JP2008061007A - Distortion generator and distortion compensation amplifier - Google Patents
Distortion generator and distortion compensation amplifier Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008061007A JP2008061007A JP2006236790A JP2006236790A JP2008061007A JP 2008061007 A JP2008061007 A JP 2008061007A JP 2006236790 A JP2006236790 A JP 2006236790A JP 2006236790 A JP2006236790 A JP 2006236790A JP 2008061007 A JP2008061007 A JP 2008061007A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- distortion
- amplifier
- transistor amplifier
- microwave signal
- output terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、マイクロ波信号を基に歪を発生させる歪発生器、及び増幅器からの出力信号中に含まれる歪が低減するよう歪補償を行う歪補償増幅器に関する。 The present invention relates to a distortion generator that generates distortion based on a microwave signal, and a distortion compensation amplifier that performs distortion compensation so that distortion included in an output signal from the amplifier is reduced.
増幅器の非線形性により増幅器からの出力信号に生じる歪成分を低減するよう歪補償を行う歪補償増幅器において、歪を発生させる歪発生器が用いられている。この歪発生器を用いた歪補償増幅器においては、歪補償の対象となる被補償増幅器への入力信号または被補償増幅器からの出力信号に歪発生器で発生させた歪を結合することにより、歪補償が行われている。下記特許文献1〜4には、ダイオードを用いて歪を発生させる歪発生器が開示されている。
A distortion generator that generates distortion is used in a distortion compensation amplifier that performs distortion compensation so as to reduce distortion components generated in an output signal from the amplifier due to nonlinearity of the amplifier. In the distortion compensation amplifier using the distortion generator, the distortion generated by the distortion generator is combined with the input signal to the compensated amplifier to be compensated for distortion or the output signal from the compensated amplifier. Compensation has been made. The following
その他の関連技術として、下記特許文献5による歪発生器、及び下記特許文献6による歪補償増幅器が開示されている。
As other related techniques, a distortion generator disclosed in
歪補償増幅器において十分な歪補償効果を得るためには、被補償増幅器で発生する歪を打ち消すのに十分なレベルの歪を歪発生器で発生させて被補償増幅器への入力信号または被補償増幅器からの出力信号に結合することが必要である。しかし、特許文献1〜4のダイオードを用いた歪発生器では、デバイスの性質上、小電力で動作させる必要があるため、発生させる歪のレベルも低くなる。そのため、被補償増幅器で発生する歪を打ち消すのに十分なレベルの歪を出力することが困難である。また、特許文献1〜4のダイオードを用いた歪発生器では、デバイスの性質上、ダイオードによる歪特性が被補償増幅器の歪特性と異なる。したがって、十分な歪補償効果を得ることが困難である。
In order to obtain a sufficient distortion compensation effect in the distortion compensation amplifier, a distortion of a level sufficient to cancel the distortion generated in the compensated amplifier is generated in the distortion generator and the input signal to the compensated amplifier or the compensated amplifier It is necessary to couple to the output signal from However, since the distortion generator using the diodes of
本発明は、出力する歪のレベルを増大させることができる歪発生器を提供することを目的とする。また、本発明は、歪補償効果を向上させることができる歪補償増幅器を提供することを目的とする。 An object of this invention is to provide the distortion generator which can increase the level of distortion to output. Another object of the present invention is to provide a distortion compensation amplifier capable of improving the distortion compensation effect.
本発明に係る歪発生器及び歪補償増幅器は、上述した目的の少なくとも一部を達成するために以下の手段を採った。 The distortion generator and distortion compensation amplifier according to the present invention employ the following means in order to achieve at least a part of the above-described object.
本発明に係る歪発生器は、第1伝送路を伝搬するマイクロ波信号を取り出し、当該取り出したマイクロ波信号を基に歪を発生させ、当該発生させた歪を第2伝送路へ供給する歪発生器であって、マイクロ波信号が出力端子に供給されることにより歪を発生する歪発生用トランジスタ増幅器と、歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子側に設けられ、マイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路と、を備え、第1伝送路から取り出したマイクロ波信号を出力端側整合回路を介して歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給することにより歪発生用トランジスタ増幅器で歪を発生させ、当該発生させた歪を歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子から出力端側整合回路を介して第2伝送路へ供給することを要旨とする。 A distortion generator according to the present invention extracts a microwave signal propagating through a first transmission line, generates distortion based on the extracted microwave signal, and supplies the generated distortion to the second transmission line. A distortion-generating transistor amplifier that generates distortion when a microwave signal is supplied to the output terminal, and is provided on the output terminal side of the distortion-generating transistor amplifier, and matches the carrier frequency of the microwave signal. A distortion generating transistor amplifier by supplying a microwave signal extracted from the first transmission line to the output terminal of the distortion generating transistor amplifier via the output terminal matching circuit. The gist is to generate distortion and supply the generated distortion from the output terminal of the transistor amplifier for distortion generation to the second transmission line via the output side matching circuit.
本発明の一態様では、歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子側に終端器が設けられていることが好適である。この態様では、歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子と終端器との間に、マイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路が設けられていることが好適である。 In one embodiment of the present invention, it is preferable that a terminator is provided on the input terminal side of the distortion generating transistor amplifier. In this aspect, it is preferable that an input end side matching circuit that matches the carrier frequency of the microwave signal is provided between the input terminal of the transistor amplifier for distortion generation and the terminator.
本発明の一態様では、第1伝送路から出力端側整合回路へのマイクロ波信号の通過、及び出力端側整合回路から第2伝送路への歪の通過を許容するとともに、第1伝送路から第2伝送路へのマイクロ波信号の通過を抑えるための方向性素子を備えることが好適である。この態様では、方向性素子は、サーキュレータまたはハイブリッドであることが好適である。 In one aspect of the present invention, the microwave signal is allowed to pass from the first transmission line to the output terminal side matching circuit, and the distortion is allowed to pass from the output terminal side matching circuit to the second transmission line. It is preferable to provide a directional element for suppressing the passage of the microwave signal from the first to the second transmission path. In this aspect, the directional element is preferably a circulator or a hybrid.
また、本発明に係る歪発生器は、第1伝送路を伝搬するマイクロ波信号を基に歪を発生させ、当該発生させた歪を第2伝送路へ供給する歪発生器であって、マイクロ波信号が出力端子に供給されることにより歪を発生する歪発生用トランジスタ増幅器を備え、第1伝送路を伝搬するマイクロ波信号を歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給することにより歪発生用トランジスタ増幅器で歪を発生させ、当該発生させた歪を歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子から第2伝送路へ供給することを要旨とする。 A distortion generator according to the present invention is a distortion generator that generates distortion based on a microwave signal propagating through a first transmission path, and supplies the generated distortion to the second transmission path. A distortion generating transistor amplifier that generates distortion when a wave signal is supplied to the output terminal, and for generating distortion by supplying a microwave signal propagating through the first transmission line to the output terminal of the distortion generating transistor amplifier The gist is to generate distortion in the transistor amplifier and supply the generated distortion from the input terminal of the transistor amplifier for distortion generation to the second transmission line.
本発明の一態様では、歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子側に、マイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路が設けられていることが好適である。 In one aspect of the present invention, it is preferable that an output terminal side matching circuit that matches the carrier frequency of the microwave signal is provided on the output terminal side of the distortion generating transistor amplifier.
本発明の一態様では、歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給するマイクロ波信号は、歪発生用トランジスタ増幅器で歪が発生するよう歪発生用トランジスタ増幅器の線形領域を超えた電力値を有することが好適である。 In one aspect of the present invention, the microwave signal supplied to the output terminal of the distortion generating transistor amplifier has a power value that exceeds the linear region of the distortion generating transistor amplifier so that distortion occurs in the distortion generating transistor amplifier. Is preferred.
本発明の一態様では、マイクロ波信号を増幅するドライバ増幅器が設けられ、ドライバ増幅器で増幅されたマイクロ波信号を歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給することが好適である。 In one embodiment of the present invention, a driver amplifier that amplifies a microwave signal is provided, and the microwave signal amplified by the driver amplifier is preferably supplied to the output terminal of the distortion generating transistor amplifier.
本発明の一態様では、歪発生用トランジスタ増幅器はFETを含み、歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子はFETのドレイン端子であり、歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子はFETのゲート端子であることが好適である。 In one embodiment of the present invention, the distortion generating transistor amplifier includes an FET, the output terminal of the distortion generating transistor amplifier is the drain terminal of the FET, and the input terminal of the distortion generating transistor amplifier is the gate terminal of the FET. Is preferred.
また、本発明に係る歪補償増幅器は、マイクロ波信号を増幅する主増幅器と、主増幅器からの出力信号中に含まれる歪が低減するよう歪補償を行う歪補償部と、を備える歪補償増幅器であって、歪補償部は、マイクロ波信号を基に歪を発生させる歪発生器を含み、歪発生器で発生させた歪を主増幅器に入力されるマイクロ波信号または主増幅器からの出力信号に結合することにより歪補償を行い、前記歪発生器が、本発明に係る歪発生器であることを要旨とする。 In addition, a distortion compensation amplifier according to the present invention includes a main amplifier that amplifies a microwave signal and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so that distortion included in an output signal from the main amplifier is reduced. The distortion compensator includes a distortion generator that generates distortion based on the microwave signal, and the distortion signal generated by the distortion generator is input to the main amplifier or the output signal from the main amplifier. The distortion is compensated by coupling to the above, and the distortion generator is the distortion generator according to the present invention.
本発明によれば、歪発生用トランジスタ増幅器に供給するマイクロ波信号のレベルを増大させることができ、歪発生用トランジスタ増幅器で発生させる歪のレベルを増大させることができるので、歪発生器から出力される歪のレベルを増大させることができる。 According to the present invention, the level of the microwave signal supplied to the transistor transistor for distortion generation can be increased, and the level of distortion generated by the transistor amplifier for distortion generation can be increased. The level of distortion that is produced can be increased.
また、本発明によれば、主増幅器で発生する歪成分を打ち消すのに十分なレベルの歪成分を歪発生器で発生させることができるとともに、歪発生用トランジスタ増幅器の歪特性を主増幅器の歪特性に近づけることができる。したがって、歪補償効果を向上させることができる。 In addition, according to the present invention, a distortion component having a level sufficient to cancel the distortion component generated in the main amplifier can be generated by the distortion generator, and the distortion characteristics of the distortion generating transistor amplifier can be reduced. It can be close to the characteristics. Therefore, the distortion compensation effect can be improved.
以下、本発明を実施するための形態(以下実施形態という)を図面に従って説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention (hereinafter referred to as embodiments) will be described with reference to the drawings.
「実施形態1」
図1は、本発明の実施形態1に係る歪発生器を備える歪補償増幅器の概略構成を示す図であり、本発明をプリディストーション型歪補償増幅器に適用した例を示す。本実施形態に係る歪補償増幅器は、被補償増幅器(主増幅器)12からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償部16により歪補償を行うものである。
“
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a distortion compensation amplifier including a distortion generator according to
入力端子INに入力されたマイクロ波信号(歪が生じていないマイクロ波線形信号)は、歪補償部16に入力される。歪補償部16は、入力端子INからのマイクロ波線形信号にプリディストーション(前置歪)を与えて出力する。被補償増幅器12は、歪補償部16から供給されたマイクロ波信号、つまり前置歪が与えられたマイクロ波信号を増幅して出力端子OUTへ出力する。このように、歪補償部16により被補償増幅器12に入力されるマイクロ波信号にプリディストーションを与えることで、被補償増幅器12からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償が行われる。
A microwave signal (a microwave linear signal with no distortion) input to the input terminal IN is input to the
次に、歪補償部16の構成について説明する。歪補償部16は、以下に説明するドライバ増幅器22、分配器24、線形ルート26、非線形ルート28、及び合成器30を備える。
Next, the configuration of the
ドライバ増幅器22は、歪補償部16に入力されたマイクロ波線形信号を増幅して分配器24へ出力する。ここでのドライバ増幅器22としては、線形性に優れたリニアアンプが用いられる。分配器24は、ドライバ増幅器22で増幅されたマイクロ波信号を線形ルート26の線形側伝送線路32−1と非線形ルート28の非線形側伝送線路34−1とに分配する。
The
線形ルート26には、入力ポート36aと反射ポート36bと出力ポート36cとを有するサーキュレータ36が方向性素子として配設されている。サーキュレータ36においては、入力ポート36aには線形側伝送線路32−1が接続され、反射ポート36bにはマイクロ波信号の位相を調整するための位相調整回路38が接続され、出力ポート36cには線形側伝送線路32−2が接続されている。サーキュレータ36は、入力ポート36aから反射ポート36bへのマイクロ波信号の通過を許容することで、線形側伝送線路32−1から位相調整回路38へのマイクロ波信号の通過を許容する。そして、サーキュレータ36は、反射ポート36bから出力ポート36cへのマイクロ波信号の通過を許容することで、位相調整回路38から線形側伝送線路32−2へのマイクロ波信号の通過を許容する。また、サーキュレータ36は、入力ポート36aから出力ポート36cへのマイクロ波信号の通過を抑えることで、位相調整回路38を介することなく線形側伝送線路32−1から線形側伝送線路32−2へマイクロ波信号が通過するのを抑える(理想的には遮断する)。
In the
ここでの位相調整回路38については、例えば図2に示すようにオープンスタブ、または図3に示すようにショートスタブにより構成することができる。線形側伝送線路32−1からサーキュレータ36を介してオープンスタブ(またはショートスタブ)38に供給されたマイクロ波線形信号は、オープンスタブ(またはショートスタブ)38の信号反射端にて反射され、この反射されたマイクロ波線形信号がサーキュレータ36を介して線形側伝送線路32−2に供給される。そのため、図2,3に示す例では、オープンスタブ(またはショートスタブ)38の長さ(電気長)を調整することで、線形ルート26を伝搬するマイクロ波線形信号の位相を調整することができる。
The
あるいは、位相調整回路38は、図4に示すように、互いに並列配置された複数の伝送線路33−1〜33−3と、各伝送線路33−1〜33−3をグランド56に接続するための複数のスイッチ35−1〜35−3と、を含むこともできる。スイッチ35−1〜35−3のいずれか1つを閉じて伝送線路33−1〜33−3のいずれか1つをグランド56に接続することで、グランド56に接続された伝送線路はショートスタブとして機能する。そして、スイッチ35−1を閉じたときのサーキュレータ36の反射ポート36bとグランド56との間の電気長、スイッチ35−2を閉じたときのサーキュレータ36の反射ポート36bとグランド56との間の電気長、及びスイッチ35−3を閉じたときのサーキュレータ36の反射ポート36bとグランド56との間の電気長がそれぞれ異なる。そのため、図4に示す例では、閉じるスイッチ35−1〜35−3、つまりグランド56に接続する伝送線路33−1〜33−3を切り替えることで、線形ルート26を伝搬するマイクロ波線形信号の位相を調整することができる。
Alternatively, as illustrated in FIG. 4, the
一方、非線形ルート28には、非線形側伝送線路34−1を伝搬するマイクロ波信号を取り出し、この取り出したマイクロ波信号を基に歪成分を発生させ、この発生させた歪成分を非線形側伝送線路34−2へ供給する歪発生器40が配設されている。ここでの歪発生器40は、入力ポート46aと反射ポート46bと出力ポート46cとを有するサーキュレータ(方向性素子)46と、マイクロ波信号が出力端子48bに供給されることにより歪成分を発生する歪発生用トランジスタ増幅器48と、を備える反射型歪発生器である。歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48a側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路50が配設されている。つまり、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48a側では、マイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンス整合(マッチング)が取れており、マイクロ波信号の反射が抑えられる。そして、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48b側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路52が配設されている。つまり、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48b側でも、マイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンス整合(マッチング)が取れており、マイクロ波信号の反射が抑えられる。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48a側には、終端抵抗(終端器)54が配設されている。入力端側整合回路50は、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aと終端抵抗54との間に配置されており、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aは、入力端側整合回路50及び終端抵抗54を介してグランド(信号反射端)56に接続されている。
On the other hand, the
サーキュレータ46においては、入力ポート46aには非線形側伝送線路34−1が接続され、反射ポート46bには出力端側整合回路52(歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48b)が接続され、出力ポート46cには非線形側伝送線路34−2が接続されている。サーキュレータ46は、入力ポート46aから反射ポート46bへのマイクロ波信号の通過を許容することで、非線形側伝送線路34−1から出力端側整合回路52(歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48b)へのマイクロ波信号の通過を許容する。そして、サーキュレータ46は、反射ポート46bから出力ポート46cへの歪成分の通過を許容することで、出力端側整合回路52から非線形側伝送線路34−2への歪成分の通過を許容する。また、サーキュレータ46は、入力ポート46aから出力ポート46cへのマイクロ波信号の通過を抑えることで、非線形側伝送線路34−1から非線形側伝送線路34−2へのマイクロ波信号の通過を抑える(理想的には遮断する)。
In the
歪発生用トランジスタ増幅器48の構成例を図5に示す。図5に示す例では、FET58のゲート端子58aが歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aとなっており、FET58のドレイン端子58bが歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bとなっている。そして、FET58のソース端子58cはグランド56に接続されている。また、ゲートバイアス回路59は、チョークコイル60を介してFET58のゲート端子58a(歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48a)にバイアス電圧を印加し、ドレインバイアス回路61は、チョークコイル62を介してFET58のドレイン端子58b(歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48b)にバイアス電圧を印加する。このように、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48a及び出力端子48bには、別々のバイアス電圧が印加されている。
A configuration example of the distortion generating
ドライバ増幅器22で増幅され且つ非線形側伝送線路34−1から取り出されたマイクロ波線形信号は、出力端側整合回路52を介して歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに供給される。歪発生用トランジスタ増幅器48は、出力端子48bに供給されたマイクロ波線形信号を基に歪成分を発生する。歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに供給されるマイクロ波線形信号は、ドライバ増幅器22で増幅されているため、歪発生用トランジスタ増幅器48の線形領域(線形増幅範囲)を超えた電力値を有するマイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに供給することができる。したがって、歪発生用トランジスタ増幅器48を非線形領域で動作させることができ、歪発生用トランジスタ増幅器48で十分な電力値の歪成分を発生させることができる。歪発生用トランジスタ増幅器48で発生した歪成分は、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bから出力端側整合回路52及びサーキュレータ46を介して非線形側伝送線路34−2へ供給される。通常の増幅器は、入力端子に入力されたマイクロ波信号を増幅して出力端子から出力する(歪発生用トランジスタ増幅器48も入力端子48aに入力されたマイクロ波信号を増幅して出力端子48bから出力することが可能である)が、本実施形態の歪発生用トランジスタ増幅器48は、通常の増幅器の使用方法とは異なり、マイクロ波信号を出力端子48b側から逆注入することにより歪成分を発生させ、この発生させた歪成分を出力端子48bから取り出す。
The microwave linear signal amplified by the
合成器30は、線形側伝送線路32−2を伝搬するマイクロ波線形信号と非線形側伝送線路34−2を伝搬する歪成分とを合成して被補償増幅器12へ出力する。被補償増幅器12によりマイクロ波信号を増幅する際には歪成分が発生するが、被補償増幅器12に入力されるマイクロ波線形信号に歪発生器40(歪発生用トランジスタ増幅器48)で発生させた歪成分を結合することにより、被補償増幅器12に入力されるマイクロ波信号にプリディストーションを与えることができ、被補償増幅器12からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償を行うことができる。なお、歪補償を行う際には、被補償増幅器12からの出力信号中に残留する歪成分が最小になるように、位相調整回路38による位相調整量(オープンスタブやショートスタブの電気長)が調整される。
The
歪補償増幅器において十分な歪補償効果を得るためには、被補償増幅器で発生する歪成分を打ち消すのに十分なレベルの歪成分を歪発生器で発生させることが必要である。そのためには、歪発生器に供給するマイクロ波信号のレベルを増大させて、歪発生器で発生させる歪成分のレベルを増大させることが望ましい。特許文献1〜4のダイオードを用いた歪発生器では、デバイスの性質上、小電力で動作させる必要があるため、発生させる歪成分のレベルも低くなる。そのため、被補償増幅器で発生する歪成分を打ち消すのに十分なレベルの歪成分を出力することが困難である。
In order to obtain a sufficient distortion compensation effect in the distortion compensation amplifier, it is necessary to generate a distortion component at a level sufficient to cancel the distortion component generated in the compensated amplifier by the distortion generator. For this purpose, it is desirable to increase the level of the distortion component generated by the distortion generator by increasing the level of the microwave signal supplied to the distortion generator. In the distortion generator using the diodes of
これに対して本実施形態の歪発生器40では、ダイオードではなく歪発生用トランジスタ増幅器48にマイクロ波線形信号を供給して歪成分を発生させることで、歪発生用トランジスタ増幅器48に供給するマイクロ波線形信号の電力レベルを増大させることができ、歪発生用トランジスタ増幅器48で発生させる歪成分の電力レベルを増大させることができる。さらに、本実施形態では、通常の増幅器の使用方法とは異なり、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに逆注入することにより、歪発生用トランジスタ増幅器48から出力される線形成分の電力レベルを抑えながら、歪発生用トランジスタ増幅器48から出力される歪成分の電力レベルを増大させることができる。さらに、出力端側整合回路52はマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している(歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48b側ではマイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンスマッチングが取れている)ため、非線形側伝送線路34−1から取り出したマイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに供給する際に、マイクロ波線形信号が反射して非線形側伝送線路34−2に供給されるのを抑えることができる。
In contrast, in the
このように、本実施形態によれば、非線形側伝送線路34−2に供給される(歪発生器40から出力される)線形成分の電力レベルを抑えることができるとともに、歪発生器40から出力される歪成分の電力レベルを増大させることができる。したがって、被補償増幅器12で発生する歪成分を打ち消すのに十分な電力レベルの歪成分を歪発生器40で発生させることができ、歪補償効果を向上させることができる。
Thus, according to the present embodiment, the power level of the linear component (output from the distortion generator 40) supplied to the nonlinear transmission line 34-2 can be suppressed and output from the
また、歪補償増幅器において十分な歪補償効果を得るためには、歪発生器の歪特性(非線形特性)を被補償増幅器の歪特性(非線形特性)と一致させるように近づけることが望ましい。特許文献1〜4のダイオードを用いた歪発生器では、デバイスの性質上、ダイオードによる歪特性が被補償増幅器の歪特性と異なるため、十分な歪補償効果を得ることが困難である。
In order to obtain a sufficient distortion compensation effect in the distortion compensation amplifier, it is desirable that the distortion characteristic (nonlinear characteristic) of the distortion generator is made close to the distortion characteristic (nonlinear characteristic) of the compensated amplifier. In the distortion generator using the diodes of
これに対して本実施形態の歪発生器40では、ダイオードではなく歪発生用トランジスタ増幅器48にマイクロ波線形信号を供給して歪成分を発生させることで、歪発生用トランジスタ増幅器48の歪特性(非線形特性)を被補償増幅器12の歪特性(非線形特性)に近づけることができる。したがって、歪補償効果を向上させることができる。なお、歪発生用トランジスタ増幅器48の歪特性を被補償増幅器12の歪特性に一致させるようにより近づけるためには、歪発生用トランジスタ増幅器48を被補償増幅器12と同一プロセスで製造し、被補償増幅器12に対しスケールダウンされた増幅器を歪発生用トランジスタ増幅器48として用いることが好ましい。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器48と被補償増幅器12とで、動作級(A級、AB級、C級等)を一致させることが好ましい。
On the other hand, in the
また、被補償増幅器12の歪特性は、メモリ効果の影響を受けることがある。ここでのメモリ効果とは、被補償増幅器12への入力信号の包絡線振幅の影響でバイアスが変動し、被補償増幅器12の歪特性が時変となる現象である。メモリ効果が発生すると、歪補償効果の低下を招きやすくなる。
Further, the distortion characteristics of the compensated
これに対して本実施形態では、歪発生器40に歪発生用トランジスタ増幅器48を利用しているため、被補償増幅器12と類似のメモリ効果を歪発生用トランジスタ増幅器48に持たせることが可能となる。より具体的には、歪発生用トランジスタ増幅器48と被補償増幅器12とで、バイアス回路のインピーダンス周波数特性を一致させる。これによって、被補償増幅器12にメモリ効果が生じても、十分な歪補償効果を得ることができる。
In contrast, in the present embodiment, since the distortion generating
なお、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bにマイクロ波信号を供給すると、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aからは、歪成分を含むマイクロ波信号が出力される。ただし、入力端子48aから出力された歪成分を含むマイクロ波信号は、終端抵抗54で吸収される。これによって、入力端子48aから出力されたマイクロ波信号がグランド56にて反射して歪発生用トランジスタ増幅器48で増幅されて非線形側伝送線路34−2へ供給されるのを抑制することができる。さらに、入力端側整合回路50はマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している(歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48a側ではマイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンスマッチングが取れている)ため、入力端子48aから出力されたマイクロ波信号を終端抵抗54で吸収する際に、マイクロ波信号が反射するのを抑えることができる。なお、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aから出力されるマイクロ波信号の電力レベルについては、歪発生用トランジスタ増幅器48のS12パラメータにより調整可能である。
When a microwave signal is supplied to the
ここで、本願発明者が行った実験結果を図6に示す。図6は、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aに順注入した場合に出力端子48bから取り出される線形信号及び非線形信号(歪成分)のレベルと、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに逆注入した場合に出力端子48bから取り出される線形信号及び非線形信号(歪成分)のレベルと、を示す。被補償増幅器12で発生する−30dB(−40dBc)の歪成分を補償するためには、歪発生器40でほぼ同レベルの歪成分を発生させることが望ましい。ただし、順注入によりほぼ同レベルの歪成分を発生させようとすると、線形信号のレベルも増大するため、被補償増幅器12に入力されるプリディストーション信号の生成が複雑となる。これに対して逆注入によりほぼ同レベルの歪成分を発生させて出力端子48bから取り出す場合は、図6に示すように、順注入よりも線形信号のレベルを抑圧(40−22=18dB)することができるので、プリディストーション信号の生成が容易となる。なお、出力端子48bに逆注入して出力端子48bから取り出すことによる線形信号の抑圧量については、歪発生用トランジスタ増幅器48のS22パラメータにより調整可能である。
Here, FIG. 6 shows a result of an experiment conducted by the present inventor. FIG. 6 shows the level of the linear signal and nonlinear signal (distortion component) extracted from the
次に、本実施形態の他の構成例について説明する。 Next, another configuration example of this embodiment will be described.
本実施形態では、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bの電圧(FET58のドレイン〜ソース間電圧)、あるいは歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bの電流(FET58のドレイン〜ソース間電流)を制御する制御回路を設けることもできる。制御回路により出力端子48bの電圧(FET58のドレイン電圧)や出力端子48bの電流(FET58のドレイン電流)を制御することで、歪発生用トランジスタ増幅器48で発生させる歪成分のレベルを制御することができる。
In the present embodiment, the voltage at the
また、図7に示す構成例では、図1に示す構成例と比較して、方向性素子としてサーキュレータ36,66の代わりにハイブリッド66,76がそれぞれ設けられている。ハイブリッド66は、線形側伝送線路32−1に接続された入力ポート66aと、位相調整回路38に接続された反射ポート66bと、線形側伝送線路32−2に接続された出力ポート66cと、を有する。そして、ハイブリッド66は、線形側伝送線路32−1(入力ポート66a)から位相調整回路38(反射ポート66b)へのマイクロ波信号の通過、及び位相調整回路38(反射ポート66b)から線形側伝送線路32−2(出力ポート66c)へのマイクロ波信号の通過を許容するとともに、位相調整回路38(反射ポート66b)を介することなく線形側伝送線路32−1(入力ポート66a)から線形側伝送線路32−2(出力ポート66c)へマイクロ波信号が通過するのを抑える(理想的には遮断する)。また、ハイブリッド76は、非線形側伝送線路34−1に接続された入力ポート76aと、出力端側整合回路52に接続された反射ポート76bと、非線形側伝送線路34−2に接続された出力ポート76cと、を有する。そして、ハイブリッド76は、非線形側伝送線路34−1(入力ポート76a)から出力端側整合回路52(反射ポート76b)へのマイクロ波信号の通過、及び出力端側整合回路52(反射ポート76b)から非線形側伝送線路34−2(出力ポート76c)への歪成分の通過を許容するとともに、非線形側伝送線路34−1(入力ポート76a)から非線形側伝送線路34−2(出力ポート76c)へのマイクロ波信号の通過を抑える(理想的には遮断する)。
Further, in the configuration example shown in FIG. 7,
また、図8に示す構成例では、図1に示す構成例と比較して、方向性素子としてサーキュレータ36,66の代わりに90°ハイブリッド86,96がそれぞれ設けられている。90°ハイブリッド86は、線形側伝送線路32−1に接続された入力ポート86aと、位相調整回路38に接続された反射ポート86b,86cと、線形側伝送線路32−2に接続された出力ポート86dと、を有する。ここでの位相調整回路38は、反射ポート86bに接続された可変容量ダイオード39−1と、反射ポート86cに接続された可変容量ダイオード39−2と、可変容量ダイオード39−1とグランド56との間に設けられたコイル37−1と、可変容量ダイオード39−2とグランド56との間に設けられたコイル37−2と、を有する。そして、90°ハイブリッド86は、線形側伝送線路32−1(入力ポート86a)から可変容量ダイオード39−1(反射ポート86b)へのマイクロ波信号の通過、可変容量ダイオード39−1(反射ポート86b)から線形側伝送線路32−2(出力ポート86d)へのマイクロ波信号の通過、線形側伝送線路32−1(入力ポート86a)から可変容量ダイオード39−2(反射ポート86c)へのマイクロ波信号の通過、及び可変容量ダイオード39−2(反射ポート86c)から線形側伝送線路32−2(出力ポート86d)へのマイクロ波信号の通過を許容する。また、90°ハイブリッド86は、位相調整回路38(反射ポート86b,86c)を介することなく線形側伝送線路32−1(入力ポート86a)から線形側伝送線路32−2(出力ポート86d)へマイクロ波信号が通過するのを抑える(理想的には遮断する)とともに、反射ポート86b,86c間をマイクロ波信号が通過するのを抑える(理想的には遮断する)。線形側伝送線路32−1から90°ハイブリッド86の反射ポート86b,86cに分配されて供給されたマイクロ波線形信号は、位相調整回路38で位相が調整されてから、90°ハイブリッド86で合成されて線形側伝送線路32−2に供給される。ここでは可変容量ダイオード39−1,39−2の容量を調整することで、線形ルート26を伝搬するマイクロ波信号の位相を調整することができる。
Further, in the configuration example shown in FIG. 8, 90 °
さらに、図8に示す構成例では、歪発生器40は、90°ハイブリッド96と、複数の歪発生用トランジスタ増幅器48−1,48−2と、を備える。歪発生用トランジスタ増幅器48−1の入力端子48−1a側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路50−1が配設され、歪発生用トランジスタ増幅器48−1の出力端子48−1b側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路52−1が配設されている。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器48−1の入力端子48−1a側には、終端抵抗54−1が配設されている。入力端側整合回路50−1は、歪発生用トランジスタ増幅器48−1の入力端子48−1aと終端抵抗54−1との間に配置されており、歪発生用トランジスタ増幅器48−1の入力端子48−1aは、入力端側整合回路50−1及び終端抵抗54−1を介してグランド56に接続されている。同様に、歪発生用トランジスタ増幅器48−2の入力端子48−2a側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路50−2が配設され、歪発生用トランジスタ増幅器48−2の出力端子48−2b側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路52−2が配設されている。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器48−2の入力端子48−2a側には、終端抵抗54−2が配設されている。入力端側整合回路50−2は、歪発生用トランジスタ増幅器48−2の入力端子48−2aと終端抵抗54−2との間に配置されており、歪発生用トランジスタ増幅器48−2の入力端子48−2aは、入力端側整合回路50−2及び終端抵抗54−2を介してグランド56に接続されている。
Further, in the configuration example shown in FIG. 8, the
90°ハイブリッド96は、非線形側伝送線路34−1に接続された入力ポート96aと、出力端側整合回路52−1に接続された反射ポート96bと、出力端側整合回路52−2に接続された反射ポート96cと、非線形側伝送線路34−2に接続された出力ポート96dと、を有する。そして、90°ハイブリッド96は、非線形側伝送線路34−1(入力ポート96a)から出力端側整合回路52−1(反射ポート96b)へのマイクロ波信号の通過、出力端側整合回路52−1(反射ポート96b)から非線形側伝送線路34−2(出力ポート96d)への歪成分の通過、非線形側伝送線路34−1(入力ポート96a)から出力端側整合回路52−2(反射ポート96c)へのマイクロ波信号の通過、及び出力端側整合回路52−2(反射ポート96c)から非線形側伝送線路34−2(出力ポート96d)への歪成分の通過を許容する。また、90°ハイブリッド96は、非線形側伝送線路34−1(入力ポート96a)から非線形側伝送線路34−2(出力ポート96d)へのマイクロ波信号の通過、及び反射ポート86b,86c間のマイクロ波信号の通過を抑える(理想的には遮断する)。
The 90 °
ドライバ増幅器22で増幅され且つ非線形側伝送線路34−1から取り出されたマイクロ波線形信号は、90°ハイブリッド96の反射ポート96b,96cに分配されて供給され、反射ポート96bに分配されたマイクロ波線形信号が出力端側整合回路52−1を介して歪発生用トランジスタ増幅器48−1の出力端子48−1bに供給(逆注入)され、反射ポート96cに分配されたマイクロ波線形信号が出力端側整合回路52−2を介して歪発生用トランジスタ増幅器48−2の出力端子48−2bに供給(逆注入)される。歪発生用トランジスタ増幅器48−1は、出力端子48−1bに供給されたマイクロ波線形信号を基に歪成分を発生し、歪発生用トランジスタ増幅器48−2は、出力端子48−2bに供給されたマイクロ波線形信号を基に歪成分を発生する。歪発生用トランジスタ増幅器48−1で発生した歪成分は、歪発生用トランジスタ増幅器48−1の出力端子48−1bから出力端側整合回路52−1を介して90°ハイブリッド96の反射ポート96bに供給され、歪発生用トランジスタ増幅器48−2で発生した歪成分は、歪発生用トランジスタ増幅器48−2の出力端子48−2bから出力端側整合回路52−2を介して90°ハイブリッド96の反射ポート96cに供給される。90°ハイブリッド96は、反射ポート96b,96cに供給された歪成分を合成して非線形側伝送線路34−2へ供給する。ここでは、歪発生用トランジスタ増幅器48−1の出力端子48−1bの電圧、及び歪発生用トランジスタ増幅器48−2の出力端子48−2bの電圧を制御することで、非線形側伝送線路34−2へ供給される歪成分のレベルを制御することができる。また、歪発生用トランジスタ増幅器48−1の出力端子48−1bの電流、及び歪発生用トランジスタ増幅器48−2の出力端子48−2bの電流を制御することによっても、非線形側伝送線路34−2へ供給される歪成分のレベルを制御することができる。
The microwave linear signal amplified by the
また、図9に示す構成例では、図1に示す構成例と比較して、被補償増幅器12がサーキュレータ36と合成器30との間の線形側伝送線路32−2に設けられており、線形側伝送線路32−2を伝搬するマイクロ波線形信号を増幅する。さらに、ドライバ増幅器72がサーキュレータ46と合成器30との間の非線形側伝送線路34−2に設けられており、非線形側伝送線路34−2を伝搬する歪成分を増幅する。合成器30は、被補償増幅器12からの出力信号(歪成分を含む)に非線形側伝送線路34−2を伝搬する歪成分(歪発生器40で発生しドライバ増幅器72で増幅された歪成分)を結合することにより、被補償増幅器12からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償を行うことができる。このように、本発明をプリディストーション型歪補償増幅器以外の歪補償増幅器に適用することもできる。なお、図9に示す構成例では、サーキュレータ36の代わりに図7に示す構成例のハイブリッド66または図8に示す構成例の90°ハイブリッド86を設け、サーキュレータ46の代わりに図7に示す構成例のハイブリッド76または図8に示す構成例の90°ハイブリッド96を設けることもできる。また、図9に示す構成例では、被補償増幅器12を分配器24とサーキュレータ36との間の線形側伝送線路32−1に設け、ドライバ増幅器72を分配器24とサーキュレータ46との間の非線形側伝送線路34−1に設けることもできる。
In the configuration example shown in FIG. 9, the compensated
「実施形態2」
図10は、本発明の実施形態2に係る歪発生器を備える歪補償増幅器の概略構成を示す図であり、本発明をプリディストーション型歪補償増幅器に適用した例を示す。以下の実施形態2の説明では、実施形態1と同様の構成または対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
“Embodiment 2”
FIG. 10 is a diagram showing a schematic configuration of a distortion compensation amplifier including a distortion generator according to Embodiment 2 of the present invention, and shows an example in which the present invention is applied to a predistortion type distortion compensation amplifier. In the following description of the second embodiment, the same or corresponding components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant descriptions are omitted.
本実施形態では、実施形態1(図1に示す構成例)と比較して、サーキュレータ36及び位相調整回路38の代わりに、可変移相器(位相調整回路)88及び可変減衰器(振幅調整回路)90が設けられている。可変移相器88は、線形側伝送線路32−1を伝搬するマイクロ波線形信号の位相を調整して可変減衰器90へ供給する。可変減衰器90は、可変移相器88からのマイクロ波線形信号の振幅を調整して線形側伝送線路32−2へ供給する。可変減衰器90及び可変移相器88により線形ルート26を伝搬するマイクロ波線形信号の振幅及び位相を調整することができる。なお、可変減衰器90と可変移相器88の配置を入れ替えることもできる。
In the present embodiment, a variable phase shifter (phase adjustment circuit) 88 and a variable attenuator (amplitude adjustment circuit) are used instead of the
さらに、本実施形態の歪発生器40では、実施形態1(図1に示す構成例)と比較して、サーキュレータ46及び終端抵抗54が省略されており、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bが出力端側整合回路52を介して非線形側伝送線路34−1に接続されており、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aが入力端側整合回路50を介して非線形側伝送線路34−2に接続されている。なお、歪発生用トランジスタ増幅器48の構成例としては、例えば図5に示すFET58を用いた構成例を適用することができる。
Further, in the
ドライバ増幅器22で増幅され且つ非線形側伝送線路34−1を伝搬するマイクロ波線形信号は、出力端側整合回路52を介して歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに供給される。歪発生用トランジスタ増幅器48は、出力端子48bに供給されたマイクロ波線形信号を基に歪成分を発生する。歪発生用トランジスタ増幅器48で発生した歪成分は、歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aから入力端側整合回路50を介して非線形側伝送線路34−2へ供給される。このように、本実施形態の歪発生用トランジスタ増幅器48も、通常の増幅器の使用方法とは異なり、マイクロ波信号を出力端子48b側から逆注入することにより歪成分を発生させ、この発生させた歪成分を入力端子48aから取り出す。なお、本実施形態において歪補償を行う際には、被補償増幅器12からの出力信号中に残留する歪成分が最小になるように、可変減衰器90による振幅調整量及び可変移相器88による位相調整量が制御される。
The microwave linear signal amplified by the
本実施形態の歪発生器40でも、歪発生用トランジスタ増幅器48にマイクロ波線形信号を供給して歪成分を発生させることで、歪発生用トランジスタ増幅器48に供給するマイクロ波線形信号の電力レベルを増大させることができ、歪発生用トランジスタ増幅器48で発生させる歪成分の電力レベルを増大させることができる。さらに、通常の増幅器の使用方法とは異なり、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに逆注入することにより、歪発生用トランジスタ増幅器48から出力される線形成分の電力レベルを抑えながら、歪発生用トランジスタ増幅器48から出力される歪成分の電力レベルを増大させることができる。さらに、出力端側整合回路52はマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している(歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48b側ではマイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンスマッチングが取れている)ため、非線形側伝送線路34−1を伝搬するマイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに供給する際に、マイクロ波線形信号が反射するのを抑えることができる。このように、本実施形態でも、非線形側伝送線路34−2に供給される(歪発生器40から出力される)線形成分の電力レベルを抑えることができるとともに、歪発生器40から出力される歪成分の電力レベルを増大させることができる。したがって、被補償増幅器12で発生する歪成分を打ち消すのに十分な電力レベルの歪成分を歪発生器40で発生させることができ、歪補償効果を向上させることができる。
Also in the
さらに、本実施形態の歪発生器40でも、歪発生用トランジスタ増幅器48にマイクロ波線形信号を供給して歪成分を発生させることで、歪発生用トランジスタ増幅器48の歪特性(非線形特性)を被補償増幅器12の歪特性(非線形特性)に近づけることができる。したがって、歪補償効果を向上させることができる。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器48と被補償増幅器12とで、バイアス回路のインピーダンス周波数特性を一致させることにより、被補償増幅器12と類似のメモリ効果を歪発生用トランジスタ増幅器48に持たせることが可能となる。したがって、被補償増幅器12にメモリ効果が生じても、十分な歪補償効果を得ることができる。
Further, the
ここで、本願発明者が行った実験結果を図11に示す。図11は、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aに順注入した場合に出力端子48bから取り出される線形信号及び非線形信号(歪成分)のレベルと、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bに逆注入した場合に入力端子48aから取り出される線形信号及び非線形信号(歪成分)のレベルと、を示す。歪発生用トランジスタ増幅器48の入力端子48aから歪成分を取り出す場合は、歪特性の類似性を保つため、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bにおける線形信号レベルが順注入の場合と同じになる点(図11では+9dB)で動作させる。そのため、本実施形態でも、逆注入により歪成分を発生させて入力端子48aから取り出すことで、図11に示すように、順注入よりも線形信号のレベルを抑圧(40−28=12dB)することができるので、プリディストーション信号の生成が容易となる。なお、出力端子48bに逆注入して入力端子48aから取り出すことによる線形信号の抑圧量については、歪発生用トランジスタ増幅器48のS12パラメータにより調整可能である。
Here, FIG. 11 shows a result of an experiment conducted by the present inventor. FIG. 11 shows the level of the linear signal and nonlinear signal (distortion component) extracted from the
実施形態2でも、歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bの電圧(FET58のドレイン〜ソース間電圧)、あるいは歪発生用トランジスタ増幅器48の出力端子48bの電流(FET58のドレイン〜ソース間電流)を制御する制御回路を設けることもできる。制御回路により出力端子48bの電圧(FET58のドレイン電圧)や出力端子48bの電流(FET58のドレイン電流)を制御することで、歪発生用トランジスタ増幅器48で発生させる歪成分のレベルを制御することができる。
Also in the second embodiment, the voltage at the
また、実施形態2でも、被補償増幅器12を可変減衰器90と合成器30との間の線形側伝送線路32−2に設け、ドライバ増幅器72を歪発生器40と合成器30との間の非線形側伝送線路34−2に設けることもできる。また、被補償増幅器12を分配器24と可変移相器88との間の線形側伝送線路32−1に設け、ドライバ増幅器72を分配器24と歪発生器40との間の非線形側伝送線路34−1に設けることもできる。つまり、実施形態2の歪発生器40をプリディストーション型歪補償増幅器以外の歪補償増幅器に適用することもできる。
Also in the second embodiment, the compensated
以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 As mentioned above, although the form for implementing this invention was demonstrated, this invention is not limited to such embodiment at all, and it can implement with a various form in the range which does not deviate from the summary of this invention. Of course.
12 被補償増幅器、16 歪補償部、22,72 ドライバ増幅器、24 分配器、26 線形ルート、28 非線形ルート、30 合成器、32−1,32−2 線形側伝送線路、34−1,34−2 非線形側伝送線路、36,46 サーキュレータ、38 位相調整回路、40 歪発生器、48 歪発生用トランジスタ増幅器、48a 入力端子、48b 出力端子、50 入力端側整合回路、52 出力端側整合回路、54 終端抵抗、56 グランド、58 FET、66,76 ハイブリッド、86,96 90°ハイブリッド、88 可変移相器、90 可変減衰器。
12 Compensated amplifier, 16 Distortion compensation unit, 22, 72 Driver amplifier, 24 Divider, 26 Linear route, 28 Non-linear route, 30 Synthesizer, 32-1, 32-2 Linear side transmission line, 34-1, 34- 2 nonlinear transmission line, 36, 46 circulator, 38 phase adjustment circuit, 40 distortion generator, 48 distortion generating transistor amplifier, 48a input terminal, 48b output terminal, 50 input end side matching circuit, 52 output end side matching circuit, 54 termination resistor, 56 ground, 58 FET, 66,76 hybrid, 86,96 90 ° hybrid, 88 variable phase shifter, 90 variable attenuator.
Claims (10)
マイクロ波信号が出力端子に供給されることにより歪を発生する歪発生用トランジスタ増幅器と、
歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子側に設けられ、マイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路と、
を備え、
第1伝送路から取り出したマイクロ波信号を出力端側整合回路を介して歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給することにより歪発生用トランジスタ増幅器で歪を発生させ、当該発生させた歪を歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子から出力端側整合回路を介して第2伝送路へ供給する、歪発生器。 A distortion generator that extracts a microwave signal propagating through a first transmission line, generates distortion based on the extracted microwave signal, and supplies the generated distortion to the second transmission line,
A distortion-generating transistor amplifier that generates distortion when a microwave signal is supplied to an output terminal;
An output terminal side matching circuit which is provided on the output terminal side of the transistor amplifier for distortion generation and is matched with the carrier frequency of the microwave signal;
With
By supplying the microwave signal taken out from the first transmission line to the output terminal of the distortion generating transistor amplifier via the output side matching circuit, distortion is generated in the distortion generating transistor amplifier, and the generated distortion is distorted. A distortion generator that supplies the second transmission line from the output terminal of the transistor amplifier for generation to the second transmission line via the output side matching circuit.
歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子側に終端器が設けられている、歪発生器。 The strain generator according to claim 1,
A distortion generator in which a terminator is provided on the input terminal side of the transistor amplifier for distortion generation.
歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子と終端器との間に、マイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路が設けられている、歪発生器。 The strain generator according to claim 2, wherein
A distortion generator, wherein an input end side matching circuit that matches a carrier frequency of a microwave signal is provided between an input terminal of a transistor amplifier for distortion generation and a terminator.
第1伝送路から出力端側整合回路へのマイクロ波信号の通過、及び出力端側整合回路から第2伝送路への歪の通過を許容するとともに、第1伝送路から第2伝送路へのマイクロ波信号の通過を抑えるための方向性素子を備える、歪発生器。 The strain generator according to any one of claims 1 to 3,
The microwave signal is allowed to pass from the first transmission line to the output terminal side matching circuit, and the distortion is allowed to pass from the output terminal side matching circuit to the second transmission line, and from the first transmission line to the second transmission line. A distortion generator comprising a directional element for suppressing the passage of a microwave signal.
マイクロ波信号が出力端子に供給されることにより歪を発生する歪発生用トランジスタ増幅器を備え、
第1伝送路を伝搬するマイクロ波信号を歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給することにより歪発生用トランジスタ増幅器で歪を発生させ、当該発生させた歪を歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子から第2伝送路へ供給する、歪発生器。 A distortion generator that generates distortion based on a microwave signal propagating through a first transmission path, and supplies the generated distortion to the second transmission path,
Comprising a distortion generating transistor amplifier that generates distortion when a microwave signal is supplied to an output terminal;
By supplying the microwave signal propagating through the first transmission line to the output terminal of the distortion generating transistor amplifier, distortion is generated in the distortion generating transistor amplifier, and the generated distortion is transmitted from the input terminal of the distortion generating transistor amplifier. A distortion generator to be supplied to the second transmission line.
歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子側に、マイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路が設けられている、歪発生器。 The strain generator according to claim 5,
A distortion generator, wherein an output terminal side matching circuit that is matched with a carrier frequency of a microwave signal is provided on an output terminal side of the transistor amplifier for distortion generation.
歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給するマイクロ波信号は、歪発生用トランジスタ増幅器で歪が発生するよう歪発生用トランジスタ増幅器の線形領域を超えた電力値を有する、歪発生器。 The strain generator according to any one of claims 1 to 6,
The distortion generator, wherein the microwave signal supplied to the output terminal of the distortion generating transistor amplifier has a power value that exceeds a linear region of the distortion generating transistor amplifier so that distortion occurs in the distortion generating transistor amplifier.
マイクロ波信号を増幅するドライバ増幅器が設けられ、
ドライバ増幅器で増幅されたマイクロ波信号を歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子に供給する、歪発生器。 The strain generator according to any one of claims 1 to 7,
A driver amplifier for amplifying the microwave signal is provided,
A distortion generator that supplies a microwave signal amplified by a driver amplifier to an output terminal of a transistor amplifier for distortion generation.
歪発生用トランジスタ増幅器はFETを含み、
歪発生用トランジスタ増幅器の出力端子はFETのドレイン端子であり、歪発生用トランジスタ増幅器の入力端子はFETのゲート端子である、歪発生器。 The strain generator according to any one of claims 1 to 8,
The distortion generating transistor amplifier includes an FET,
A distortion generator in which the output terminal of the transistor amplifier for distortion generation is the drain terminal of the FET, and the input terminal of the transistor amplifier for distortion generation is the gate terminal of the FET.
歪補償部は、マイクロ波信号を基に歪を発生させる歪発生器を含み、歪発生器で発生させた歪を主増幅器に入力されるマイクロ波信号または主増幅器からの出力信号に結合することにより歪補償を行い、
前記歪発生器が、請求項1〜9のいずれか1に記載の歪発生器である、歪補償増幅器。
A distortion compensation amplifier comprising: a main amplifier that amplifies a microwave signal; and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so as to reduce distortion contained in an output signal from the main amplifier,
The distortion compensator includes a distortion generator that generates distortion based on the microwave signal, and couples the distortion generated by the distortion generator to the microwave signal input to the main amplifier or the output signal from the main amplifier. To compensate for distortion,
A distortion compensation amplifier, wherein the distortion generator is the distortion generator according to claim 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006236790A JP4805757B2 (en) | 2006-08-31 | 2006-08-31 | Distortion generator and distortion compensation amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006236790A JP4805757B2 (en) | 2006-08-31 | 2006-08-31 | Distortion generator and distortion compensation amplifier |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008061007A true JP2008061007A (en) | 2008-03-13 |
JP4805757B2 JP4805757B2 (en) | 2011-11-02 |
Family
ID=39243236
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006236790A Expired - Fee Related JP4805757B2 (en) | 2006-08-31 | 2006-08-31 | Distortion generator and distortion compensation amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4805757B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR102442620B1 (en) | 2018-01-02 | 2022-09-13 | 삼성전자 주식회사 | Semiconductor memory package |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03190301A (en) * | 1989-12-01 | 1991-08-20 | General Electric Co <Ge> | Nonlinear generator using source-drain conductive path of fet |
JP2000138539A (en) * | 1998-07-31 | 2000-05-16 | Space Syst Loral Inc | Linearlizer used together with rf power amplifier |
JP2000357926A (en) * | 1999-06-15 | 2000-12-26 | Nec Corp | Pre-compensating type linearizer and linear amplifier |
JP2001156503A (en) * | 1999-11-30 | 2001-06-08 | Murata Mfg Co Ltd | Irreversible circuit element, irreversible circuit and communication device |
JP2002111395A (en) * | 2000-09-29 | 2002-04-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc | High frequency amplifier |
-
2006
- 2006-08-31 JP JP2006236790A patent/JP4805757B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03190301A (en) * | 1989-12-01 | 1991-08-20 | General Electric Co <Ge> | Nonlinear generator using source-drain conductive path of fet |
JP2000138539A (en) * | 1998-07-31 | 2000-05-16 | Space Syst Loral Inc | Linearlizer used together with rf power amplifier |
JP2000357926A (en) * | 1999-06-15 | 2000-12-26 | Nec Corp | Pre-compensating type linearizer and linear amplifier |
JP2001156503A (en) * | 1999-11-30 | 2001-06-08 | Murata Mfg Co Ltd | Irreversible circuit element, irreversible circuit and communication device |
JP2002111395A (en) * | 2000-09-29 | 2002-04-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc | High frequency amplifier |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4805757B2 (en) | 2011-11-02 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Pednekar et al. | Analysis and design of a Doherty-like RF-input load modulated balanced amplifier | |
EP1912328B1 (en) | Highly efficient amplifier | |
JP5028675B2 (en) | Predistortion linearizer with adjustable amplitude and shape | |
Barthwal et al. | Dual input digitally controlled broadband three-stage Doherty power amplifier with back-off reconfigurability | |
US10404224B2 (en) | RF-input load modulated balanced amplifier | |
EP2451074B1 (en) | Amplifier | |
CN104518739A (en) | Power amplifier with signal conditioning | |
JP2699864B2 (en) | Feedforward distortion compensation circuit | |
KR20060058423A (en) | A series-type doherty amplifier without hybrid coupler | |
JP6779391B1 (en) | Doherty amplifier and communication equipment | |
Abounemra et al. | Systematic design methodology of broadband Doherty amplifier using unified matching/combining networks with an application to GaN MMIC design | |
JP4805757B2 (en) | Distortion generator and distortion compensation amplifier | |
JP4988279B2 (en) | Distortion compensation amplifier | |
JP4805764B2 (en) | Distortion generator and distortion compensation amplifier | |
JPWO2018109930A1 (en) | Doherty amplifier | |
JP3487060B2 (en) | Distortion compensation circuit | |
Liu et al. | Inverted sequential load-modulated balanced amplifier for extending dynamic power range over wide bandwidth | |
JP2010154460A (en) | High-frequency power amplifying device | |
JP4299213B2 (en) | Distortion generation circuit and distortion compensation apparatus | |
CN106788289B (en) | A kind of predistortion circuit and method of ROF laser | |
JP2011211655A (en) | High frequency amplifier | |
JP2012105263A (en) | 3-way doherty power amplifier using driving amplifier | |
KR20040003532A (en) | Extraction Apparatus of Phase and Amplitude Error in Linear Power Amplifier | |
JP2010135941A (en) | High frequency power amplifier | |
JP2005086447A (en) | Power combining amplifier |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090824 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110223 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110301 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110426 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110809 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110811 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4805757 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140819 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |