JP2007503149A - 高周波およびマイクロ波域用の広帯域アンテナモジュール - Google Patents

Abstract

種々の周波数帯域で広帯域アンテナとして動作させられる特に高周波およびマイクロ波域用のアンテナモジュールについて記載される。この目的のために、アンテナモジュールは、アンテナ（１０）と、このアンテナ（１０）を関連した送信および／または受信段に接続するＨＦライン（２０）と、を有し、一方、ＨＦライン（２０）の少なくとも一部分またはセクション（２１，２２）がアンテナ（１０）のインピーダンスから外れるインピーダンスの形の不整合を有するので、特に適している。本発明はさらにこのようなアンテナモジュールを有する電気通信装置に関係する。

Description

本発明は、広帯域または種々の周波数帯域で個々に動作させられる、特に高周波およびマイクロ波域用のアンテナモジュールに関係する。本発明はさらにこのようなアンテナモジュールを備えている通信装置に関係する。

特に移動通信装置による情報発信のため、一般に電磁波が高周波またはマイクロ波域で使用される。これらの波を送信し受信するため、種々の周波数帯域で動作させられ、それぞれが個々の十分に広い帯域幅を有するアンテナがますます使用されている。

このような周波数帯域は、たとえば、８８０〜９６０MHｚ（ＧＳＭ９００）、１７１０〜１８８０ＭＨｚ（ＧＳＭまたはＤＣＳ１８００）、そして特に米国における８２４〜８９４ＭＨｚ（ＡＭＰＳ）、そして１８５０〜１９９０ＭＨｚ（Ｄ−ＡＭＰＳ、ＰＣＳまたはＧＳＭ１９００）の携帯電話標準規格にある。さらに、ＵＭＴＳ帯域（１８８０〜２２００ＭＨｚ）、特に広帯域ＣＭＤＡ（１９２０〜１９８０ＭＨｚと２１１０〜２１７０ＭＨｚ）、そして、１８８０〜１９００ＭＨｚの周波数帯域内のコードレス電話のＤＥＣＴ標準規格、および、たとえば、携帯電話機、コンピュータ、エンターテインメントエレクトロニクスを使用する家電製品などの種々の電子装置の間でデータを交換するため使用される２４００〜２４８３．５ＭＨｚの周波数帯域内のブルートゥース標準規格（ＢＴ）が含まれる。

時間依存性のトランジションエリアにおいて、携帯電話機が少なくとも一つのＧＳＭ周波数域とＵＭＴＳ周波数域の両方で動作することがさらに必要である。殆どの場合、携帯電話機は、米国および欧州に居ることが多いユーザが２台の携帯電話機を携行する必要がないように、二つの欧州（ＧＳＭ）帯域と二つの米国帯域（ＡＭＰＳおよびＰＣＳ）の両方で動作可能であることがさらに必要である。

情報の送信に加えて、移動通信装置は、たとえば、アンテナが動作する能力を備えるべきである、既知のＧＰＳまたはその他の周波数域における衛星ナビゲーションのような付加的な機能およびアプリケーションがさらに設けられる。

このタイプの現代的な電気通信装置は最大数のこれらの周波数域で動作可能であることが必要であるので、これらの周波数域をカバーする対応するマルチバンドまたは広帯域アンテナが必要である。

これらの機能およびさらなる機能の携帯電話機への組み込みの増加と、同時に携帯電話機をできる限り小型化する試みとに起因して、利用可能な筐体内の空間がさらに小さくなるので、アンテナはできる限り小さい体積とできる限り小さい表面を有することがさらに必要である。

所定の波長の放射線が放出されるアンテナのサイズを小型化するために、誘電率ε_ｒ＞１を有する誘電体が使用される。これは１／⊆ε_ｒの倍率による誘電体内の放射線の波長の短縮の原因となる。したがって、このような誘電体に基づいて設計されたアンテナは同様にこの倍率によって短縮される。しかし、この欠点は、誘電率が増加すると、アンテナの帯域幅がそれに応じて小さくなることである。

この種のアンテナは誘電体材料の基板を備え、１個以上の共振メタライゼーション構造(resonant metallization structures)が一つまたは複数の希望の周波数帯域によって指示されるようにその基板の表面に塗布される。共振周波数の値は、プリントメタライゼーション構造の寸法とその基板の誘電率の値とに依存する。個別の共振周波数の値は、メタライゼーション構造の長さが増加すると共に、また、誘電率の値が高くなると共に小さくなる。この種のアンテナは、プリントワイヤーアンテナ（ＰＷＡ：Printed Wire Antennas）または誘電体ブロックアンテナ（ＤＢＡ：Dielectric Block Antennas）とも称される。

このようなアンテナの特別な利点は、そのアンテナが、必要に応じてその他のコンポーネントと一緒に、表面実装（ＳＭＤ：Surface-Mounting）技術によって、すなわち、付加的な実装（ピン）が電磁波電力を送り込むことを必要とされることなく、基板に平坦にはんだ付けされ、同じ方法で接点が作られることによってプリント回路基板（ＰＣＢ：Printed Circuit Board）に直接的に実装される。

しかし、問題および難点は、特にこのようなアンテナが複数の周波数帯域で動作するときに、メタライゼーション構造の寸法を決めることである。所要の周波数域の一つへのアンテナの最適適応は、その結果として、メタライゼーション構造が相互に影響を与えるので、他の周波数域におけるアンテナ電力が影響されることになる。

移動通信装置に同様に使用される別のタイプのアンテナは、メタライゼーション構造が接地メタライゼーションの上に配置され、ボリューム共振器として機能する、いわゆる板状逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡ：Planar Inverted F Antennas）である。しかし、これらのアンテナの欠点は、アンテナが比較的広い空間を必要とし、その空間が誘電体材料の使用によってある限られた範囲だけに縮小されること、または、メタライゼーション構造の異なる部分の間の強い相互作用が原因でサイズが縮小した場合にアンテナが非常に狭い帯域幅しか持たないことである。

本発明が基礎とする目的は、したがって、特に高周波およびマイクロ波域のためのアンテナであって、従来のアンテナより、上記の周波数域に対してかなり広い共振曲線を有するアンテナが提供されることである。

より詳細には、上記の周波数域のうちの少なくとも二つの周波数域で動作可能であるアンテナモジュールが提供される。

さらに、本発明によれば、比較的大きい共振帯域幅と比較的小型の寸法を有し、よって空間を節約する、比較的小さい移動通信装置内に収容できる冒頭の段落に記載されたタイプのアンテナモジュールが提供されるべきである。

この目的は、請求項１に従って、アンテナと、アンテナを関連した送信および／または受信段に接続するＨＦラインとを有し、ＨＦラインの少なくとも一部分またはセクションがアンテナのインピーダンスから外れるインピーダンスの形の不整合を有するアンテナモジュールによって達成される。

このソリューションの特殊な利点は、たとえば、受動インピーダンスインターフェイスネットワーク、または、アクティブコントロールのように、共にプリント回路基板上の空間を占め、さらに付加的なコストを生じさせる付加的なコンポーネントまたは組立品が必要でないことである。

このソリューションのさらなる利点は、使用されるアンテナのタイプおよび与えられた動作周波数域とは概ね独立に適用されることである。このようにして、より詳細には、冒頭の段落に記載された異なるタイプの高周波およびマイクロ波アンテナはより大きい共振帯域幅が与えられる。

従属請求項は本発明の有利なさらなる実施形態を有する。

請求項２および３に記載された実施形態は、共振帯域幅の特に効果的な増加という結果になる。

請求項４および５に記載された実施形態は、本発明によるアンテナモジュールにおいて特に有利に使用されるアンテナを備えている。

請求項５による実施形態はさらに約２ＧＨｚ以上の動作周波数に対して特に良好であることを示し、基板なしで済ますことができるというさらなる利点がある。

請求項６および７は、最後に、本発明によるアンテナモジュールをそれぞれ有するプリント回路基板または移動通信装置に関係する。

本発明のさらなる詳細、特徴および利点は、添付図面を参照して以下の本発明の典型的な実施形態の説明から理解される。

図１（Ａ）は、好ましくは、背面側にメタライゼーション３１が設けられたプリント回路基板（ＰＣＢ）３０の前面の略平面図である。プリント回路基板３０のコーナーにはメタライゼーション３１がなく、アンテナ１０およびＨＦライン２０を有するアンテナモジュールがある。

アンテナ１０は明確化のため図１（Ｂ）に拡大された形で表されている。これは誘電体ブロックアンテナ（ＤＢＡ）またはプリントワイヤーアンテナ（ＰＷＡ）である。本発明によるアンテナモジュールは、しかし、既に詳細に説明したように、その他のタイプのアンテナによって作ることも可能である。さらに、このモジュールは、以下に記載される周波数域だけでなく、既に説明した周波数域のようなその他の周波数域のために同様に寸法が決められる。

アンテナ１０は、本質的に長さまたは幅が約３〜４０の倍率で高さより大きい直方体ブロックの形をした基板１１を備えている。したがって、以下の説明では、図１の表現における基板１１の上側の（広い）面は上側主面と呼ばれ、反対側の面は下側主面と呼ばれ、それらに直交する面は基板１１の側面と呼ばれる。

直方体基板１１の代わりに、たとえば、アプリケーションおよび利用可能な空間に依存して円形、三角形、または、四角形の円筒形状のような他の幾何形状を選択することも可能である。さらに、基板１１は、たとえば、材料、したがって、重量を抑えるために中空空間または凹部をさらに有する。

基板１１は、たとえば、セラミック材料および／または高周波数で使用できる一つ以上のプラスチックで作られるか、または、セラミック粉末をポリママトリックス（polymer matrix）に埋め込むことにより作られる。純ポリマ基板を使用することも可能である。材料は、可能な限り少ない損失と、高周波特性の僅かな温度依存性をもつべきである（ＮＰＯまたはいわゆるＳＬ材料）。

アンテナ１０のサイズを縮小するため、基板１１は、好ましくは、誘電率ε_ｒ＞１、および／または、比透磁率μ_ｒ＞１を有する。しかし、この点に関して、大きいまたは増加する誘電率および／または比透磁率を有する基板によって達成できる帯域幅は減少することが斟酌されるべきである。

図１（Ｂ）に示されたアンテナ１０を用いると、基板１１（好ましくは、ＮＰＯセラミック）は約２１．５の誘電率ε_ｒと、約１０ｍｍの長さと、約２ｍｍの幅と、約１ｍｍの高さを有する。このアンテナは、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域におけるワイヤレス通信（たとえば、ブルートゥース、ＷＬＡＮ、ホームＲＦなど）に適する。

基板１１は、その下側主面に、たとえば、銀、銅、金、アルミニウム、または、超伝導体のような電気的に高い導電性の材料からなる共振プリント配線構造１をもつ。プリント配線構造１は基板１１に埋め込まれてもよい。

基板１１の下側主面には、第１の接続ポイント２（はんだポイント）によって接地電位、すなわち、接地メタライゼーション３１に接続された第１の共振メタライゼーション構造１（破線）が配置される。メタライゼーション構造１は、場合に応じて幅の異なるプリント配線の形をした１個または種々の個別のメタライゼーションによって形成される。図示された実施形態では、この構造は、本質的に、基板１１の全長に亘る蛇行形状を有し、Ｌが自由空間中の信号の波長であるときにＬ／⊆ε_ｒの電気的実効長Ｌ’を有する。メタライゼーション構造１は、その長さがアンテナによって電磁波電力が放射される波長の約半分に一致するように測定される。たとえば、上記の２４００〜２４８３．５ＭＨｚの周波数域でのこのアンテナモジュールのアプリケーションでは、自由空間中の波長Ｌは約１２．５ｃｍである。基板の誘電率ε_ｒが２１．５であるならば、半波長０．５Ｌ’が短縮され、よって、必要なメタライゼーション構造１の幾何学的長さは約１３．４８ｍｍに短縮される。

共振メタライゼーション構造１は、基板１１に埋め込んでもよく、または、同等に接触させて基板１１の上側主面に取り付けられてもよい。

共振メタライゼーション構造１に加えて、少なくとも２個のさらなるメタライゼーション構造が基板１１の下側主面に存在し、放射されるべきＨＦ電力を容量カップリングする供給ポイント３、４としての役目を果たす。

図１（Ｂ）によれば、第１の供給ポイント３と第２の供給ポイント４が存在し、それらは、第１の接続ポイント２の領域内で、基板１１の長軸に関して対称的に基板１１の下側主面の反対側のエッジに配置される。供給ポイント３、４は、このとき、好ましくは、製造上の理由のため基板１１のエッジから約２００μｍの距離がある。供給ポイント３、４は、第１の接続ポイント２と同じように、プリント回路基板３０の対応する接点にはんだ付けされる。

ＨＦ電力をカップリングインする供給ポイント３、４の選択は、接続されたプリント回路基板３０上のアンテナの位置決めに応じて行われる。

プリント回路基板３０が、たとえば、湾曲する場合に機械的耐力能力を高め、かつ、確実な接触を確保するため、はんだポイント５が基板１１の反対側の長手方向の端の領域において下側主面にさらに配置される。

上記の基板アンテナの代替案として、特に約２ＧＨｚ以上の周波数では基板をなしで済まし、アンテナ、すなわち、共振プリント配線構造を、たとえば、プリント回路基板３０に直接的に配置し、容量性カップリングの仕組み、たとえば、プリント回路基板３０上のＳＭＤコンデンサを用いるＨＦコネクションを確立することが可能である。プリント回路基板３０の材料は、一般的に４の誘電率を有するが、約１０の誘電率を有するプリント回路基板の材料も知られているので、共振プリント配線構造はわずかに変更されるべきであり、特に、延長される必要がある。

このタイプおよび類似したタイプのアンテナは、一般的に、５０オームの入力インピーダンスを有するように配置される。通常、アンテナを送信段および受信段に接続するためのＨＦラインは同様に、アンテナと、ＨＦラインと、それらに接続された電子ユニット（最終段、受信段など）との間にできる限り反射のない、よって、損失のない整合を達成するために５０オームの自己インピーダンスまたはラインインピーダンスを有する。しかし、その他のアンテナインピーダンスおよびラインインピーダンスも考えられる。

本発明によるアンテナモジュールの場合、ＨＦライン２０は、たとえば、プリント回路基板３０に同一平面上のライン、または、プリント配線として配置される。しかし、たとえば、マイクロストリップ、ストリップラインなどのようなその他の実施形態も同様に可能である。

これらのＨＦライン２０の自己インピーダンスは、たとえば、それらの物理的寸法、特に、それらの幅、プリント回路基板３０の接地メタライゼーション３１からの距離、および、プリント回路基板３０のため使用される材料のタイプと厚さ（誘電率）のようなある種のパラメータの適当な選択によって調節される。

本発明によれば、これらのパラメータの選択は、ＨＦライン２０の少なくとも一部分またはセクション２１、２２が不整合を有するように、すなわち、アンテナ１０の自己インピーダンスから外れるインピーダンスを有するように行われる。驚くほどに、アンテナモジュール全体の帯域幅がこれによってかなり拡大されることが明らかになった。

アンテナモジュールの帯域幅は、その結果、ＨＦライン２０のインピーダンスがアンテナ１０のインピーダンスより高いか低い場合に、インピーダンス偏差の範囲の選択によって具体的に調節される。

ＨＦライン２０の途中に、インピーダンスの外れまたはインピーダンスジャンプ、すなわち、インピーダンスの比較的急激な変化が挿入されるとき、アンテナモジュールの共振帯域幅の特に強い増加がある。

図１（Ａ）によれば、このようなインピーダンスジャンプは、たとえば、アンテナ１０の入力インピーダンスに調節された第１のＨＦラインセクション２１が、アンテナ１０の入力インピーダンスに対して約１０〜２５％高いか低いラインインピーダンスを有する第２のセクション２２を介して、アンテナ１０に接続され、その結果として、全部でＨＦライン２０とアンテナとの不整合が起こることによってもたらされる。

図２および３は、アンテナ１０が５０オームの自己インピーダンスを有する図１（Ａ）に示されたアンテナモジュールの共振帯域幅に、整合しないＨＦライン２０が与える影響を表す。図２および３において、散乱パラメータＳ_１１は周波数に対してプロットされている。

図２では、共振曲線Ａは、対照のため調節された５０オームのＨＦラインの場合を表す。共振曲線ＢはＨＦライン２０が４０オームの自己インピーダンスを有する場合を表し、共振曲線Ｃは（たとえば、図１（Ａ）に表された２個のラインセクション２１、２２を用いて）ＨＦライン２０に５０から４０オームへのインピーダンスジャンプがある場合に測定された。

図３では、共振曲線Ａは再び対照のため整合した５０オームのＨＦラインの場合を表す。共振曲線ＢはＨＦライン２０が６０オームのインピーダンスを有する場合に現れ、共振曲線Ｃは（同様に、たとえば、図１（Ａ）に表された２個のラインセクション２１、２２によって実現される）ＨＦライン２０に５０から６０オームへのインピーダンスジャンプがある場合に測定された。

図２と図３の二つの比較、特に、共振曲線Ｂの比較は、共振帯域幅が６０オームへのインピーダンスの増加によってかなり増加し、一方、４０オームのインピーダンス減少があるときに図１（Ｂ）に示されたアンテナには共振帯域幅の減少があったということを表す。しかし、たとえば、アンテナより低いインピーダンスを有するＨＦライン２０が使用されるときであっても共振帯域幅の増加を達成するために、５０オームとは異なるインピーダンスを有する設計のような異なるアンテナ設計を用いることが可能である。

インピーダンス変化またはインピーダンスジャンプを含むことによって、図３に共振曲線３で表されるように、図１（Ｂ）に示されたアンテナ１０の最大共振帯域幅が得られる。

図４および５は、周波数に対してプロットされた種々のＨＦラインをもつアンテナモジュールの影響を表す。

図４は、５０オームのＨＦラインがアンテナ１０に整合した場合の効率の変動を曲線Ａに表す。曲線Ｂに表された効率は、４０オームの自己インピーダンスをもつ整合しないＨＦライン２０の結果であり、曲線Ｃは５０から４０へのインピーダンスジャンプをもつＨＦライン２０の場合の効率の変動を表す。図１（Ｂ）に示されたアンテナ１０に対し、ＨＦライン２０がアンテナのインピーダンスより低下したインピーダンスを有する場合に、効率がより低下した。

図５は、同様に、すなわち、この場合も整合した５０オームのＨＦラインのため使用された曲線Ａと比較して、インピーダンス増加による不整合の場合の効率曲線を表す。

曲線Ｂは６０オームまでのインピーダンス増加の場合を表し、曲線Ｃは５０から６０オームへのインピーダンスジャンプをもつＨＦライン２０の効率変動を表す。

図５は、アンテナ１０のインピーダンスに対するＨＦライン２０のインピーダンスの増加の結果として、共振帯域幅の増加が、たとえば、反射のような付加的な損失によって引き起こされないように、効率がさらに改善することを表す。

図５における曲線ＢおよびＣは、ＨＦライン２０が６０オームで使用されるときに、特に、このようなＨＦラインが５０から６０オームへのインピーダンス変化と共に使用されるときに、同様に放射帯域幅がかなり高くなることを示す。帯域幅は、それによって、約３０ＭＨｚまで増大され、これは約３０％の比例的な拡張に対応する。

上記のラインインピーダンスの値は、単に実施例として理解されるべきである。明らかに、約１０〜約２０％の上記の大きさのオーダー以外の異なるインピーダンス値を用いる不整合が同様に実施され、選択および設計は、本質的に、アンテナのタイプ、与えられる周波数域、および、希望の帯域幅に依存する。

本発明によるアンテナモジュールを含むプリント回路基板の略平面図である。 アンテナモジュールのアンテナの拡大図である。 インピーダンスが減少した入力構造を含むアンテナモジュールの散乱パラメータの曲線を表す図である。 インピーダンスが増加した入力構造を有するアンテナモジュールの散乱パラメータの曲線を表す図である。 インピーダンスが減少した入力構造を含むアンテナモジュールの効率の曲線を表す図である。 インピーダンスが増加した入力構造を含むアンテナモジュールの効率の曲線を表す図である。

Claims (7)

1. アンテナと前記アンテナを関連した送信および／または受信段に接続するＨＦラインとを備え、前記ＨＦラインの少なくとも一部分またはセクションが前記アンテナのインピーダンスから外れるインピーダンスの形の不整合を有する、特に高周波およびマイクロ波域用のアンテナモジュール。
2. 前記アンテナのインピーダンスより約１０〜約２５％高いか低いインピーダンスを有するＨＦラインを備えていることを特徴とする、請求項１に記載のアンテナモジュール。
3. 異なるインピーダンスを有し、前記アンテナの自己インピーダンスより約２５％高いか低いインピーダンス変化またはインピーダンスジャンプを形成する第１および第２のセクションを有するＨＦラインを備えていることを特徴とする、請求項１に記載のアンテナモジュール。
4. 前記アンテナがプリント回路基板に実装された誘電体ブロックアンテナ（ＤＢＡ）またはプリントワイヤーアンテナ（ＰＷＡ）であり、前記ＨＦラインが前記プリント回路基板に配置された少なくとも１個のプリント配線構造の形で作られることを特徴とする、請求項１に記載のアンテナモジュール。
5. 前記アンテナが少なくとも１個の共振プリント配線構造の形で作られ、前記ＨＦラインと一緒にプリント回路基板に配置されることを特徴とする、請求項１に記載のアンテナモジュール。
6. 請求項１ないし５の何れか一項に記載のアンテナモジュールを備えている、特に表面実装電子要素用のプリント回路基板。
7. 請求項１ないし５の何れか一項に記載のアンテナモジュールを備えている、特に２．４ＧＨｚ域用の移動通信装置。

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