信号の1周期の期間で３８％の間は連続ＰＷＭ信号が出力され、６２％の期間ＬＯＷが出力される。図５に間欠ＰＷＭ信号Ａ（Ｂ）の信号例を示す。

前述した従来の構成では、ＰＷＭのオンパルスは、速度設定パルス信号に同期して出力され、したがって、速度設定パルス信号の入力間隔が非常に長い、あるいは停止した場合は、その間にモータコイルに流れる電流はゼロに収束して必要なトルクが得られなくなるが、本発明では、速度設定パルス信号の入力間隔が非常に長い、あるいは停止した場合でも、マスク信号のＨＩＧＨ区間、つまり、周期Ｔ_Ｍに同期して出力されるため、周期Ｔ_Ｍごとに必要な電流値が出力されることになりモータコイルに流れる電流がゼロに収束することが効果的に抑制され、トルク減少による誤動作や振動や騒音を発生することがない。さらに、間欠ＰＷＭ信号とマスク信号の周波数を人間の可聴域より高く設定することにより、人が聞き取れる範囲の電磁音を消すことができ、電磁音による騒音を一層効果的に抑制することができる。なお、詳細は後述するが、マイクロオフコントローラ１１は、マスク信号Ａとマスク信号Ｂを入力しないように構成することもできる。この場合であっても、間欠ＰＷＭ信号によってＨブリッジ回路を制御することによる前述の効果は得られる。

図１０および図１１を用いて励磁信号生成回路３１の説明をする。図１０は、励磁信号生成回路３１の入出力信号を示したブロック図である。マスク信号生成回路１４により出力される、励磁方向変化パルスを入力とし、励磁信号である、ＩＮＡ１と、ＩＮＡ２と、ＩＮＢ１と、ＩＮＢ２とを出力する。ＩＮＡ１、ＩＮＡ２は、Ｈブリッジ回路２に適用され、ＩＮＢ１、ＩＮＢ２は、Ｈブリッジ回路３に適用される。

図１１は分解能を１６に設定した場合の波形例である。図１１に示すように、ＩＮＡ１と、ＩＮＡ２と、ＩＮＢ１と、ＩＮＢ２は、励磁方向変化パルスに同期して動作する信号であり、マイクロオフコントローラ１１へ入力される。また、図１１に示すように、励磁信号生成回路３１は、コイルＡに流れる電流（コイルＡ電流）とコイルＢに流れる電流（コイルＢ電流）の位相が９０度ずれるようにＩＮＡ１と、ＩＮＡ２と、ＩＮＢ１と、ＩＮＢ２を出力する回路であり、コイルＡとコイルＢの電流の位相が９０度ずれた状態で通電することにより、ステッピングモータが次のステップへ進むよう励磁され、２相ステッピングモータを回転させる。

図１２にＩＮＡ１と、ＩＮＡ２と、ＩＮＢ１と、ＩＮＢ２と、Ｈブリッジ回路２，３の出力である、ＯＵＴＡ１と、ＯＵＴＢ１と、ＯＵＴＡ２と、ＯＵＴＢ２と、マイクロオフコントローラ１１から出力されるＰＧＡ１、ＰＧＡ２、ＮＧＡ１、ＮＧＡ２、ＰＧＢ１、ＰＧＢ２、ＮＧＢ１、ＮＧＢ２の真理値表を示す。なお、図１２中で「１」はＨＩＧＨレベル、「０」はＬＯＷレベル、「Ｚ」はハイ・インピーダンスを示す。ＩＮＡ１がＬＯＷ且つＩＮＡ２がＬＯＷの場合ブレーキとなり、ＩＮＡ１がＨＩＧＨ且つＩＮＡ２がＬＯＷの場合コイル電流はフォワードとなり、ＩＮＡ１がＬＯＷ且つＩＮＡ２がＨＩＧＨの場合コイル電流はリバースとなり、ＩＮＡ１がＨＩＧＨ且つＩＮＡ２がＨＩＧＨの場合コイル電流はストップとなる。

図１３は、マスク信号は入力せず、間欠ＰＷＭ信号Ａと、ＩＮＡ１，２とを入力して、図１２に示すように、Ｈブリッジ回路２を制御するＰＧＡ１、ＰＧＡ２、ＮＧＡ１、ＮＧＡ２を出力するマイクロオフコントローラ１１のコイルＡに関する部分の回路図を示すものであって、このマイクロオフコントローラ１１は、３個のＮＯＴ回路３２，３３，３４と、２個のＡＮＤ回路３５，３６と、２個のＯＲ回路３７，３８の組み合わせからなる（コイルＢに関する部分も同様である）。

図１４は、他のマイクロオフコントローラ１１の例を示すものである。即ち、図１４は、マスク信号Ａと、間欠ＰＷＭ信号Ａと、ＩＮＡ１，２とを入力して、後述する図１５に示すように、Ｈブリッジ回路２を制御するＰＧＡ１、ＰＧＡ２、ＮＧＡ１、ＮＧＡ２を出力するマイクロオフコントローラ１１のコイルＡに関する部分の回路図を示すものであって、このマイクロオフコントローラ１１は、６個のＮＡＮＤ回路４０，４１，４２，４３，４４，４５と、４個のＡＮＤ回路４６，４７，４８．４９と、２個のＯＲ回路５０，５１の組み合わせからなる（コイルＢに関する部分も同様である）。

図１５は、図１４のマイクロオフコントローラの入出力の信号波形を示した図である。図１５に示すように、このマイクロオフコントローラ１１は、フォワード動作モードおよびリバース動作モードの間において、マスク信号Ａによって、マイクロステップ駆動電流がＯＮの間、つまりマスク信号がＨＩＧＨの間は、通常のＰＷＭ駆動信号を出力し、マイクロステップ駆動電流がＯＦＦの間、つまりマスク信号がＬＯＷの間は、Ｈブリッジ状態をブレーキとし、ＰＷＭ駆動とブレーキを交互に繰り返すよう、信号を生成する。

図１６左に図１３のマイクロオフコントローラを使用した場合、図１６右に図１４のマイクロオフコントローラを使用した場合について、フォワード動作モードまたはリバース動作モード期間中のマスク期間におけるＨブリッジ回路における電流経路を示す。

図１３のマイクロオフコントローラを使用した場合は、コイル、ＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４に加え、寄生ダイオードＤ３にも電流が流れるため、コイル時定数（τ＝Ｌ÷Ｒ、τは時定数、Ｌはコイルのインダクタンス、Ｒはコイルの導線抵抗）だけではなく、寄生ダイオードでのエネルギー消費が加わって電流カーブが決まる。また、コイルのエネルギーが減少し、寄生ダイオードに印加されている電圧が、寄生ダイオードの順方向閾値電圧より小さくなったところで電流値は急激にゼロとなり、図１６左に示すように電流カーブはＸ軸（電流ゼロ）との接点を持つカーブを描く。

しかし、図１４のマイクロオフコントローラを使用した場合、連続ＰＷＭパルスのマスク期間、つまりマスク信号がＬＯＷの期間に、マイクロオフコントローラによりＨブリッジ回路を、両ＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４をオンし且つ両ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２をオフ、または両ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２をオンし且つ両ＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４をオフとするブレーキ状態とするので、マスク信号により電流値が減衰する際、寄生ダイオードを通らず、また、Ｈブリッジ回路のトランジスタのオン抵抗値はコイル導線抵抗に比べ十分小さくしているので、電流カーブは、コイル時定数で決まる指数関数となり、図１６右に示すようにＸ軸との接点を持たずゼロに漸近する。

一方、マスク信号がＨＩＧＨとなりコイルを駆動する際、コイル時定数で決まる指数関数で設定電流値に収束する。

つまり、図１４のマイクロオフコントローラの場合、マイクロステップの全てのステップにおいて、Ｈブリッジ回路をＰＷＭ駆動でオンし電流を通電する際も、マスク信号により電流が減衰する際も、同様のコイル時定数で決まる指数関数のみで電流が増減するため、急激な電流変化が起こらない。よって、電流正弦波は不連続点を持たず、大幅な静音化が可能となる。特に、電流値がゼロクロスするポイントでは、急激な電流減衰と電流値不連続が起きないため、電流駆動方向を滑らかに変化させることができ、ゼロクロスポイントで発生する騒音、振動を低減、あるいは完全に無くすことができる。

（第２の実施の形態）
本発明による効果は、図１に示す回路に限定されるものではなく、例えば、図１７に示すように、電流検出回路によるフィードバックを行わず、最大電流設定信号により、ＰＷＭパルスのオン時間を固定とすることによっても、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

また、このようにＰＷＭパルスのオン時間を固定する場合、フィードバックを行わないため、ＰＷＭ信号は図１７に示すようにコイルＡ、コイルＢに対して１系統だけでよく、回路規模を縮小できる。

（第３の実施の形態）
本発明による効果は、マスク期間をブレーキとする方法に限定されるものではなく、ＰＷＭパルス信号のＯＮとＯＦＦにおいて、ＯＦＦの駆動状態をブレーキとすることによっても、同様の効果がある。つまり、マスク信号を用いず、正弦波の電流割合を、ＰＷＭパルスＯＮ時間を調整する方法でマイクロステップを実現する場合においても、図１４の回路と同様に、ゼロクロスでの騒音、振動を低減できる。

（第４の実施の形態）
本発明のマスク信号生成回路は、第１の実施の形態に示した具体例に限定されるものではなく、分解能をＮとした場合、Ｕ／Ｄカウンタ２８を（Ｎ÷４＋１）進カウンタとし、第２のリングカウンタ２９をＮ進カウンタとし、デコーダ０からデコーダ（Ｎ／２）を備え、更に、第２の可変周波数発振器１５の発振周期をＴとし、第１のリングカウンタ１６をＭ進カウンタとすると、マスク信号の周期は（Ｔ×Ｍ）となり、任意の分解能のマスク信号を生成することが可能である。

（第５の実施の形態）
本発明のマスク信号生成回路は、第１の実施の形態に示した、図６に示す構成に限定されるものではなく、例えば、図１８に示すようなＤＡコンバータ６０（６１）と、三角波発生器である第３の可変周波数発振器６２を用いた構成においても、同様のマスク信号を発生することが可能である。この回路では、ＤＡコンバータ６０（６１）の最大出力電圧と可変周波数発振器６２からの三角波の最大電圧を等しく設定し、ＤＡコンバータ６０（６１）の最小出力電圧と可変周波数発振器６２からの三角波の最小電圧を等しく設定し、Ｕ／Ｄカウンタ２８に基づきＤＡコンバータ６０（６１）によって選択された電圧と可変周波数発振器６２からの三角波の電圧とをコンパレータ６３（６４）で比較してマスク信号Ａ（Ｂ）を出力する構成としているので、例えば、ＤＡコンバータ６０（６１）の出力電圧が可変周波数発振器６２からの三角波の平均電圧と等しい場合、マスク時間は、可変周波数発振器６２の１周期の５０％に設定される。また、マスク信号の周期Ｔ_Ｍを前記第１の実施の形態の例と同様に５０μＳにする場合、可変周波数発振器６２の発振周期を５０μＳに設定すればい。

（第６の実施の形態）
本発明の電流検出におけるネガティブフィードバックループは、電流正弦波の最大値を決定するためのものであるので、前記第１の実施の形態の構成に限定されるものではなく、例えば、電流正弦波の最大値を出力するステップにおいてのみフィードバックループを有効にし、このときの前記三角波スライス電圧をローパスフィルタ７の出力側において適当なサンプリング手段、例えばＡＤコンバータ（＋ラッチ）やコンデンサ等でサンプリングし、次の電流正弦波の最大値を出力するステップまでの期間はフィードバックを無効としてサンプリングした三角波スライス電圧を利用する構成としても、同様の電流正弦波を出力することができる。具体的には、図４において、コンパレータ９の非反転入力にＡＤコンバータ（＋ラッチ）やコンデンサ等の出力を常時接続し、これらのサンプリング手段の入力側を電流正弦波最大値を出力するステップ時のみオンするスイッチ手段を介してローパスフィルタ７の出力に接続することで実現できる。

本発明の第1の実施の形態に係るステッピングモータ駆動装置を示す図である。 Ｈブリッジ回路を示す図である。 図２のＨブリッジ回路の真理値表を示す図である。 ＰＷＭ発生回路を示す図である。 ＰＷＭ信号と、マスク信号Ａ（Ｂ）と間欠ＰＷＭ信号Ａ（Ｂ）の波形例を示す図である。 本発明の第1の実施の形態に係るマスク信号生成回路を示す図である。 図６のマスク信号生成回路のデコーダの波形例を示す図である。 図６のマスク信号生成回路のセレクタ信号Ａ（Ｂ）とマスク信号Ａ（Ｂ）の波形例を示す図である。 コイルＡ電流、コイルＢ電流の電流割合を示す図である。 励磁信号生成回路の入出力信号を示したブロック図である。 励磁信号の波形例を示す図である。 励磁信号とＨブリッジ回路の出力信号の真理値表を示す図である。 コイルＡに関するマイクロオフコントローラを示す図である。 コイルＡに関するマイクロオフコントローラの別の例を示す図である。 図１４のマイクロオフコントローラの波形を示す図である。 ２つのマイクロオフコントローラを使用した場合についての、マスク期間の電流経路と電流カーブを示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るステッピングモータ駆動装置を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係るマスク信号発生回路を示す図である。 従来のステッピングモータ駆動装置を示す図である。

符号の説明

１ ステッピングモータ
２，３ Ｈブリッジ回路
４ ＰＷＭ信号生成回路
５ 電流検出回路
８ 可変周波数発振器
１０ ＡＮＤ回路
１１ マイクロオフコントローラ
１３ ＡＮＤ回路
１４ マスク信号生成回路
１５ 可変周波数発振器

Claims (6)

1. ステッピングモータの各コイルを駆動するドライバと、
   前記各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
   前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したＰＷＭ信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、
   前記生成したマスク信号により前記生成したＰＷＭ信号をマスクし、各コイル毎の間欠ＰＷＭ信号を生成する間欠ＰＷＭ信号生成回路と、
   前記各間欠ＰＷＭ信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ドライバを制御するコントローラと、
   を備えたことを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
2. 前記ＰＷＭ信号の周波数は前記マスク信号の周波数よりも高いことを特徴とする請求項１に記載のステッピングモータ駆動装置。
3. 前記ＰＷＭ信号および前記マスク信号の周波数は、可聴域より高いことを特徴とする請求項１または２に記載のステッピングモータ駆動装置。
4. 前記ドライバに結合して前記駆動電流の電流値を検出する電流検出回路を更に備え、
   前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記検出した電流値と予め設定された設定電流値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のステッピングモータ駆動装置。
5. 前記ドライバはＨブリッジドライバであり、
   前記コントローラは、前記励磁信号に対応するフォワードおよびリバース動作モード期間において前記マスク信号に応答してマスク期間は前記ステッピングモータがブレーキ動作モードになるように前記Ｈブリッジドライバを制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のステッピングモータ駆動装置。
6. ステッピングモータの各コイルに流れる駆動電流正弦波の最大値が得られるように制御されたＰＷＭ信号を生成する工程と、
   前記各コイル間でマイクロステップ駆動の各ステップに応じた所定の駆動電流割合になるように、前記生成したＰＷＭ信号を各ステップ毎にマスクするマスク信号を生成する工程と、
   前記生成したマスク信号により前記生成したＰＷＭ信号をマスクし、各コイル毎の間欠ＰＷＭ信号を生成する工程と、
   前記各間欠ＰＷＭ信号と前記ステッピングモータの動作モードを指示する励磁信号とに基づいて前記駆動電流割合と前記指示された回転方向に対応する前記駆動電流の向きとが得られるように前記ステッピングモータの各コイルのドライバを制御する工程と、
   を備えたことを特徴とするステッピングモータの駆動方法。

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