JP2007527630A - Ｕｍｔｓ基地局のための前置等化 - Google Patents

Abstract

ＵＭＴＳ ＴＤＤシステムのノードＢにおけるＲＦフィルタリングのための装置及び方法であって、デジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ変換器を提供し、前記アナログ信号をフィルタリングする狭帯域アナログチャネルフィルタを提供し、前記ＤＡＣの前に接続され、前記デジタル信号をフィルタリングし、前記アナログチャネルフィルタにおける非線形位相応答非理想及び振幅応答非理想を実質的に訂正するデジタルプレイコライザＦＩＲフィルタを提供することによる。これは以下の効果を提供する。すなわち、良好な送信精度と許容可能なＩＳＩパフォーマンスの両方を提供しながら、３ＧＰＰノードＢ併存仕様が満たされることを可能にし、中心周波数と共に利用される基本的なＲＦ単一チャネルフィルタがＵＭＴＳチャネル上の中心となる所望の値に調整可能なフィールドとなることを可能にし、フィルタ中心周波数がソフトウェアによりフィールドチューニングされることを可能にする。

Description

発明の詳細な説明

［発明の技術分野］
本発明は、ＲＦ（無線周波数）フィルタリングに関し、より詳細には、無線通信アプリケーションにおけるＲＦフィルタリング（排他的ではないが）に関する。
［発明の背景］
３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）による仕様（３ＧＰＰ ＴＳ ２５．１０５ ｖ３．１０．０「ＢＳ Ｒａｄｉｏ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ（ＴＤＤ）」、以降において［１］として参照）は、ＴＤＤ（時分割多重化）ノードＢ（３ＧＰＰシステム）装置のパフォーマンスを設定する。上記仕様は、隣接チャネルにおいて動作する他のＴＤＤまたはＦＤＤ（周波数分割多重化）ノードＢと併存される装置に対し指定されるノードＢの「隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）」をカバーしている。

ＵＭＴＳ ＴＤＤノードＢの送信スペクトル純正に関する厳格な仕様は、電力アンプ（ＰＡ）の後に実装される単一のチャネルＲＦフィルタを求める。ＲＦフィルタの仕様はまた極めて厳格なものであり、要求とされる阻止域を実現するため、とても高いＱパッシブフィルタが必要とされる。このような急峻なロールオフ係数を有するＲＦフィルタを採用することにより、当該フィルタは伝送精度に対する効果を有することを避けることはできない。実際、このフィルタを備えることにより、ノードＢは伝送精度要求を満たすことができなくなるかもしれない。

パッシブＲＦ等化は、ＲＦフィルタの複雑さの対応する増大により望ましいものではなく、通過域を介した挿入損失を増大させることなく、振幅等化は不可能である。イコライザの応答が最適な伝送精度を実現するようＲＦフィルタに一致し、ＲＦフィルタに一致するようベースバンドフィルタをチューニングする必要があり、これは実際には、ノードＢの生産に対して重大な影響を有するであろう。

従って、上記問題点が軽減されるＲＦフィルタのデジタルプレイコライザ（ｐｒｅ−ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）の必要性がある。
［発明の概要］
本発明の第１の特徴によると、請求項１記載の無線通信送信機において利用されるフィルタ装置が提供される。

本発明の第２の特徴によると、請求項１５記載の無線通信送信機におけるフィルタリング方法が提供される。本発明を実現するデジタルプレイコライザとＲＦフィルタリングのための装置及び方法が、添付される図面を参照することにより例証的に説明される。
［好適実施例の説明］
前述の３ＧＰＰ仕様［１］は、隣接チャネル上で動作する他のＴＤＤまたはＦＤＤノードＢと併存する装置に対し指定されたノードＢの「隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）」をカバーしている。

ＡＣＬＲは、所望の動作チャネルにおいて送信される信号電力と当該所望のチャネルに隣接するチャネルにおいて送信される不要な電力との間の比である。仕様の参照バージョンでは、隣接チャネル電力は、３．８４ＭＨｚの測定帯域幅において−８０ｄＢｍの絶対極限として指定される。

この制約は、チャネル「Ａ」におけるノードＢの送信が、他のノードＢが同時にチャネル「Ｂ」で受信することに対して許容できない干渉を発生させないということを保証する必要がある。

大部分のノードＢにおいて、隣接ノードにおいて送信される電力は、ノードＢ送信機において用いられる電力アンプの線形性により決定される。今日利用可能なＰＡ技術では、隣接チャネル電力の上記レベルを典型的にノードＢ伝送電力レベルにおいて実現することはできない。この問題を示す簡単な例が以下で説明される。

隣接チャネル送信は、電力アンプ内部で生成される３次相互変調製品のレベルに関連すると仮定される。＋６３ｄＢｍの出力ＩＰ３と４４ｄＢｍに等しいＰ１ｄＢを備えたノードＢ電力アンプを例にとると、典型的には、−８０ｄＢｍの隣接チャネル電力に一致した所望の最大伝送電力は、ＣＤＭＡ（符号分割多重接続）に対する＋１５ｄＢｍ（３１ｍＷ）のオーダを有することになる。電力アンプは、０．０３％のＤＣからＲＦへの電力変換を表す１００Ｗ近傍で利用される。

指定されたＡＣＬＲを実現するため、上記解析から、適度な伝送電力に対して、狭帯域ＲＦフィルタが要求されるのは明らかである。

前述の例における電力アンプを基準として利用すると、＋３４ｄＢｍ（２．５Ｗ）の伝送電力で期待される典型的なＡＣＬＲは、５５ｄＢ（または絶対−２１ｄＢｍ）のオーダを有するであろう。ＰＡにおいて生成されるこの隣接チャネル電力のレベルにより、ＲＦフィルタは、少なくとも６０ｄＢの保護を隣接チャネルに提供することが求められる。

これはまた、満足することが極めて困難な仕様であり、とても高いＱ誘電共振器の利用を要求する。

考えられている基地局送信機では、ＲＦフィルタは電力アンプに迅速に追従しなければならず、このようなフィルタはアナログ技術を用いて実現されねばならない。有意に緩和されたロールオフレートを犠牲にして一定のグループ遅延に近似させることが可能であるが、アナログフィルタが一般に一定でないグループ遅延を示すことは周知である。しかしながら併存のため、とても急峻なロールオフレートが不可欠であり、通過域のグループ遅延の変動とフィルタロールオフレートとの間の要求がコンフリクトすることになる。

一定でないグループ遅延は、送信信号内部の異なる周波数要素が、フィルタを通過するときに異なる遅延を受けるため、送信信号のクオリティに直接的な影響を有する。この結果、ＲＦフィルタは、送信信号に符号間干渉（ＩＳＩ）を招くこととなる。

［１］による技術仕様は、伝送精度として「ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）」を定義している。このＥＶＭは、パーセント表示される実際の受信信号に対する理想受信信号の比率である。基準信号は、ＲＲＣ（Ｓｑｕａｒｅ−Ｒｏｏｔ Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ）フィルタにより２回、送信機において１回、そして測定する受信機において１回それぞれフィルタリングされる。これにより、信号障害がないと仮定すると、受信基準信号はＩＳＩフリーとなる。ここで、受信タイミングは、ＥＶＭを最小化するため最適化される。

与えられた単一チャネルＲＦフィルタにより取得されるＥＶＭのシミュレーションは、ＥＶＭが典型的には１７％であるということを示した。これらの例は、ＲＦフィルタのＥＶＭ寄与のみを考慮したものであり、この点までにおける残りの伝送ラインは、この計算に含まれない。

３ＧＰＰ仕様［１］は、最大ＥＶＭを１２．５％に指定し、これにより、ＲＦフィルタの存在が仕様の一部により必要とされても、それはＥＶＭ部分における失敗を招くということは明らかである。

ＲＦアナログ等化が可能ではあるが、このアプローチはサイズ、コスト、挿入ロス及び複雑さの増大などいくつかの理由のため好まれるものでない。また、アナログ等化がフィルタの中心周波数に対し最適化され、以下でわかるように、アプリケーションにより必要とされる正確なチャネル中心に依存して、等化を最適化することが効果的である。

ＲＦフィルタから許容可能なＥＶＭ寄与を得るために適切なアナログ等化パフォーマンスを実現するため、典型的には、パッシブイコライザは実際のフィルタ自体とほとんど同じくらい複雑なものとなる。

パッシブＲＦアナログ等化アプローチによる他の問題点は、フィルタの帯域全体にわたる挿入ロスを増大させることなく、振幅等化を実現するのに適切でないということである。これは、パッシブな実現形態はゲインでなく、減衰のみを発生させうるためである。

パッシブＲＦ等化を除外した後、設計者にはベースバンド等化の可能性が残る。これは、パッシブまたはアクティブアナログベースバンドフィルタまたはデジタルフィルタの何れかにより実現することが可能である。以下でより詳細には説明されるように、本発明の好適な実施例では、デジタルフィルタ手段は、求められる等化が個々のフィルタに対し最適化される必要があり、生産環境においてアナログイコライザをチューニングすることが不可能である用途における唯一の適切な手段である。デジタル等化フィルタは、等化対象のＲＦフィルタの測定から直接にコンピュータプログラムにより計算することができ、このため、当該ユニットの生産に対する影響を最小にすることができる。

ＵＭＴＳ無線干渉におけるチャネル中心周波数は、２００ＫＨｚの整数倍に規定されるが、５ＭＨｚチャネルの割当てが、１９００ＭＨｚから１９０５ＭＨｚまでの５ＭＨｚの整数ブロック間において名目的に規定される。明らかにこの例では、真の中心周波数は、２００ＫＨｚの整数倍ではない１９０２．５ＭＨｚとなる。中心周波数の正確な選択は、事業者またはライセンス機関によるものである。チャネル割当ての例では、１９０２．４ＭＨｚまたは１９０２．６ＭＨｚの２つの中心周波数が可能である。

ＲＦフィルタは高価であり、納期が長いため、スペクトルの各５ＭＨｚブロックに対して、２つの異なるフィルタを有することは望ましいことではない。真の中心周波数に中心周波数を有する１つのフィルタを用意することがさらに好ましい。これにより、この中心フィルタはさらに、１９０２．４ＭＨｚと１９０２．６ＭＨｚに関して中心となる信号の伝送精度を劣化させるであろう。

以下に説明されるように、本発明の好適な実施例では、デジタルプレイコライザの振幅等化部は、特定の中心周波数に対し最適化されるよう製造時に容易に設定することができる。また必要に応じて、当該ユニットがチャネル中心の何れかを介し伝送可能なソフトウェア制御を介したフィールドにあるとき、これらの係数は遠隔的に変更可能である。

図１を参照するに、送信機構成１００は、ＴＤＤ ＵＭＴＳシステム（図示せず）のノードＢ装置２００における利用のため設計される。ノードＢ装置は、併存に適している。併存は、
・ＴＤＤ基地局とＦＤＤ基地局との間で共有される１つのアンテナ
・ＴＤＤ基地局間で共有される１つのアンテナ
・各基地局が各自のアンテナを有するが、同一セル位置では同一タワーを占有する複数の基地局アンテナ
をカバーするということは理解されるであろう。

以下でより詳細に説明されるように、送信機構成１００は、本発明を利用したデジタル前置等化を実装する。送信機構成１００は、送信フィルタ部１１０と、デジタルプレイコライザ部１２０と、デジタルアナログ変換（ＤＡＣ）部１３０と、送信部１４０と。後置変換ＲＦ信号チャネルフィルタ部１５０とから構成される。変調された伝送信号のＩ（同相）及びＱ（直交位相）要素が、送信フィルタ部１１０の各自のＲＲＣ（Ｒｏｏｔ−Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ）フィルタ１１２と１１４に印加される。ＲＲＣフィルタ１１２と１１４は、実数のフィルタ係数を有する。ＲＲＣフィルタ１１２と１１４の出力は、第１ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）デジタルフィルタ１２２と第２ＦＩＲデジタルフィルタ１２４の直列構成に印加される。複雑なフィルタ係数を有するＦＩＲデジタルフィルタ１２２と１２４が、以下においてより詳細に説明される。第２ＦＩＲデジタルフィルタ１２４からのＩ及びＱ出力は、各自のアナログデジタルフィルタ１３２及び１３４に印加される。ＡＤＣ変換器１３２及び１３４の出力は、上位変換された周波数の１つの伝送出力信号を生成するため、送信アップ変換器１４２に印加される。送信アップ変換器１４２の出力は、正確な大きく帯域制限された伝送出力信号Ｔを生成するため、ＲＦ単一チャネルフィルタ１５２に印加される。

デジタルプレイコライザ部１２０の機能は、単一チャネルＲＦフィルタ１５２の非理想通過域特性を訂正することである。上記非理想特性は、以下の２つの異なる要因に分解可能である。
・非線形位相に等しい一定でないグループ遅延対周波数応答；グループ遅延の変動は、妥当な個数のセクションを用いた大変急峻な移行領域を有するフィルタの設計の結果である。
・信号通過域における早いロールオフ；フィルタ設計及び実際的な実現の結果、すなわち、有限のＱの結果
各要因は、個別に考慮することが可能である。

グループ遅延等化が、対称的インパルス応答が線形位相の性質を有するという知識を利用することにより実現される。このため、ＦＩＲデジタルフィルタ１２２は、ＲＦフィルタ１５２のインパルス応答を時間反転したものにより信号をフィルタリングすることにより、グループ遅延等化を提供するよう構成される。インパルス応答は、ＲＦフィルタ１５２の測定された周波数応答に対して逆離散フーリエ変換を適用することにより取得される。

適切なイコライザが、インパルス応答を切り捨て及び量子化することにより取得される。すべての必要な処理は、典型的なデスクトップコンピュータにより容易に計算することができる。フィルタの位相応答を訂正するため適用される正確な信号処理スキームは重要なものではなく、適切な信号処理スキームが本発明の技術分野における当業者の知識の範囲内に属するということは理解されるであろう。

図２は、１．９ＧＨｚＵＴＲＡノードＢにおいて用いられる単一チャネル狭帯域ＲＦフィルタの振幅応答のグラフ表示を示す。

図３は、デジタルＦＩＲフィルタ１２２による送信データ信号を前置フィルタリングすることによるグループ遅延の向上を示す。上下のラインはそれぞれ、前置フィルタリングを備えるグループ遅延と備えないグループ遅延を示す。

位相等化フィルタ１２２はＲＦフィルタの非線形位相応答に対する十分な訂正を与えるが、伝送精度（ＥＶＭ）の結果として得られる向上は、通過域の振幅ロールオフにより制限される。従って、振幅応答に対する訂正を導入することが必要である。

このため、第１ＦＩＲフィルタ１２２の位相訂正性質に影響を与えることなく、振幅応答に対する訂正を行う第２ＦＩＲフィルタ１２４が利用される。この基準は、第２振幅訂正フィルタ１２４が、対称的なＦＩＲフィルタであり、線形位相を示す必要があるということを意味する。

この第２フィルタ１２４はまた、所望のＲＦチャネル中心周波数の周りの非対称ＲＦフィルタ応答を訂正し、これにより、１つのＲＦフィルタによる真のＲＦフィルタ中心周波数からのわずかな中心オフセットに対する最適化を可能にすることにより、さらなる訂正を行うのに利用可能である。

本例では、例えば１９０２．５ＭＨｚを中心とする単一のＲＦフィルタは、１９０２．４ＭＨｚ及び１９０２．６ＭＨｚのチャネル中心周波数に対し個別に最適化することが可能であり、これにより、必要とされる他のＲＦフィルタ手段の個数を減らすことができる。

デジタルである等化フィルタ１２２はプログラム可能であり、ノードＢがＲＦフィルタを変更する必要なく、（例えば、ソフトウェア制御を介し）当該フィールドにおいて上記２つの周波数の何れかにおいて動作することを可能にするため、フィルタ応答を最適化する機能を提供する。

また、位相等化フィルタ１２２は、信号が効果的に２回フィルタリングされるため、ＲＦフィルタの振幅ロールオフを強調し、これにより、位相イコライザ１２２を搭載することは振幅イコライザ１２４の必要性を増大させることとなるということに注目すべきである。

図４は、理想的な変調マスク（狭い形状）とＲＦフィルタ（広い形状）の振幅応答を比較する。ここで、ＲＦフィルタと変調との間には１００ＫＨｚのオフセットが存在し、変調の低い側におけるより大きな減衰が生じるということが注目されるかもしれない。

振幅ロールオフが小さいものであっても（典型的には、ＲＦフィルタは変調マスク上の３ｄＢポイントにおいて１ｄＢだけロールオフしている）、ＥＶＭの効果は大きなものとなる。複数のＲＦフィルタの特徴付けは、位相等化のみを適用することにより約８％のＥＶＭが生じる（等化されないフィルタに対する１７％から低減された）ということを示した。振幅等化を適用することは、エラーベクトルを約３％の許容可能レベルに向上させることが可能である。

ＦＩＲフィルタ１２４を設計するため、「最小二乗」フィルタ設計プログラムが利用される。このような設計プログラムは、市場から入手可能なソフトウェアにおいて容易に利用可能であり、さらなる詳細について説明は必要とされない。要求される等化応答は非対称であり、大部分の市販のＦＩＲフィルタ設計ツールは、実数値対称ＦＩＲ構成を生成するため、当該フィルタは伝送デジタル処理における実現に適した複雑なローパス構成にダウン変換される通過域フィルタとして設計される。

図５は、振幅イコライザから取得した一例となる結果を示す。ここで、上下のラインはそれぞれ、位相等化のみの後のフィルタ応答と振幅及び位相等化両方の後のフィルタ応答を示す。これら２つのラインを比較することによりわかるように、通過帯域の平坦性の大きな向上が実現される。

フィルタ全体は、位相イコライザと振幅イコライザからのインパルス応答を巻き込むことにより単に取得される。フィルタの長さは、最も高い蓄積エネルギーを含むＮ個の連続した係数を選ぶことにより最適化される。必要とされるタップ数Ｎは、求められる等化精度の関数となる。

上述の図１に図示されたデジタル前置等化送信機構成１００において、デジタルＦＩＲフィルタリング１２０はアナログ単一チャネルＲＦフィルタ１５２におけるエラーに対する等化を行うため、ＲＦフィルタ１５２は、より小型の安価なＲＦフィルタの実現のため、指定された阻止帯域減衰を実現するため、所望の信号の通過域においてロールオフを行うよう慎重に設計されてもよい。

上述の図１に示されるデジタル前置等化送信機構成１００では、単一チャネルＲＦフィルタ１５２は、送信構成における最終要素であるということは理解されるであろう。ＴＤＤシステムでは、送受信両方の機能のため、ＲＦフィルタ１５２を利用することが可能である。受信信号処理は図示されていないが、デジタルイコライザがここでまた利用可能である。

固定化された定義の送信フィルタ（ＵＭＴＳの場合における０．２２のロールオフ係数によるＲＲＣ）とは異なり、デジタルプレイコライザは完全にプログラム可能である必要があり、このため、その関連する実現形態の複雑さはそれのゲート数に関して大きなものとなる。従って実際上は、必要とされるゲート数を減少させるためのステップがとられる必要がある。

各ＦＩＲフィルタを構成するのに必要とされるゲート数は、フィルタの長さ（すなわち、係数の個数）とデータパスと係数値両方の量子化に関連する。ＲＦフィルタのサンプルに基づき必要とされる最適なフィルタ長と係数量子化を決定するのにシミュレーションを利用することが可能である。

例えば、複数のフィルタの応答が測定され、適切なイコライザが設計された。

テストされたすべてのフィルタのインパルス応答が同様であることが検出され、これにより、当該フィルタを実現するのに利用された乗算器のサイズは、係数の予想される値の大きさに基づき最適化することが可能である。

図６は、上記例に基づくデジタルプレイコライザ部１２０の一実現形態を示す。図示されるように、ＦＩＲデジタルフィルタ（位相イコライザ１２２と振幅イコライザ１２４からのインパルス応答を巻き込むことにより取得される上述の全体的フィルタ）は、４０のステージから構成される（そのうちの６つが図示される）。各ステージは、フィルタリング対象のＩ/Ｑ入力信号ｘ（ｎ）を表す１０ビット実数値Ｒｅ｛ｘ（ｎ）｝と１０ビット虚数値Ｉｍ｛ｘ（ｎ）｝を受け取り、この受信した値のペアを各自のフィルタ係数の実部Ｒｅ｛ｈ_ｅｑ｝と虚部Ｉｍ｛ｈ_ｅｑ｝を表す値のペアと掛け合わせる（乗算器１６０の１つにおいて）。フィルタ係数１−４０の虚部は５ビット値であり、係数１−１５の実部は５ビット値、係数１９−２５の実部は６ビット値、係数２６−４０の実部は７ビット値である。これにより、ステージの乗算器の出力は、１５ビット値のペア（ステージ１−１５）、１６ビット値のペア（ステージ１６−２５）及び１７ビット値のペア（ステージ２６−４０）を生成する。乗算器１６０の出力は、ビット選択ユニット１８０に印加される２２ビット値のペアの出力を有し、フィルタリングされたＩ/Ｑ信号を表す１０ビット出力値のペアを生成する加算器１７０において合成される。

フィルタで利用される正確なビット数は重要なものではなく、複雑さを減少させるよう最適化されることが望ましいということは理解されるであろう。

本実施例の応用では、イコライザフィルタの係数は実数だけでなく複素数であり、このためフィルタはより複雑なものとなることが理解されるであろう。複素入力データと実数のみの係数を有するフィルタは、実数と虚数両方の入力データに対し同様のフィルタリングを実現する必要がある。従って、各Ｉ及びＱデータペアに対し２つの乗算が必要とされる。係数が複素数である場合、各乗算器は、各ＩおよびＱデータペアに対する４つの複素乗算と２つの加算を行う完全複素数乗算器である必要がある。従って、乗算器のビット数が最小化される場合、フィルタの複雑さに関して大きな効果を有することとなる。この応用では、フィルタ応答の非対称性の程度は小さいため、フィルタ係数は、最大係数が実数となるよう最適化することが可能である。これは、虚数係数が小さくなることを可能にし、これにより、より少ないビットしか必要とされない。また、フィルタのインパルス応答の一部のみが大きな係数を有し、これにより、プログラム可能なフィルタのサイズは、イコライザ応答に対し予想された一般的形態に最適化することが可能となる。ここで、各ＲＦフィルタは、わずかに異なるインパルス応答を必要とし、フィルタの各部に割り当てられるビット数はこの変動を考慮に入れる必要がある。

複素係数フィルタを利用することにより非対称振幅及び位相応答を実現し、当該係数は最大の係数が実数であることを保証するよう回転される位相であり、このため、比較的わずかなフィルタ非対称性に対しては、フィルタの実現形態の複雑さを最小化できるフィルタの実現形態の効果を有するということは理解されるであろう。

上述のデジタル前置等化されるＲＦフィルタリングスキームが、以下の効果を提供するということは理解されるであろう。すなわち、良好な送信精度と許容可能なＩＳＩパフォーマンスの両方を提供しながら、３ＧＰＰノードＢ併存仕様が満たされることを可能にし、中心周波数と共に利用される基本的なＲＦ単一チャネルフィルタがＵＭＴＳチャネル上の中心となる所望の値に調整可能なフィールドとなることを可能にし、フィルタ中心周波数がソフトウェアによりフィールドチューニングされることを可能にする。

図１は、デジタル前置等化のアプリケーションを示す一例となる送信機構成のブロック図を示す。 図２は、単一チャネルＲＦフィルタの応答のグラフ表示を示す。 図３は、位相等化デジタルフィルタの導入に従うグループ遅延の向上のグラフ表示を示す。 図４は、理想的変調マスクとＲＦフィルタ振幅ロールオフのグラフ表示を示す。 図５は、一例となる振幅等化ＲＦフィルタのグラフ表示を示す。 図６は、図１のデジタル前置等化ＦＩＲフィルタの一実現形態のブロック図を示す。

Claims (30)

1. 無線通信送信機での利用のためのフィルタ装置であって、
   送信対象のデジタル信号を受信する手段と、
   前記デジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ手段と、
   前記アナログ信号をフィルタリングするアナログチャネルフィルタ手段と、
   前記デジタル信号をフィルタリングするＤＡＣ手段の前に接続され、前記アナログチャネルフィルタ手段における非理想を実質的に訂正するよう構成されるデジタルプレイコライザフィルタ手段と、
   から構成されることを特徴とする装置。
2. 請求項１記載のフィルタ装置であって、
   前記プレイコライザデジタルフィルタ手段は、
   前記アナログチャネルフィルタ手段における非線形位相応答を実質的に訂正する手段と、
   前記アナログチャネルフィルタ手段における振幅エラー応答を実質的に訂正する手段と、
   から構成されることを特徴とする装置。
3. 請求項１または２記載のフィルタ装置であって、
   前記プレイコライザデジタルフィルタ手段は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタから構成されることを特徴とする装置。
4. 請求項１乃至３何れか一項記載のフィルタ装置であって、
   前記アナログチャネルフィルタ手段は、狭帯域ＲＦフィルタから構成されることを特徴とする装置。
5. 請求項１乃至４何れか一項記載のフィルタ装置であって、さらに、
   前記ＤＡＣ手段と前記アナログチャネルフィルタ手段との間に接続され、上方周波数変換を提供するアップ変換手段を有することを特徴とする装置。
6. 請求項１乃至５何れか一項記載のフィルタ装置であって、
   前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、前記アナログチャネルフィルタ手段の中心周波数を所望の値に調整するよう構成されることを特徴とする装置。
7. 請求項１乃至６何れか一項記載のフィルタ装置であって、
   前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、プログラム可能であることを特徴とする装置。
8. 請求項１乃至７何れか一項記載のフィルタ装置であって、
   前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、非対称等化を提供する複素係数を有することを特徴とする装置。
9. 請求項８記載のフィルタ装置であって、
   前記フィルタ係数の最大のものは、実数であることを特徴とする装置。
10. 請求項１乃至９何れか一項記載のフィルタ装置であって、
    前記アナログチャネルフィルタ手段は、指定された阻止帯域減衰を実現するため、前記所望の信号の通過域にロールオフを有することを特徴とする装置。
11. 請求項１乃至１０何れか一項記載のフィルタ装置であって、
    該装置は、受信した信号経路における利用のため構成されることを特徴とする装置。
12. 請求項１乃至１１何れか一項記載のフィルタ装置であって、
    前記無線通信システムは、ＵＭＴＳ無線通信システムであることを特徴とする装置。
13. 請求項１乃至１２何れか一項記載のフィルタ装置であって、
    該装置は、ＴＤＤ無線通信システムにおける利用のため構成されることを特徴とする装置。
14. 請求項１乃至１３何れか一項記載のフィルタ装置を有するノードＢ装置。
15. 無線通信送信機におけるフィルタリングのための方法であって、
    送信対象のデジタル信号を受信するステップと、
    前記デジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ手段を提供するステップと、
    前記アナログ信号をフィルタリングするアナログチャネルフィルタ手段を提供するステップと、
    前記デジタル信号をフィルタリングするため前記ＤＡＣ手段の前に接続され、前記アナログチャネルフィルタ手段における非理想を実質的に訂正するデジタルプレイコライザフィルタ手段を提供するステップと、
    から構成されることを特徴とする方法。
16. 請求項１５記載の方法であって、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、
    前記アナログチャネルフィルタ手段における非線形位相応答を実質的に訂正し、
    前記アナログチャネルフィルタ手段における振幅エラー応答を実質的に訂正する、
    ことを特徴とする方法。
17. 請求項１５または１６記載の方法であって、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタから構成されることを特徴とする方法。
18. 請求項１５乃至１７何れか一項記載の方法であって、
    前記アナログチャネルフィルタ手段は、狭帯域ＲＦフィルタから構成されることを特徴とする方法。
19. 請求項１５乃至１８何れか一項記載の方法であって、さらに、
    前記ＤＡＣ手段と前記アナログチャネルフィルタ手段との間に接続され、上方周波数変換を提供するアップ変換手段を提供するステップを有することを特徴とする方法。
20. 請求項１５乃至１９何れか一項記載の方法であって、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、前記アナログチャネルフィルタ手段の中心周波数を所望の値に調整することを特徴とする方法。
21. 請求項１５乃至２０何れか一項記載の方法であって、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、プログラム可能であることを特徴とする方法。
22. 請求項１５乃至２１何れか一項記載の方法であって、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段は、非対称等化を提供する複素係数を有することを特徴とする方法。
23. 請求項２２記載の方法であって、
    前記フィルタ係数の最大のものは、実数であることを特徴とする方法。
24. 請求項１５乃至２３何れか一項記載の方法であって、
    前記アナログチャネルフィルタ手段は、指定された阻止帯域減衰を実現するため、前記所望の信号の通過域にロールオフを有することを特徴とする方法。
25. 請求項１５乃至２４何れか一項記載の方法であって、さらに、
    受信した信号経路において前記ＤＡＣ手段、前記アナログチャネルフィルタ手段及び前記デジタルプレイコライザフィルタ手段を利用するステップを有することを特徴とする方法。
26. 請求項１５乃至２５何れか一項記載の方法であって、
    前記無線通信システムは、ＵＭＴＳ無線通信システムであることを特徴とする方法。
27. 請求項２６記載の方法であって、
    該方法は、前記ＵＭＴＳ無線通信システムのノードＢ装置において実行されることを特徴とする方法。
28. 請求項１５乃至２７何れか一項記載の方法であって、
    前記無線通信システムは、ＴＤＤ無線通信システムであることを特徴とする方法。
29. 請求項１５乃至２８何れか一項記載の方法であって、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段を提供するステップは、
    前記アナログチャネルフィルタ手段の測定を行い、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段の測定係数に基づき、自動計算する、
    ことを特徴とする方法。
30. 請求項１５乃至２８何れか一項記載の方法であって、
    前記デジタルプレイコライザフィルタ手段を提供するステップは、前記デジタルプレイコライザフィルタ手段のインパルス応答に基づき、前記デジタルプレイコライザフィルタ手段の量子化フィルタ係数を提供することを特徴とする方法。

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