JP2013176173A - Power-supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブリッジレスで構成した電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device configured without a bridge.
近年、整流部をブリッジレスで簡素に構成した電源装置が普及しつつある。この電源装置は、交流電源から流れる入力電流の高調波（リップル）の抑制機能と力率改善機能とを有しており、高効率で交流電圧から直流電圧へ電力変換を行うことができる。 In recent years, power supply devices in which the rectification unit is simply configured without a bridge are becoming popular. This power supply device has a function of suppressing harmonics (ripple) of an input current flowing from an AC power supply and a power factor improving function, and can perform power conversion from an AC voltage to a DC voltage with high efficiency.
特許文献１には、交流電源と、高速ダイオードおよびスイッチング手段の直列回路が同一方向に複数組並列接続された直並列接続回路と、直並列接続回路の各々の高速ダイオードとスイッチング手段の接続部と交流電源の各ライン間にそれぞれ接続された複数個のリアクトルと、直並列接続回路の並列接続点間に接続され、負荷に並列に接続された平滑コンデンサとを備えたブリッジレスの電源装置の発明が記載されている。特許文献１に記載の電源装置は、交流電圧の半周期に二つのスイッチ素子のどちらか一方がスイッチング動作をしていない。そのため、特許文献１に記載の電源装置は、電力変換回路の利用率が低くなるという問題を有している。
特許文献２や特許文献３には、効率の低下を抑制するため、全波整流後、直流電圧を平滑して出力するインターリーブ方式の力率改善回路を有する電源装置の発明が記載されている。特許文献２や特許文献３に記載の電源装置は、全波整流方式を採用している。そのため、特許文献２や特許文献３に記載の電源装置は、ブリッジレス方式の電源装置に比べ、整流部の損失が大きいという問題を有している。
特許文献４には、インターリーブ動作を行うブリッジレス電源装置の発明が記載されている。特許文献４に記載の発明は、特許文献１、特許文献２および特許文献３の利点を享受することができる。
しかし、特許文献４に記載のブリッジレス電源装置は、交流電源の端子ごとに２個の電力変換回路を要し、合計４個の電力変換回路が必要となる。特許文献４に記載の電源装置は、回路規模が大きくなり、回路基板が大型化し、コストアップとなる。また、電力変換回路の利用率も低くコストパフォーマンスの観点でも課題を有する。
そこで、本発明は、簡易な回路構成でありながら、電源効率を高くすることができる電源装置を提供することを課題とする。
However, the bridgeless power supply device described in
Therefore, an object of the present invention is to provide a power supply apparatus that can increase power supply efficiency while having a simple circuit configuration.
前記した課題を解決するため、本発明の電源装置は、以下のように構成した。
すなわち、請求項１に記載の発明では、交流電流の経路を切り替える電流経路切替部と、前記電流経路切替部から入力される直流電圧を変換する第１の昇圧部および第２の昇圧部と、前記第１の昇圧部の出力端子および前記第２の昇圧部の出力端子とグランドとの間に接続され、電圧を平滑化する平滑部と、前記第１の昇圧部および前記第２の昇圧部をインターリーブ駆動する駆動制御部と、を備えることを特徴とする電源装置とした。
In order to solve the above-described problems, the power supply device of the present invention is configured as follows.
That is, in the first aspect of the present invention, a current path switching unit that switches an AC current path, a first boosting unit and a second boosting unit that convert a DC voltage input from the current path switching unit, A smoothing unit that is connected between the output terminal of the first boosting unit and the output terminal of the second boosting unit and the ground, and smoothes the voltage; the first boosting unit and the second boosting unit And a drive control unit that interleaves the power supply device.
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。 Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
本発明によれば、簡易な回路構成でありながら、電源効率を高くすることができる電源装置を提供することが可能となる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, it becomes possible to provide the power supply device which can make power supply efficiency high, although it is a simple circuit structure.
以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
（第１の実施形態の電源装置１００の構成）
(Configuration of the
図１を参照して、ブリッジレスデュアルコンバータである電源装置１００について説明する。
電源装置１００は、入力フィルタ１と、入力電圧検出部２と、入力電流検出部３と、直流変換部４と、平滑コンデンサＣ１と、出力電圧検出部５と、駆動制御部７とを備えている。直流変換部４は、電流経路切替部４１と、電力変換部４２とを備えている。電源装置１００は、交流電源Ｖａｃから供給された交流電力を直流電力に変換して、負荷６に供給するものである。
A
The
交流電源ＶａｃのＬ側の端子は、入力フィルタ１のＬ側の入力端子に接続されている。交流電源ＶａｃのＮ側の端子は、入力フィルタ１のＮ側の入力端子に接続されている。交流電源Ｖａｃは、Ｌ側の端子とＮ側の端子との間に、交流電圧Ｖａｃを印加して、交流電力を供給するものである。
The L-side terminal of the AC power supply Vac is connected to the L-side input terminal of the
入力フィルタ１のＬ側の出力端子は、入力電圧検出部２のＬ側の入力端子に接続されている。入力フィルタ１のＮ側の出力端子は、入力電圧検出部２のＮ側の入力端子に接続されている。入力フィルタ１は、例えば、ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）フィルタなどに代表されるようなノイズフィルタであり、入力電流に含まれるリップルなどのノイズ成分を抑制するフィルタ回路である。
The output terminal on the L side of the
入力電圧検出部２のセンサ出力端子は、駆動制御部７に接続されている。入力電圧検出部２のＬ側の出力端子は、入力電流検出部３のＬ側の入力端子に接続されている。入力電圧検出部２のＮ側の出力端子は、入力電流検出部３のＮ側の入力端子に接続されている。
A sensor output terminal of the input
入力電圧検出部２は、例えば、Ｌ側の入力端子とＮ側の入力端子との間に印加されている電圧に応じたアナログ電圧信号を、センサ出力端子に印加するものである。入力電圧検出部２は、例えば、Ｌ側の入力端子に印加されている電圧を、抵抗分圧によって、所定の電圧範囲のアナログ信号に変換して、駆動制御部７に出力するものである。
The input
入力電流検出部３のセンサ出力端子は、駆動制御部７に接続されている。入力電流検出部３のＬ側の出力端子は、直流変換部４の電流経路切替部４１のＬ側の入力端子に接続されている。入力電流検出部３のＮ側の出力端子は、直流変換部４の電流経路切替部４１のＮ側の入力端子に接続されている。
The sensor output terminal of the input
入力電流検出部３は、Ｌ側の入力端子からＬ側の出力端子に流れる電流に応じたアナログ信号電圧、または、Ｎ側の出力端子からＮ側の入力端子に流れる電流に応じたアナログ信号電圧を、センサ出力端子に印加するものである。入力電流検出部３は、例えば、Ｎ側の出力端子からＮ側の入力端子またはＬ側の出力端子からＬ側の入力端子に、抵抗またはカレントトランスを配置し、当該抵抗または当該カレントトランスによって検出されたアナログ電圧信号を、駆動制御部７に出力するものである。
The input
電流経路切替部４１の第１の出力端子は、電力変換部４２の第１の入力端子に接続されている。電流経路切替部４１の第２の出力端子は、電力変換部４２の第２の入力端子に接続されている。電流経路切替部４１の直流グランド端子は、電力変換部４２の直流グランド端子に接続されている。
直流変換部４の電流経路切替部４１の電流経路切替信号端子は、駆動制御部７に接続されている。電流経路切替部４１の第１の出力端子と第２の出力端子とは、直流を出力するものである。
The first output terminal of the current
The current path switching signal terminal of the current
電流経路切替部４１は、Ｎ側の出力端子からＮ側の入力端子に流れる交流電流の経路を切り替えて、直流として第１の直流出力端子と第２の直流出力端子とに流すものである。電流経路切替部４１は、入力フィルタ１、入力電圧検出部２、および、入力電流伝出部３を介して入力される交流電圧Ｖａｃを脈流に変換して出力するものである。
The current
直流変換部４の電力変換部４２の直流出力端子は、平滑コンデンサＣ１の一端と出力電圧検出部５の入力端子に接続されている。直流変換部４の電力変換部４２の直流グランド端子は、平滑コンデンサＣ１の他端に接続されている。直流変換部４の電力変換部４２の駆動信号端子は、駆動制御部７に接続されている。
電力変換部４２は、第１の直流出力端子および第２の直流出力端子に入力された直流電圧を昇圧して出力する２個のチョッパ昇圧回路で構成される。
The DC output terminal of the
The
平滑コンデンサＣ１（平滑部）は、電力変換部４２が出力した直流電圧を平滑化するものである。
The smoothing capacitor C1 (smoothing unit) smoothes the DC voltage output from the
出力電圧検出部５の出力端子は、当該電源装置１００のＬ側の出力端子であり、負荷６に接続されている。出力電圧検出部５のセンサ出力端子は、駆動制御部７に接続されている。
出力電圧検出部５は、この電源装置１００が負荷６に印加する電圧を検出してアナログ電圧信号に変換し、センサ出力端子を介して駆動制御部７に出力するものである。
An output terminal of the output
The
負荷６の一端は、電源装置１００の直流出力端子である出力電圧検出部５の出力端子に接続されている。負荷６の他端は、電力変換部４２の直流グランド端子、かつ、電源装置１００の直流グランド端子に接続されている。
負荷６は、電源装置１００から供給された電力によって駆動されるものであり、例えば電動機などであるが、これに限られない。
One end of the
The
駆動制御部７は、電流経路切替部４１に電流経路切替信号Ｓｓを出力して制御し、電力変換部４２に駆動信号Ｓｄ（スイッチングパルス）を出力して駆動および制御することにより、この電源装置１００の出力を制御するものである。
The
電力変換部４２は、２つのブーストコンバータであるブリッジレスのデュアルブーストコンバータで構成されている。駆動制御部７は、大電流出力や高調波抑制への対応のため、この電力変換部４２の２つのブーストコンバータをインターリーブ制御すると共に、交流電源Ｖａｃの周期に応じて電流経路切替部４１で電流経路を切り替えている。これにより、電源装置１００は、電力変換部４２の回路構成を簡素とすることができると共に、回路および回路部品の利用率を向上させることができる。
The
図２を参照して、本実施形態の直流変換部４が備えている電流経路切替部４１と電力変換部４２の構成と動作を説明する。
With reference to FIG. 2, configurations and operations of the current
《電流経路切替部４１の構成》
直流変換部４の電流経路切替部４１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを備えている。図２では、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ９と、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤ１０とを示している。
<< Configuration of Current
The current
電流経路切替部４１のＬ側の入力端子は、スイッチ素子Ｑ１のソース端子である。電流経路切替部４１のＮ側の入力端子は、スイッチ素子Ｑ２のソース端子である。本実施形態に於いて、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子は、ノードＮｄ１０に接続されている。スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子は、ノードＮｄ１１に接続されている。ノードＮｄ１０は、電流経路切替部４１の第１の直流出力端子である。ノードＮｄ１１は、電流経路切替部４１の第２の直流出力端子である。電流経路切替部４１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子とスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子とを電気的に接続する経路を備えている。すなわち、ノードＮｄ１０とノードＮｄ１１とは、導通している。
The input terminal on the L side of the current
電流経路切替部４１は、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から直流出力端子の方向に整流するスイッチ素子Ｑ１（第１の整流手段：第１のスイッチ素子）と、交流電源ＶａｃのＮ側の端子から直流出力端子の方向に整流するスイッチ素子Ｑ２（第２の整流手段：第２のスイッチ素子）と、直流グランド端子から交流電源ＶａｃのＬ側の端子の方向に整流するダイオードＤ３（第３の整流手段：第３の整流素子）と、直流グランド端子から交流電源ＶａｃのＮ側の端子の方向に整流するダイオードＤ４（第４の整流手段：第４の整流素子）とを備えている。
駆動制御部７は、スイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２に、交流電源Ｖａｃの極性に基づいて相補的にオンとオフとを行う電流経路切替信号Ｓｓ１，Ｓｓ２（制御信号）を出力する。
スイッチ素子Ｑ１のゲート端子は、第１の電流経路切替信号端子に接続されており、電流経路切替信号Ｓｓ１が入力される。スイッチ素子Ｑ２のゲート端子は、第２の電流経路切替信号端子に接続されており、電流経路切替信号Ｓｓ２が入力される。
The current
The
The gate terminal of the switch element Q1 is connected to the first current path switching signal terminal, and the current path switching signal Ss1 is input thereto. The gate terminal of the switch element Q2 is connected to the second current path switching signal terminal, and the current path switching signal Ss2 is input thereto.
電流経路切替部４１の直流グランド端子を、ノードＮｄ２とする。当該ノードＮｄ２は、ダイオードＤ３のアノード端子とダイオードＤ４のアノード端子に接続されている。ダイオードＤ３のカソード端子は、電流経路切替部４１のＬ側の入力端子に接続されている。ダイオードＤ４のカソード端子は、電流経路切替部４１のＮ側の入力端子に接続されている。
The DC ground terminal of the current
《電力変換部４２の構成》
直流変換部４の電力変換部４２は、第１の昇圧チョッパ部４２１と、第２の昇圧チョッパ部４２２とを備えている。
<< Configuration of
The
第１の昇圧チョッパ部４２１（第１の昇圧部）は、インダクタＬ１と、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ３と、ダイオードＤ１とを備えている。なお、図２では、スイッチ素子Ｑ３の寄生ダイオードＤ７を示している。 The first step-up chopper 421 (first step-up unit) includes an inductor L1, a switch element Q3 that is an n-channel MOSFET, and a diode D1. In FIG. 2, a parasitic diode D7 of the switch element Q3 is shown.
インダクタＬ１の一端は、電力変換部４２の第１の直流入力端子である第１の昇圧チョッパ部４２１の入力端子に接続されている。インダクタＬ１の他端は、スイッチ素子Ｑ３のドレイン端子と、ダイオードＤ１のアノード端子とに接続されている。ダイオードＤ１のカソード端子は、電力変換部４２の直流出力端子に接続されている。スイッチ素子Ｑ３のソース端子は、電力変換部４２の直流グランド端子に接続されている。スイッチ素子Ｑ３のゲート端子は、駆動信号端子に接続されており、駆動信号Ｓｄ１が入力される。
第１の昇圧チョッパ部４２１は、駆動信号Ｓｄ１によって、電力変換部４２の第１の直流入力端子に印加された直流電圧を昇圧して、出力するものである。
One end of the inductor L1 is connected to the input terminal of the first step-up
The
第２の昇圧チョッパ部４２２（第２の昇圧部）は、インダクタＬ２と、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ４と、ダイオードＤ２とを備えている。図２では、スイッチ素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ８を示している。 The second boost chopper 422 (second booster) includes an inductor L2, a switch element Q4 that is an n-channel MOSFET, and a diode D2. FIG. 2 shows a parasitic diode D8 of the switch element Q4.
インダクタＬ２の一端は、電力変換部４２の第２の直流入力端子である第２の昇圧チョッパ部４２２の入力端子に接続されている。インダクタＬ２の他端は、スイッチ素子Ｑ４のドレイン端子と、ダイオードＤ２のアノード端子とに接続されている。ダイオードＤ２のカソード端子は、電力変換部４２の直流出力端子に接続されている。スイッチ素子Ｑ４のソース端子は、電力変換部４２の直流グランド端子に接続されている。スイッチ素子Ｑ４のゲート端子は、駆動信号端子に接続されており、駆動信号Ｓｄ２が入力される。
第２の昇圧チョッパ部４２２は、駆動信号Ｓｄ２によって、電力変換部４２の第２の直流入力端子に印加された直流電圧を昇圧して、出力するものである。
平滑コンデンサＣ１（平滑部）は、第１の昇圧チョッパ部４２１の出力端子および第２の昇圧チョッパ部４２２の出力端子とグランドとの間に接続され、電力変換部４２の出力電圧を平滑化する。
One end of the inductor L <b> 2 is connected to the input terminal of the
The
The smoothing capacitor C1 (smoothing unit) is connected between the output terminal of the first
（第１の実施形態の電源装置１００の動作）
(Operation of the
図３（ａ）〜（ｈ）に基づいて、電源装置１００の各部波形を説明する。
A waveform of each part of the
図３（ａ）の縦軸は、交流電圧Ｖａｃを示している。 The vertical axis | shaft of Fig.3 (a) has shown AC voltage Vac.
図３（ｂ）の縦軸は、電流経路切替信号Ｓｓ１であるスイッチ素子Ｑ１のゲート端子の電圧を示している。図３（ｃ）の縦軸は、電流経路切替信号Ｓｓ２であるスイッチ素子Ｑ２のゲート端子の電圧を示している。 The vertical axis in FIG. 3B indicates the voltage at the gate terminal of the switch element Q1 which is the current path switching signal Ss1. The vertical axis in FIG. 3C indicates the voltage at the gate terminal of the switch element Q2 which is the current path switching signal Ss2.
図３（ｄ）の縦軸は、ノードＮｄ１０の電圧を示している。図３（ｅ）の縦軸は、駆動信号Ｓｄ１であるスイッチ素子Ｑ３のゲート端子の電圧を示している。図３（ｆ）の縦軸は、駆動信号Ｓｄ２であるスイッチ素子Ｑ４のゲート端子の電圧を示している。 The vertical axis in FIG. 3D shows the voltage at the node Nd10. The vertical axis in FIG. 3E indicates the voltage at the gate terminal of the switch element Q3, which is the drive signal Sd1. The vertical axis in FIG. 3F indicates the voltage at the gate terminal of the switch element Q4, which is the drive signal Sd2.
図３（ｇ）の縦軸は、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１を示している。図３（ｈ）の縦軸は、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２を示している。図３（ａ）〜（ｈ）の横軸は、共通する時間を示している。 The vertical axis in FIG. 3G shows the current IL1 flowing through the inductor L1. The vertical axis in FIG. 3H indicates the current IL2 flowing through the inductor L2. The horizontal axis of Fig.3 (a)-(h) has shown common time.
図３（ａ）に示すように、交流電圧Ｖａｃは、正弦波であり、所定期間ごとに極性が反転する。交流電圧Ｖａｃは、時刻ｔ０に於いて極性が正になり、時刻ｔ１に於いて極性が負になり、時刻ｔ２に於いて再び極性が正になる。交流電圧Ｖａｃの極性が正のときを、以下、「正の半周期」と記載している場合がある。交流電圧Ｖａｃの極性が負のときを、以下、「負の半周期」と記載している場合がある。 As shown in FIG. 3A, the AC voltage Vac is a sine wave, and the polarity is inverted every predetermined period. The AC voltage Vac becomes positive at time t0, becomes negative at time t1, and becomes positive again at time t2. Hereinafter, the case where the polarity of the AC voltage Vac is positive may be referred to as “positive half cycle”. Hereinafter, the case where the polarity of the AC voltage Vac is negative may be described as “negative half cycle”.
図３（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１のゲート端子の電圧は、交流電圧Ｖａｃの極性が正の場合にＨレベルとなり、交流電圧Ｖａｃの極性が負の場合にＬレベルとなる。スイッチ素子Ｑ１のゲート端子には、電流経路切替信号Ｓｓ１の電圧が印加されている。
スイッチ素子Ｑ１のゲート端子にＨレベルの信号が印加されたとき、スイッチ素子Ｑ１は、ソース端子とドレイン端子との間を導通する。スイッチ素子Ｑ１のゲート端子にＬレベルの信号が印加されたとき、スイッチ素子Ｑ１は、ソース端子とドレイン端子との間を開放し、非導通とする。
As shown in FIG. 3B, the voltage at the gate terminal of the switching element Q1 is H level when the polarity of the AC voltage Vac is positive, and L level when the polarity of the AC voltage Vac is negative. The voltage of the current path switching signal Ss1 is applied to the gate terminal of the switch element Q1.
When an H level signal is applied to the gate terminal of the switch element Q1, the switch element Q1 conducts between the source terminal and the drain terminal. When an L-level signal is applied to the gate terminal of the switch element Q1, the switch element Q1 opens between the source terminal and the drain terminal and is made non-conductive.
図３（ｃ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２のゲート端子の電圧は、交流電圧Ｖａｃの極性が負のときに、Ｈレベルとなる。スイッチ素子Ｑ２のゲート端子には、電流経路切替信号Ｓｓ２の電圧が印加されている。 As shown in FIG. 3C, the voltage at the gate terminal of the switching element Q2 becomes H level when the polarity of the AC voltage Vac is negative. The voltage of the current path switching signal Ss2 is applied to the gate terminal of the switch element Q2.
図３（ｄ）に示すように、ノードＮｄ１０の電圧は、交流電圧Ｖａｃを整流した直流となる。
スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは、交流電源Ｖａｃの極性である正の半周期と負の半周期とに基づいて、相補的に導通と開放の動作を行う。この相補的な導通と開放の動作により、電流経路切替部４１の第１の直流出力端子であるノードＮｄ１０に、交流電圧Ｖａｃを整流した直流電圧が印加される。更にノードＮｄ１１は、ノードＮｄ１０と接続されているので、交流電圧Ｖａｃを整流した直流電圧が同様に印加される。
As shown in FIG. 3D, the voltage at the node Nd10 is a direct current obtained by rectifying the alternating voltage Vac.
The switch element Q1 and the switch element Q2 perform a conductive and open operation complementarily based on the positive half cycle and the negative half cycle that are the polarities of the AC power supply Vac. By this complementary conduction and opening operation, a DC voltage obtained by rectifying the AC voltage Vac is applied to the node Nd10 which is the first DC output terminal of the current
図３（ｅ）に示すように、スイッチ素子Ｑ３のゲート端子には、交流電源Ｖａｃの周期よりも高い周波数のパルスである駆動信号Ｓｄ１が入力される。図３（ｅ）では簡略化のため、交流電源Ｖａｃの周期の１０倍で図示している。しかし、駆動信号Ｓｄ１の実際の周波数は、凡そ数十ｋＨｚであり、交流電源Ｖａｃの周期よりも遙かに高い周波数が選択されている。 As shown in FIG. 3 (e), the drive signal Sd1, which is a pulse having a frequency higher than the cycle of the AC power supply Vac, is input to the gate terminal of the switch element Q3. In FIG. 3 (e), for the sake of simplification, it is illustrated with 10 times the period of the AC power supply Vac. However, the actual frequency of the drive signal Sd1 is about several tens of kHz, and a frequency much higher than the cycle of the AC power supply Vac is selected.
図３（ｆ）に示すように、スイッチ素子Ｑ４のゲート端子には、交流電源Ｖａｃの周期よりも高い周波数のパルスである駆動信号Ｓｄ２が入力される。駆動信号Ｓｄ２の周波数は、駆動信号Ｓｄ１の周波数と同一である。駆動信号Ｓｄ２のＨレベルの期間（オン期間）は、駆動信号Ｓｄ１のＨレベルの期間（オン期間）と重なっている。 As shown in FIG. 3F, the drive signal Sd2 that is a pulse having a frequency higher than the cycle of the AC power supply Vac is input to the gate terminal of the switch element Q4. The frequency of the drive signal Sd2 is the same as the frequency of the drive signal Sd1. The H level period (on period) of the drive signal Sd2 overlaps with the H level period (on period) of the drive signal Sd1.
図３（ｇ）,（ｈ）に示すように、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１と、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２とは、位相が異なる三角波となる。 As shown in FIGS. 3G and 3H, the current IL1 flowing through the inductor L1 and the current IL2 flowing through the inductor L2 are triangular waves having different phases.
《交流電源Ｖａｃの極性を検出する方法》
図２を参照すると共に、適宜図３を参照して、交流電源Ｖａｃの極性を検出する方法を説明する。
駆動制御部７（図２）は、少なくとも、交流電源Ｖａｃから入力電圧検出部２（図２）が検出した入力電圧、交流電源Ｖａｃから入力電流検出部３（図２）が検出した入力電流のいずれか、または両方に基づいて、交流電源Ｖａｃの極性を判断する。
例えば、駆動制御部７は、入力電圧検出部２によって交流電圧Ｖａｃの波形を検出する。駆動制御部７は、演算処理による波形整形を行ってノイズを抑制し、交流電源Ｖａｃの極性情報（正の半周期と負の半周期）を取得する。
<Method for detecting polarity of AC power supply Vac>
A method for detecting the polarity of the AC power supply Vac will be described with reference to FIG. 2 and FIG. 3 as appropriate.
The drive control unit 7 (FIG. 2) has at least the input voltage detected by the input voltage detection unit 2 (FIG. 2) from the AC power supply Vac and the input current detected by the input current detection unit 3 (FIG. 2) from the AC power supply Vac. Based on one or both, the polarity of the AC power supply Vac is determined.
For example, the
更に、駆動制御部７は、入力電流検出部３によって検出される入力電流波形から、演算処理などによって電流のピーク検出（包絡線）や波形整形を行って、交流電源Ｖａｃの極性情報（正の半周期と負の半周期）を判定してもよい。
Further, the
駆動制御部７は、交流電源Ｖａｃの極性に基づいて、スイッチ素子Ｑ１を制御する電流経路切替信号Ｓｓ１と、スイッチ素子Ｑ２を制御する電流経路切替信号Ｓｓ２とを出力する。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは、交流電源Ｖａｃの極性に基づいて相補的に導通（オン）と開放（オフ）のスイッチング動作を行う。これにより、ブリッジ構成の全てにダイオードを配置した回路と比べて、交流電源Ｖａｃの導通損失を低減することができる。
The
《正の半周期に於ける電流経路切替部４１の動作》
<< Operation of Current
図２、図３を参照して、正の半周期に於ける電流経路切替部４１の動作を説明する。
図３（ｂ），（ｃ）に示すように、正の半周期である時刻ｔ０〜ｔ１に於いて、電流経路切替信号Ｓｓ１はＨレベル、電流経路切替信号Ｓｓ２はＬレベルである。Ｈレベルの電流経路切替信号Ｓｓ１がスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加されると、スイッチ素子Ｑ１は導通状態となる。Ｌレベルの電流経路切替信号Ｓｓ２がスイッチ素子Ｑ２のゲート端子に印加されると、スイッチ素子Ｑ２は開放状態となる。
スイッチ素子Ｑ１の導通により、電流Ｗ１０（図２）は、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から、入力フィルタ１のＬ側の入力端子、入力電圧検出部２のＬ側の入力端子、入力電流検出部３のＬ側の入力端子、スイッチ素子Ｑ１、ノードＮｄ１０を介して、電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１の入力端子（第１の直流入力端子）に流れる。
The operation of the current
As shown in FIGS. 3B and 3C, the current path switching signal Ss1 is at the H level and the current path switching signal Ss2 is at the L level at times t0 to t1 which are positive half cycles. When the H-level current path switching signal Ss1 is applied to the gate terminal of the switch element Q1, the switch element Q1 becomes conductive. When the L-level current path switching signal Ss2 is applied to the gate terminal of the switch element Q2, the switch element Q2 is opened.
Due to the conduction of the switch element Q1, the current W10 (FIG. 2) is changed from the L-side terminal of the AC power supply Vac to the L-side input terminal of the
スイッチ素子Ｑ２の開放により、電流Ｗ３０（図２）は、電力変換部４２の直流グランド端子から、ノードＮｄ２、ダイオードＤ４、入力電流検出部３のＮ側の入力端子、入力電圧検出部２のＮ側の入力端子、入力フィルタ１のＮ側の入力端子を介して、交流電源ＶａｃのＮ側の端子に流れる。
When the switch element Q2 is opened, the current W30 (FIG. 2) flows from the DC ground terminal of the
電流経路切替部４１は、交流電源Ｖａｃの極性に基づいて、電流経路を切替えている。電流経路切替部４１は、交流電源Ｖａｃの正の半周期と負の半周期のいずれにおいても電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１と第２の昇圧チョッパ部４２２に電圧を供給しているので、電源効率を高めることができると共に、入力電流のリップルを減少させることができ、入力フィルタ１の簡素化（低コスト化）が可能となる。
また、電力変換部４２を構成する回路部品の利用率を向上させることができるため、各回路部品の低コスト化が可能となる。
The current
Moreover, since the utilization factor of the circuit components constituting the
《時刻ｔ０１〜ｔ０４に於ける第１の昇圧チョッパ部４２１の動作》
図２、図３を参照して、時刻ｔ０１〜ｔ０４に於ける第１の昇圧チョッパ部４２１の動作を説明する。
図３（ｅ）に示すように、時刻ｔ０１に於いて、駆動信号Ｓｄ１は、ＬレベルからＨレベルに変化し、スイッチ素子Ｑ３のゲート端子に出力される。スイッチ素子Ｑ３のゲート端子がＬレベルからＨレベルに変化することにより、スイッチ素子Ｑ３はターンオンする。スイッチ素子Ｑ３のターンオンにより、電流Ｗ２０（図２）は、ノードＮｄ１０からインダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ３を介して、電力変換部４２の直流グランド端子に流れる。
<< Operation of First Step-
With reference to FIG. 2 and FIG. 3, the operation of the first
As shown in FIG. 3E, at time t01, the drive signal Sd1 changes from the L level to the H level and is output to the gate terminal of the switch element Q3. When the gate terminal of the switch element Q3 changes from the L level to the H level, the switch element Q3 is turned on. When the switch element Q3 is turned on, the current W20 (FIG. 2) flows from the node Nd10 to the DC ground terminal of the
図３（ｇ）に示すように、時刻ｔ０１〜ｔ０４に掛けて、インダクタＬ１に電磁エネルギが蓄えられると共に、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１は次第に増大する。 As shown in FIG. 3G, electromagnetic energy is stored in the inductor L1 from time t01 to t04, and the current IL1 flowing through the inductor L1 gradually increases.
《時刻ｔ０４〜ｔ０５に於ける第１の昇圧チョッパ部４２１の動作》
図２、図３を参照して、時刻ｔ０４〜ｔ０５に於ける第１の昇圧チョッパ部４２１の動作を説明する。
図３（ｅ）に示すように、時刻ｔ０４に於いて、駆動信号Ｓｄ１は、ＨレベルからＬレベルに変化し、スイッチ素子Ｑ３のゲート端子に出力される。スイッチ素子Ｑ３のゲート端子がＬレベルに変化することにより、スイッチ素子Ｑ３はターンオフする。スイッチ素子Ｑ３のターンオフにより、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギは、ダイオードＤ１を介して電力変換部４２の直流出力端子から放出され、平滑コンデンサＣ１で電圧が平滑化されたのち、出力電圧検出部５を介して負荷６に出力される。
<< Operation of First Step-
With reference to FIGS. 2 and 3, the operation of the first step-up
As shown in FIG. 3E, at time t04, the drive signal Sd1 changes from the H level to the L level and is output to the gate terminal of the switch element Q3. When the gate terminal of the switch element Q3 changes to the L level, the switch element Q3 is turned off. The energy stored in the inductor L1 due to the turn-off of the switch element Q3 is released from the DC output terminal of the
図３（ｇ）に示すように、時刻ｔ０４〜ｔ０５に掛けて、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１は、次第に減少する。 As shown in FIG. 3G, the current IL1 flowing through the inductor L1 gradually decreases from time t04 to time t05.
（時刻ｔ０２〜ｔ０３に於ける第２の昇圧チョッパ部４２２の動作）
図３を参照して、時刻ｔ０２〜ｔ０３に於ける第２の昇圧チョッパ部４２２の動作を説明する。
図３（ｆ）に示すように、時刻ｔ０２に於いて、駆動信号Ｓｄ２は、ＨレベルからＬレベルに変化し、スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に出力される。スイッチ素子Ｑ４のゲート端子がＬレベルに変化することにより、スイッチ素子Ｑ４はターンオフする。スイッチ素子Ｑ４のターンオフにより、インダクタＬ２に蓄えられたエネルギは、ダイオードＤ２を介して電力変換部４２の直流出力端子から放出され、平滑コンデンサＣ１で電圧が平滑化されたのち、出力電圧検出部５を介して負荷６に出力される。図３（ｈ）に示すように、時刻ｔ０２〜ｔ０３に掛けて、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２は、次第に減少する。
(Operation of
With reference to FIG. 3, the operation of the
As shown in FIG. 3F, at time t02, the drive signal Sd2 changes from H level to L level and is output to the gate terminal of the switch element Q4. When the gate terminal of the switch element Q4 changes to the L level, the switch element Q4 is turned off. The energy stored in the inductor L2 due to the turn-off of the switch element Q4 is released from the DC output terminal of the
図３（ｈ）に示すように、時刻ｔ０３〜ｔ０６に掛けて、インダクタＬ２に電磁エネルギが蓄えられると共に、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２は、次第に増大する。 As shown in FIG. 3 (h), electromagnetic energy is stored in the inductor L2 from time t03 to t06, and the current IL2 flowing through the inductor L2 gradually increases.
（時刻ｔ０３〜ｔ０６に於ける第２の昇圧チョッパ部４２２の動作）
図３を参照して、時刻ｔ０３〜ｔ０６に於ける第２の昇圧チョッパ部４２２の動作を説明する。
図３（ｆ）に示すように、時刻ｔ０３に於いて、駆動信号Ｓｄ２は、ＬレベルからＨレベルに変化し、スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に出力される。スイッチ素子Ｑ４のゲート端子がＨレベルに変化することにより、スイッチ素子Ｑ４はターンオンする。スイッチ素子Ｑ４のターンオンにより、電流Ｗ２１は、ノードＮｄ１１から、電力変換部４２の第２の直流入力端子、インダクタＬ２、スイッチ素子Ｑ４を介して、電力変換部４２の直流グランド端子に流れる。
(Operation of Second Step-
With reference to FIG. 3, the operation of the second
As shown in FIG. 3F, at time t03, the drive signal Sd2 changes from the L level to the H level and is output to the gate terminal of the switch element Q4. When the gate terminal of the switch element Q4 changes to the H level, the switch element Q4 is turned on. When the switch element Q4 is turned on, the current W21 flows from the node Nd11 to the DC ground terminal of the
第１の昇圧チョッパ部４２１と、第２の昇圧チョッパ部４２２とは、インターリーブ動作を行う。第１の昇圧チョッパ部４２１のスイッチ素子Ｑ３と、第２の昇圧チョッパ部４２２のスイッチ素子Ｑ４とは、オン／オフの周期が互いに半周期の位相差を有してスイッチング動作を行う。特に、負荷６に供給する電流が増加する場合に、第１の昇圧チョッパ部４２１のスイッチ素子Ｑ３と、第２の昇圧チョッパ部４２２のスイッチ素子Ｑ４とは、出力電圧検出部５が検出する電圧に応じて、互いのオン期間の少なくとも一部が重なるようにスイッチング動作を行うことができる。例えば、図３に示す例では、時刻ｔ０１〜ｔ０２の期間、時刻ｔ０３〜ｔ０４の期間、および、時刻ｔ０５〜ｔ０６の期間に於いて、スイッチ素子Ｑ３のオン期間とスイッチ素子Ｑ４のオン期間とが重なっている。本実施形態の電源装置１００は、これにより、安定した出力電圧を負荷６に印加することが可能である。
The first
《負の半周期に於ける電流経路切替部４１の動作》
図３、図４を参照して、本実施形態の直流変換部４が備えている電流経路切替部４１と電力変換部４２の負の半周期の動作を説明する。
<< Operation of Current
With reference to FIG. 3, FIG. 4, the operation | movement of the negative half cycle of the current
図３（ｂ），（ｃ）に示すように、負の半周期である時刻ｔ１〜ｔ２に於いて、電流経路切替信号Ｓｓ１がＬレベル、電流経路切替信号Ｓｓ２がＨレベルである。Ｌレベルの電流経路切替信号Ｓｓ１がスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ１は開放状態となる。Ｈレベルの電流経路切替信号Ｓｓ２がスイッチ素子Ｑ２のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ２は導通状態となる。
スイッチ素子Ｑ２の導通により、電流Ｗ４０（図４）は、交流電圧ＶａｃのＮ側の端子から、入力フィルタ１のＮ側の入力端子、入力電圧検出部２のＮ側の入力端子、入力電流検出部３のＮ側の入力端子、スイッチ素子Ｑ２を介して、ノードＮｄ１０から電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１の入力端子（第１の直流入力端子）に流れ、ノードＮｄ１１から電力変換部４２の第２の昇圧チョッパ部４２２の入力端子（第２の直流入力端子）に流れる。
As shown in FIGS. 3B and 3C, the current path switching signal Ss2 is at the L level and the current path switching signal Ss2 is at the H level at times t1 to t2, which are negative half cycles. The L-level current path switching signal Ss1 is applied to the gate terminal of the switch element Q1, and the switch element Q1 is opened. The H-level current path switching signal Ss2 is applied to the gate terminal of the switch element Q2, and the switch element Q2 becomes conductive.
Due to the conduction of the switch element Q2, the current W40 (FIG. 4) is changed from the N-side terminal of the AC voltage Vac to the N-side input terminal of the
更に、スイッチ素子Ｑ１の開放により、電流Ｗ６０（図４）は、電力変換部４２の直流グランド端子から、ノードＮｄ２、ダイオードＤ３、入力電流検出部３のＬ側の入力端子、入力電圧検出部２のＬ側の入力端子、入力フィルタ１のＬ側の入力端子を介して、交流電源ＶａｃのＬ側の端子に流れる。
Furthermore, by opening the switch element Q1, the current W60 (FIG. 4) is changed from the DC ground terminal of the
電流経路切替部４１は、交流電源Ｖａｃの極性に基づいて、電流経路を切替えている。電流経路切替部４１は、交流電源Ｖａｃの正の半周期と負の半周期のいずれにおいても電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１と第２の昇圧チョッパ部４２２に電圧を供給しているので、電源効率を高めることができると共に、入力電流のリップルを減少させることができ、入力フィルタ１の簡素化（低コスト化）が可能となる。
また、電力変換部４２を構成する回路部品の利用率を向上させることができるため、各回路部品の低コスト化が可能となる。
The current
Moreover, since the utilization factor of the circuit components constituting the
《負の半周期に於ける電力変換部４２の動作》
図２、図３、図４を参照して、本実施形態の直流変換部４が備えている電流経路切替部４１と電力変換部４２の負の半周期の動作を説明する。
第１の昇圧チョッパ部４２１の時刻ｔ１１〜時刻ｔ１４に於ける動作は、第１の昇圧チョッパ部４２１の時刻ｔ０１〜時刻ｔ０４に於ける動作と同様である。ここで、電流Ｗ５０（図４）は、電流Ｗ２０（図２）と同様に流れる。
第１の昇圧チョッパ部４２１の時刻ｔ１４〜時刻ｔ１５に於ける動作は、第１の昇圧チョッパ部４２１の時刻ｔ０４〜時刻ｔ０５に於ける動作と同様である。
<< Operation of
With reference to FIG. 2, FIG. 3, and FIG. 4, the operation | movement of the negative half cycle of the current
The operation of the first
The operation of the first
第２の昇圧チョッパ部４２２の時刻ｔ１２〜ｔ１３に於ける動作は、第２の昇圧チョッパ部４２２の時刻ｔ１２〜ｔ１３に於ける動作と同様である。
第２の昇圧チョッパ部４２２の時刻ｔ１３〜ｔ１６に於ける動作は、第２の昇圧チョッパ部４２２の時刻ｔ０３〜ｔ０６に於ける動作と同様である。ここで、電流Ｗ５１（図４）は、電流Ｗ２１（図２）と同様に流れる。
The operation of the second
The operation of the second
第１の昇圧チョッパ部４２１と、第２の昇圧チョッパ部４２２とは、インターリーブ動作を行う。これにより、第１の昇圧チョッパ部４２１と第２の昇圧チョッパ部４２２とは、リップルを低減した出力電圧を負荷６に印加することが可能となり、さらに、入力電流のリップルを低減する効果も奏する。
The first
（第１の実施形態の効果）
以上説明した第１の実施形態では、次の（Ａ）〜（Ｄ）のような効果がある。
(Effects of the first embodiment)
The first embodiment described above has the following effects (A) to (D).
（Ａ） 電源装置１００は、電流経路切替部４１と電力変換部４２とからなる簡易な回路構成でありながら、電源効率を高くすることができる。
(A) Although the
（Ｂ） スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは、交流電源Ｖａｃの極性に基づいて相補的に導通（オン）と開放（オフ）のスイッチング動作を行う。これにより、ブリッジ構成の全てにダイオードを配置した回路と比べて、交流電源Ｖａｃの導通損失を低減することができる。 (B) The switch element Q1 and the switch element Q2 perform a conductive (ON) and open (OFF) switching operation in a complementary manner based on the polarity of the AC power supply Vac. Thereby, compared with the circuit which has arrange | positioned the diode to all the bridge | bridging structures, the conduction | electrical_connection loss of AC power supply Vac can be reduced.
（Ｃ） 第１の昇圧チョッパ部４２１と、第２の昇圧チョッパ部４２２とは、インターリーブ動作を行う。これにより、単一の昇圧チョッパ部を有する電源装置と比べて、安定した出力電圧を負荷６に印加することができ、さらに、入力電流のリップルを低減する効果を得る。
(C) The first
（Ｄ） 電力変換部４２を構成する回路部品の利用率を向上させることができるため、各回路部品の低コスト化が可能となる。
(D) Since the utilization factor of the circuit components constituting the
（第２の実施形態の電源装置１００ａの構成）
(Configuration of the
図５を参照すると共に、適宜図２を参照して、第２の実施形態の電源装置１００ａの構成を説明する。
第２の実施形態の電源装置１００ａは、第１の実施形態の電源装置１００（図２）とは異なる直流変換部４ａを備えている他は、第１の実施形態の電源装置１００（図２）と同様に構成されている。
The configuration of the
The
第２の実施形態の直流変換部４ａは、第１の実施形態の直流変換部４とは異なる電流経路切替部４１ａを備えている他は、第１の実施形態の直流変換部４（図２）と同様に構成されている。
The
図６に示す電源装置１００ａは、図５に示す電源装置１００ａと同一である。
The
《電流経路切替部４１ａの構成》
図５を参照すると共に、適宜図２を参照して、電流経路切替部４１ａの構成を説明する。
電流経路切替部４１ａは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ３〜Ｄ６とを備えている。図５では、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ９と、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤ１０とを示している。
<< Configuration of Current
The configuration of the current
The current
電流経路切替部４１ａのＬ側の入力端子は、スイッチ素子Ｑ１のソース端子と、ダイオードＤ５のアノード端子とに接続されている。ダイオードＤ５のカソード端子は、ノードＮｄ１１に接続されている。電流経路切替部４１ａのＮ側の入力端子は、スイッチ素子Ｑ２のソース端子と、ダイオードＤ６のアノード端子とに接続されている。ダイオードＤ６のカソード端子は、ノードＮｄ１０に接続されている。
なお、本実施形態に於いて、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子は、ノードＮｄ１０に接続されている。スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子は、ノードＮｄ１１に接続されている。
第２の実施形態の電流経路切替部４１ａは、第１の実施形態の電流経路切替部４１（図２）とは異なり、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子とスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子とを接続する経路を備えていない。ノードＮｄ１０は、電流経路切替部４１ａの第１の直流出力端子を構成する。ノードＮｄ１０は、電流経路切替部４１ａの第２の直流出力端子を構成する。スイッチ素子Ｑ１のゲート端子には、電流経路切替信号端子が接続されており、電流経路切替信号Ｓｓ１が入力される。スイッチ素子Ｑ２のゲート端子は、電流経路切替信号端子に接続されており、電流経路切替信号Ｓｓ２が入力される。
The input terminal on the L side of the current
In the present embodiment, the drain terminal of the switch element Q1 is connected to the node Nd10. The drain terminal of the switch element Q2 is connected to the node Nd11.
Unlike the current path switching unit 41 (FIG. 2) of the first embodiment, the current
本実施形態に於いて、電流経路切替部４１ａの直流グランド端子は、ノードＮｄ２に接続されている。当該ノードＮｄ２は、ダイオードＤ３のアノード端子とダイオードＤ４のアノード端子に接続されている。ダイオードＤ３のカソード端子は、電流経路切替部４１ａのＬ側の入力端子に接続されている。ダイオードＤ４のカソード端子は、電流経路切替部４１ａのＮ側の入力端子に接続されている。
In the present embodiment, the DC ground terminal of the current
（第２の実施形態の電源装置１００ａの動作）
第２の実施形態の電源装置１００ａの電流経路切替部４１ａ（図５、図６）の動作は、第１の実施形態の電流経路切替部４１（図２、図４）の動作とは異なる。第２の実施形態の電源装置１００ａの入力フィルタ１、入力電圧検出部２、入力電流検出部３、電力変換部４２、平滑コンデンサＣ１、出力電圧検出部５、負荷６の動作は、第１の実施形態の当該各部の動作と同様である。以下、電流経路切替部４１ａ（図５、図６）の動作を中心に説明する。
(Operation of the
The operation of the current
《正の半周期に於ける電流経路切替部４１ａの動作》
<< Operation of Current
図５を参照すると共に、適宜図２、図３を参照して、正の半周期である時刻ｔ０〜ｔ１に於ける電源装置１００ａの動作を説明する。
図３（ｂ），（ｃ）に示すように、時刻ｔ０〜ｔ１に於いて、電流経路切替信号Ｓｓ１がＨレベル、電流経路切替信号Ｓｓ２がＬレベルである。Ｈレベルの電流経路切替信号Ｓｓ１がスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ１は導通状態となる。Ｌレベルの電流経路切替信号Ｓｓ２がスイッチ素子Ｑ２のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ２は開放状態となる。
スイッチ素子Ｑ１の導通により、電流Ｗ１０ａ（図５）は、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から、入力フィルタ１のＬ側の入力端子、入力電圧検出部２のＬ側の入力端子、入力電流検出部３のＬ側の入力端子、スイッチ素子Ｑ１、ノードＮｄ１０を介して、電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１の入力端子（第１の直流入力端子）に流れる。
The operation of the
As shown in FIGS. 3B and 3C, at time t0 to t1, the current path switching signal Ss1 is at the H level and the current path switching signal Ss2 is at the L level. The H-level current path switching signal Ss1 is applied to the gate terminal of the switch element Q1, and the switch element Q1 becomes conductive. The L-level current path switching signal Ss2 is applied to the gate terminal of the switch element Q2, and the switch element Q2 is opened.
Due to the conduction of the switch element Q1, the current W10a (FIG. 5) is changed from the L side terminal of the AC power supply Vac to the L side input terminal of the
更に、電流Ｗ１１ａ（図５）は、電流経路切替部４１ａのＬ側の入力端子から、ダイオードＤ５、ノードＮｄ１１を介して、電力変換部４２の第２の昇圧チョッパ部４２２の入力端子（第２の直流入力端子）に流れる。
Further, the current W11a (FIG. 5) is input from the L-side input terminal of the current
スイッチ素子Ｑ２の開放により、電流Ｗ３０ａ（図５）は、電流Ｗ３０（図２）と同様に、電力変換部４２の直流グランド端子から、ノードＮｄ２、ダイオードＤ４、入力電流検出部３のＮ側の入力端子、入力電圧検出部２のＮ側の入力端子、入力フィルタ１のＮ側の入力端子を介して、交流電源ＶａｃのＮ側の端子に流れる。
By opening the switch element Q2, the current W30a (FIG. 5) is changed from the DC ground terminal of the
《正の半周期に於ける電力変換部４２の動作》
正の半周期に於ける第２の実施形態の第１の昇圧チョッパ部４２１（図５）の動作は、第１の実施形態の第１の昇圧チョッパ部４２１（図２）の動作と同様である。電流Ｗ２０ａ（図５）は、第１の実施形態の電流Ｗ２０（図２）と同様に流れる。
正の半周期に於ける第２の実施形態の第２の昇圧チョッパ部４２２（図５）の動作は、第１の実施形態の第２の昇圧チョッパ部４２２（図２）の動作と同様である。電流Ｗ２１ａ（図５）は、第１の実施形態の電流Ｗ２１（図２）と同様に流れる。
<< Operation of
The operation of the first boost chopper unit 421 (FIG. 5) of the second embodiment in the positive half cycle is the same as the operation of the first boost chopper unit 421 (FIG. 2) of the first embodiment. is there. The current W20a (FIG. 5) flows in the same manner as the current W20 (FIG. 2) of the first embodiment.
The operation of the second boost chopper 422 (FIG. 5) of the second embodiment in the positive half cycle is the same as the operation of the second boost chopper 422 (FIG. 2) of the first embodiment. is there. The current W21a (FIG. 5) flows in the same manner as the current W21 (FIG. 2) of the first embodiment.
《負の半周期に於ける電流経路切替部４１ａの動作》
図６を参照すると共に、適宜図３、図４を参照して、負の半周期である時刻ｔ１〜ｔ２に於ける電源装置１００ａの動作を説明する。
<< Operation of Current
The operation of the
図３（ｂ），（ｃ）に示すように、負の半周期である時刻ｔ１〜ｔ２に於いて、電流経路切替信号Ｓｓ１がＬレベル、電流経路切替信号Ｓｓ２がＨレベルである。Ｌレベルの電流経路切替信号Ｓｓ１がスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ１は開放状態となる。Ｈレベルの電流経路切替信号Ｓｓ２がスイッチ素子Ｑ２のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ２は導通状態となる。
スイッチ素子Ｑ２の導通により、電流Ｗ４０ａ（図６）は、交流電源ＶａｃのＮ側の端子から、入力フィルタ１、入力電圧検出部２、入力電流検出部３、スイッチ素子Ｑ２、ノードＮｄ１１を介して、電力変換部４２の第２の昇圧チョッパ部４２２の入力端子（第２の直流入力端子）に流れる。
As shown in FIGS. 3B and 3C, the current path switching signal Ss2 is at the L level and the current path switching signal Ss2 is at the H level at times t1 to t2, which are negative half cycles. The L-level current path switching signal Ss1 is applied to the gate terminal of the switch element Q1, and the switch element Q1 is opened. The H-level current path switching signal Ss2 is applied to the gate terminal of the switch element Q2, and the switch element Q2 becomes conductive.
Due to the conduction of the switch element Q2, the current W40a (FIG. 6) flows from the N-side terminal of the AC power supply Vac via the
更に、電流Ｗ４１ａ（図６）は、電流経路切替部４１ａのＮ側の入力端子から、ダイオードＤ６、ノードＮｄ１０を介して、電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１（第１の直流入力端子）に流れる。
Furthermore, the current W41a (FIG. 6) is supplied from the N-side input terminal of the current
スイッチ素子Ｑ１の開放により、電流Ｗ６０ａ（図６）は、電流Ｗ６０（図４）と同様に、電力変換部４２の直流グランド端子から、ノードＮｄ２、ダイオードＤ３、入力電流検出部３のＬ側の入力端子、入力電圧検出部２のＬ側の入力端子、入力フィルタ１のＬ側の入力端子を介し、交流電源ＶａｃのＬ側の端子に流れる。
By opening the switch element Q1, the current W60a (FIG. 6) is changed from the DC ground terminal of the
《負の半周期に於ける電力変換部４２の動作》
図６を参照すると共に、適宜図３、図４を参照して、負の半周期である時刻ｔ１〜ｔ２に於ける電力変換部４２の動作を説明する。
負の半周期に於ける第２の実施形態の第１の昇圧チョッパ部４２１（図６）の動作は、第１の実施形態の第１の昇圧チョッパ部４２１（図４）の動作と同様である。電流Ｗ５０ａ（図４）は、第１の実施形態の電流Ｗ５０（図４）と同様に流れる。
<< Operation of
The operation of the
The operation of the first boost chopper unit 421 (FIG. 6) of the second embodiment in the negative half cycle is similar to the operation of the first boost chopper unit 421 (FIG. 4) of the first embodiment. is there. The current W50a (FIG. 4) flows in the same manner as the current W50 (FIG. 4) of the first embodiment.
負の半周期に於ける第２の実施形態の第２の昇圧チョッパ部４２２（図６）の動作は、第１の実施形態の第２の昇圧チョッパ部４２２（図４）の動作と同様である。電流Ｗ５１ａ（図６）は、第１の実施形態の電流Ｗ５１（図４）と同様に流れる。 The operation of the second boost chopper 422 (FIG. 6) of the second embodiment in the negative half cycle is similar to the operation of the second boost chopper 422 (FIG. 4) of the first embodiment. is there. The current W51a (FIG. 6) flows in the same manner as the current W51 (FIG. 4) of the first embodiment.
（第２の実施形態の効果）
以上説明した第２の実施形態では、次の（Ｄ）のような効果がある。
(Effect of 2nd Embodiment)
The second embodiment described above has the following effect (D).
（Ｄ） 電流経路切替部４１ａは、ダイオードＤ５，Ｄ６を更に備えている。これにより、スイッチ素子Ｑ１のターンオフと、スイッチ素子Ｑ２のターンオンとの間に所定の期間を空けて、ショートを抑止したときであっても、この期間に於ける電力をダイオードＤ５，Ｄ６によって有効に活用することができる。
(D) The current
（第３の実施形態の電源装置１００ｂの構成）
(Configuration of the
図７を参照すると共に、適宜図２を参照して、第３の実施形態に於ける電源装置１００ｂの構成を説明する。
第３の実施形態の電源装置１００ｂは、第１の実施形態の電源装置１００（図２）とは異なる直流変換部４ｂを備えている他は、第１の実施形態の電源装置１００（図２）と同様に構成されている。
The configuration of the
The
第２の実施形態の直流変換部４ｂは、第１の実施形態の直流変換部４とは異なる電流経路切替部４１ｂを備えている他は、第１の実施形態の直流変換部４と同様に構成されている。
The
図８に示す電源装置１００ｂは、図７に示す電源装置１００ｂと同一である。
The
《電流経路切替部４１ｂの構成》
図７を参照すると共に、適宜図２を参照して、第３の実施形態に於ける電流経路切替部４１ｂの構成を説明する。
電流経路切替部４１ｂは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを備えている。図２では、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ９と、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤ１０とを示している。
<< Configuration of Current
The configuration of the current
The current
電流経路切替部４１ｂのＬ側の入力端子は、ダイオードＤ４のアノード端子に接続されている。電流経路切替部４１ｂのＮ側の入力端子は、ダイオードＤ３のアノード端子に接続されている。本実施形態に於いて、ダイオードＤ４のカソード端子は、ノードＮｄ１０に接続されている。ダイオードＤ３のカソード端子は、ノードＮｄ１１に接続されている。
電流経路切替部４１ｂは、第１の実施形態の電流経路切替部４１と同様に、ノードＮｄ１０とノードＮｄ１１とを接続する経路を備えている。ノードＮｄ１０は、第１の昇圧チョッパ部４２１の入力端子に接続されている。ノードＮｄ１１は、第２の昇圧チョッパ部４２２の入力端子に接続されている。
The input terminal on the L side of the current
Similar to the current
スイッチ素子Ｑ１のゲート端子には、電流経路切替信号端子が接続されており、電流経路切替信号Ｓｓ１が入力される。スイッチ素子Ｑ２のゲート端子は、電流経路切替信号端子に接続されており、電流経路切替信号Ｓｓ２が入力される。 A current path switching signal terminal is connected to the gate terminal of the switch element Q1, and the current path switching signal Ss1 is input thereto. The gate terminal of the switch element Q2 is connected to the current path switching signal terminal, and the current path switching signal Ss2 is input thereto.
本実施形態に於いて、電流経路切替部４１ｂの直流グランド端子を、ノードＮｄ２とする。当該ノードＮｄ２は、スイッチ素子Ｑ１のソース端子とスイッチ素子Ｑ２のソース端子とに接続されている。スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子は、電流経路切替部４１ｂのＮ側の入力端子に接続されている。スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子は、電流経路切替部４１ｂのＬ側の入力端子に接続されている。
In the present embodiment, the DC ground terminal of the current
（第３の実施形態の電源装置１００ｂの動作）
第３の実施形態の電源装置１００ｂの電流経路切替部４１ｂ（図７、図８）の動作は、第１の実施形態の電流経路切替部４１（図２、図４）の動作とは異なる。第３の実施形態の電源装置１００ｂの入力フィルタ１、入力電圧検出部２、入力電流検出部３、電力変換部４２、平滑コンデンサＣ１、出力電圧検出部５、負荷６の動作は、第１の実施形態の当該各部の動作と同様である。以下、電流経路切替部４１ｂ（図７、図８）の動作を中心に説明する。
(Operation of the
The operation of the current
《正の半周期に於ける電流経路切替部４１ｂの動作》
<< Operation of Current
図７を参照すると共に、適宜図３を参照して、正の半周期である時刻ｔ０〜ｔ１に於ける電源装置１００ｂの動作を説明する。
図３（ｂ），（ｃ）に示すように、時刻ｔ０〜ｔ１に於いて、電流経路切替信号Ｓｓ１がＨレベル、電流経路切替信号Ｓｓ２がＬレベルである。Ｈレベルの電流経路切替信号Ｓｓ１がスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ１は導通状態となる。Ｌレベルの電流経路切替信号Ｓｓ２がスイッチ素子Ｑ２のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ２は開放状態となる。
スイッチ素子Ｑ１の導通により、電流Ｗ３０ｂ（図７）は、電力変換部４２の直流グランド端子から、ノードＮｄ２、スイッチ素子Ｑ１、入力電流検出部３のＮ側の入力端子、入力電圧検出部２のＮ側の入力端子、入力フィルタ１のＮ側の入力端子を介して、交流電源ＶａｃのＮ側の端子に流れる。
The operation of the
As shown in FIGS. 3B and 3C, at time t0 to t1, the current path switching signal Ss1 is at the H level and the current path switching signal Ss2 is at the L level. The H-level current path switching signal Ss1 is applied to the gate terminal of the switch element Q1, and the switch element Q1 becomes conductive. The L-level current path switching signal Ss2 is applied to the gate terminal of the switch element Q2, and the switch element Q2 is opened.
Due to the conduction of the switch element Q1, the current W30b (FIG. 7) is supplied from the DC ground terminal of the
スイッチ素子Ｑ２の開放により、電流Ｗ１０ｂ（図７）は、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から、入力フィルタ１のＬ側の入力端子、入力電圧検出部２のＬ側の入力端子、入力電流検出部３のＬ側の入力端子、ダイオードＤ４、ノードＮｄ１０を介して、電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１の入力端子に流れる。電流Ｗ１０ｂ（図７）は更に、ノードＮｄ１１を介して、電力変換部４２の第２の昇圧チョッパ部４２２の入力端子（第２の直流入力端子）に流れる。
By opening the switch element Q2, the current W10b (FIG. 7) is changed from the L-side terminal of the AC power supply Vac to the L-side input terminal of the
《負の半周期に於ける電流経路切替部４１ｂの動作》
<< Operation of Current
図８を、適宜図３を参照して、負の半周期である時刻ｔ１〜ｔ２に於ける電源装置１００ｂの動作を説明する。
With reference to FIG. 8 and FIG. 3 as appropriate, the operation of the
図３（ｂ），（ｃ）に示すように、負の半周期である時刻ｔ１〜ｔ２に於いて、電流経路切替信号Ｓｓ１がＬレベル、電流経路切替信号Ｓｓ２がＨレベルである。Ｌレベルの電流経路切替信号Ｓｓ１がスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ１は開放状態となる。Ｈレベルの電流経路切替信号Ｓｓ２がスイッチ素子Ｑ２のゲート端子に印加され、スイッチ素子Ｑ２は導通状態となる。 As shown in FIGS. 3B and 3C, the current path switching signal Ss2 is at the L level and the current path switching signal Ss2 is at the H level at times t1 to t2, which are negative half cycles. The L-level current path switching signal Ss1 is applied to the gate terminal of the switch element Q1, and the switch element Q1 is opened. The H-level current path switching signal Ss2 is applied to the gate terminal of the switch element Q2, and the switch element Q2 becomes conductive.
スイッチ素子Ｑ２の導通により、電流Ｗ６０ｂ（図８）は、電力変換部４２の直流グランド端子から、ノードＮｄ２、スイッチ素子Ｑ２、入力電流検出部３のＬ側の入力端子、入力電圧検出部２のＬ側の入力端子、入力フィルタ１のＬ側の入力端子を介して、交流電源ＶａｃのＬ側の端子に流れる。
Due to the conduction of the switch element Q2, the current W60b (FIG. 8) flows from the DC ground terminal of the
スイッチ素子Ｑ１の開放により、電流Ｗ４０ｂ（図８）は、交流電源ＶａｃのＮ側の端子から、入力フィルタ１、入力電圧検出部２、入力電流検出部３、ダイオードＤ３、ノードＮｄ１０を介して、電力変換部４２の第１の昇圧チョッパ部４２１の入力端子に流れる。電流Ｗ４０ｂ（図８）は更に、ノードＮｄ１１を介して、電力変換部４２の第２の昇圧チョッパ部４２２の入力端子に流れる。
When the switch element Q1 is opened, the current W40b (FIG. 8) flows from the N-side terminal of the AC power supply Vac through the
（第３の実施形態の効果）
以上説明した第３の実施形態では、次の（Ｅ）のような効果がある。
(Effect of the third embodiment)
The third embodiment described above has the following effect (E).
（Ｅ） 電流経路切替部４１ｂは、交流電源Ｖａｃから負荷６に流れる経路に、ダイオードＤ３，Ｄ４を備え、負荷６から交流電源Ｖａｃに流れる経路に、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を備えている。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン端子は、それぞれ電流経路切替部４１ｂの直流グランドに接続されているので、駆動制御部７は、電流経路切替信号Ｓｓ１，Ｓｓ２をレベル変換することなく、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子に出力することができる。
(E) The current
（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｆ）のようなものがある。
(Modification)
The present invention is not limited to the above embodiment, and can be modified without departing from the spirit of the present invention. For example, the following forms (a) to (f) are used as the usage form and the modified examples.
（ａ） 第１の実施形態の電流経路切替部４１は、ダイオードＤ３，Ｄ４に替わり、それぞれスイッチ素子が設けられていてもよい。ブリッジ構成の４辺すべてにスイッチ素子が設けられているので、更に、電力変換損失を低減することができる。
(A) The current
（ｂ） 第１の実施形態〜第３の実施形態の駆動制御部７は、交流電圧Ｖａｃに応じたアナログ電圧信号を入力電圧検出部２から検出することにより、交流電源Ｖａｃの極性を検知する。しかし、これに限られず、入力電圧検出部２は、検出した電圧に基づいて交流電源Ｖａｃの極性を検知し、Ｈレベル信号を出力するように構成してもよい。
(B) The
（ｃ） 第１の実施形態〜第３の実施形態の駆動制御部７は、交流電流に応じたアナログ電圧信号を入力電流検出部３から検出することにより、交流電源Ｖａｃの極性を検知する。しかし、これに限られず、入力電流検出部３は、検出した電流に基づいて交流電源Ｖａｃの極性を検知し、Ｈレベル信号を出力するように構成してもよい。
(C) The
（ｄ） 第１の実施形態の直流変換部４は、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４としてｎチャネルのＭＯＳＦＥＴを使用して構成されている。しかし、これに限られず、直流変換部４は、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用して構成してもよい。
(D) The
（ｅ） 第１の実施形態の電流経路切替部４１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のいずれかをダイオードで構成し、ブリッジ構成の４辺のうち１辺のみを、制御信号によってオンオフするスイッチ素子として構成してもよい。
(E) The current
（ｆ） 第３の実施形態の電流経路切替部４１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のいずれかをダイオードで構成し、ブリッジ構成の４辺のうち１辺のみを、制御信号によってオンオフするスイッチ素子として構成してもよい。
(F) The current
１００，１００ａ、１００ｂ 電源装置
１ 入力フィルタ
２ 入力電圧検出部
３ 入力電流検出部
４，４ａ，４ｂ 直流変換部
４１，４１ａ，４１ｂ 電流経路切替部
４２ 電力変換部
４２１ 第１の昇圧チョッパ部（第１の昇圧部）
４２２ 第２の昇圧チョッパ部（第２の昇圧部）
５ 出力電圧検出部
６ 負荷
７ 駆動制御部
Ｓｓ 電流経路切替信号（制御信号）
Ｓｄ 駆動信号
Ｑ１ スイッチ素子（第１の整流手段：第１のスイッチ素子）
Ｑ２ スイッチ素子（第２の整流手段：第２のスイッチ素子）
Ｑ３ スイッチ素子（第３のスイッチ素子）
Ｑ４ スイッチ素子（第４のスイッチ素子）
Ｄ１ ダイオード（第１の整流素子）
Ｄ２ ダイオード（第２の整流素子）
Ｄ３ ダイオード（第３の整流手段：第３の整流素子）
Ｄ４ ダイオード（第４の整流手段：第４の整流素子）
Ｌ１ インダクタ（第１のインダクタ）
Ｌ２ インダクタ（第２のインダクタ）
100, 100a, 100b
422 Second boost chopper (second booster)
5
Sd drive signal Q1 switch element (first rectification means: first switch element)
Q2 switch element (second rectification means: second switch element)
Q3 switch element (third switch element)
Q4 switch element (fourth switch element)
D1 diode (first rectifier)
D2 diode (second rectifier)
D3 diode (third rectifier: third rectifier)
D4 diode (fourth rectifier: fourth rectifier)
L1 inductor (first inductor)
L2 inductor (second inductor)
Claims (7)
前記電流経路切替部から入力される直流電圧を昇圧する第１の昇圧部および第２の昇圧部と、
前記第１の昇圧部の出力端子および前記第２の昇圧部の出力端子とグランドとの間に接続され、電圧を平滑化する平滑部と、
前記第１の昇圧部および前記第２の昇圧部をインターリーブ駆動する駆動制御部と、
を備えることを特徴とする電源装置。 A current path switching unit for switching the path of the alternating current;
A first booster and a second booster that boost the DC voltage input from the current path switching unit;
A smoothing unit connected between the output terminal of the first boosting unit and the output terminal of the second boosting unit and the ground, and smoothing the voltage;
A drive control unit for interleave driving the first boosting unit and the second boosting unit;
A power supply apparatus comprising:
交流電源の一方の端子から当該電流経路切替部の直流出力端子の方向に整流する第１の整流手段と、
前記交流電源の他方の端子から当該電流経路切替部の前記直流出力端子の方向に整流する第２の整流手段と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の一方の端子の方向に整流する第３の整流手段と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の他方の端子の方向に整流する第４の整流手段と、を備え、
前記駆動制御部は、前記交流電源の電流の方向に基づく制御信号を出力し、
前記第１の整流手段ないし前記第４の整流手段のうち、少なくともいずれか１つは、前記制御信号によってオンオフするスイッチ素子である、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 The current path switching unit is
First rectifying means for rectifying from one terminal of the AC power source to the DC output terminal of the current path switching unit;
Second rectifying means for rectifying from the other terminal of the AC power source to the DC output terminal of the current path switching unit;
A third rectifying means for rectifying from the ground terminal of the current path switching unit to the one terminal of the AC power supply;
A fourth rectifier that rectifies from the ground terminal of the current path switching unit to the other terminal of the AC power supply,
The drive control unit outputs a control signal based on the direction of the current of the AC power supply,
At least one of the first rectifier to the fourth rectifier is a switch element that is turned on / off by the control signal.
The power supply device according to claim 1.
交流電源の一方の端子と当該電流経路切替部の直流出力端子との間に接続された第１のスイッチ素子と、
前記交流電源の他方の端子と当該電流経路切替部の前記直流出力端子との間に接続された第２のスイッチ素子と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の一方の端子に向けて接続された第３の整流手段と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の他方の端子に向けて接続された第４の整流手段と、を備え、
前記駆動制御部は、
前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子に前記交流電源の極性に基づいて相補的にオンとオフとを行う制御信号を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 The current path switching unit is
A first switch element connected between one terminal of the AC power source and a DC output terminal of the current path switching unit;
A second switch element connected between the other terminal of the AC power supply and the DC output terminal of the current path switching unit;
A third rectifier connected from the ground terminal of the current path switching unit to one terminal of the AC power supply;
A fourth rectifying means connected from the ground terminal of the current path switching unit to the other terminal of the AC power supply,
The drive control unit
A control signal for performing on and off complementarily based on the polarity of the AC power source is output to the first switch element and the second switch element,
The power supply device according to claim 1.
交流電源の一方の端子と当該電流経路切替部の第１の直流出力端子との間に接続された第１のスイッチ素子と、
前記交流電源の他方の端子と当該電流経路切替部の第２の直流出力端子との間に接続された第２のスイッチ素子と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の一方の端子に向けて接続された第３の整流手段と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の他方の端子に向けて接続された第４の整流手段と、
前記交流電源の一方の端子と当該電流経路切替部の前記第２の直流出力端子との間に接続された第５の整流手段と、
前記交流電源の他方の端子と当該電流経路切替部の前記第１の直流出力端子との間に接続された第６の整流手段と、を備え、
前記駆動制御部は、
前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子に前記交流電源の極性に基づいて相補的にオンとオフとを行う制御信号を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 The current path switching unit is
A first switch element connected between one terminal of the AC power source and the first DC output terminal of the current path switching unit;
A second switch element connected between the other terminal of the AC power supply and a second DC output terminal of the current path switching unit;
A third rectifier connected from the ground terminal of the current path switching unit to one terminal of the AC power supply;
A fourth rectifier connected from the ground terminal of the current path switching unit to the other terminal of the AC power supply;
A fifth rectifier connected between one terminal of the AC power source and the second DC output terminal of the current path switching unit;
A sixth rectifier connected between the other terminal of the AC power source and the first DC output terminal of the current path switching unit,
The drive control unit
A control signal for performing on and off complementarily based on the polarity of the AC power source is output to the first switch element and the second switch element,
The power supply device according to claim 1.
交流電源の一方の端子と当該電流経路切替部の直流出力端子との間に接続された第３の整流手段と、
前記交流電源の他方の端子と当該電流経路切替部の前記直流出力端子との間に接続された第４の整流手段と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の他方の端子に向けて接続された第１のスイッチ素子と、
当該電流経路切替部のグランド端子から前記交流電源の一方の端子に向けて接続された第２のスイッチ素子と、を備え、
前記駆動制御部は、
前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子に前記交流電源の極性に基づいて相補的にオンとオフとを行う制御信号を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 The current path switching unit is
A third rectifier connected between one terminal of the AC power source and a DC output terminal of the current path switching unit;
A fourth rectifier connected between the other terminal of the AC power source and the DC output terminal of the current path switching unit;
A first switch element connected from the ground terminal of the current path switching unit toward the other terminal of the AC power supply;
A second switch element connected from the ground terminal of the current path switching unit toward one terminal of the AC power supply,
The drive control unit
A control signal for performing on and off complementarily based on the polarity of the AC power source is output to the first switch element and the second switch element,
The power supply device according to claim 1.
ことを特徴とする請求項３ないし請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。 The drive control unit determines the polarity of the AC power source based on one of an input voltage and an input current detected from the AC power source.
The power supply device according to any one of claims 3 to 5, wherein the power supply device is provided.
一端が入力端子である第１のインダクタと、
前記第１のインダクタの他端とグランドとの間に接続された第３のスイッチ素子と、
前記第１のインダクタの他端にアノード端子が接続された第１の整流素子と、を備え、
前記第２の昇圧部は、
一端が入力端子である第２のインダクタと、
前記第２のインダクタの他端とグランドとの間に接続された第４のスイッチ素子と、
前記第２のインダクタの他端にアノード端子が接続された第２の整流素子と、を備える、
ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。 The first boosting unit includes:
A first inductor, one end of which is an input terminal;
A third switch element connected between the other end of the first inductor and the ground;
A first rectifier element having an anode terminal connected to the other end of the first inductor,
The second boosting unit includes:
A second inductor, one end of which is an input terminal;
A fourth switch element connected between the other end of the second inductor and the ground;
A second rectifying element having an anode terminal connected to the other end of the second inductor.
The power supply device according to any one of claims 1 to 6, wherein the power supply device is provided.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
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Family
ID=49268593
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
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| JP (1) | JP2013176173A (en) |
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