JP4988279B2

JP4988279B2 - Distortion compensation amplifier

Info

Publication number: JP4988279B2
Application number: JP2006246036A
Authority: JP
Inventors: 肩吾對馬
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2006-09-11
Filing date: 2006-09-11
Publication date: 2012-08-01
Anticipated expiration: 2026-09-11
Also published as: JP2008067326A

Description

本発明は、増幅器からの出力信号中に含まれる歪が低減するよう歪補償を行う歪補償増幅器に関する。 The present invention relates to a distortion compensation amplifier that performs distortion compensation so that distortion included in an output signal from an amplifier is reduced.

増幅器の非線形性により増幅器からの出力信号に生じる歪成分を低減するよう歪補償を行う歪補償増幅器において、歪を発生させる歪発生回路が用いられている。この歪発生回路を用いた歪補償増幅器においては、歪補償の対象となる被補償増幅器への入力信号または被補償増幅器からの出力信号に歪発生回路で発生させた歪を結合することにより、歪補償が行われている（例えば下記特許文献１参照）。 A distortion generation circuit that generates distortion is used in a distortion compensation amplifier that performs distortion compensation so as to reduce distortion components generated in an output signal from the amplifier due to nonlinearity of the amplifier. In a distortion compensating amplifier using this distortion generating circuit, the distortion generated by the distortion generating circuit is combined with the input signal to the compensated amplifier to be compensated for distortion or the output signal from the compensated amplifier. Compensation is performed (see, for example, Patent Document 1 below).

その他の関連技術として、下記特許文献２〜５によるダイオードを用いた歪発生回路、及び下記特許文献６による歪補償増幅器が開示されている。 As other related techniques, a distortion generation circuit using a diode according to Patent Documents 2 to 5 below and a distortion compensation amplifier according to Patent Document 6 below are disclosed.

特公平８−１５２４５号公報Japanese Patent Publication No.8-15245 特開２０００−１９６３７１号公報JP 2000-196371 A 実開昭６２−１９８１２号公報Japanese Utility Model Publication No. 62-19812 特公平８−３１７４８号公報Japanese Patent Publication No. 8-31748 特開平３−１９０３０１号公報Japanese Patent Laid-Open No. 3-190301 特公平７−８５５２３号公報Japanese Patent Publication No. 7-85523

歪発生回路を用いた歪補償増幅器において十分な歪補償効果を得るためには、被補償増幅器への入力信号（線形成分）または被補償増幅器からの出力信号（線形成分）に対し、歪発生回路で発生させた歪を逆位相で合成することが望ましい。しかし、被補償増幅器への入力信号または被補償増幅器からの出力信号に歪発生回路で発生させた歪を合成する際に、回路の遅延量のばらつきや回路の温度特性等によりそれらの位相差にばらつきが生じると、それらの信号を適切な位相差で（理想的には逆位相で）合成することが困難となる。その結果、歪補償効果の低下を招くことになる。 In order to obtain a sufficient distortion compensation effect in a distortion compensating amplifier using a distortion generating circuit, a distortion generating circuit is applied to an input signal (linear component) to the compensated amplifier or an output signal (linear component) from the compensated amplifier. It is desirable to synthesize the distortion generated in step 1 with the opposite phase. However, when the distortion generated by the distortion generator circuit is combined with the input signal to the compensated amplifier or the output signal from the compensated amplifier, the phase difference may vary depending on variations in circuit delay and circuit temperature characteristics. When variations occur, it becomes difficult to synthesize those signals with an appropriate phase difference (ideally with an opposite phase). As a result, the distortion compensation effect is reduced.

本発明は、歪補償効果を向上させることができる歪補償増幅器を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a distortion compensation amplifier capable of improving the distortion compensation effect.

本発明に係る歪補償増幅器は、上述した目的の少なくとも一部を達成するために以下の手段を採った。 The distortion compensating amplifier according to the present invention employs the following means in order to achieve at least a part of the above-described object.

本発明に係る歪補償増幅器は、マイクロ波信号を増幅する主増幅器と、主増幅器からの出力信号中に含まれる歪が低減するよう歪補償を行う歪補償部と、を備える歪補償増幅器であって、歪補償部は、マイクロ波信号を第１線形側伝送路と第１非線形側伝送路とに分配する分配器と、マイクロ波信号の位相を調整するための位相調整回路と、第１線形側伝送路から位相調整回路へのマイクロ波信号の通過、及び位相調整回路から第２線形側伝送路へのマイクロ波信号の通過を許容するとともに、位相調整回路を介することなく第１線形側伝送路から第２線形側伝送路へマイクロ波信号が通過するのを抑えるための線形側方向性素子と、マイクロ波信号が供給されることにより歪を発生する歪発生回路と、第１非線形側伝送路から歪発生回路へのマイクロ波信号の通過、及び歪発生回路から第２非線形側伝送路への歪の通過を許容するとともに、第１非線形側伝送路から第２非線形側伝送路へのマイクロ波信号の通過を抑えるための非線形側方向性素子と、第２線形側伝送路を伝搬するマイクロ波信号と第２非線形側伝送路を伝搬する歪とを合成して主増幅器へ出力することにより歪補償を行う合成器と、を有し、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子に同種の方向性素子を用いたことを要旨とする。 A distortion compensation amplifier according to the present invention is a distortion compensation amplifier including a main amplifier that amplifies a microwave signal and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so that distortion included in an output signal from the main amplifier is reduced. The distortion compensator includes a distributor that distributes the microwave signal to the first linear transmission line and the first nonlinear transmission line, a phase adjustment circuit that adjusts the phase of the microwave signal, and the first linear The first linear side transmission without allowing the passage of the microwave signal from the side transmission path to the phase adjustment circuit and the passage of the microwave signal from the phase adjustment circuit to the second linear side transmission path. A linear side directional element for suppressing the passage of a microwave signal from the path to the second linear side transmission path, a distortion generating circuit for generating distortion when the microwave signal is supplied, and a first nonlinear side transmission From road to distortion generation circuit In order to allow the passage of the microwave signal and the passage of the distortion from the distortion generation circuit to the second nonlinear transmission line, and to suppress the passage of the microwave signal from the first nonlinear transmission line to the second nonlinear transmission line A non-linear side directional element, a combiner that performs distortion compensation by synthesizing a microwave signal propagating through the second linear side transmission line and a distortion propagating through the second non-linear side transmission line and outputting the synthesized signal to the main amplifier; And using the same kind of directional element as the linear side directional element and the nonlinear side directional element.

また、本発明に係る歪補償増幅器は、マイクロ波信号を増幅する主増幅器と、主増幅器からの出力信号中に含まれる歪が低減するよう歪補償を行う歪補償部と、を備える歪補償増幅器であって、歪補償部は、マイクロ波信号を第１線形側伝送路と第１非線形側伝送路とに分配する分配器と、マイクロ波信号の位相を調整するための位相調整回路と、第１線形側伝送路から位相調整回路へのマイクロ波信号の通過、及び位相調整回路から第２線形側伝送路へのマイクロ波信号の通過を許容するとともに、位相調整回路を介することなく第１線形側伝送路から第２線形側伝送路へマイクロ波信号が通過するのを抑えるための線形側方向性素子と、マイクロ波信号が供給されることにより歪を発生する歪発生回路と、第１非線形側伝送路から歪発生回路へのマイクロ波信号の通過、及び歪発生回路から第２非線形側伝送路への歪の通過を許容するとともに、第１非線形側伝送路から第２非線形側伝送路へのマイクロ波信号の通過を抑えるための非線形側方向性素子と、第２線形側伝送路を伝搬するマイクロ波信号と第２非線形側伝送路を伝搬する歪とを合成する合成器と、を有し、主増幅器は、第２線形側伝送路を伝搬するマイクロ波信号を増幅し、歪補償部は、主増幅器で増幅されたマイクロ波信号と第２非線形側伝送路を伝搬する歪とを合成器で合成することにより歪補償を行い、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子に同種の方向性素子を用いたことを要旨とする。 In addition, a distortion compensation amplifier according to the present invention includes a main amplifier that amplifies a microwave signal and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so that distortion included in an output signal from the main amplifier is reduced. The distortion compensator includes a distributor that distributes the microwave signal to the first linear transmission line and the first nonlinear transmission line, a phase adjustment circuit that adjusts the phase of the microwave signal, The microwave signal is allowed to pass from the first linear side transmission path to the phase adjustment circuit, and the microwave signal is allowed to pass from the phase adjustment circuit to the second linear side transmission path, and the first linearity is not passed through the phase adjustment circuit. A linear side directional element for suppressing the microwave signal from passing from the side transmission line to the second linear side transmission line, a distortion generating circuit for generating distortion when the microwave signal is supplied, and a first nonlinear element Distortion from the side transmission line The passage of the microwave signal to the path and the passage of the distortion from the distortion generation circuit to the second nonlinear transmission line and the passage of the microwave signal from the first nonlinear transmission line to the second nonlinear transmission line are permitted. And a synthesizer that synthesizes a microwave signal that propagates through the second linear side transmission line and a distortion that propagates through the second nonlinear side transmission line, and the main amplifier includes: By amplifying the microwave signal propagating through the second linear side transmission path, the distortion compensator combines the microwave signal amplified by the main amplifier and the distortion propagating through the second nonlinear side transmission path by a combiner. The gist is that distortion compensation is performed and the same kind of directional element is used for the linear side directional element and the nonlinear side directional element.

また、本発明に係る歪補償増幅器は、マイクロ波信号を増幅する主増幅器と、主増幅器からの出力信号中に含まれる歪が低減するよう歪補償を行う歪補償部と、を備える歪補償増幅器であって、歪補償部は、マイクロ波信号を第１線形側伝送路と第１非線形側伝送路とに分配する分配器と、マイクロ波信号の位相を調整するための位相調整回路と、第１線形側伝送路から位相調整回路へのマイクロ波信号の通過、及び位相調整回路から第２線形側伝送路へのマイクロ波信号の通過を許容するとともに、位相調整回路を介することなく第１線形側伝送路から第２線形側伝送路へマイクロ波信号が通過するのを抑えるための線形側方向性素子と、マイクロ波信号が供給されることにより歪を発生する歪発生回路と、第１非線形側伝送路から歪発生回路へのマイクロ波信号の通過、及び歪発生回路から第２非線形側伝送路への歪の通過を許容するとともに、第１非線形側伝送路から第２非線形側伝送路へのマイクロ波信号の通過を抑えるための非線形側方向性素子と、第２線形側伝送路を伝搬するマイクロ波信号と第２非線形側伝送路を伝搬する歪とを合成する合成器と、を有し、主増幅器は、第１線形側伝送路を伝搬するマイクロ波信号を増幅し、歪補償部は、主増幅器で増幅され且つ第２線形側伝送路を伝搬するマイクロ波信号と第２非線形側伝送路を伝搬する歪とを合成器で合成することにより歪補償を行い、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子に同種の方向性素子を用いたことを要旨とする。 In addition, a distortion compensation amplifier according to the present invention includes a main amplifier that amplifies a microwave signal and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so that distortion included in an output signal from the main amplifier is reduced. The distortion compensator includes a distributor that distributes the microwave signal to the first linear transmission line and the first nonlinear transmission line, a phase adjustment circuit that adjusts the phase of the microwave signal, The microwave signal is allowed to pass from the first linear side transmission path to the phase adjustment circuit, and the microwave signal is allowed to pass from the phase adjustment circuit to the second linear side transmission path, and the first linearity is not passed through the phase adjustment circuit. A linear side directional element for suppressing the microwave signal from passing from the side transmission line to the second linear side transmission line, a distortion generating circuit for generating distortion when the microwave signal is supplied, and a first nonlinear element Distortion from the side transmission line The passage of the microwave signal to the path and the passage of the distortion from the distortion generation circuit to the second nonlinear transmission line and the passage of the microwave signal from the first nonlinear transmission line to the second nonlinear transmission line are permitted. And a synthesizer that synthesizes a microwave signal that propagates through the second linear side transmission line and a distortion that propagates through the second nonlinear side transmission line, and the main amplifier includes: The microwave signal propagating through the first linear side transmission path is amplified, and the distortion compensator is amplified by the main amplifier and the microwave signal propagating through the second linear side transmission path and the distortion propagating through the second nonlinear side transmission path. And a synthesizer are used to perform distortion compensation, and the same type of directional element is used for the linear side directional element and the nonlinear side directional element.

本発明の一態様では、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子が、いずれもサーキュレータであることが好適である。また、本発明の一態様では、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子が、いずれもハイブリッドであることが好適である。 In one embodiment of the present invention, it is preferable that both the linear side directional element and the nonlinear side directional element are circulators. In one embodiment of the present invention, it is preferable that the linear side directional element and the nonlinear side directional element are both hybrid.

本発明の一態様では、第１及び第２非線形側伝送路が、分配器と合成器とを結ぶ直線に関して第１及び第２線形側伝送路とほぼ対称に配置されていることが好適である。 In one aspect of the present invention, it is preferable that the first and second nonlinear side transmission lines are arranged substantially symmetrically with the first and second linear side transmission lines with respect to a straight line connecting the distributor and the combiner. .

本発明によれば、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子に同種の方向性素子を用いることで、線形側方向性素子と非線形側方向性素子における遅延量のばらつきを抑えることができる。そのため、主増幅器への入力信号（線形成分）または主増幅器からの出力信号（線形成分）に歪発生回路で発生させた歪を合成器にて適切な位相差で合成することができる。その結果、歪補償効果を向上させることができる。 According to the present invention, by using the same type of directional element as the linear side directional element and the nonlinear side directional element, it is possible to suppress variation in delay amount between the linear side directional element and the nonlinear side directional element. Therefore, it is possible to synthesize the distortion generated by the distortion generation circuit into the input signal (linear component) to the main amplifier or the output signal (linear component) from the main amplifier with an appropriate phase difference by the synthesizer. As a result, the distortion compensation effect can be improved.

以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention (hereinafter referred to as embodiments) will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明の実施形態に係る歪補償増幅器の概略構成を示す図であり、本発明をプリディストーション型歪補償増幅器に適用した例を示す。本実施形態に係る歪補償増幅器は、被補償増幅器（主増幅器）１２からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償部１６により歪補償を行うものである。なお、本実施形態に係る歪補償増幅器は回路基板上に実装されるものであり、図１は、本実施形態に係る歪補償増幅器が回路基板上に実装されたときの各構成要素の配置（レイアウト）も示している。 FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a distortion compensation amplifier according to an embodiment of the present invention, and shows an example in which the present invention is applied to a predistortion type distortion compensation amplifier. In the distortion compensation amplifier according to the present embodiment, the distortion compensation unit 16 performs distortion compensation so that the distortion component included in the output signal from the compensated amplifier (main amplifier) 12 is reduced. Note that the distortion compensation amplifier according to this embodiment is mounted on a circuit board, and FIG. 1 shows the arrangement of components when the distortion compensation amplifier according to this embodiment is mounted on a circuit board. Layout).

入力端子ＩＮに入力されたマイクロ波信号（歪が生じていないマイクロ波線形信号）は、歪補償部１６に入力される。歪補償部１６は、入力端子ＩＮからのマイクロ波線形信号にプリディストーション（前置歪）を与えて出力する。被補償増幅器１２は、歪補償部１６から供給されたマイクロ波信号、つまり前置歪が与えられたマイクロ波信号を増幅して出力端子ＯＵＴへ出力する。このように、歪補償部１６により被補償増幅器１２に入力されるマイクロ波信号にプリディストーションを与えることで、被補償増幅器１２からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償が行われる。 A microwave signal (a microwave linear signal with no distortion) input to the input terminal IN is input to the distortion compensator 16. The distortion compensator 16 gives predistortion (predistortion) to the microwave linear signal from the input terminal IN and outputs it. The compensated amplifier 12 amplifies the microwave signal supplied from the distortion compensation unit 16, that is, the microwave signal to which the predistortion is given, and outputs the amplified signal to the output terminal OUT. As described above, by applying predistortion to the microwave signal input to the compensated amplifier 12 by the distortion compensation unit 16, distortion compensation is performed so that the distortion component included in the output signal from the compensated amplifier 12 is reduced. Is called.

次に、歪補償部１６の構成について説明する。歪補償部１６は、以下に説明するドライバ増幅器２２、分配器２４、線形ルート２６、非線形ルート２８、及び合成器３０を備える。 Next, the configuration of the distortion compensation unit 16 will be described. The distortion compensation unit 16 includes a driver amplifier 22, a distributor 24, a linear route 26, a nonlinear route 28, and a combiner 30 described below.

ドライバ増幅器２２は、歪補償部１６に入力されたマイクロ波線形信号を増幅して分配器２４へ出力する。ここでのドライバ増幅器２２としては、線形性に優れたリニアアンプが用いられる。分配器２４は、ドライバ増幅器２２で増幅されたマイクロ波信号を線形ルート２６の線形側伝送線路３２−１と非線形ルート２８の非線形側伝送線路３４−１とに分配する。 The driver amplifier 22 amplifies the microwave linear signal input to the distortion compensator 16 and outputs the amplified signal to the distributor 24. As the driver amplifier 22 here, a linear amplifier having excellent linearity is used. The distributor 24 distributes the microwave signal amplified by the driver amplifier 22 to the linear side transmission line 32-1 of the linear route 26 and the nonlinear side transmission line 34-1 of the nonlinear route 28.

線形ルート２６には、入力ポート３６ａと反射ポート３６ｂと出力ポート３６ｃとを有するサーキュレータ３６が線形側方向性素子として配設されている。サーキュレータ３６においては、入力ポート３６ａには線形側伝送線路３２−１が接続され、反射ポート３６ｂにはマイクロ波信号の位相を調整するための位相調整回路３８が接続され、出力ポート３６ｃには線形側伝送線路３２−２が接続されている。サーキュレータ３６は、入力ポート３６ａから反射ポート３６ｂへのマイクロ波信号の通過を許容することで、線形側伝送線路３２−１から位相調整回路３８へのマイクロ波信号の通過を許容する。そして、サーキュレータ３６は、反射ポート３６ｂから出力ポート３６ｃへのマイクロ波信号の通過を許容することで、位相調整回路３８から線形側伝送線路３２−２へのマイクロ波信号の通過を許容する。また、サーキュレータ３６は、入力ポート３６ａから出力ポート３６ｃへのマイクロ波信号の通過を抑えることで、位相調整回路３８を介することなく線形側伝送線路３２−１から線形側伝送線路３２−２へマイクロ波信号が通過するのを抑える（理想的には遮断する）。 In the linear route 26, a circulator 36 having an input port 36a, a reflection port 36b, and an output port 36c is arranged as a linear side directional element. In the circulator 36, the linear transmission line 32-1 is connected to the input port 36a, the phase adjustment circuit 38 for adjusting the phase of the microwave signal is connected to the reflection port 36b, and the output port 36c is linear. A side transmission line 32-2 is connected. The circulator 36 allows the microwave signal to pass from the linear transmission line 32-1 to the phase adjustment circuit 38 by allowing the microwave signal to pass from the input port 36a to the reflection port 36b. The circulator 36 allows the microwave signal to pass from the reflection port 36b to the output port 36c, thereby allowing the microwave signal to pass from the phase adjustment circuit 38 to the linear-side transmission line 32-2. In addition, the circulator 36 suppresses the passage of the microwave signal from the input port 36a to the output port 36c, so that the circulator 36 can be switched from the linear side transmission line 32-1 to the linear side transmission line 32-2 without going through the phase adjustment circuit 38. Suppresses the passage of wave signals (ideally blocks).

ここでの位相調整回路３８については、例えば図２に示すようにオープンスタブ、または図３に示すようにショートスタブにより構成することができる。線形側伝送線路３２−１からサーキュレータ３６を介してオープンスタブ（またはショートスタブ）３８に供給されたマイクロ波線形信号は、オープンスタブ（またはショートスタブ）３８の信号反射端にて反射され、この反射されたマイクロ波線形信号がサーキュレータ３６を介して線形側伝送線路３２−２に供給される。そのため、図２，３に示す例では、オープンスタブ（またはショートスタブ）３８の長さ（電気長）を調整することで、線形ルート２６を伝搬するマイクロ波線形信号の位相を調整することができる。 The phase adjustment circuit 38 here can be constituted by, for example, an open stub as shown in FIG. 2 or a short stub as shown in FIG. The microwave linear signal supplied from the linear-side transmission line 32-1 to the open stub (or short stub) 38 via the circulator 36 is reflected at the signal reflection end of the open stub (or short stub) 38, and this reflection. The microwave linear signal is supplied to the linear transmission line 32-2 via the circulator 36. Therefore, in the example illustrated in FIGS. 2 and 3, the phase of the microwave linear signal propagating through the linear route 26 can be adjusted by adjusting the length (electric length) of the open stub (or short stub) 38. .

あるいは、位相調整回路３８は、図４に示すように、互いに並列配置された複数の伝送線路３３−１〜３３−３と、各伝送線路３３−１〜３３−３をグランド５６に接続するための複数のスイッチ３５−１〜３５−３と、を含むこともできる。スイッチ３５−１〜３５−３のいずれか１つを閉じて伝送線路３３−１〜３３−３のいずれか１つをグランド５６に接続することで、グランド５６に接続された伝送線路はショートスタブとして機能する。そして、スイッチ３５−１を閉じたときのサーキュレータ３６の反射ポート３６ｂとグランド５６との間の電気長、スイッチ３５−２を閉じたときのサーキュレータ３６の反射ポート３６ｂとグランド５６との間の電気長、及びスイッチ３５−３を閉じたときのサーキュレータ３６の反射ポート３６ｂとグランド５６との間の電気長がそれぞれ異なる。そのため、図４に示す例では、閉じるスイッチ３５−１〜３５−３、つまりグランド５６に接続する伝送線路３３−１〜３３−３を切り替えることで、線形ルート２６を伝搬するマイクロ波線形信号の位相を調整することができる。 Alternatively, as illustrated in FIG. 4, the phase adjustment circuit 38 connects the plurality of transmission lines 33-1 to 33-3 arranged in parallel to each other and the transmission lines 33-1 to 33-3 to the ground 56. The plurality of switches 35-1 to 35-3 can be included. By closing any one of the switches 35-1 to 35-3 and connecting any one of the transmission lines 33-1 to 33-3 to the ground 56, the transmission line connected to the ground 56 is a short stub. Function as. The electrical length between the reflective port 36b of the circulator 36 and the ground 56 when the switch 35-1 is closed, and the electrical length between the reflective port 36b of the circulator 36 and the ground 56 when the switch 35-2 is closed. The electrical length between the reflection port 36b of the circulator 36 and the ground 56 when the switch 35-3 is closed is different. Therefore, in the example shown in FIG. 4, by switching the switches 35-1 to 35-3 that are closed, that is, the transmission lines 33-1 to 33-3 connected to the ground 56, the microwave linear signal propagating through the linear route 26 is changed. The phase can be adjusted.

一方、非線形ルート２８には、入力ポート４６ａと反射ポート４６ｂと出力ポート４６ｃとを有するサーキュレータ４６が非線形側方向性素子として配設されている。サーキュレータ４６においては、入力ポート４６ａには非線形側伝送線路３４−１が接続され、反射ポート４６ｂにはマイクロ波信号が供給されることにより歪成分を発生する歪発生回路４０が接続され、出力ポート４６ｃには非線形側伝送線路３４−２が接続されている。サーキュレータ４６は、入力ポート４６ａから反射ポート４６ｂへのマイクロ波信号の通過を許容することで、非線形側伝送線路３４−１から歪発生回路４０へのマイクロ波信号の通過を許容する。そして、サーキュレータ４６は、反射ポート４６ｂから出力ポート４６ｃへの歪成分の通過を許容することで、歪発生回路４０から非線形側伝送線路３４−２への歪成分の通過を許容する。また、サーキュレータ４６は、入力ポート４６ａから出力ポート４６ｃへのマイクロ波信号の通過を抑えることで、非線形側伝送線路３４−１から非線形側伝送線路３４−２へのマイクロ波信号の通過を抑える（理想的には遮断する）。このように、本実施形態では、線形ルート２６に設けられる線形側方向性素子、及び非線形ルート２８に設けられる非線形側方向性素子に、同種の方向性素子（サーキュレータ）を用いている。 On the other hand, in the nonlinear route 28, a circulator 46 having an input port 46a, a reflection port 46b, and an output port 46c is disposed as a nonlinear side directional element. In the circulator 46, a nonlinear transmission line 34-1 is connected to the input port 46a, and a distortion generating circuit 40 that generates a distortion component when a microwave signal is supplied is connected to the reflection port 46b. The nonlinear transmission line 34-2 is connected to 46c. The circulator 46 allows the microwave signal to pass from the nonlinear transmission line 34-1 to the distortion generation circuit 40 by allowing the microwave signal to pass from the input port 46a to the reflection port 46b. The circulator 46 allows the distortion component to pass from the distortion generation circuit 40 to the nonlinear transmission line 34-2 by allowing the distortion component to pass from the reflection port 46b to the output port 46c. Further, the circulator 46 suppresses the passage of the microwave signal from the nonlinear transmission line 34-1 to the nonlinear transmission line 34-2 by suppressing the passage of the microwave signal from the input port 46a to the output port 46c ( Ideally cut off). Thus, in this embodiment, the same kind of directional element (circulator) is used for the linear side directional element provided in the linear route 26 and the nonlinear side directional element provided in the non-linear route 28.

ここでの歪発生回路４０は、マイクロ波信号が出力端子４８ｂに供給されることにより歪成分を発生する歪発生用トランジスタ増幅器４８を備える。歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂ側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路５２が配設されている。つまり、歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂ側では、マイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンス整合（マッチング）が取れており、マイクロ波信号の反射が抑えられる。ここでの出力端側整合回路５２は、歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂとサーキュレータ４６の反射ポート４６ｂとの間に配置されており、歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂは、出力端側整合回路５２を介して反射ポート４６ｂに接続されている。そして、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａ側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路５０が配設されている。つまり、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａ側でも、マイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンス整合（マッチング）が取れており、マイクロ波信号の反射が抑えられる。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａ側には、終端抵抗（終端器）５４が配設されている。ここでの入力端側整合回路５０は、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａと終端抵抗５４との間に配置されており、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａは、入力端側整合回路５０及び終端抵抗５４を介してグランド（信号反射端）５６に接続されている。 The distortion generation circuit 40 includes a distortion generation transistor amplifier 48 that generates a distortion component when a microwave signal is supplied to an output terminal 48b. On the output terminal 48b side of the distortion generating transistor amplifier 48, an output end side matching circuit 52 that matches the carrier frequency of the microwave signal is disposed. That is, on the output terminal 48b side of the distortion generating transistor amplifier 48, impedance matching (matching) is achieved at the carrier frequency of the microwave signal, and reflection of the microwave signal is suppressed. Here, the output end side matching circuit 52 is disposed between the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48 and the reflection port 46b of the circulator 46, and the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48 is connected to the output terminal 48b. It is connected to the reflection port 46 b through the end side matching circuit 52. On the input terminal 48a side of the distortion generating transistor amplifier 48, an input end side matching circuit 50 that matches the carrier frequency of the microwave signal is disposed. That is, impedance matching (matching) can be achieved at the carrier frequency of the microwave signal even on the input terminal 48a side of the transistor transistor 48 for distortion generation, and reflection of the microwave signal can be suppressed. Further, a termination resistor (terminator) 54 is disposed on the input terminal 48 a side of the distortion generating transistor amplifier 48. Here, the input terminal side matching circuit 50 is disposed between the input terminal 48a of the distortion generating transistor amplifier 48 and the termination resistor 54, and the input terminal 48a of the distortion generating transistor amplifier 48 is input side matching. It is connected to a ground (signal reflection end) 56 via a circuit 50 and a termination resistor 54.

歪発生用トランジスタ増幅器４８の構成例を図５に示す。図５に示す例では、ＦＥＴ５８のゲート端子５８ａが歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａとなっており、ＦＥＴ５８のドレイン端子５８ｂが歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂとなっている。そして、ＦＥＴ５８のソース端子５８ｃはグランド５６に接続されている。また、ゲートバイアス回路５９は、チョークコイル６０を介してＦＥＴ５８のゲート端子５８ａ（歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａ）にバイアス電圧を印加し、ドレインバイアス回路６１は、チョークコイル６２を介してＦＥＴ５８のドレイン端子５８ｂ（歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂ）にバイアス電圧を印加する。このように、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａ及び出力端子４８ｂには、別々のバイアス電圧が印加されている。 A configuration example of the distortion generating transistor amplifier 48 is shown in FIG. In the example shown in FIG. 5, the gate terminal 58 a of the FET 58 is the input terminal 48 a of the distortion generating transistor amplifier 48, and the drain terminal 58 b of the FET 58 is the output terminal 48 b of the distortion generating transistor amplifier 48. The source terminal 58 c of the FET 58 is connected to the ground 56. The gate bias circuit 59 applies a bias voltage to the gate terminal 58 a of the FET 58 (the input terminal 48 a of the distortion generating transistor amplifier 48) via the choke coil 60, and the drain bias circuit 61 passes through the choke coil 62. A bias voltage is applied to the drain terminal 58b of the FET 58 (the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48). As described above, different bias voltages are applied to the input terminal 48a and the output terminal 48b of the transistor amplifier 48 for generating distortion.

ドライバ増幅器２２で増幅され且つ非線形側伝送線路３４−１から取り出されたマイクロ波線形信号は、出力端側整合回路５２を介して歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂに供給される。歪発生用トランジスタ増幅器４８は、出力端子４８ｂに供給されたマイクロ波線形信号を基に歪成分を発生する。歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂに供給されるマイクロ波線形信号は、ドライバ増幅器２２で増幅されているため、歪発生用トランジスタ増幅器４８の線形領域（線形増幅範囲）を超えた電力値を有するマイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂに供給することができる。したがって、歪発生用トランジスタ増幅器４８を非線形領域で動作させることができ、歪発生用トランジスタ増幅器４８で十分な電力値の歪成分を発生させることができる。歪発生用トランジスタ増幅器４８で発生した歪成分は、歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂから出力端側整合回路５２及びサーキュレータ４６を介して非線形側伝送線路３４−２へ供給される。通常の増幅器は、入力端子に入力されたマイクロ波信号を増幅して出力端子から出力する（歪発生用トランジスタ増幅器４８も入力端子４８ａに入力されたマイクロ波信号を増幅して出力端子４８ｂから出力することが可能である）が、本実施形態の歪発生用トランジスタ増幅器４８は、通常の増幅器の使用方法とは異なり、マイクロ波信号を出力端子４８ｂ側から逆注入することにより歪成分を発生させ、この発生させた歪成分を出力端子４８ｂから取り出す。 The microwave linear signal amplified by the driver amplifier 22 and extracted from the nonlinear transmission line 34-1 is supplied to the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48 via the output terminal matching circuit 52. The distortion generating transistor amplifier 48 generates a distortion component based on the microwave linear signal supplied to the output terminal 48b. Since the microwave linear signal supplied to the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48 is amplified by the driver amplifier 22, a power value exceeding the linear region (linear amplification range) of the distortion generating transistor amplifier 48 is obtained. The microwave linear signal can be supplied to the output terminal 48b of the transistor amplifier 48 for distortion generation. Therefore, the distortion generating transistor amplifier 48 can be operated in a non-linear region, and the distortion generating transistor amplifier 48 can generate a distortion component having a sufficient power value. The distortion component generated in the distortion generating transistor amplifier 48 is supplied from the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48 to the nonlinear transmission line 34-2 via the output end matching circuit 52 and the circulator 46. A normal amplifier amplifies the microwave signal input to the input terminal and outputs the amplified signal from the output terminal (the distortion generating transistor amplifier 48 also amplifies the microwave signal input to the input terminal 48a and outputs it from the output terminal 48b. However, unlike the normal method of using the amplifier, the distortion-generating transistor amplifier 48 of the present embodiment generates a distortion component by back-injecting a microwave signal from the output terminal 48b side. The generated distortion component is taken out from the output terminal 48b.

合成器３０は、線形側伝送線路３２−２を伝搬するマイクロ波線形信号と非線形側伝送線路３４−２を伝搬する歪成分とを合成して被補償増幅器１２へ出力する。被補償増幅器１２によりマイクロ波信号を増幅する際には歪成分が発生するが、被補償増幅器１２に入力されるマイクロ波線形信号に歪発生回路４０（歪発生用トランジスタ増幅器４８）で発生させた歪成分を結合することにより、被補償増幅器１２に入力されるマイクロ波信号にプリディストーションを与えることができ、被補償増幅器１２からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償を行うことができる。なお、歪補償を行う際には、被補償増幅器１２からの出力信号中に残留する歪成分が最小になるように、位相調整回路３８による位相調整量（オープンスタブやショートスタブの電気長）が調整される。 The combiner 30 combines the microwave linear signal propagating through the linear transmission line 32-2 and the distortion component propagating through the non-linear transmission line 34-2, and outputs the synthesized signal to the compensated amplifier 12. When a microwave signal is amplified by the compensated amplifier 12, a distortion component is generated, but a microwave linear signal input to the compensated amplifier 12 is generated by the distortion generation circuit 40 (distortion generation transistor amplifier 48). By combining the distortion components, predistortion can be given to the microwave signal input to the compensated amplifier 12, and distortion compensation is performed so that the distortion component included in the output signal from the compensated amplifier 12 is reduced. be able to. When performing distortion compensation, the phase adjustment amount (electric length of the open stub or short stub) by the phase adjustment circuit 38 is set so that the distortion component remaining in the output signal from the compensated amplifier 12 is minimized. Adjusted.

本実施形態では、図１に示すように、線形側伝送線路３２−１及び非線形側伝送線路３４−１が、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４（より具体的には分配器２４における信号分配点と合成器３０における信号合成点とを結ぶ直線１０４）に関して互いに対称（あるいはほぼ対称）に配置され、線形側伝送線路３２−２及び非線形側伝送線路３４−２が、直線１０４に関して互いに対称（あるいはほぼ対称）に配置されている。そして、サーキュレータ３６，４６が、直線１０４に関して互いに対称（あるいはほぼ対称）に配置されている。このように、本実施形態では、非線形側伝送線路３４−１，３４−２を含む非線形ルート２８が、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して線形側伝送線路３２−１，３２−２を含む線形ルート２６と対称（あるいはほぼ対称）に配置されている。なお、ここでの直線１０４は、分配器２４と合成器３０とを電気的に接続するための線ではなく、線形側伝送線路３２−１，３２−２、非線形側伝送線路３４−１，３４−２、及びサーキュレータ３６，４６の相対位置関係を規定するための仮想的な直線である。 In the present embodiment, as shown in FIG. 1, the linear-side transmission line 32-1 and the nonlinear-side transmission line 34-1 are straight lines 104 (more specifically, the distributor 24) connecting the distributor 24 and the combiner 30. , The linear transmission line 32-2 and the nonlinear transmission line 34-2 are arranged with respect to the straight line 104. The straight line 104 connecting the signal distribution point in FIG. They are arranged symmetrically (or almost symmetrically). The circulators 36 and 46 are arranged symmetrically (or almost symmetrically) with respect to the straight line 104. As described above, in this embodiment, the nonlinear route 28 including the nonlinear transmission lines 34-1 and 34-2 is connected to the linear transmission lines 32-1 and 32-2 with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30. 2 is arranged symmetrically (or almost symmetrically) with the linear route 26 including 2. Note that the straight line 104 here is not a line for electrically connecting the distributor 24 and the combiner 30, but the linear transmission lines 32-1 and 32-2 and the nonlinear transmission lines 34-1 and 34. -2 and a virtual straight line for defining the relative positional relationship between the circulators 36 and 46.

歪補償増幅器において十分な歪補償効果を得るためには、被補償増幅器１２に入力されるマイクロ波線形信号に対し、歪発生回路４０で発生させた歪成分を逆位相で合成することが望ましい。しかし、線形ルート２６を伝搬するマイクロ波線形信号に歪発生回路４０で発生させた歪成分を合成器３０にて合成する際に、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきや線形ルート２６と非線形ルート２８の温度特性差等によりそれらの位相差にばらつきが生じると、それらの信号を合成器３０にて適切な位相差で（理想的には逆位相で）合成することが困難となる。その結果、歪補償効果の低下を招くことになる。 In order to obtain a sufficient distortion compensation effect in the distortion compensation amplifier, it is desirable to synthesize the distortion component generated by the distortion generation circuit 40 with an antiphase with the microwave linear signal input to the compensated amplifier 12. However, when the distortion component generated by the distortion generation circuit 40 is combined with the microwave linear signal propagating through the linear route 26 by the synthesizer 30, the delay time variation between the linear route 26 and the non-linear route 28 and the linear route 26. When the phase difference varies due to the temperature characteristic difference between the non-linear route 28 and the nonlinear route 28, it becomes difficult to synthesize the signals with an appropriate phase difference (ideally with an opposite phase) by the synthesizer 30. . As a result, the distortion compensation effect is reduced.

これに対して本実施形態では、線形ルート２６に設けられる線形側方向性素子、及び非線形ルート２８に設けられる非線形側方向性素子に、同種の方向性素子（サーキュレータ）を用いることで、サーキュレータ３６，４６における遅延時間のばらつきやサーキュレータ３６，４６の温度特性差を抑えることができる。そのため、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきや線形ルート２６と非線形ルート２８の温度特性差を抑えることができるので、線形ルート２６を伝搬するマイクロ波線形信号に歪発生回路４０で発生させた歪成分を合成器３０にて逆位相で（あるいはほぼ逆位相で）合成することができる。その結果、歪補償効果を向上させることができる。 On the other hand, in the present embodiment, the circulator 36 is used by using the same kind of directional element (circulator) for the linear side directional element provided in the linear route 26 and the nonlinear side directional element provided in the nonlinear route 28. , 46 and variations in temperature characteristics of the circulators 36, 46 can be suppressed. Therefore, variations in delay time between the linear route 26 and the non-linear route 28 and temperature characteristic difference between the linear route 26 and the non-linear route 28 can be suppressed, so that a microwave linear signal propagating through the linear route 26 is generated in the distortion generating circuit 40. The distorted distortion components can be synthesized by the synthesizer 30 in reverse phase (or almost in reverse phase). As a result, the distortion compensation effect can be improved.

さらに、本実施形態では、非線形側伝送線路３４−１，３４−２（非線形ルート２８）が、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して線形側伝送線路３２−１，３２−２（線形ルート２６）と対称（あるいはほぼ対称）に配置されていることで、線形ルート２６と非線形ルート２８の電気長のばらつきを抑えることができる。そのため、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきをさらに抑えることができる。したがって、線形ルート２６を伝搬するマイクロ波線形信号と歪発生回路４０で発生させた歪成分とを合成器３０にて逆相合成する際の位相誤差（逆位相で誤差０）をさらに低減することができ、歪補償効果をさらに向上させることができる。 Furthermore, in this embodiment, the nonlinear transmission lines 34-1 and 34-2 (nonlinear route 28) are connected to the linear transmission lines 32-1 and 32-2 (32-2) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30. By being arranged symmetrically (or almost symmetrically) with the linear route 26), variations in the electrical length of the linear route 26 and the nonlinear route 28 can be suppressed. Therefore, it is possible to further suppress variation in delay time between the linear route 26 and the nonlinear route 28. Therefore, it is possible to further reduce the phase error (error 0 in reverse phase) when the synthesizer 30 combines the microwave linear signal propagating through the linear route 26 and the distortion component generated by the distortion generation circuit 40. And the distortion compensation effect can be further improved.

また、本実施形態の歪発生回路４０では、歪発生用トランジスタ増幅器４８にマイクロ波線形信号を供給して歪成分を発生させることで、歪発生用トランジスタ増幅器４８に供給するマイクロ波線形信号の電力レベルを増大させることができ、歪発生用トランジスタ増幅器４８で発生させる歪成分の電力レベルを増大させることができる。さらに、本実施形態では、通常の増幅器の使用方法とは異なり、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂに逆注入することにより、歪発生用トランジスタ増幅器４８から出力される線形成分の電力レベルを抑えながら、歪発生用トランジスタ増幅器４８から出力される歪成分の電力レベルを増大させることができる。さらに、出力端側整合回路５２はマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している（歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂ側ではマイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンスマッチングが取れている）ため、非線形側伝送線路３４−１から取り出したマイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂに供給する際に、マイクロ波線形信号が反射して非線形側伝送線路３４−２に供給されるのを抑えることができる。このように、本実施形態によれば、非線形側伝送線路３４−２に供給される（歪発生回路４０から出力される）線形成分の電力レベルを抑えることができるとともに、歪発生回路４０から出力される歪成分の電力レベルを増大させることができる。したがって、被補償増幅器１２で発生する歪成分を打ち消すのに十分な電力レベルの歪成分を歪発生回路４０で発生させることができ、歪補償効果をさらに向上させることができる。 Further, in the distortion generation circuit 40 of the present embodiment, the microwave linear signal supplied to the distortion generating transistor amplifier 48 is generated by supplying a microwave linear signal to the distortion generating transistor amplifier 48 to generate a distortion component. The level can be increased, and the power level of the distortion component generated by the distortion generating transistor amplifier 48 can be increased. Furthermore, in the present embodiment, unlike a normal method of using an amplifier, a linear signal output from the distortion generating transistor amplifier 48 is obtained by back-injecting a microwave linear signal into the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48. The power level of the distortion component output from the distortion generating transistor amplifier 48 can be increased while suppressing the power level of the component. Furthermore, since the output end side matching circuit 52 is matched with the carrier frequency of the microwave signal (impedance matching is obtained at the carrier frequency of the microwave signal on the output terminal 48b side of the distortion generating transistor amplifier 48), it is nonlinear. When the microwave linear signal extracted from the side transmission line 34-1 is supplied to the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48, the microwave linear signal is reflected and supplied to the nonlinear side transmission line 34-2. Can be suppressed. As described above, according to the present embodiment, the power level of the linear component (output from the distortion generation circuit 40) supplied to the nonlinear transmission line 34-2 can be suppressed and output from the distortion generation circuit 40. The power level of the distortion component that is generated can be increased. Therefore, a distortion component having a power level sufficient to cancel the distortion component generated in the compensated amplifier 12 can be generated in the distortion generation circuit 40, and the distortion compensation effect can be further improved.

また、本実施形態の歪発生回路４０では、歪発生用トランジスタ増幅器４８にマイクロ波線形信号を供給して歪成分を発生させることで、歪発生用トランジスタ増幅器４８の歪特性（非線形特性）を被補償増幅器１２の歪特性（非線形特性）に近づけることができる。したがって、歪補償効果をさらに向上させることができる。なお、歪発生用トランジスタ増幅器４８の歪特性を被補償増幅器１２の歪特性に一致させるようにより近づけるためには、歪発生用トランジスタ増幅器４８を被補償増幅器１２と同一プロセスで製造し、被補償増幅器１２に対しスケールダウンされた増幅器を歪発生用トランジスタ増幅器４８として用いることが好ましい。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器４８と被補償増幅器１２とで、動作級（Ａ級、ＡＢ級、Ｃ級等）を一致させることが好ましい。 Further, in the distortion generation circuit 40 of this embodiment, the distortion characteristics (nonlinear characteristics) of the distortion generation transistor amplifier 48 are affected by supplying a microwave linear signal to the distortion generation transistor amplifier 48 to generate distortion components. The distortion characteristic (nonlinear characteristic) of the compensation amplifier 12 can be approached. Therefore, the distortion compensation effect can be further improved. In order to bring the distortion characteristics of the distortion generating transistor amplifier 48 closer to the distortion characteristics of the compensated amplifier 12, the distortion generating transistor amplifier 48 is manufactured in the same process as the compensated amplifier 12, and the compensated amplifier An amplifier scaled down to 12 is preferably used as the distortion generating transistor amplifier 48. Furthermore, it is preferable that the operation classes (class A, class AB, class C, etc.) are matched between the transistor amplifier 48 for distortion generation and the compensated amplifier 12.

また、被補償増幅器１２の歪特性は、メモリ効果の影響を受けることがある。ここでのメモリ効果とは、被補償増幅器１２への入力信号の包絡線振幅の影響でバイアスが変動し、被補償増幅器１２の歪特性が時変となる現象である。本実施形態では、歪発生回路４０に歪発生用トランジスタ増幅器４８を利用しているため、被補償増幅器１２と類似のメモリ効果を歪発生用トランジスタ増幅器４８に持たせることが可能となる。より具体的には、歪発生用トランジスタ増幅器４８と被補償増幅器１２とで、バイアス回路のインピーダンス周波数特性を一致させる。メモリ効果が発生すると歪補償効果の低下を招きやすくなるが、本実施形態では、被補償増幅器１２にメモリ効果が生じても十分な歪補償効果を得ることができる。 Further, the distortion characteristics of the compensated amplifier 12 may be affected by the memory effect. The memory effect here is a phenomenon in which the bias varies due to the influence of the envelope amplitude of the input signal to the compensated amplifier 12 and the distortion characteristics of the compensated amplifier 12 become time-varying. In this embodiment, since the distortion generating transistor amplifier 48 is used in the distortion generating circuit 40, the distortion generating transistor amplifier 48 can have a memory effect similar to that of the compensated amplifier 12. More specifically, the impedance frequency characteristics of the bias circuit are matched between the distortion generating transistor amplifier 48 and the compensated amplifier 12. When the memory effect occurs, the distortion compensation effect is likely to be lowered. However, in this embodiment, a sufficient distortion compensation effect can be obtained even if the memory effect occurs in the compensated amplifier 12.

なお、歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂにマイクロ波信号を供給すると、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａからは、歪成分を含むマイクロ波信号が出力される。ただし、入力端子４８ａから出力された歪成分を含むマイクロ波信号は、終端抵抗５４で吸収される。これによって、入力端子４８ａから出力されたマイクロ波信号がグランド５６にて反射して歪発生用トランジスタ増幅器４８で増幅されて非線形側伝送線路３４−２へ供給されるのを抑制することができる。さらに、入力端側整合回路５０はマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している（歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａ側ではマイクロ波信号のキャリア周波数においてインピーダンスマッチングが取れている）ため、入力端子４８ａから出力されたマイクロ波信号を終端抵抗５４で吸収する際に、マイクロ波信号が反射するのを抑えることができる。なお、歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａから出力されるマイクロ波信号の電力レベルについては、歪発生用トランジスタ増幅器４８のＳ₁₂パラメータにより調整可能である。 When a microwave signal is supplied to the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48, a microwave signal including a distortion component is output from the input terminal 48a of the distortion generating transistor amplifier 48. However, the microwave signal including the distortion component output from the input terminal 48 a is absorbed by the termination resistor 54. As a result, it is possible to suppress the microwave signal output from the input terminal 48a from being reflected by the ground 56, amplified by the distortion generating transistor amplifier 48, and supplied to the nonlinear transmission line 34-2. Further, since the input end side matching circuit 50 is matched with the carrier frequency of the microwave signal (impedance matching is obtained at the carrier frequency of the microwave signal on the input terminal 48a side of the distortion generating transistor amplifier 48) When the microwave signal output from the terminal 48a is absorbed by the termination resistor 54, reflection of the microwave signal can be suppressed. The power level of the microwave signal output from the input terminal 48 a of the distortion generating transistor amplifier 48 can be adjusted by the S ₁₂ parameter of the distortion generating transistor amplifier 48.

ここで、本願発明者が行った実験結果を図６に示す。図６は、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器４８の入力端子４８ａに順注入した場合に出力端子４８ｂから取り出される線形信号及び非線形信号（歪成分）のレベルと、マイクロ波線形信号を歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂに逆注入した場合に出力端子４８ｂから取り出される線形信号及び非線形信号（歪成分）のレベルと、を示す。被補償増幅器１２で発生する−３０ｄＢ（−４０ｄＢｃ）の歪成分を補償するためには、歪発生回路４０でほぼ同レベル比の歪成分を発生させることが望ましい。ただし、順注入によりほぼ同レベル比の歪成分を発生させようとすると、線形信号のレベルも増大するため、被補償増幅器１２に入力されるプリディストーション信号の生成が複雑となる。これに対して逆注入によりほぼ同レベル比の歪成分を発生させて出力端子４８ｂから取り出す場合は、図６に示すように、順注入よりも線形信号のレベルを抑圧（４０−２２＝１８ｄＢ）することができるので、プリディストーション信号の生成が容易となる。なお、出力端子４８ｂに逆注入して出力端子４８ｂから取り出すことによる線形信号の抑圧量については、歪発生用トランジスタ増幅器４８のＳ₂₂パラメータにより調整可能である。 Here, FIG. 6 shows a result of an experiment conducted by the present inventor. FIG. 6 shows the level of the linear signal and nonlinear signal (distortion component) extracted from the output terminal 48b when the microwave linear signal is sequentially injected into the input terminal 48a of the distortion generating transistor amplifier 48, and the microwave linear signal is distorted. A level of a linear signal and a nonlinear signal (distortion component) extracted from the output terminal 48b when back injection is performed on the output terminal 48b of the generation transistor amplifier 48 is shown. In order to compensate for a distortion component of −30 dB (−40 dBc) generated in the compensated amplifier 12, it is desirable that the distortion generation circuit 40 generates a distortion component having substantially the same level ratio. However, if a distortion component having substantially the same level ratio is generated by forward injection, the level of the linear signal also increases, and the generation of the predistortion signal input to the compensated amplifier 12 becomes complicated. On the other hand, when a distortion component having substantially the same level ratio is generated by reverse injection and taken out from the output terminal 48b, the level of the linear signal is suppressed (40−22 = 18 dB) rather than forward injection as shown in FIG. Therefore, the predistortion signal can be easily generated. Note that the suppression amount of the linear signal by taking out from the reverse injection to the output terminal 48b to the output terminal 48b, can be adjusted by S ₂₂ parameter of the distortion generation transistor amplifier 48.

次に、本実施形態の他の構成例について説明する。 Next, another configuration example of this embodiment will be described.

本実施形態では、歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂの電圧（ＦＥＴ５８のドレイン〜ソース間電圧）、あるいは歪発生用トランジスタ増幅器４８の出力端子４８ｂの電流（ＦＥＴ５８のドレイン〜ソース間電流）を制御する制御回路を設けることもできる。制御回路により出力端子４８ｂの電圧（ＦＥＴ５８のドレイン電圧）や出力端子４８ｂの電流（ＦＥＴ５８のドレイン電流）を制御することで、歪発生用トランジスタ増幅器４８で発生させる歪成分のレベルを制御することができる。 In the present embodiment, the voltage at the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48 (the voltage between the drain and the source of the FET 58) or the current at the output terminal 48b of the distortion generating transistor amplifier 48 (the current between the drain and the source of the FET 58). A control circuit for controlling can also be provided. By controlling the voltage at the output terminal 48b (drain voltage of the FET 58) and the current at the output terminal 48b (drain current of the FET 58) by the control circuit, the level of the distortion component generated by the distortion generating transistor amplifier 48 can be controlled. it can.

また、図７に示す構成例では、図１に示す構成例と比較して、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子としてサーキュレータ３６，４６の代わりにハイブリッド６６，７６がそれぞれ設けられている。図７は、本実施形態に係る歪補償増幅器が回路基板上に実装されたときの各構成要素の配置（レイアウト）も示している。ハイブリッド６６は、線形側伝送線路３２−１に接続された入力ポート６６ａと、位相調整回路３８に接続された反射ポート６６ｂと、線形側伝送線路３２−２に接続された出力ポート６６ｃと、を有する。そして、ハイブリッド６６は、線形側伝送線路３２−１（入力ポート６６ａ）から位相調整回路３８（反射ポート６６ｂ）へのマイクロ波信号の通過、及び位相調整回路３８（反射ポート６６ｂ）から線形側伝送線路３２−２（出力ポート６６ｃ）へのマイクロ波信号の通過を許容するとともに、位相調整回路３８（反射ポート６６ｂ）を介することなく線形側伝送線路３２−１（入力ポート６６ａ）から線形側伝送線路３２−２（出力ポート６６ｃ）へマイクロ波信号が通過するのを抑える（理想的には遮断する）。また、ハイブリッド７６は、非線形側伝送線路３４−１に接続された入力ポート７６ａと、歪発生回路４０（出力端側整合回路５２）に接続された反射ポート７６ｂと、非線形側伝送線路３４−２に接続された出力ポート７６ｃと、を有する。そして、ハイブリッド７６は、非線形側伝送線路３４−１（入力ポート７６ａ）から歪発生回路４０（反射ポート７６ｂ）へのマイクロ波信号の通過、及び歪発生回路４０（反射ポート７６ｂ）から非線形側伝送線路３４−２（出力ポート７６ｃ）への歪成分の通過を許容するとともに、非線形側伝送線路３４−１（入力ポート７６ａ）から非線形側伝送線路３４−２（出力ポート７６ｃ）へのマイクロ波信号の通過を抑える（理想的には遮断する）。図７に示すように、ハイブリッド６６，７６は、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して互いに対称（あるいはほぼ対称）に配置されている。 Further, in the configuration example shown in FIG. 7, compared to the configuration example shown in FIG. 1, hybrids 66 and 76 are provided instead of the circulators 36 and 46 as linear side directional elements and nonlinear side directional elements, respectively. . FIG. 7 also shows the arrangement (layout) of each component when the distortion compensation amplifier according to this embodiment is mounted on a circuit board. The hybrid 66 includes an input port 66a connected to the linear transmission line 32-1, a reflection port 66b connected to the phase adjustment circuit 38, and an output port 66c connected to the linear transmission line 32-2. Have. The hybrid 66 passes the microwave signal from the linear transmission line 32-1 (input port 66a) to the phase adjustment circuit 38 (reflection port 66b), and transmits linearly from the phase adjustment circuit 38 (reflection port 66b). While allowing the microwave signal to pass to the line 32-2 (output port 66c), linear side transmission from the linear transmission line 32-1 (input port 66a) without passing through the phase adjustment circuit 38 (reflection port 66b). The microwave signal is prevented from passing through the line 32-2 (output port 66c) (ideally cut off). The hybrid 76 includes an input port 76a connected to the nonlinear transmission line 34-1, a reflection port 76b connected to the distortion generation circuit 40 (output end matching circuit 52), and a nonlinear transmission line 34-2. And an output port 76c connected to the. The hybrid 76 passes the microwave signal from the nonlinear transmission line 34-1 (input port 76a) to the distortion generation circuit 40 (reflection port 76b), and transmits from the distortion generation circuit 40 (reflection port 76b) to the nonlinear side. A microwave signal is allowed from the nonlinear transmission line 34-1 (input port 76a) to the nonlinear transmission line 34-2 (output port 76c) while allowing distortion components to pass through the transmission line 34-2 (output port 76c). (Passing ideally). As shown in FIG. 7, the hybrids 66 and 76 are arranged symmetrically (or substantially symmetrically) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30.

図７に示す構成例でも、線形ルート２６に設けられる線形側方向性素子、及び非線形ルート２８に設けられる非線形側方向性素子に、同種の方向性素子（ハイブリッド）を用いている。そのため、ハイブリッド６６，７６における遅延時間のばらつきやハイブリッド６６，７６の温度特性差を抑えることができ、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきや線形ルート２６と非線形ルート２８の温度特性差を抑えることができる。したがって、線形ルート２６を伝搬するマイクロ波線形信号に歪発生回路４０で発生させた歪成分を合成器３０にて逆位相で（あるいはほぼ逆位相で）合成することができ、歪補償効果を向上させることができる。さらに、非線形側伝送線路３４−１，３４−２（非線形ルート２８）が、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して線形側伝送線路３２−１，３２−２（線形ルート２６）と対称（あるいはほぼ対称）に配置されていることで、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきをさらに抑えることができる。 Also in the configuration example shown in FIG. 7, the same kind of directional element (hybrid) is used for the linear side directional element provided in the linear route 26 and the nonlinear side directional element provided in the nonlinear route 28. Therefore, variations in delay time between the hybrids 66 and 76 and temperature characteristic differences between the hybrids 66 and 76 can be suppressed. Variations in delay time between the linear route 26 and the nonlinear route 28 and temperature characteristic differences between the linear route 26 and the nonlinear route 28 can be suppressed. Can be suppressed. Therefore, the distortion component generated by the distortion generation circuit 40 can be synthesized with the microwave linear signal propagating through the linear route 26 in the anti-phase (or almost in anti-phase) by the combiner 30 and the distortion compensation effect is improved. Can be made. Further, the nonlinear transmission lines 34-1 and 34-2 (nonlinear route 28) are connected to the linear transmission lines 32-1 and 32-2 (linear route 26) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30. By arranging them symmetrically (or almost symmetrically), it is possible to further suppress delay time variations in the linear route 26 and the nonlinear route 28.

また、図８に示す構成例では、図１に示す構成例と比較して、線形側方向性素子及び非線形側方向性素子としてサーキュレータ３６，６６の代わりに９０°ハイブリッド８６，９６がそれぞれ設けられている。図８は、本実施形態に係る歪補償増幅器が回路基板上に実装されたときの各構成要素の配置（レイアウト）も示している。９０°ハイブリッド８６は、線形側伝送線路３２−１に接続された入力ポート８６ａと、位相調整回路３８に接続された反射ポート８６ｂ，８６ｃと、線形側伝送線路３２−２に接続された出力ポート８６ｄと、を有する。ここでの位相調整回路３８は、反射ポート８６ｂに接続された可変容量ダイオード３９−１と、反射ポート８６ｃに接続された可変容量ダイオード３９−２と、可変容量ダイオード３９−１とグランド５６との間に設けられたコイル３７−１と、可変容量ダイオード３９−２とグランド５６との間に設けられたコイル３７−２と、を有する。そして、９０°ハイブリッド８６は、線形側伝送線路３２−１（入力ポート８６ａ）から可変容量ダイオード３９−１（反射ポート８６ｂ）へのマイクロ波信号の通過、可変容量ダイオード３９−１（反射ポート８６ｂ）から線形側伝送線路３２−２（出力ポート８６ｄ）へのマイクロ波信号の通過、線形側伝送線路３２−１（入力ポート８６ａ）から可変容量ダイオード３９−２（反射ポート８６ｃ）へのマイクロ波信号の通過、及び可変容量ダイオード３９−２（反射ポート８６ｃ）から線形側伝送線路３２−２（出力ポート８６ｄ）へのマイクロ波信号の通過を許容する。また、９０°ハイブリッド８６は、位相調整回路３８（反射ポート８６ｂ，８６ｃ）を介することなく線形側伝送線路３２−１（入力ポート８６ａ）から線形側伝送線路３２−２（出力ポート８６ｄ）へマイクロ波信号が通過するのを抑える（理想的には遮断する）とともに、反射ポート８６ｂ，８６ｃ間をマイクロ波信号が通過するのを抑える（理想的には遮断する）。線形側伝送線路３２−１から９０°ハイブリッド８６の反射ポート８６ｂ，８６ｃに分配されて供給されたマイクロ波線形信号は、位相調整回路３８で位相が調整されてから、９０°ハイブリッド８６で合成されて線形側伝送線路３２−２に供給される。ここでは可変容量ダイオード３９−１，３９−２の容量を調整することで、線形ルート２６を伝搬するマイクロ波信号の位相を調整することができる。 Further, in the configuration example shown in FIG. 8, 90 ° hybrids 86 and 96 are provided in place of the circulators 36 and 66 as the linear side directional element and the nonlinear side directional element, respectively, as compared with the configuration example shown in FIG. ing. FIG. 8 also shows the arrangement (layout) of each component when the distortion compensation amplifier according to this embodiment is mounted on a circuit board. The 90 ° hybrid 86 includes an input port 86a connected to the linear transmission line 32-1, reflection ports 86b and 86c connected to the phase adjustment circuit 38, and an output port connected to the linear transmission line 32-2. 86d. The phase adjustment circuit 38 here includes a variable capacitance diode 39-1 connected to the reflection port 86b, a variable capacitance diode 39-2 connected to the reflection port 86c, a variable capacitance diode 39-1 and a ground 56. A coil 37-1 provided therebetween, and a coil 37-2 provided between the variable capacitance diode 39-2 and the ground 56. The 90 ° hybrid 86 passes the microwave signal from the linear-side transmission line 32-1 (input port 86a) to the variable capacitance diode 39-1 (reflection port 86b), and the variable capacitance diode 39-1 (reflection port 86b). ) To the linear transmission line 32-2 (output port 86d), and the microwave from the linear transmission line 32-1 (input port 86a) to the variable capacitance diode 39-2 (reflection port 86c). The signal is allowed to pass and the microwave signal is allowed to pass from the variable capacitance diode 39-2 (reflection port 86c) to the linear transmission line 32-2 (output port 86d). Further, the 90 ° hybrid 86 is connected to the linear side transmission line 32-1 (input port 86a) from the linear side transmission line 32-2 (output port 86d) without passing through the phase adjustment circuit 38 (reflection ports 86b and 86c). The wave signal is suppressed (ideally blocked) and the microwave signal is inhibited from passing between the reflection ports 86b and 86c (ideally blocked). The microwave linear signals distributed and supplied from the linear-side transmission line 32-1 to the reflection ports 86b and 86c of the 90 ° hybrid 86 are adjusted in phase by the phase adjustment circuit 38 and then synthesized by the 90 ° hybrid 86. To the linear transmission line 32-2. Here, the phase of the microwave signal propagating through the linear route 26 can be adjusted by adjusting the capacitances of the variable capacitance diodes 39-1 and 39-2.

さらに、図８に示す構成例では、歪発生回路４０は、複数の歪発生用トランジスタ増幅器４８−１，４８−２を備える。歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の入力端子４８−１ａ側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路５０−１が配設され、歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の出力端子４８−１ｂ側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路５２−１が配設されている。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の入力端子４８−１ａ側には、終端抵抗５４−１が配設されている。入力端側整合回路５０−１は、歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の入力端子４８−１ａと終端抵抗５４−１との間に配置されており、歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の入力端子４８−１ａは、入力端側整合回路５０−１及び終端抵抗５４−１を介してグランド５６に接続されている。同様に、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の入力端子４８−２ａ側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している入力端側整合回路５０−２が配設され、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の出力端子４８−２ｂ側にはマイクロ波信号のキャリア周波数に整合している出力端側整合回路５２−２が配設されている。さらに、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の入力端子４８−２ａ側には、終端抵抗５４−２が配設されている。入力端側整合回路５０−２は、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の入力端子４８−２ａと終端抵抗５４−２との間に配置されており、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の入力端子４８−２ａは、入力端側整合回路５０−２及び終端抵抗５４−２を介してグランド５６に接続されている。 Further, in the configuration example shown in FIG. 8, the distortion generation circuit 40 includes a plurality of distortion generation transistor amplifiers 48-1 and 48-2. On the input terminal 48-1a side of the distortion generating transistor amplifier 48-1, an input end side matching circuit 50-1 that matches the carrier frequency of the microwave signal is disposed. On the output terminal 48-1b side, an output end side matching circuit 52-1 that is matched with the carrier frequency of the microwave signal is disposed. Further, a terminating resistor 54-1 is disposed on the input terminal 48-1a side of the distortion generating transistor amplifier 48-1. The input end side matching circuit 50-1 is arranged between the input terminal 48-1a of the distortion generating transistor amplifier 48-1 and the termination resistor 54-1, and is input to the distortion generating transistor amplifier 48-1. 48-1a is connected to the ground 56 through the input end side matching circuit 50-1 and the termination resistor 54-1. Similarly, on the input terminal 48-2a side of the distortion generating transistor amplifier 48-2, an input end side matching circuit 50-2 that matches the carrier frequency of the microwave signal is disposed, and the distortion generating transistor amplifier 48 is provided. The output terminal side matching circuit 52-2 that matches the carrier frequency of the microwave signal is disposed on the -2 output terminal 48-2b side. Further, a terminating resistor 54-2 is disposed on the input terminal 48-2a side of the distortion generating transistor amplifier 48-2. The input terminal side matching circuit 50-2 is disposed between the input terminal 48-2a of the distortion generating transistor amplifier 48-2 and the termination resistor 54-2, and is input to the distortion generating transistor amplifier 48-2. 48-2a is connected to the ground 56 through the input end side matching circuit 50-2 and the termination resistor 54-2.

９０°ハイブリッド９６は、非線形側伝送線路３４−１に接続された入力ポート９６ａと、歪発生回路４０（出力端側整合回路５２−１）に接続された反射ポート９６ｂと、歪発生回路４０（出力端側整合回路５２−２）に接続された反射ポート９６ｃと、非線形側伝送線路３４−２に接続された出力ポート９６ｄと、を有する。そして、９０°ハイブリッド９６は、非線形側伝送線路３４−１（入力ポート９６ａ）から出力端側整合回路５２−１（反射ポート９６ｂ）へのマイクロ波信号の通過、出力端側整合回路５２−１（反射ポート９６ｂ）から非線形側伝送線路３４−２（出力ポート９６ｄ）への歪成分の通過、非線形側伝送線路３４−１（入力ポート９６ａ）から出力端側整合回路５２−２（反射ポート９６ｃ）へのマイクロ波信号の通過、及び出力端側整合回路５２−２（反射ポート９６ｃ）から非線形側伝送線路３４−２（出力ポート９６ｄ）への歪成分の通過を許容する。また、９０°ハイブリッド９６は、非線形側伝送線路３４−１（入力ポート９６ａ）から非線形側伝送線路３４−２（出力ポート９６ｄ）へのマイクロ波信号の通過、及び反射ポート８６ｂ，８６ｃ間のマイクロ波信号の通過を抑える（理想的には遮断する）。図８に示すように、９０°ハイブリッド８６，９６は、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して互いに対称（あるいはほぼ対称）に配置されている。 The 90 ° hybrid 96 includes an input port 96a connected to the nonlinear transmission line 34-1, a reflection port 96b connected to the distortion generating circuit 40 (output end matching circuit 52-1), and a distortion generating circuit 40 ( A reflection port 96c connected to the output end matching circuit 52-2) and an output port 96d connected to the nonlinear transmission line 34-2. The 90 ° hybrid 96 passes the microwave signal from the nonlinear transmission line 34-1 (input port 96a) to the output end matching circuit 52-1 (reflection port 96b), and the output end matching circuit 52-1. The distortion component passes from the (reflection port 96b) to the nonlinear transmission line 34-2 (output port 96d), and the output side matching circuit 52-2 (reflection port 96c) from the nonlinear transmission line 34-1 (input port 96a). ) And the passage of distortion components from the output-end matching circuit 52-2 (reflection port 96c) to the nonlinear transmission line 34-2 (output port 96d). The 90 ° hybrid 96 passes the microwave signal from the nonlinear transmission line 34-1 (input port 96a) to the nonlinear transmission line 34-2 (output port 96d), and the micro between the reflection ports 86b and 86c. Suppress the passage of wave signals (ideally cut off). As shown in FIG. 8, the 90 ° hybrids 86 and 96 are arranged symmetrically (or substantially symmetrically) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30.

ドライバ増幅器２２で増幅され且つ非線形側伝送線路３４−１から取り出されたマイクロ波線形信号は、９０°ハイブリッド９６の反射ポート９６ｂ，９６ｃに分配されて供給され、反射ポート９６ｂに分配されたマイクロ波線形信号が出力端側整合回路５２−１を介して歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の出力端子４８−１ｂに供給（逆注入）され、反射ポート９６ｃに分配されたマイクロ波線形信号が出力端側整合回路５２−２を介して歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の出力端子４８−２ｂに供給（逆注入）される。歪発生用トランジスタ増幅器４８−１は、出力端子４８−１ｂに供給されたマイクロ波線形信号を基に歪成分を発生し、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２は、出力端子４８−２ｂに供給されたマイクロ波線形信号を基に歪成分を発生する。歪発生用トランジスタ増幅器４８−１で発生した歪成分は、歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の出力端子４８−１ｂから出力端側整合回路５２−１を介して９０°ハイブリッド９６の反射ポート９６ｂに供給され、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２で発生した歪成分は、歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の出力端子４８−２ｂから出力端側整合回路５２−２を介して９０°ハイブリッド９６の反射ポート９６ｃに供給される。９０°ハイブリッド９６は、反射ポート９６ｂ，９６ｃに供給された歪成分を合成して非線形側伝送線路３４−２へ供給する。ここでは、歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の出力端子４８−１ｂの電圧、及び歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の出力端子４８−２ｂの電圧を制御することで、非線形側伝送線路３４−２へ供給される歪成分のレベルを制御することができる。また、歪発生用トランジスタ増幅器４８−１の出力端子４８−１ｂの電流、及び歪発生用トランジスタ増幅器４８−２の出力端子４８−２ｂの電流を制御することによっても、非線形側伝送線路３４−２へ供給される歪成分のレベルを制御することができる。 The microwave linear signal amplified by the driver amplifier 22 and taken out from the non-linear transmission line 34-1 is distributed and supplied to the reflection ports 96b and 96c of the 90 ° hybrid 96, and the microwave distributed to the reflection port 96b. The linear signal is supplied (reverse injection) to the output terminal 48-1b of the distortion generating transistor amplifier 48-1 via the output terminal side matching circuit 52-1, and the microwave linear signal distributed to the reflection port 96c is the output terminal. It is supplied (reverse injection) to the output terminal 48-2b of the distortion generating transistor amplifier 48-2 via the side matching circuit 52-2. The distortion generating transistor amplifier 48-1 generates a distortion component based on the microwave linear signal supplied to the output terminal 48-1b, and the distortion generating transistor amplifier 48-2 is supplied to the output terminal 48-2b. A distortion component is generated based on the microwave linear signal. The distortion component generated in the distortion generating transistor amplifier 48-1 is transferred from the output terminal 48-1b of the distortion generating transistor amplifier 48-1 to the reflection port 96b of the 90 ° hybrid 96 via the output end side matching circuit 52-1. The distortion component supplied and generated by the distortion generating transistor amplifier 48-2 is reflected from the output terminal 48-2 b of the distortion generating transistor amplifier 48-2 by the 90 ° hybrid 96 via the output end side matching circuit 52-2. Supplied to port 96c. The 90 ° hybrid 96 synthesizes the distortion components supplied to the reflection ports 96b and 96c and supplies them to the nonlinear transmission line 34-2. Here, the non-linear transmission line 34-2 is controlled by controlling the voltage at the output terminal 48-1b of the distortion generating transistor amplifier 48-1 and the voltage at the output terminal 48-2b of the distortion generating transistor amplifier 48-2. The level of the distortion component supplied to can be controlled. The nonlinear transmission line 34-2 is also controlled by controlling the current at the output terminal 48-1b of the distortion generating transistor amplifier 48-1 and the current at the output terminal 48-2b of the distortion generating transistor amplifier 48-2. The level of the distortion component supplied to can be controlled.

図８に示す構成例でも、線形ルート２６に設けられる線形側方向性素子、及び非線形ルート２８に設けられる非線形側方向性素子に、同種の方向性素子（９０°ハイブリッド）を用いている。そのため、９０°ハイブリッド８６，９６における遅延時間のばらつきや９０°ハイブリッド８６，９６の温度特性差を抑えることができ、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきや線形ルート２６と非線形ルート２８の温度特性差を抑えることができる。その結果、歪補償効果を向上させることができる。さらに、非線形側伝送線路３４−１，３４−２（非線形ルート２８）が、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して線形側伝送線路３２−１，３２−２（線形ルート２６）と対称（あるいはほぼ対称）に配置されていることで、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきをさらに抑えることができる。 Also in the configuration example shown in FIG. 8, the same type of directional element (90 ° hybrid) is used for the linear side directional element provided in the linear route 26 and the nonlinear side directional element provided in the nonlinear route 28. Therefore, it is possible to suppress the delay time variation in the 90 ° hybrids 86 and 96 and the temperature characteristic difference between the 90 ° hybrids 86 and 96, the delay time variation between the linear route 26 and the nonlinear route 28, and the linear route 26 and the nonlinear route 28. Temperature characteristic difference can be suppressed. As a result, the distortion compensation effect can be improved. Further, the nonlinear transmission lines 34-1 and 34-2 (nonlinear route 28) are connected to the linear transmission lines 32-1 and 32-2 (linear route 26) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30. By arranging them symmetrically (or almost symmetrically), it is possible to further suppress delay time variations in the linear route 26 and the nonlinear route 28.

また、図９に示す構成例では、図１に示す構成例と比較して、被補償増幅器１２がサーキュレータ３６と合成器３０との間の線形側伝送線路３２−２に設けられており、ドライバ増幅器７２がサーキュレータ４６と合成器３０との間の非線形側伝送線路３４−２に設けられている。図９は、本実施形態に係る歪補償増幅器が回路基板上に実装されたときの各構成要素の配置（レイアウト）も示している。被補償増幅器１２は線形側伝送線路３２−２を伝搬するマイクロ波線形信号を増幅し、ドライバ増幅器７２は非線形側伝送線路３４−２を伝搬する歪成分を増幅する。図９に示すように、被補償増幅器１２及びドライバ増幅器７２は、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して互いに対称（あるいはほぼ対称）に配置されている。歪補償部１６は、被補償増幅器１２で増幅されたマイクロ波信号（歪成分を含む）と非線形側伝送線路３４−２を伝搬する歪成分（歪発生回路４０で発生しドライバ増幅器７２で増幅された歪成分）とを合成器３０で合成することにより、被補償増幅器１２からの出力信号中に含まれる歪成分が低減するよう歪補償を行うことができる。 In the configuration example shown in FIG. 9, the compensated amplifier 12 is provided in the linear-side transmission line 32-2 between the circulator 36 and the combiner 30 as compared with the configuration example shown in FIG. An amplifier 72 is provided on the nonlinear transmission line 34-2 between the circulator 46 and the combiner 30. FIG. 9 also shows the arrangement (layout) of each component when the distortion compensation amplifier according to this embodiment is mounted on a circuit board. The compensated amplifier 12 amplifies the microwave linear signal that propagates through the linear transmission line 32-2, and the driver amplifier 72 amplifies the distortion component that propagates through the nonlinear transmission line 34-2. As shown in FIG. 9, the compensated amplifier 12 and the driver amplifier 72 are arranged symmetrically (or substantially symmetrically) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30. The distortion compensator 16 includes a microwave signal (including distortion components) amplified by the compensated amplifier 12 and a distortion component (generated by the distortion generation circuit 40 and amplified by the driver amplifier 72) that propagates through the nonlinear transmission line 34-2. The distortion compensation can be performed so that the distortion component included in the output signal from the compensated amplifier 12 is reduced.

また、図１０に示す構成例では、図１に示す構成例と比較して、被補償増幅器１２が分配器２４とサーキュレータ３６との間の線形側伝送線路３２−１に設けられており、ドライバ増幅器７２が分配器２４とサーキュレータ４６との間の非線形側伝送線路３４−１に設けられている。図１０は、本実施形態に係る歪補償増幅器が回路基板上に実装されたときの各構成要素の配置（レイアウト）も示している。被補償増幅器１２は線形側伝送線路３２−１を伝搬するマイクロ波線形信号を増幅し、ドライバ増幅器７２は非線形側伝送線路３４−１を伝搬するマイクロ波線形信号を増幅する。図１０に示すように、被補償増幅器１２及びドライバ増幅器７２は、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して互いに対称（あるいはほぼ対称）に配置されている。歪補償部１６は、被補償増幅器１２で増幅され且つ線形側伝送線路３２−２を伝搬するマイクロ波信号と非線形側伝送線路３４−２を伝搬する歪成分とを合成器３０で合成することにより歪補償を行うことができる。 In the configuration example shown in FIG. 10, the compensated amplifier 12 is provided in the linear transmission line 32-1 between the distributor 24 and the circulator 36 as compared with the configuration example shown in FIG. An amplifier 72 is provided on the nonlinear transmission line 34-1 between the distributor 24 and the circulator 46. FIG. 10 also shows the arrangement (layout) of each component when the distortion compensation amplifier according to the present embodiment is mounted on a circuit board. The compensated amplifier 12 amplifies the microwave linear signal propagating through the linear transmission line 32-1, and the driver amplifier 72 amplifies the microwave linear signal propagating through the nonlinear transmission line 34-1. As shown in FIG. 10, the compensated amplifier 12 and the driver amplifier 72 are arranged symmetrically (or substantially symmetrically) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30. The distortion compensator 16 combines the microwave signal amplified by the compensated amplifier 12 and propagating through the linear transmission line 32-2 and the distortion component propagating through the nonlinear transmission line 34-2 by the combiner 30. Distortion compensation can be performed.

図９，１０に示す構成例でも、線形ルート２６に設けられる線形側方向性素子、及び非線形ルート２８に設けられる非線形側方向性素子に、同種の方向性素子（サーキュレータ）を用いることで、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきや線形ルート２６と非線形ルート２８の温度特性差を抑えることができ、歪補償効果を向上させることができる。さらに、非線形側伝送線路３４−１，３４−２（非線形ルート２８）が、分配器２４と合成器３０とを結ぶ直線１０４に関して線形側伝送線路３２−１，３２−２（線形ルート２６）と対称（あるいはほぼ対称）に配置されていることで、線形ルート２６と非線形ルート２８における遅延時間のばらつきをさらに抑えることができる。このように、本発明をプリディストーション型歪補償増幅器以外の歪補償増幅器に適用することもできる。 9 and 10, linear directional elements provided in the linear route 26 and non-linear side directional elements provided in the non-linear route 28 are linear by using the same type of directional element (circulator). Variations in delay time between the route 26 and the nonlinear route 28 and a difference in temperature characteristics between the linear route 26 and the nonlinear route 28 can be suppressed, and the distortion compensation effect can be improved. Further, the nonlinear transmission lines 34-1 and 34-2 (nonlinear route 28) are connected to the linear transmission lines 32-1 and 32-2 (linear route 26) with respect to the straight line 104 connecting the distributor 24 and the combiner 30. By arranging them symmetrically (or almost symmetrically), it is possible to further suppress delay time variations in the linear route 26 and the nonlinear route 28. Thus, the present invention can also be applied to distortion compensation amplifiers other than predistortion type distortion compensation amplifiers.

なお、図９，１０に示す構成例でも、サーキュレータ３６，４６の代わりに、図７に示す構成例のハイブリッド６６，７６をそれぞれ設けることもできる。また、サーキュレータ３６，４６の代わりに、図８に示す構成例の９０°ハイブリッド８６，９６をそれぞれ設けることもできる。 In the configuration examples shown in FIGS. 9 and 10, hybrids 66 and 76 having the configuration example shown in FIG. 7 can be provided instead of the circulators 36 and 46, respectively. Further, instead of the circulators 36 and 46, 90 ° hybrids 86 and 96 having the configuration example shown in FIG.

以上の実施形態の説明では、歪発生回路４０が歪発生用トランジスタ増幅器４８を利用して歪成分を発生させるものとした。ただし、本実施形態では、歪発生回路４０がダイオードを利用して歪成分を発生させることもできる。なお、ダイオードを利用した歪発生回路の具体的構成例については、例えば特許文献２〜５を参照されたい。 In the above description of the embodiment, it is assumed that the distortion generation circuit 40 generates the distortion component using the distortion generation transistor amplifier 48. However, in this embodiment, the distortion generating circuit 40 can also generate a distortion component using a diode. For a specific configuration example of a distortion generation circuit using a diode, see, for example, Patent Documents 2 to 5.

以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 As mentioned above, although the form for implementing this invention was demonstrated, this invention is not limited to such embodiment at all, and it can implement with a various form in the range which does not deviate from the summary of this invention. Of course.

本発明の実施形態に係る歪補償増幅器の概略構成を示す図である。It is a figure which shows schematic structure of the distortion compensation amplifier which concerns on embodiment of this invention. 位相調整回路の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of a phase adjustment circuit. 位相調整回路の他の構成例を示す図である。It is a figure which shows the other structural example of a phase adjustment circuit. 位相調整回路の他の構成例を示す図である。It is a figure which shows the other structural example of a phase adjustment circuit. 歪発生用トランジスタ増幅器の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the transistor amplifier for distortion generation. 本願発明者が行った実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result which this inventor performed. 本発明の実施形態に係る歪補償増幅器の他の概略構成を示す図である。It is a figure which shows the other schematic structure of the distortion compensation amplifier which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る歪補償増幅器の他の概略構成を示す図である。It is a figure which shows the other schematic structure of the distortion compensation amplifier which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る歪補償増幅器の他の概略構成を示す図である。It is a figure which shows the other schematic structure of the distortion compensation amplifier which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係る歪補償増幅器の他の概略構成を示す図である。It is a figure which shows the other schematic structure of the distortion compensation amplifier which concerns on embodiment of this invention.

Explanation of symbols

１２被補償増幅器、１６歪補償部、２２，７２ドライバ増幅器、２４分配器、２６線形ルート、２８非線形ルート、３０合成器、３２−１，３２−２線形側伝送線路、３４−１，３４−２非線形側伝送線路、３６，４６サーキュレータ、３８位相調整回路、４０歪発生回路、４８歪発生用トランジスタ増幅器、４８ａ入力端子、４８ｂ出力端子、５０入力端側整合回路、５２出力端側整合回路、５４終端抵抗、５６グランド、５８ＦＥＴ、６６，７６ハイブリッド、８６，９６９０°ハイブリッド。 12 Compensated amplifier, 16 Distortion compensation unit, 22, 72 Driver amplifier, 24 Divider, 26 Linear route, 28 Non-linear route, 30 Synthesizer, 32-1, 32-2 Linear side transmission line, 34-1, 34- 2 nonlinear transmission line, 36, 46 circulator, 38 phase adjustment circuit, 40 distortion generation circuit, 48 distortion generation transistor amplifier, 48a input terminal, 48b output terminal, 50 input end matching circuit, 52 output end matching circuit, 54 termination resistor, 56 ground, 58 FET, 66,76 hybrid, 86,96 90 ° hybrid.

Claims

A distortion compensation amplifier comprising: a main amplifier that amplifies a microwave signal; and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so as to reduce distortion contained in an output signal from the main amplifier,
The distortion compensation unit
A distributor for distributing the microwave signal to the first linear side transmission line and the first nonlinear side transmission line;
A phase adjustment circuit for adjusting the phase of the microwave signal;
The microwave signal is allowed to pass from the first linear-side transmission path to the phase adjustment circuit, and the microwave signal is allowed to pass from the phase adjustment circuit to the second linear-side transmission path, and the first without passing through the phase adjustment circuit. A linear side directional element for suppressing a microwave signal from passing from the linear side transmission path to the second linear side transmission path;
A distortion generation circuit that generates distortion by supplying a microwave signal;
The microwave signal is allowed to pass from the first nonlinear side transmission path to the distortion generating circuit, and the distortion is allowed to pass from the distortion generating circuit to the second nonlinear side transmission path, and from the first nonlinear side transmission path to the second nonlinear side. A nonlinear side directional element for suppressing the passage of the microwave signal to the transmission line;
A combiner that performs distortion compensation by combining the microwave signal propagating through the second linear-side transmission path and the distortion propagating through the second nonlinear-side transmission path and outputting the synthesized signal to the main amplifier;
Have
A distortion compensation amplifier using the same kind of directional element for a linear side directional element and a nonlinear side directional element.

A distortion compensation amplifier comprising: a main amplifier that amplifies a microwave signal; and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so as to reduce distortion contained in an output signal from the main amplifier,
The distortion compensation unit
A distributor for distributing the microwave signal to the first linear side transmission line and the first nonlinear side transmission line;
A phase adjustment circuit for adjusting the phase of the microwave signal;
The microwave signal is allowed to pass from the first linear-side transmission path to the phase adjustment circuit, and the microwave signal is allowed to pass from the phase adjustment circuit to the second linear-side transmission path, and the first without passing through the phase adjustment circuit. A linear side directional element for suppressing a microwave signal from passing from the linear side transmission path to the second linear side transmission path;
A distortion generation circuit that generates distortion by supplying a microwave signal;
The microwave signal is allowed to pass from the first nonlinear side transmission path to the distortion generating circuit, and the distortion is allowed to pass from the distortion generating circuit to the second nonlinear side transmission path, and from the first nonlinear side transmission path to the second nonlinear side. A nonlinear side directional element for suppressing the passage of the microwave signal to the transmission line;
A combiner that synthesizes the microwave signal propagating through the second linear-side transmission line and the distortion propagating through the second non-linear transmission line;
Have
The main amplifier amplifies the microwave signal propagating through the second linear side transmission line,
The distortion compensation unit performs distortion compensation by combining the microwave signal amplified by the main amplifier and the distortion propagating through the second nonlinear transmission path by a combiner,
A distortion compensation amplifier using the same kind of directional element for a linear side directional element and a nonlinear side directional element.

A distortion compensation amplifier comprising: a main amplifier that amplifies a microwave signal; and a distortion compensation unit that performs distortion compensation so as to reduce distortion contained in an output signal from the main amplifier,
The distortion compensation unit
A distributor for distributing the microwave signal to the first linear side transmission line and the first nonlinear side transmission line;
A phase adjustment circuit for adjusting the phase of the microwave signal;
The microwave signal is allowed to pass from the first linear-side transmission path to the phase adjustment circuit, and the microwave signal is allowed to pass from the phase adjustment circuit to the second linear-side transmission path, and the first without passing through the phase adjustment circuit. A linear side directional element for suppressing a microwave signal from passing from the linear side transmission path to the second linear side transmission path;
A distortion generation circuit that generates distortion by supplying a microwave signal;
The microwave signal is allowed to pass from the first nonlinear side transmission path to the distortion generating circuit, and the distortion is allowed to pass from the distortion generating circuit to the second nonlinear side transmission path, and from the first nonlinear side transmission path to the second nonlinear side. A nonlinear side directional element for suppressing the passage of the microwave signal to the transmission line;
A combiner that synthesizes the microwave signal propagating through the second linear-side transmission line and the distortion propagating through the second non-linear transmission line;
Have
The main amplifier amplifies the microwave signal propagating through the first linear side transmission line,
The distortion compensator performs distortion compensation by combining a microwave signal amplified by the main amplifier and propagating through the second linear side transmission path and distortion propagating through the second nonlinear side transmission path by a combiner,
A distortion compensation amplifier using the same kind of directional element for a linear side directional element and a nonlinear side directional element.

The distortion compensation amplifier according to any one of claims 1 to 3,
A distortion compensation amplifier, wherein the first and second nonlinear side transmission lines are arranged substantially symmetrically with the first and second linear side transmission lines with respect to a straight line connecting the distributor and the combiner.