JP2008048487A - Ac/dc converter and its driving method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換装置、およびその駆動方法に関するものである。 The present invention relates to an AC / DC converter that converts an AC voltage into a DC voltage, and a driving method thereof.
特許文献1に開示されているACインバータでは、図12に示すように、バッテリ(例えばDC12V)等のDC入力部210の電源端子に接続される電源ライン210aは、チョークコイルやコンデンサよりなるDC入力フィルタ230に接続される。スイッチング回路240は、DC入力部210からの直流電源(DC12V)を例えば55kHzで発振させるためのプッシュプル方式の回路である。DC高電圧整流回路260は、スイッチング回路240の高周波発振によってトランス250の高電圧用コイルに発生した高電圧出力(例えば140V)の波形を平滑化し、DC出力ライン260aよりドライブ回路280へ出力する。ドライブ回路280(交流化回路)は、例えば4個のFETを二つのAC出力ライン280a、280bに対してHブリッジ形に接続してなる周知のもので、対角に位置するFETが所定のデューティ比で交互にオン駆動されることによって、AC出力ライン280a、280bに例えば55Hzの交流電圧を発生させる。
In the AC inverter disclosed in
特許文献1は直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換装置に関する技術であり、交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換装置に関する技術ではない。AC出力部から交流電圧を入力し、DC入力部210に直流電圧を出力する回路動作については何ら記載がない。
ここで、スイッチング回路240やドライブ回路280に備えられているFETが逆並列ダイオードを有する素子であり、DC高電圧整流回路260がスイッチング素子で構成されているとすれば、スイッチング回路240やドライブ回路280を整流回路としDC高電圧整流回路260をスイッチング回路として制御すれば、AC出力部からDC入力部210に向かって交流直流変換装置を構成することは可能ではある。しかしながらこの場合、回路構成が複雑になり部品点数も多くなってしまう。スイッチング損失等の回路動作における損失が大きくなってしまうおそれがあり十分な電力変換効率を得ることができない場合があり問題である。また、構成部品が多いため回路実装面積の増大や、部品コスト、製造コストの増大を招来するおそれがあり問題である。
Here, if the FET provided in the
本発明は前記背景技術に鑑みなされたものであり、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の交流電圧を所望の直流電圧に直接変換する新規な回路方式を提案するものである。 The present invention has been made in view of the above-described background art, and proposes a novel circuit system that directly converts an input AC voltage into a desired DC voltage while DC-insulating the input and the output.
前記目的を達成するために、請求項1に係る交流直流変換装置は、交流電圧が入力される一対の交流入力端と、直流電圧が出力される一対の直流出力端と、交流入力回路と、整流回路と、第1スイッチと、第2スイッチとを有し、交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、交流入力回路入力端から交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、整流回路入力端に接続されたトランスと、トランスと整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、交流入力端と交流入力回路入力端とが接続され、交流入力回路出力端と整流回路入力端とが第1スイッチを介して接続され、整流回路出力端と直流出力端とが接続され、交流入力回路出力端の間に第2スイッチが接続されることを特徴とする。
In order to achieve the object, an AC / DC converter according to
請求項1の交流直流変換装置では、交流入力端から入力される交流電圧は、第2スイッチの導通により、一対の交流入力回路入力端を介して交流入力回路に入力され、交流入力回路において交流電圧の極性に応じた極性を有する電磁エネルギーがインダクタンス素子に蓄積される。その後、第1スイッチの導通と第2スイッチの非導通とにより、インダクタンス素子に蓄積されている電磁エネルギーは、一対の交流入力回路出力端から一対の整流回路入力端を介して整流回路に供給される。整流回路では、トランスにより直流的に絶縁され、整流部により直流電圧に変換されて、整流回路出力端を介して直流出力端に直流電圧を出力する。
In the AC / DC converter according to
このように、請求項1の交流直流変換装置は、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の交流電圧を所望の直流電圧に直接変換することができる。
Thus, the AC / DC converter according to
また、請求項2に係る交流直流変換装置は、請求項1に記載の交流直流変換装置において、第1スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を2つ備え、一対の交流入力回路出力端の一方と一対の整流回路入力端の一方との間にスイッチング素子の1つが、エミッタまたはソースが前記一方の交流入力回路出力端に接続されるように介在し、一対の交流入力回路出力端の他方と一対の整流回路入力端の他方との間にスイッチング素子の他の1つが、エミッタまたはソースが他方の交流入力回路出力端に接続されるように介在することを特徴とする。
The AC / DC converter according to
請求項2の交流直流変換装置では、第1スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、交流入力回路出力端に現れる電圧の極性によらず、交流入力回路出力端と整流回路入力端との間を非導通とすることができる。
In the AC / DC converter according to
また、請求項3に係る交流直流変換装置は、請求項2に記載の交流直流変換装置において、第2スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を2つ備え、第2スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが接続されて直列接続されることを特徴とする。
The AC / DC converter according to
請求項3の交流直流変換装置では、第2スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、第2スイッチを非導通とすることができる。 In the AC / DC converter according to the third aspect, even if a semiconductor switching element having an antiparallel diode is used as the second switch, the second switch can be made non-conductive.
また、請求項4に係る交流直流変換装置は、請求項2に記載の交流直流変換装置において、第2スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を2つ備え、第2スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子は、それぞれのコレクタまたはドレインが接続されて直列接続されることを特徴とする。
The AC / DC converter according to claim 4 is the AC / DC converter according to
請求項4の交流直流変換装置でも、第2スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、第2スイッチを非導通とすることができる。 Even in the AC / DC converter according to the fourth aspect, the second switch can be made non-conductive even if a semiconductor switching element having an antiparallel diode is used as the second switch.
また、請求項5に係る交流直流変換装置は、請求項4に記載の交流直流変換装置において、第1スイッチを構成する半導体スイッチング素子の一方のエミッタまたはソースと、エミッタまたはソースに接続される第2スイッチを構成する半導体スイッチング素子のエミッタまたはソースとの接続点と、交流入力回路出力端の一方との間に、電流センス抵抗が介在することを特徴とする。 An AC / DC converter according to claim 5 is the AC / DC converter according to claim 4, wherein one of the semiconductor switching elements constituting the first switch is connected to one emitter or source and the emitter or source. A current sense resistor is interposed between a connection point between the emitter or the source of the semiconductor switching element constituting the two switches and one of the output terminals of the AC input circuit.
これにより、交流入力回路出力端に流れる電流を検出することができる。交流入力回路出力端には、第1スイッチの導通により流れる電流、および第2スイッチの導通により流れる電流の、いずれの電流も流れるので、電流を常時検出することができる。 Thereby, the electric current which flows into an alternating current input circuit output terminal can be detected. Since both the current that flows due to the conduction of the first switch and the current that flows due to the conduction of the second switch flow at the output terminal of the AC input circuit, the current can be detected at all times.
また、請求項6に係る交流直流変換装置は、請求項1に記載の交流直流変換装置において、第1スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を2つ備えると共に、第1スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続され、一対の交流入力回路出力端の一方と一対の整流回路入力端の一方との間に第1スイッチが介在し、一対の交流入力回路出力端の他方と一対の整流回路入力端の他方は直接接続され、第2スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を2つ備えると共に、第2スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする。
An AC / DC converter according to claim 6 is the AC / DC converter according to
2つの逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子のそれぞれのエミッタまたはソースが互いに接続され、半導体スイッチング素子が直列接続されて第1スイッチが構成される。第2スイッチについてもエミッタまたはソースが互いに接続され、半導体スイッチング素子が直列接続されている。このため、半導体スイッチング素子を導通制御する基準電位が共通となって、第1スイッチ、第2スイッチのそれぞれについて、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。 The emitters or sources of the semiconductor switching elements having two anti-parallel diodes are connected to each other, and the semiconductor switching elements are connected in series to form a first switch. The emitters or sources of the second switch are also connected to each other, and the semiconductor switching elements are connected in series. For this reason, the reference potential for controlling the conduction of the semiconductor switching elements is common, and a common drive power supply can be used for each of the first switch and the second switch. It is possible to simplify conduction control and drive power supply.
また、請求項7に係る交流直流変換装置は、請求項3または請求項6に記載の交流直流変換装置において、第2スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子の互いに接続されたエミッタまたはソースが接地電位に接続されていることを特徴とする。
The AC / DC converter according to claim 7 is the AC / DC converter according to
また、請求項8に係る交流直流変換装置は、請求項1に記載の交流直流変換装置であって、整流部は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を備え、該逆並列ダイオードがセンタータップ型整流回路、または、ブリッジ型全波整流回路のいずれかを構成することを特徴とする。
An AC / DC converter according to
これにより、半導体スイッチング素子をスイッチング制御することで、直流出力端から直流電圧が入力される場合に直流電圧を両極性の電圧に変換してトランスに入力することができる。したがって、交流直流変換装置を直流交流変換装置として使用することもできる。 Thus, by switching control of the semiconductor switching element, when a DC voltage is input from the DC output terminal, the DC voltage can be converted into a bipolar voltage and input to the transformer. Therefore, the AC / DC converter can be used as a DC / AC converter.
また、請求項9に係る交流直流変換装置は、インダクタンス素子を備え交流電圧が印加される交流入力回路と、両極性の電圧を直流的に絶縁し直流電圧に変換する整流回路と、整流回路と交流入力回路との間に設けられ、電流を断続させる第1スイッチと、交流入力回路の第1スイッチ側を短絡および開放する第2スイッチとを有することを特徴とする。 An AC / DC converter according to claim 9 is provided with an AC input circuit having an inductance element to which an AC voltage is applied, a rectifier circuit that insulates a bipolar voltage into a DC voltage, and a rectifier circuit. It has between the alternating current input circuit, It has the 1st switch which interrupts an electric current, and the 2nd switch which short-circuits and open | releases the 1st switch side of an alternating current input circuit, It is characterized by the above-mentioned.
請求項9の交流直流変換装置では、第1スイッチを非導通にすると共に第2スイッチを導通して、インダクタンス素子を備え交流電圧が印加される交流入力回路の第1スイッチ側を短絡することに応じてインダクタンス素子に交流電圧に応じた電磁エネルギーを蓄積する。その後、第2スイッチを非導通にすると共に第1スイッチを導通して、インダクタンス素子に蓄積された電磁エネルギーを整流回路に放出する。整流回路では交流電圧を直流的に絶縁し、整流して直流電圧を出力する。 In the AC / DC converter according to claim 9, the first switch is turned off and the second switch is turned on to short-circuit the first switch side of the AC input circuit having an inductance element to which an AC voltage is applied. Accordingly, electromagnetic energy corresponding to the AC voltage is stored in the inductance element. Thereafter, the second switch is turned off and the first switch is turned on to release the electromagnetic energy accumulated in the inductance element to the rectifier circuit. In the rectifier circuit, the AC voltage is galvanically isolated and rectified to output the DC voltage.
また、請求項10に係る交流直流変換装置の駆動方法は、交流電圧が入力される一対の交流入力端と、直流電圧が出力される一対の直流出力端と、交流入力回路と、整流回路と、第1スイッチと、第2スイッチとを有し、交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、交流入力回路入力端から交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、整流回路入力端に接続されたトランスと、トランスと整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、交流入力端と交流入力回路入力端とが接続され、交流入力回路出力端と整流回路入力端とが第1スイッチを介して接続され、整流回路出力端と直流出力端とが接続され、交流入力回路出力端の間に第2スイッチが接続される交流直流変換装置において交流電圧を変換して直流電圧を出力する駆動方法であって、第1スイッチと第2スイッチとは、共に導通状態にある期間を経て交互に導通されることを特徴とする。 According to a tenth aspect of the present invention, there is provided a driving method for an AC / DC converter including a pair of AC input terminals to which an AC voltage is input, a pair of DC output terminals to which a DC voltage is output, an AC input circuit, and a rectifier circuit. The AC input circuit has a pair of AC input circuit input ends, a pair of AC input circuit output ends, and an AC input circuit input end to an AC input circuit output end. And a rectifier circuit having a pair of rectifier circuit input terminals, a pair of rectifier circuit output terminals, a transformer connected to the rectifier circuit input terminal, a transformer and a rectifier circuit output. A rectification unit provided between the AC input terminal and the AC input circuit input terminal, the AC input circuit output terminal and the rectifier circuit input terminal connected via the first switch, Circuit output terminal and DC output Are connected to each other and a second switch is connected between the output terminals of the AC input circuit. The driving method converts the AC voltage and outputs the DC voltage in the AC / DC converter, and includes a first switch and a second switch. Are characterized in that they are alternately conducted through a period in which both are in a conducting state.
請求項10の交流直流変換装置の駆動方法では、第1スイッチと第2スイッチとが交互に導通する際、第1スイッチと第2スイッチとが共に導通状態にある期間を有して切り替わる。 In the driving method of the AC / DC converter according to the tenth aspect, when the first switch and the second switch are alternately conducted, the first switch and the second switch are switched with a period in which both are in the conducting state.
これにより、入力の交流電圧を直流電圧に直接変換することができる。また、第1スイッチと第2スイッチとが共に非導通となってしまう期間はなく、インダクタンス素子に流れる電流の経路が常に確保されており、電圧サージが発生することはない。電流経路が形成されずインダクタンス素子に蓄積された電磁エネルギーによるサージ電圧の発生を防止することができる。 Thereby, the input AC voltage can be directly converted into a DC voltage. In addition, there is no period during which the first switch and the second switch are both non-conductive, and the path of the current flowing through the inductance element is always secured, so that a voltage surge does not occur. Generation of a surge voltage due to electromagnetic energy accumulated in the inductance element without forming a current path can be prevented.
また、請求項11に係る交流直流変換装置の駆動方法は、請求項10に記載の交流直流変換装置の駆動方法において、第1および第2スイッチの導通周期に占める第2スイッチが導通する時間割合は、交流電圧における波高値に対して、負の相関を有して制御されることを特徴とする。
An AC / DC converter driving method according to claim 11 is the AC / DC converter driving method according to
つまり、第2スイッチが導通する時間の割合が、交流電圧の波高値(すなわち絶対値)が小さい時ほど長く、波高値が大きい時ほど短くなるように制御する。また、第2スイッチが導通状態ではインダクタンス素子にエネルギーが蓄積され、第2スイッチが非導通状態でかつ第1スイッチが導通状態では交流電圧に加えてインダクタンス素子に蓄積されたエネルギー分だけ昇圧された電圧が整流回路に印加される。
第2スイッチが導通する時間が長いほど、インダクタンス素子にエネルギーを貯める時間が長い。したがってインダクタンス素子に貯まるエネルギーも多いため、昇圧が大きい。一方、第2スイッチが導通する時間が短いほど、インダクタンス素子にエネルギーを貯める時間が短い。したがってインダクタンス素子に貯まるエネルギーも少ないため、昇圧が小さい。
すなわち、交流電圧の波高値が小さい時ほど昇圧が大きく、交流電圧の波高値が大きい時ほど昇圧が小さくなる。このように制御することで整流回路に印加される電圧を制御することができるので、直流出力端に出力する直流電圧の変動を抑制することができる。
That is, the ratio of the time during which the second switch is turned on is controlled to be longer as the peak value (that is, absolute value) of the AC voltage is smaller and shorter as the peak value is larger. Further, when the second switch is in a conductive state, energy is stored in the inductance element, and when the second switch is in a non-conductive state and the first switch is in a conductive state, the voltage is boosted by the energy stored in the inductance element in addition to the AC voltage. A voltage is applied to the rectifier circuit.
The longer the second switch is turned on, the longer the time for storing energy in the inductance element. Therefore, the amount of energy stored in the inductance element is large, and the boosting is large. On the other hand, the shorter the time for which the second switch is conducted, the shorter the time for storing energy in the inductance element. Therefore, since the energy stored in the inductance element is also small, the boosting is small.
That is, the boost is larger as the peak value of the AC voltage is smaller, and the boost is smaller as the peak value of the AC voltage is larger. By controlling in this way, the voltage applied to the rectifier circuit can be controlled, so that fluctuations in the DC voltage output to the DC output terminal can be suppressed.
また、請求項12に係る交流直流変換装置の駆動方法は、請求項10に記載の交流直流変換装置の駆動方法において、第2スイッチの導通状態下で、第1スイッチを導通するステップ(ステップ1)、第1スイッチの導通状態下で、第2スイッチを非導通とするステップ(ステップ2)、第1スイッチの導通状態下で、第2スイッチを導通するステップ(ステップ3)、第2スイッチの導通状態下で、第1スイッチを非導通とするステップ(ステップ4)とを有し、(ステップ1)から(ステップ4)を繰り返すことを特徴とする。 A method for driving an AC / DC converter according to a twelfth aspect is the method for driving an AC / DC converter according to the tenth aspect, wherein the first switch is turned on when the second switch is turned on (step 1). ), The step of turning off the second switch when the first switch is on (step 2), the step of turning on the second switch while the first switch is on (step 3), A step (step 4) of turning off the first switch in a conductive state, and repeating (step 1) to (step 4).
第1スイッチを導通(ステップ1)した後、第2スイッチを非導通とし(ステップ2)、第2スイッチの導通状態の下で、第1スイッチを非導通とする(ステップ4)という動作を交互に繰り返すことにより、インダクタンス素子に蓄積される交流電圧の電磁エネルギーが直流電圧として出力される。 After the first switch is turned on (step 1), the second switch is turned off (step 2), and the first switch is turned off (step 4) under the conductive state of the second switch. By repeating the above, the electromagnetic energy of the AC voltage accumulated in the inductance element is output as a DC voltage.
また、第2スイッチを非導通とする前に第1スイッチが導通とされ(ステップ1)、第1スイッチを非導通とする前に第2スイッチが導通とされるので(ステップ3)、交流入力回路のインダクタンス素子に流れる電流の経路が常に確保されており、電圧サージが発生することはない。 Also, the first switch is turned on before the second switch is turned off (step 1), and the second switch is turned on before the first switch is turned off (step 3). A path for the current flowing through the inductance element of the circuit is always secured, and no voltage surge is generated.
本発明によれば、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の交流電圧を所望の直流電圧に直接変換することができる。 According to the present invention, an input AC voltage can be directly converted into a desired DC voltage while the input and the output are galvanically isolated.
以下、本発明の直流交流変換装置について具体化した実施形態を図1乃至図12に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments of a DC / AC converter according to the present invention will be described below in detail with reference to FIGS.
本発明の原理を説明する図1の交流直流変換装置では、一対の交流入力端20から交流電圧V2が入力され、一対の直流出力端10から直流電圧V1が出力される。交流入力端20は、交流入力回路4の一対の交流入力回路入力端42に接続されている。交流入力回路4の交流入力回路出力端41の一方は第1スイッチ2を介して、交流入力回路4の交流入力回路出力端41の他方は直接に、整流回路1の一対の整流回路入力端32に接続されている。また、交流入力回路出力端41の端子間は第2スイッチ3で接続されている。整流回路1の一対の整流回路出力端31は、一対の直流出力端10に接続されている。
In the AC / DC converter of FIG. 1 illustrating the principle of the present invention, an AC voltage V2 is input from a pair of
交流入力回路4は交流入力回路入力端42から交流入力回路出力端41に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子としてのコイルLを有して構成されている。
The AC input circuit 4 has a coil L as at least one inductance element provided in a path from the AC input
図示は省略するが、整流回路1は、整流回路入力端32に接続されたトランスと、トランスと整流回路出力端31との間に設けられた整流部を有している。したがって、整流回路入力端32と整流回路出力端31とが直流的に絶縁されており、整流回路入力端32に印加された交流電圧V2の極性に応じた極性を有する電圧を、直流電圧V1に変換して整流回路出力端31に出力する。
Although illustration is omitted, the
整流回路入力端32に印加される電圧は交流電圧V2によって極性が変化し、第1スイッチ2と第2スイッチ3の動作によって電圧が変化する。なお、第1スイッチ2、第2スイッチ3の動作周波数は、交流電圧V2の周波数に比べて十分高い周波数で動作される。
第1スイッチ2と第2スイッチ3とは、共に導通状態にある期間を経て交互に導通される。第2スイッチ3が導通状態では交流入力回路出力端41が短絡され、交流入力回路4内の電流が流れる経路が確保される。このときコイルLにエネルギーが蓄積される。
第2スイッチ3が非導通状態でかつ第1スイッチ2が導通状態では交流電圧V2に加えてコイルLに蓄積されたエネルギー分だけ昇圧された電圧が第1スイッチ2を介して整流回路入力端32に印加される。
第1スイッチ2と第2スイッチ3とは少なくともいずれか一方が導通状態であるので、コイルLを流れる電流の経路が確保され、電圧サージが発生することがない。また、交流電圧V2の極性が反転すると、電流の向きが逆になり整流回路入力端32に印加される電圧も反転するが、整流回路1の整流部により整流されるので交流電圧V2の極性に関わらず直流出力端10には直流電圧が出力される。
また、第1スイッチ2および第2スイッチ3の導通周期に占める第2スイッチ3が導通する時間割合を制御すると、コイルLに蓄積されるエネルギー量が制御できる。ここで、コイルLに蓄積されるエネルギーは、上述のとおり、第2スイッチ3を非導通状態とし第1スイッチ2を導通状態とした場合の昇圧に用いられる。したがって、第2スイッチ3を非導通状態としかつ第1スイッチ2を導通状態とする時の交流電圧V2の電圧値を考慮すれば、整流回路入力端32に印加される電圧(交流電圧V2に加えてコイルLに蓄積されたエネルギー分だけ昇圧された電圧)を制御することができるので、直流出力端10に出力する直流電圧V1の電圧の大きさを制御できる。
したがって、交流電圧V2の極性に関わらず、所望の電圧値を有する直流電圧V1が得られる。
The polarity of the voltage applied to the rectifier
The
When the
Since at least one of the
Further, by controlling the time ratio during which the
Therefore, a DC voltage V1 having a desired voltage value can be obtained regardless of the polarity of the AC voltage V2.
図2の回路図は実施形態の交流直流変換装置である。整流回路1は、1次側の巻線の両端に整流回路入力端としての一対の端子を備え2次側の巻線に中間タップを含めた3端子を備えたトランスTRと、エミッタ端子が共通に接続され、コレクタ端子が2次側巻線の中間タップを除いた両端の端子にそれぞれ接続されたIGBT素子T1、T2とを備えている。IGBT素子T1、T2のエミッタ端子とトランスTRの中間タップとの間に、平滑コンデンサC0が接続され、IGBT素子T1、T2のエミッタ端子を負側として直流電圧V1が出力される。この場合、IGBT素子T1、T2は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であり、逆並列ダイオードが整流素子として機能する。逆並列ダイオードとIGBT素子T1、T2とトランスTRの2次側の接続により整流部を構成し、センタータップ型整流回路を形成している。
The circuit diagram of FIG. 2 is the AC / DC converter according to the embodiment. The
トランスTRの1次側巻線の一対の端子には、それぞれIGBT素子T5、T6のコレクタ端子が接続されている。IGBT素子T5、T6のエミッタ端子は、交流入力回路4のコイルL1、L2の一端にそれぞれ接続されている。IGBT素子T5、T6で第1スイッチ2を構成している。これにより、第1スイッチ2として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるIGBT素子T5、T6を用いても、交流入力回路出力端に現れる電圧の極性によらず、交流入力回路出力端と整流回路入力端との間を非導通とすることができる。
The collector terminals of IGBT elements T5 and T6 are connected to the pair of terminals of the primary side winding of the transformer TR, respectively. The emitter terminals of the IGBT elements T5 and T6 are connected to one ends of the coils L1 and L2 of the AC input circuit 4, respectively. The IGBT element T5, T6 constitutes the
また、IGBT素子T5のエミッタ端子とコイルL1の一端との接続経路にはIGBT素子T7のエミッタ端子が接続され、IGBT素子T6のエミッタ端子とコイルL2の一端との接続経路にはIGBT素子T8のエミッタ端子が接続されている。IGBT素子T7、T8は、それぞれのコレクタ端子が互いに接続されて直列接続されている。IGBT素子T7、T8で第2スイッチ3を構成している。これにより、第2スイッチ3として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるIGBT素子T7、T8を用いても、第2スイッチ3を非導通とすることができる。
Further, the emitter terminal of the IGBT element T7 is connected to the connection path between the emitter terminal of the IGBT element T5 and one end of the coil L1, and the connection path between the emitter terminal of the IGBT element T6 and one end of the coil L2 is connected to the end of the IGBT element T8. The emitter terminal is connected. The IGBT elements T7 and T8 are connected in series with their collector terminals connected to each other. The IGBT element T7, T8 constitutes the
ここで、各IGBT素子T1、T2、T5〜T8は、逆並列ダイオードを備えている。なお、IGBT素子T5〜T8は、請求項の半導体スイッチング素子に相当する。交流入力回路4はコイルL1、L2の一端が、一対の交流入力回路出力端である。また、コイルL1、L2の他端は一対の交流入力回路入力端である。平滑コンデンサC1はコイルL1、L2の他端の間に接続されている。 Here, each IGBT element T1, T2, T5-T8 is provided with the antiparallel diode. The IGBT elements T5 to T8 correspond to the semiconductor switching elements in the claims. In the AC input circuit 4, one ends of the coils L1 and L2 are a pair of AC input circuit output ends. The other ends of the coils L1 and L2 are a pair of AC input circuit input ends. The smoothing capacitor C1 is connected between the other ends of the coils L1 and L2.
以下、図3乃至図7において、実施形態の交流直流変換装置(図2)の駆動方法を段階ごとに示す。 Hereinafter, in FIG. 3 to FIG. 7, the driving method of the AC / DC converter of the embodiment (FIG. 2) is shown step by step.
図3の動作状態(1)において、IGBT素子T7、T8が導通状態にある場合、交流電圧V2に応じたコイル電流ILが流れ、コイルL1、L2に電磁エネルギーが蓄積されていく。交流電圧V2に応じて、コイル電流ILの向きが変わる。図3の動作状態(1)では交流電圧V2はコイルL1側が高電位である場合を示している。コイル電流ILは、コイルL1、IGBT素子T7の逆並列ダイオード、IGBT素子T8を介してコイルL2に至る経路で流れる。 In the operation state (1) of FIG. 3, when the IGBT elements T7 and T8 are in a conductive state, a coil current IL corresponding to the AC voltage V2 flows, and electromagnetic energy is accumulated in the coils L1 and L2. The direction of the coil current IL changes according to the AC voltage V2. In the operation state (1) of FIG. 3, the AC voltage V2 indicates a case where the coil L1 side is at a high potential. The coil current IL flows through a path that reaches the coil L2 via the coil L1, the antiparallel diode of the IGBT element T7, and the IGBT element T8.
次に図4の動作状態(2)に移行する。IGBT素子T7、T8が導通状態に維持されたままで、IGBT素子T5、T6が導通する。コイル電流ILは、図3の動作状態(1)から継続して流れ続ける。 Next, the operation state (2) in FIG. 4 is entered. The IGBT elements T5 and T6 are conducted while the IGBT elements T7 and T8 are maintained in the conducting state. The coil current IL continues to flow from the operation state (1) in FIG.
この場合、IGBT素子T7、T8が導通状態に維持されているため、IGBT素子T5、T6には電流は流れない。 In this case, no current flows through the IGBT elements T5 and T6 because the IGBT elements T7 and T8 are maintained in the conductive state.
次に図5の動作状態(3)に移行する。IGBT素子T5、T6が導通状態に維持されたままで、IGBT素子T7、T8が非導通とされる。コイルL1、L2から流れるコイル電流ILは、コイルL1から、IGBT素子T5の逆並列ダイオード、トランスTRの1次側巻線(図5においてトランスTRの左側の巻線)、IGBT素子T6を介してコイルL2に至る経路で流れる。ここでIGBT素子T5、T6は図4の動作状態(2)において既に導通状態にあるので、ターンオン損失は発生しない。この電流によりトランスTRが励磁され、トランスTRの2次側(図5においてトランスTRの右側)に電圧が発生する。トランスTRの1次側において基準端子から励磁電流が流れ込んでいるため、トランスTRの2次側においては、基準端子の電位が高くなるように電圧が発生する。この電圧により、トランスTRの中間タップから、コンデンサC0、IGBT素子T1の逆並列ダイオードを介してトランスTRの2次側巻線に戻る経路で電流が流れる。図5中トランスTRの2次側の上側の端子には、中間タップに対して正の電圧が発生するが、これによる電流の向きはIGBT素子T2の逆並列ダイオードのカソードからアノードへ流れる向きであるのでIGBT素子T2の経路には電流は流れない。 Next, the operation state (3) in FIG. 5 is entered. The IGBT elements T7 and T8 are made non-conductive while the IGBT elements T5 and T6 are maintained in the conductive state. The coil current IL flowing from the coils L1 and L2 is supplied from the coil L1 through the antiparallel diode of the IGBT element T5, the primary winding of the transformer TR (the winding on the left side of the transformer TR in FIG. 5), and the IGBT element T6. It flows along the route to the coil L2. Here, since the IGBT elements T5 and T6 are already in the conductive state in the operation state (2) of FIG. 4, no turn-on loss occurs. The transformer TR is excited by this current, and a voltage is generated on the secondary side of the transformer TR (the right side of the transformer TR in FIG. 5). Since the exciting current flows from the reference terminal on the primary side of the transformer TR, a voltage is generated on the secondary side of the transformer TR so that the potential of the reference terminal becomes high. This voltage causes a current to flow from the intermediate tap of the transformer TR to the secondary winding of the transformer TR via the capacitor C0 and the antiparallel diode of the IGBT element T1. In FIG. 5, a positive voltage is generated with respect to the intermediate tap at the upper terminal on the secondary side of the transformer TR. The direction of the current due to this is such that the current flows from the cathode to the anode of the antiparallel diode of the IGBT element T2. Therefore, no current flows through the path of the IGBT element T2.
この場合、IGBT素子T7のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変化する前後で端子間電圧は変わらない。IGBT素子T7の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、IGBT素子T7の導通制御に際してはスイッチング損失は発生しない。 In this case, between the collector and emitter terminals of the IGBT element T7, the inter-terminal voltage does not change before and after the change from the conductive state to the non-conductive state. This is because the antiparallel diode of the IGBT element T7 maintains a conductive state. For this reason, no switching loss occurs during the conduction control of the IGBT element T7.
次に図6の動作状態(4)に移行する。IGBT素子T5、T6が導通状態に維持されたままで、IGBT素子T7、T8が導通する。図3、図4の動作状態(1)、(2)の場合と同様に、交流電圧V2に応じたコイル電流ILが、IGBT素子T7、T8を介して流れ、コイルL1、L2に電磁エネルギーが蓄積されていく。図6の動作状態(4)では、交流電圧V2はコイルL1側が高電位である場合を示している。 Next, the operation state (4) in FIG. 6 is entered. The IGBT elements T7 and T8 are conducted while the IGBT elements T5 and T6 are maintained in the conducting state. As in the case of the operating states (1) and (2) in FIGS. 3 and 4, the coil current IL corresponding to the AC voltage V2 flows through the IGBT elements T7 and T8, and electromagnetic energy is applied to the coils L1 and L2. Accumulate. In the operation state (4) in FIG. 6, the AC voltage V2 indicates a case where the coil L1 side is at a high potential.
同時に、トランスTRの励磁電流が1次側に流れる。IGBT素子T6、IGBT素子T8の逆並列ダイオード、IGBT素子T7、およびIGBT素子T5の逆並列ダイオードを介して1次側巻線に戻る経路にトランスTRの励磁電流が流れる。 At the same time, the exciting current of the transformer TR flows to the primary side. An exciting current of the transformer TR flows through a path returning to the primary side winding via the antiparallel diode of the IGBT element T6, the IGBT element T8, the IGBT element T7, and the antiparallel diode of the IGBT element T5.
図6の動作状態(4)では、トランスTRの1次側巻線が短絡されているので、1次側巻線に励磁電流が流れ2次側巻線には流れない。この場合、IGBT素子T7のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、IGBT素子T7が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、IGBT素子T7の導通時にターンオン損失は発生しない。 In the operation state (4) of FIG. 6, since the primary side winding of the transformer TR is short-circuited, an exciting current flows through the primary side winding and does not flow through the secondary side winding. In this case, the voltage between the collector and emitter terminals of the IGBT element T7 does not change before and after the IGBT element T7 changes from the non-conducting state to the conducting state, so that no turn-on loss occurs when the IGBT element T7 is conducting.
次に図7の動作状態(5)に移行する。IGBT素子T7、T8が導通の状態でIGBT素子T5、T6が非導通となる。コイル電流ILは、図6の動作状態(4)から継続して流れ続ける。 Next, the operation state (5) in FIG. 7 is entered. The IGBT elements T5 and T6 are non-conductive while the IGBT elements T7 and T8 are conductive. The coil current IL continues to flow from the operation state (4) in FIG.
同時に、トランスTRの励磁電流が、1次側に代えて2次側に流れる。中間タップから、コンデンサC0、IGBT素子T2の逆並列ダイオードを介して2次側巻線に戻る経路にトランスTRの励磁電流が流れる。 At the same time, the exciting current of the transformer TR flows to the secondary side instead of the primary side. An exciting current of the transformer TR flows from the intermediate tap to a path returning to the secondary winding through the capacitor C0 and the antiparallel diode of the IGBT element T2.
トランスTRがリセットされると、図3の動作状態(1)に戻る。以後、図3乃至図7の動作状態(1)〜(5)を繰り返し、交流電圧V2が直流電圧V1に変換される。
なお、上記の動作状態(1)〜(5)の制御の周波数は、交流電圧V2の周波数より十分高い。したがって、上記では交流電圧V2の極性がコイルL1側が高電位である場合について説明した。交流電圧V2の極性が反転するとトランスTRの1次側の電流の向きが逆になる。しかし、図5の動作状態(3)においてトランスTRの2次側では、トランスTRの中間タップから、コンデンサC0、IGBT素子T2の逆並列ダイオードを介してトランスTRの2次側に戻る経路で電流が流れる。図中トランスTRの2次側の下側の端子には、中間タップに対して正の電圧が発生するが、これによる電流の向きはIGBT素子T1の逆並列ダイオードのカソードからアノードへ流れる向きであるのでIGBT素子T1の経路には電流は流れない。こうして交流電圧V2の極性に関わらず直流電圧に変換できる。
When the transformer TR is reset, the operation state (1) in FIG. 3 is restored. Thereafter, the operation states (1) to (5) in FIGS. 3 to 7 are repeated, and the alternating voltage V2 is converted into the direct voltage V1.
Note that the frequency of control in the above operating states (1) to (5) is sufficiently higher than the frequency of the AC voltage V2. Therefore, the case where the polarity of the AC voltage V2 is high on the coil L1 side has been described above. When the polarity of the AC voltage V2 is reversed, the direction of the current on the primary side of the transformer TR is reversed. However, in the operation state (3) of FIG. 5, on the secondary side of the transformer TR, a current returns from the intermediate tap of the transformer TR to the secondary side of the transformer TR via the capacitor C0 and the antiparallel diode of the IGBT element T2. Flows. In the figure, a positive voltage is generated at the lower terminal of the secondary side of the transformer TR with respect to the intermediate tap. The direction of the current is such that it flows from the cathode to the anode of the antiparallel diode of the IGBT element T1. Therefore, no current flows through the path of the IGBT element T1. Thus, it can be converted to a DC voltage regardless of the polarity of the AC voltage V2.
交流電圧V2の大きさに応じて図3の動作状態(1)と図5の動作状態(3)との動作期間の比を調整することにより、直流電圧V1の値を制御することができる。例えば、IGBT素子T5〜T8の導通制御の1周期におけるIGBT素子T7、T8の導通時間割合を、交流電圧V2の電圧波高値に対して負の相関を有して変化させる。すなわち、交流電圧V2の電圧波高値が大きい時ほどIGBT素子T7、T8の導通時間割合を小さくし、交流電圧V2の電圧波高値が小さい時ほどIGBT素子T7、T8の導通時間割合を大きくする。IGBT素子T7、T8の導通状態ではコイルL1、L2に電磁エネルギーが蓄積され、IGBT素子T7、T8が非導通でかつIGBT素子T5、T6が導通状態で、その蓄積された電磁エネルギーだけ交流電圧V2が昇圧されてトランスTRの1次側に印加される。
すなわち、交流電圧V2の波高値が小さい時ほど昇圧が大きく、交流電圧V2の波高値が大きい時ほど昇圧が小さくなる。このように制御することでトランスTRに印加される電圧を制御することができるので、電圧波高値が時間と共に変化する交流電圧V2に対して、直流電圧V1を略一定の電圧値に維持することができる。
The value of the DC voltage V1 can be controlled by adjusting the ratio of the operation period between the operation state (1) in FIG. 3 and the operation state (3) in FIG. 5 according to the magnitude of the AC voltage V2. For example, the conduction time ratio of the IGBT elements T7 and T8 in one cycle of the conduction control of the IGBT elements T5 to T8 is changed with a negative correlation with the voltage peak value of the AC voltage V2. That is, the larger the voltage peak value of the AC voltage V2, the smaller the conduction time ratio of the IGBT elements T7, T8, and the smaller the voltage peak value of the AC voltage V2, the larger the conduction time ratio of the IGBT elements T7, T8. When the IGBT elements T7 and T8 are in a conductive state, electromagnetic energy is accumulated in the coils L1 and L2, the IGBT elements T7 and T8 are non-conductive and the IGBT elements T5 and T6 are in a conductive state, and the AC voltage V2 is equal to the accumulated electromagnetic energy. Is boosted and applied to the primary side of the transformer TR.
That is, the boost is larger as the peak value of the AC voltage V2 is smaller, and the boost is smaller as the peak value of the AC voltage V2 is larger. Since the voltage applied to the transformer TR can be controlled by controlling in this way, the DC voltage V1 is maintained at a substantially constant voltage value with respect to the AC voltage V2 whose voltage peak value changes with time. Can do.
図4の動作状態(2)と図6の動作状態(4)とは、それぞれ図3の動作状態(1)と図5の動作状態(3)との間の状態遷移を、コイルL1、L2、トランスTRの励磁電流の連続性を保ったまま行なうためのものであり、これらの動作状態の期間は可及的に短くすることが好ましい。 The operation state (2) in FIG. 4 and the operation state (4) in FIG. 6 are the state transitions between the operation state (1) in FIG. 3 and the operation state (3) in FIG. In order to maintain the continuity of the exciting current of the transformer TR, it is preferable to shorten the period of these operating states as much as possible.
また、コイルL1、L2に電磁エネルギーを蓄積するために制御されるIGBT素子T7、T8と、コイルL1、L2に蓄積された電磁エネルギーをトランスTRの2次側に送るために制御されるIGBT素子T5、T6とは、導通期間がオーバーラップしながら交互に導通・非導通が繰り返される。これにより、コイル電流ILの電流経路が常に確保されるので、蓄積エネルギーによるサージ電圧が発生することはない。 Also, IGBT elements T7 and T8 that are controlled to store electromagnetic energy in the coils L1 and L2, and IGBT elements that are controlled to send the electromagnetic energy stored in the coils L1 and L2 to the secondary side of the transformer TR. With T5 and T6, conduction / non-conduction is repeated alternately while the conduction periods overlap. As a result, a current path for the coil current IL is always secured, so that a surge voltage due to stored energy does not occur.
また、交流電圧V2の波高値に対して負の相関を持つようにIGBT素子T7、T8の導通時間割合を制御することにより、交流電圧V2の波高値にコイル電流ILが追従するので、入力される交流電圧V2とコイル電流ILとの位相を合致させることができ、良好な力率を実現することができる。 Further, the coil current IL follows the peak value of the AC voltage V2 by controlling the conduction time ratio of the IGBT elements T7 and T8 so as to have a negative correlation with the peak value of the AC voltage V2. The phase of the AC voltage V2 and the coil current IL can be matched, and a good power factor can be realized.
次に、図2に示した実施形態の交流直流変換装置において、電力の供給を逆転して直流交流変換動作を行なわせる場合の回路ブロック図を図8に示す。図8に示す回路では、整流回路を形成するダイオードは、IGBT素子T1,T2に逆並列に接続されているダイオードであるため、直流交流変換装置としても動作可能である。以下の説明では、交流直流変換動作との対比のため、回路ブロックにおける各部位の呼称は、図2において説明した交流直流変換動作における呼称で統一する。 Next, in the AC / DC converter according to the embodiment shown in FIG. 2, a circuit block diagram in the case where the DC / AC conversion operation is performed by reversing the supply of electric power is shown in FIG. In the circuit shown in FIG. 8, the diode forming the rectifier circuit is a diode connected in reverse parallel to the IGBT elements T1 and T2, and therefore can operate as a DC / AC converter. In the following description, for comparison with the AC / DC conversion operation, the name of each part in the circuit block is unified with the name in the AC / DC conversion operation described in FIG.
整流回路1において、IGBT素子T1、T2のエミッタ端子を負側とし、トランスTR巻線の中間タップを正極として、直流電圧V1が入力される。
In the
以下、直流交流変換動作について説明する。なお、以下の説明はトランスTRの直流電圧V1側を1次側、IGBT素子T5,T6側を2次側とする。 The DC / AC conversion operation will be described below. In the following description, the DC voltage V1 side of the transformer TR is the primary side, and the IGBT elements T5 and T6 side is the secondary side.
動作状態(6):はじめに、第1スイッチであるIGBT素子T5,T6を導通状態とする。 Operation state (6): First, the IGBT elements T5 and T6, which are the first switches, are turned on.
動作状態(7):IGBT素子T5,T6が導通状態のまま、IGBT素子T1(またはIGBT素子T2)を導通状態としてトランスTRに直流電圧V1をトランスTRの1次側に印加する。印加した電圧に応じた電力がIGBT素子T5,T6、コイルL1,L2を介して伝送されて交流入力回路4の出力端子に電圧が発生する。また、このときにコイルL1,L2にエネルギが蓄えられる。
このときIGBT素子T5,T6には、既に導通状態であるので、スイッチング損失は発生しない。
Operation state (7): With the IGBT elements T5 and T6 in the conductive state, the IGBT element T1 (or the IGBT element T2) is in the conductive state, and the DC voltage V1 is applied to the transformer TR on the primary side of the transformer TR. Electric power corresponding to the applied voltage is transmitted through the IGBT elements T5 and T6 and the coils L1 and L2, and a voltage is generated at the output terminal of the AC input circuit 4. At this time, energy is stored in the coils L1 and L2.
At this time, since the IGBT elements T5 and T6 are already conductive, no switching loss occurs.
動作状態(8):次にIGBT素子T5,T6が導通状態のままIGBT素子T1を非導通とする。
トランスTRの励磁電流の連続性により、中間タップ―直流電圧V1の電源―整流ダイオードであるIGBT素子T2の逆並列ダイオード(またはIGBT素子T1の逆並列ダイオード)―トランスTRという経路に電流が流れる。
一方、コイルL1,L2に流れる電流の連続性により、コイルL1,L2、IGBT素子T5,T6、トランスTRの2次側巻線からなる経路に電流が流れ続ける。
Operation state (8): Next, the IGBT element T1 is made non-conductive while the IGBT elements T5 and T6 are kept conductive.
Due to the continuity of the exciting current of the transformer TR, a current flows through a path of an intermediate tap, a power supply of the DC voltage V1, an antiparallel diode of the IGBT element T2 which is a rectifier diode (or an antiparallel diode of the IGBT element T1), and the transformer TR.
On the other hand, due to the continuity of the current flowing through the coils L1 and L2, the current continues to flow through a path including the coils L1 and L2, the IGBT elements T5 and T6, and the secondary winding of the transformer TR.
動作状態(9):次にIGBT素子T5,T6が導通状態のまま第2スイッチであるIGBT素子T7,T8を導通状態とする。
トランスTRの2次側巻線がIGBT素子T7,T8の導通により短絡状態となるので、トランスTRの励磁電流はトランスTR1次側ではなく2次側を流れる。コイルL1,L2を流れる電流も、IGBT素子T5,T6ではなくIGBT素子T7,T8を介して流れる。
Operation state (9): Next, the IGBT elements T7 and T8, which are the second switches, are made conductive while the IGBT elements T5 and T6 are kept conductive.
Since the secondary winding of the transformer TR is short-circuited by the conduction of the IGBT elements T7 and T8, the exciting current of the transformer TR flows not on the primary side of the transformer TR but on the secondary side. The current flowing through the coils L1 and L2 also flows through the IGBT elements T7 and T8 instead of the IGBT elements T5 and T6.
動作状態(10):次にIGBT素子T7,T8が導通状態のままIGBT素子T5,T6を非導通状態とする。
トランスTRの2次側巻線の電流経路がなくなるため、励磁電流は1次側巻線を流れる。コイルL1,L2を流れる電流は引き続きIGBT素子T7,T8を介して流れる。
なお、動作状態(9)から動作状態(10)までの間には、トランスTRは励磁されることがなく、トランスTRはリセットする。
Operation state (10): Next, the IGBT elements T5 and T6 are set in a non-conductive state while the IGBT elements T7 and T8 are in a conductive state.
Since there is no current path for the secondary winding of the transformer TR, the excitation current flows through the primary winding. The current flowing through the coils L1 and L2 continues to flow through the IGBT elements T7 and T8.
Note that the transformer TR is not excited between the operation state (9) and the operation state (10), and the transformer TR is reset.
動作状態(11):次にIGBT素子T7,T8の導通状態のままで、IGBT素子T5,T6を導通状態とする。
励磁電流は無く、コイルL1,L2を流れる電流のみが引き続きIGBT素子T7,T8を介して流れ続ける。
Operation state (11): Next, the IGBT elements T5 and T6 are brought into a conducting state while the IGBT elements T7 and T8 are kept in a conducting state.
There is no exciting current, and only the current flowing through the coils L1, L2 continues to flow through the IGBT elements T7, T8.
動作状態(12):次にIGBT素子T5,T6を導通状態のままで、IGBT素子T7,T8を非導通状態とする。コイルL1,L2を流れる電流はIGBT素子T5,T6とトランスTRの2次側を流れる。これに伴い、トランスTRの1次側にも電圧が発生し、中間タップと直流電圧V1とIGBT素子T2の逆並列ダイオード(またはIGBT素子T1の逆並列ダイオード)からなる経路に電流が流れる。 Operation state (12): Next, the IGBT elements T5 and T6 are kept in a conducting state, and the IGBT elements T7 and T8 are brought into a non-conducting state. The current flowing through the coils L1 and L2 flows through the IGBT elements T5 and T6 and the secondary side of the transformer TR. Along with this, a voltage is also generated on the primary side of the transformer TR, and a current flows through a path composed of the intermediate tap, the DC voltage V1, and the antiparallel diode of the IGBT element T2 (or the antiparallel diode of the IGBT element T1).
以上の動作状態(6)から動作状態(12)を一周期として繰り返す。動作状態(7)の時間と動作状態(10)の時間との比を調整することにより、交流入力回路4の端子に発生する電圧値を調整する。つまり、動作状態(7)の時間が動作状態(10)の時間に比べて長くなると電圧値は上昇し、短くなると電圧値は下降する。なお、動作状態(8)、(9)と動作状態(11)、(12)、(1)は回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持する動作であり、可及的に短くすることが望ましい。 The operation state (6) to the operation state (12) are repeated as one cycle. The voltage value generated at the terminal of the AC input circuit 4 is adjusted by adjusting the ratio between the time of the operating state (7) and the time of the operating state (10). That is, the voltage value increases when the time of the operation state (7) is longer than the time of the operation state (10), and the voltage value decreases when the time is shorter. The operating states (8) and (9) and the operating states (11), (12), and (1) are operations that maintain the continuity of the current flowing through the coils in the circuit, and should be as short as possible. Is desirable.
また、上記動作は動作状態(7)でIGBT素子T1を導通状態として電力をトランスTRの2次側に伝送したが、IGBT素子T1に代えてIGBT素子T2を導通制御すれば、トランスTRの2次側に発生する電圧の極性は逆になり、逆極性の電圧が交流入力回路4の端子に発生する。つまり、IGBT素子T1を導通状態とする周期とIGBT素子T2を導通状態とする周期を切り換え、交流入力回路4の端子に発生する電圧の極性を制御することで交流を発生させることができる。
In the above operation, the IGBT element T1 is turned on in the operation state (7) and power is transmitted to the secondary side of the transformer TR. However, if the IGBT element T2 is controlled to be turned on instead of the IGBT element T1, the
例えば、所望の交流電圧の周波数に合わせてIGBT素子T1を導通状態とする周期とIGBT素子T2を導通状態とする周期を切り換え、所望の交流電圧の周波数より十分高い周波数で各周期を繰り返すように各IGBT素子を動作させれば、所望の電圧波形を持った交流を発生することができる。 For example, according to the frequency of the desired AC voltage, the period for turning on the IGBT element T1 and the period for turning on the IGBT element T2 are switched, and each period is repeated at a frequency sufficiently higher than the frequency of the desired AC voltage. When each IGBT element is operated, an alternating current having a desired voltage waveform can be generated.
また、以上の動作は第1スイッチであるIGBT素子T5,T6と第2スイッチであるIGBT素子T7,T8のうち少なくとも一方が導通状態であるので、コイルL1,L2を流れる電流経路を確保することができ、サージの発生を防止することができる。 In the above operation, since at least one of the IGBT elements T5 and T6 serving as the first switch and the IGBT elements T7 and T8 serving as the second switch are in a conductive state, a current path flowing through the coils L1 and L2 is ensured. It is possible to prevent the occurrence of surge.
また、動作状態(10)と動作状態(11)との間で、動作状態(7)でトランスTRに印加した電圧と逆極性の電圧をIGBT素子T2(またはT1)を導通制御して印加するステップを加えれば、トランスTRを確実にリセットさせることができる。 Further, between the operating state (10) and the operating state (11), a voltage having a polarity opposite to that applied to the transformer TR in the operating state (7) is applied by controlling the IGBT element T2 (or T1). If steps are added, the transformer TR can be surely reset.
以上詳細に説明したとおり、本実施形態に係る交流直流変換装置、およびその駆動方法によれば、交流入力端20から入力される交流電圧V2は、第2スイッチ3の導通により、一対の交流入力回路入力端42を介して交流入力回路4に入力され、交流入力回路4において交流電圧V2の極性に応じた極性を有する電磁エネルギーが蓄積される。その後、第1スイッチ2の導通と第2スイッチ3の非導通とにより、交流入力回路4に蓄積されている電磁エネルギーは、交流電圧V2の極性に応じた極性を有する電圧として一対の交流入力回路出力端41から一対の整流回路入力端32を介して整流回路1に供給され、一対の整流回路出力端31から直流電圧V1が出力される。整流回路1では、整流回路入力端32と整流回路出力端31とが直流的に絶縁ており、整流回路入力端32に印加される交流電圧V2の極性に応じた極性の電圧に関わらず、整流回路出力端31に直流電圧が出力される。入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、第1スイッチ2と第2スイッチ3とを共に導通状態にある期間を経て交互に導通制御することにより、入力の交流電圧V2を所望の直流電圧V1に直接変換することができる。
As described above in detail, according to the AC / DC converter and the driving method thereof according to the present embodiment, the AC voltage V2 input from the
また、逆並列ダイオードを有するIGBT素子T5、T6、およびT7、T8は、それぞれ、電流経路に対して互いに逆方向に接続されて第1スイッチ2、第2スイッチ3が構成されているので、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。
Further, the IGBT elements T5, T6, and T7, T8 having anti-parallel diodes are connected in opposite directions with respect to the current path to form the
また、実施形態の交流直流変換装置(図2)におけるIGBT素子T5、T7およびT6、T8は、互いにエミッタ端子が接続されているので、導通制御の際の基準電位を共通とすることができ、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。 In addition, since the IGBT elements T5, T7, T6, and T8 in the AC / DC converter of the embodiment (FIG. 2) are connected to each other, the reference potential at the time of conduction control can be made common. A common drive power supply can be used. It is possible to simplify conduction control and drive power supply.
また、本実施形態に係る交流直流変換装置に関して、出力端子である直流出力端10から直流電圧V1を入力し、入力端子である交流入力端20から交流電圧V2を出力する駆動方法によれば、交流入力回路入力端42には、交流入力回路出力端41に印加された電圧が交流入力回路4により平滑され出力される。第1スイッチ2であるIGBT素子T5、T6と、第2スイッチ3であるIGBT素子T7、T8との、それぞれが導通状態となる時間の比を調整することによって、交流入力回路入力端42に現れる交流電圧V2の波形や電圧値の大きさを制御できる。また、整流回路入力端32に出力される電圧の極性を変えることにより、交流入力回路入力端42に現れる交流電圧V2の極性を制御できる。入力される直流電圧V1と出力される交流電圧V2とを直流的に絶縁しつつ、直流電圧V1を所望の交流電圧V2に直接変換することができる。
Further, according to the AC / DC converter according to the present embodiment, according to the driving method of inputting the DC voltage V1 from the
また、トランスTRの励磁エネルギーによる電流は、2次側巻線の中間タップから、直流電圧V1の電源、IGBT素子T2の逆並列ダイオードを介して2次側巻線に至る閉回路を流れ、トランスTRの励磁エネルギーが直流電圧V1の電源に回生される。この回生動作が完了しトランスTRの励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスTRがリセットされる。 The current due to the excitation energy of the transformer TR flows through a closed circuit from the intermediate tap of the secondary side winding to the secondary side winding via the power supply of the DC voltage V1 and the antiparallel diode of the IGBT element T2. The excitation energy of TR is regenerated to the power source of DC voltage V1. The transformer TR is reset when the regenerative operation is completed and the current due to the excitation energy of the transformer TR disappears.
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and it goes without saying that various improvements and modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
例えば、本実施形態においては、整流回路1の実施形態として、トランスTRの2次側に中間タップを備えて、IGBT素子T1、T2の逆並列ダイオードで構成されるセンタータップ型整流回路を例示したが、本願はこれに限定されるものではない。図9に示す交流直流変換装置の第1の別例の回路ブロック図では、整流回路1としてIGBT素子T11〜T14の逆並列ダイオードによりブリッジ型全波整流回路が構成される場合である。
For example, in the present embodiment, as an embodiment of the
トランスTRの2次側巻線の一方の端子は、IGBT素子T11のエミッタ端子とIGBT素子T13のコレクタ端子との接続点が接続されており、他方の端子は、IGBT素子T12のエミッタ端子とIGBT素子T14のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、IGBT素子T11およびT12のコレクタ端子は、共通に直流電圧V1の電源の正極に接続されており、IGBT素子T13およびT14のエミッタ端子は、共通に直流電圧V1の電源の負極に接続されている。また各IGBT素子には逆並列ダイオードが接続されている。この逆並列ダイオードにより、ブリッジ型全波整流回路が構成される。また、直流交流変換装置として動作させる場合、IGBT素子T11、T14と、IGBT素子T12、T13とを、交互に導通することにより、トランスTRの2次側巻線に印加される電圧の極性を反転することができる。 One terminal of the secondary winding of the transformer TR is connected to a connection point between the emitter terminal of the IGBT element T11 and the collector terminal of the IGBT element T13, and the other terminal is connected to the emitter terminal of the IGBT element T12 and the IGBT. A connection point with the collector terminal of the element T14 is connected. The collector terminals of IGBT elements T11 and T12 are commonly connected to the positive electrode of the power source of DC voltage V1, and the emitter terminals of IGBT elements T13 and T14 are commonly connected to the negative electrode of the power source of DC voltage V1. Yes. Each IGBT element is connected with an antiparallel diode. This antiparallel diode constitutes a bridge-type full-wave rectifier circuit. When operating as a DC / AC converter, the polarity of the voltage applied to the secondary winding of the transformer TR is inverted by alternately conducting the IGBT elements T11 and T14 and the IGBT elements T12 and T13. can do.
また、第1の別例の交流直流変換装置(図9)におけるIGBT素子T7、T8、および第4の別例の交流直流変換装置(図12)におけるIGBT素子T5、T6は、互いにエミッタ端子が接続されているので、導通制御の際の基準電位を共通とすることができ、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。 Further, the IGBT elements T7 and T8 in the first alternative AC / DC converter (FIG. 9) and the IGBT elements T5 and T6 in the fourth alternative AC / DC converter (FIG. 12) have mutually emitter terminals. Since they are connected, a common reference potential can be used for the conduction control, and a common drive power supply can be used. It is possible to simplify conduction control and drive power supply.
また、整流回路1では、トランスTRの2次側巻線と整流回路出力端子との間に、IGBT素子T1、T2を備えてIGBT素子T1、T2の逆並列ダイオードにより、センタータップ型整流回路を構成する場合について説明した。しかしながら、本発明では、トランスTRの2次側巻線と整流回路出力端子との間には、トランスTRから出力される両極性の電圧を整流する整流回路を備えていればよく、IGBT素子T1、T2、IGBT素子T11〜T14に代えて、これらのIGBT素子が有する逆並列ダイオードと同じ方向にダイオード等の整流素子を備える構成でも同様の作用、効果を奏することは言うまでもない。整流回路としてダイオードや逆並列ダイオードに代えて、半導体スイッチング素子を用いて同期整流動作させても良い。この場合、ダイオードのリカバリ特性等による損失を抑制することができる。
The
また、本実施形態においては、IGBT素子T7、T8のコレクタ端子間が接続されると共に、IGBT素子T5、T7のエミッタ端子間、およびIGBT素子T6、T8のエミッタ端子間が接続されて構成される場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。 In the present embodiment, the collector terminals of the IGBT elements T7 and T8 are connected, and the emitter terminals of the IGBT elements T5 and T7 and the emitter terminals of the IGBT elements T6 and T8 are connected. Although the case has been described, the present invention is not limited to this.
例えば、図9の第1の別例では、図2の実施形態の交流直流変換装置における整流回路1に代えて整流回路1Aを備えている。IGBT素子T1、T2に代えてIGBT素子T11〜T14を備えた構成である。また、第2スイッチ3に代えて第2スイッチ3Aを備えている。IGBT素子T7、T8について、図2の実施形態の交流直流変換装置におけるコレクタ端子間の接続に代えて、エミッタ端子間が接続された構成である。IGBT素子T7、T8に関して、エミッタ端子間が接続される構成とされる。これにより、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。また、逆並列ダイオードが対向しているので、IGBT素子T7、T8を介する経路を非導通とすることができるという特徴は確保されながら、IGBT素子T5、T6と共にフルブリッジ回路と同じ回路構成となる。IGBT素子T5、T6、T7、T8のスイッチング制御に汎用のフルブリッジドライバを使用することができ好都合である。更にこの場合、共通接続されたIGBT素子T7、T8のエミッタ端子を設置電位とすれば好都合である。
For example, the first alternative example of FIG. 9 includes a
また、図10の第2の別例では、図2の実施形態の交流直流変換装置に加えて、IGBT素子T6、T8のエミッタ端子間の接続点を接地電位として、この接続点とコイルL2との間に、電流センス抵抗RSを備える構成である。これにより、コイル電流を常時検出することができる。 Further, in the second alternative example of FIG. 10, in addition to the AC / DC converter of the embodiment of FIG. 2, the connection point between the emitter terminals of the IGBT elements T6 and T8 is a ground potential, and this connection point and the coil L2 In this configuration, a current sense resistor RS is provided. Thereby, a coil current can always be detected.
また、電流センス抵抗RSが備えられている位置がスイッチング制御の際の基準電位であり電位的に固定されるので、動作状態による大きな電位変動はない。したがって、電流センス抵抗RSに流れる電流により検出される微少電圧の検出を容易に行なうことができる。 In addition, since the position where the current sense resistor RS is provided is a reference potential at the time of switching control and is fixed in potential, there is no large potential fluctuation due to the operating state. Therefore, it is possible to easily detect a minute voltage detected by the current flowing through the current sense resistor RS.
また、図11の第3の別例では、図2の実施形態の交流直流変換装置における第1スイッチ2および第2スイッチ3に代えて、第1スイッチ2Aおよび第2スイッチ3Aを備えている。IGBT素子T5、T6に関して、エミッタ端子間が接続されて直列接続され、トランスTRの1次側巻線の一方とコイルL2との間に備えられ、トランスTRの1次側巻線の他方とコイルL1との間は直接接続される構成である。これにより、IGBT素子T5、T6をスイッチング制御する基準電位を互いに接続されたエミッタ端子とすることができ、スイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
In addition, the third alternative example of FIG. 11 includes a
また、IGBT素子T7、T8に関しても、エミッタ端子間が接続される構成とすれば、同様にスイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。 Also, with regard to the IGBT elements T7 and T8, if the emitter terminals are connected, it is possible to share a drive power source for switching control. Switching control and drive power supply can be simplified.
また、互いに接続されるエミッタ端子を接地電位に接続すれば、接地電位を基準電位としてドライブ電源を構成することができる。 If the emitter terminals connected to each other are connected to the ground potential, the drive power supply can be configured with the ground potential as the reference potential.
整流回路1、1Aの整流部としてのIGBT素子T1、T2およびT11〜T14はいずれも逆並列ダイオードを備え、逆並列ダイオードによりセンタータップ型整流回路またはブリッジ型全波整流回路を構成したが、この構成に限らない。ダイオードのみを備え、センタータップ型整流回路またはブリッジ型全波整流回路を構成しても良い。
The IGBT elements T1, T2, and T11 to T14 as rectifiers of the
1 整流回路
2 第1スイッチ
3 第2スイッチ
4 交流入力回路
10 直流出力端
20 交流入力端
31 整流回路出力端
32 整流回路入力端
41 交流入力回路出力端
42 交流入力回路入力端
L1、L2 コイル
T1、T2、T5〜T8 IGBT素子
TR トランス
V1 直流電圧
V2 交流電圧
DESCRIPTION OF
Claims (12)
直流電圧が出力される一対の直流出力端と、
交流入力回路と、
整流回路と、
第1スイッチと、
第2スイッチとを有し、
前記交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、前記交流入力回路入力端から前記交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、
前記整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、前記整流回路入力端に接続されたトランスと、前記トランスと前記整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、
前記交流入力端と前記交流入力回路入力端とが接続され、前記交流入力回路出力端と前記整流回路入力端とが前記第1スイッチを介して接続され、前記整流回路出力端と前記直流出力端とが接続され、前記交流入力回路出力端の間に前記第2スイッチが接続されることを特徴とする交流直流変換装置。 A pair of AC input terminals to which an AC voltage is input;
A pair of DC output terminals from which a DC voltage is output;
AC input circuit,
A rectifier circuit;
A first switch;
A second switch,
The AC input circuit includes a pair of AC input circuit input ends, a pair of AC input circuit output ends, and at least one inductance element provided in a path from the AC input circuit input end to the AC input circuit output end. Have
The rectifier circuit includes a pair of rectifier circuit input ends, a pair of rectifier circuit output ends, a transformer connected to the rectifier circuit input end, and a rectifier provided between the transformer and the rectifier circuit output end. Have
The AC input terminal and the AC input circuit input terminal are connected, the AC input circuit output terminal and the rectifier circuit input terminal are connected via the first switch, the rectifier circuit output terminal and the DC output terminal Are connected, and the second switch is connected between the output terminals of the AC input circuit.
前記一対の交流入力回路出力端の一方と前記一対の整流回路入力端の一方との間に前記スイッチング素子の1つが、エミッタまたはソースが前記一方の交流入力回路出力端に接続されるように介在し、
前記一対の交流入力回路出力端の他方と前記一対の整流回路入力端の他方との間に前記スイッチング素子の他の1つが、エミッタまたはソースが前記他方の交流入力回路出力端に接続されるように介在することを特徴とする請求項1に記載の交流直流変換装置。 The first switch includes two semiconductor switching elements having anti-parallel diodes,
One of the switching elements is interposed between one of the pair of AC input circuit output ends and one of the pair of rectifier circuit input ends so that an emitter or a source is connected to the one AC input circuit output end. And
The other one of the switching elements is connected between the other of the pair of AC input circuit output ends and the other of the pair of rectifier circuit input ends so that an emitter or a source is connected to the other AC input circuit output end. The AC / DC converter according to claim 1, wherein the AC / DC converter is interposed in the AC.
前記第2スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが接続されて直列接続されることを特徴とする請求項2に記載の交流直流変換装置。 The second switch includes two semiconductor switching elements having antiparallel diodes,
The AC / DC converter according to claim 2, wherein the two semiconductor switching elements constituting the second switch are connected in series with their emitters or sources connected to each other.
前記第2スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子は、それぞれのコレクタまたはドレインが接続されて直列接続されることを特徴とする請求項2に記載の交流直流変換装置。 The second switch includes two semiconductor switching elements having antiparallel diodes,
The AC / DC converter according to claim 2, wherein the two semiconductor switching elements constituting the second switch are connected in series with their collectors or drains connected.
前記一対の交流入力回路出力端の一方と前記一対の整流回路入力端の一方との間に前記第1スイッチが介在し、
前記一対の交流入力回路出力端の他方と前記一対の整流回路入力端の他方は直接接続され、
前記第2スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を2つ備えると共に、該第2スイッチを構成する2つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする請求項1に記載の交流直流変換装置。 The first switch includes two semiconductor switching elements having anti-parallel diodes, and the two semiconductor switching elements constituting the first switch are connected in series with their emitters or sources connected to each other,
The first switch is interposed between one of the pair of AC input circuit output ends and one of the pair of rectifier circuit input ends,
The other of the pair of AC input circuit output ends and the other of the pair of rectifier circuit input ends are directly connected,
The second switch includes two semiconductor switching elements having anti-parallel diodes, and the two semiconductor switching elements constituting the second switch are connected in series with their emitters or sources connected to each other. The AC / DC converter according to claim 1, wherein:
両極性の電圧を直流的に絶縁し直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路と前記交流入力回路との間に設けられ、電流を断続させる第1スイッチと、
前記交流入力回路の前記第1スイッチ側を短絡および開放する第2スイッチとを有することを特徴とする交流直流変換装置。 An AC input circuit including an inductance element to which an AC voltage is applied;
A rectifying circuit that galvanically isolates the bipolar voltage and converts it into a DC voltage;
A first switch provided between the rectifier circuit and the alternating current input circuit and configured to interrupt current;
An AC / DC converter having a second switch for short-circuiting and opening the first switch side of the AC input circuit.
直流電圧が出力される一対の直流出力端と、
交流入力回路と、
整流回路と、
第1スイッチと、
第2スイッチとを有し、
前記交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、前記交流入力回路入力端から前記交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、
前記整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、前記整流回路入力端に接続されたトランスと、前記トランスと前記整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、
前記交流入力端と前記交流入力回路入力端とが接続され、前記交流入力回路出力端と前記整流回路入力端とが前記第1スイッチを介して接続され、前記整流回路出力端と前記直流出力端とが接続され、前記交流入力回路出力端の間に前記第2スイッチが接続される交流直流変換装置において前記交流電圧を変換して前記直流電圧を出力する駆動方法であって、
前記第1スイッチと前記第2スイッチとは、共に導通状態にある期間を経て交互に導通されることを特徴とする交流直流変換装置の駆動方法。 A pair of AC input terminals to which an AC voltage is input;
A pair of DC output terminals from which a DC voltage is output;
AC input circuit,
A rectifier circuit;
A first switch;
A second switch,
The AC input circuit includes a pair of AC input circuit input ends, a pair of AC input circuit output ends, and at least one inductance element provided in a path from the AC input circuit input end to the AC input circuit output end. Have
The rectifier circuit includes a pair of rectifier circuit input ends, a pair of rectifier circuit output ends, a transformer connected to the rectifier circuit input end, and a rectifier provided between the transformer and the rectifier circuit output end. Have
The AC input terminal and the AC input circuit input terminal are connected, the AC input circuit output terminal and the rectifier circuit input terminal are connected via the first switch, the rectifier circuit output terminal and the DC output terminal Is connected to the AC input circuit, and the second switch is connected between the output terminals of the AC input circuit, and converts the AC voltage to output the DC voltage.
The method for driving an AC / DC converter, wherein the first switch and the second switch are alternately turned on after a period in which they are both turned on.
ステップ2:前記第1スイッチの導通状態下で、前記第2スイッチを非導通とするステップ、
ステップ3:前記第1スイッチの導通状態下で、前記第2スイッチを導通するステップ、
ステップ4:前記第2スイッチの導通状態下で、前記第1スイッチを非導通とするステップとを有し、
前記ステップ1からステップ4を繰り返すことを特徴とする請求項11に記載の交流直流変換装置の駆動方法。 Step 1: conducting the first switch under the conducting state of the second switch;
Step 2: making the second switch non-conductive under the conductive state of the first switch;
Step 3: conducting the second switch under the conducting state of the first switch;
Step 4: making the first switch non-conductive under the conductive state of the second switch,
The method for driving an AC / DC converter according to claim 11, wherein the steps 1 to 4 are repeated.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
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JP2008048487A true JP2008048487A (en) | 2008-02-28 |
Family
ID=39181680
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006219544A Withdrawn JP2008048487A (en) | 2006-08-11 | 2006-08-11 | Ac/dc converter and its driving method |
Country Status (1)
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2014115618A1 (en) * | 2013-01-22 | 2014-07-31 | 株式会社 村田製作所 | Switching power source device and ac-dc power conversion system |
CN110277924A (en) * | 2019-07-03 | 2019-09-24 | 上海鼎充新能源技术有限公司 | A kind of economical isolated high-voltage DC switching circuit |
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