JP2007230415A - 電力制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷電流の制御を行う電流制御手段で消費される損失が絶対定格値を超えないようにする。
【解決手段】車載バッテリと直列に電界効果トランジスタＦＥＴとヒータとを直列に接続した電力制御装置において、ヒータに流れる電流ＩＤをＦＥＴ（素子電圧＝ＶＦＥＴ）により漸増する場合、ＦＥＴの損失ＷＤ＝ＩＤ×ＶＦＥＴが定格値である許容損失ＰＤを超えないように、ヒータ電圧ＶＨが第１の電圧Ｖ１に達したら、それよりも大きい第２の電圧Ｖ２へ段階的に増加させ、その後再びＶＨを漸増させる。また、ＩＤの漸減時も、ＶＨをＶ２からＶ１へ段階的に減少させる。これにより、ＦＥＴの損失ＷＤがＰＤを上回ることなく、ヒータの電力を徐々に増加、または減少させることができる。
【選択図】図４

Description

本発明は、電力制御装置に関する。

車両には、車両の各部位の温度を上昇させるために、通電により加熱される電気ヒータが搭載される場合がある。このような電気ヒータをオフ（ＯＦＦ）状態からオン（ＯＮ）状態へ切り替える場合、または、オン状態からオフ状態に切り替える場合、電気ヒータに流れるヒータ電流は突入的（段階的）に増減する。このような突入的な電流の増減により、車両のオルタネータの応答遅れのため電源に一時的な電圧変動が生じ、電源に接続されている他の負荷であるヘッドライトや車室内の照明の明るさがちらつくという現象が生ずる。

従来より、車両用電気ヒータの電力を制御するものとして、電気ヒータに流れるヒータ電流を、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）のＰＷＭ（パルス幅変調）制御によるスイッチング制御で徐々に増減することにより、電気ヒータのＯＮ−ＯＦＦ時の突入電流を防ぐものがあった（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−１６５１５８号公報

しかし、上記従来技術においてＦＥＴをＰＷＭ制御する場合、ＰＷＭ駆動回路が複雑になるだけでなく、負荷電流の高速スイッチング時に発生する放射ノイズや伝導ノイズ等の電磁ノイズにより、オーディオ機器などの車載電子機器に電波障害を与えるおそれがあった。

また、半導体素子をリニア駆動してヒータ電流を徐変させることも考えられる。しかし、一般に半導体素子や他の回路素子においては、流れる電流により素子が消費する電力（損失）に、絶対定格値（許容損失）が定められており、損失が許容損失を超えない範囲で素子を使用する必要がある。換言すれば、電気ヒータの使用状況すなわち、ヒータ電流の大きさに応じて、回路素子の損失がこの絶対定格値を超えるおそれがある。

本発明は、上記点に鑑み、負荷電流の制御を行う電流制御手段で消費される損失が絶対定格値を超えないようにすることを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、負荷（２）と負荷（２）に流れる負荷電流（ＩＤ）を制御する電流制御手段（３）とが電源（１）に対して直列に接続されているとき、負荷（２）に印加される負荷電圧（ＶＨ）が、負荷電流（ＩＤ）に応じた電流制御手段（３）の消費電力である損失（ＷＤ）がその絶対定格値である許容損失（ＰＤ）を超えない範囲の電圧となるように負荷電流（ＩＤ）を制御することを特徴とする。

これによれば、負荷電流（ＩＤ）の制御を行う電流制御手段（３）で消費される損失（ＷＤ）が絶対定格値（ＰＤ）を超えないよう、負荷電圧（ＶＨ）を制御することができる。また、これを、ＰＷＭ制御回路のような複雑な回路を用いることなく行うことができる。

より具体的には、電流制御手段（３）の損失（ＷＤ）が許容損失（ＰＤ）より小さいときの負荷電圧（ＶＨ）の限界値として設定される２つの電圧値、すなわち、第１の電圧（Ｖ１）および第１の電圧より大きい第２の電圧（Ｖ２）に対して、電流制御手段（３）は、負荷電流（ＩＤ）に応じた負荷電圧（ＶＨ）が、第１の電圧（Ｖ１）以下、または、第２の電圧（Ｖ２）以上となるよう、負荷電流（ＩＤ）を制御することにより行うことができる。

さらに、電流制御手段（３）は、負荷電圧（ＶＨ）が第１の電圧（Ｖ１）に達するまで負荷電圧（ＶＨ）を漸増させるよう負荷電流（ＩＤ）を制御し、負荷電圧（ＶＨ）が第１の電圧（Ｖ１）に達した後は、負荷電圧（ＶＨ）が第２の電圧（Ｖ２）となるよう負荷電流（ＩＤ）を段階的に増加させ、負荷電圧（ＶＨ）が第２の電圧（Ｖ２）に達した後は負荷電圧（ＶＨ）を漸増させるよう負荷電流（ＩＤ）を制御することにより、電流制御手段（３）の損失（ＷＤ）が許容損失（ＰＤ）を超えないように負荷電圧（ＶＨ）を増加させることができる。

また、逆に、電流制御手段（３）は、負荷電圧（ＶＨ）を減少させるよう負荷電流（ＩＤ）を制御するとき、負荷電圧（ＶＨ）が第２の電圧（Ｖ２）に達するまで負荷電圧（ＶＨ）を漸減させるよう負荷電流（ＩＤ）を制御し、負荷電圧（ＶＨ）が第２の電圧（Ｖ２）に達した後は、負荷電圧（ＶＨ）が第１の電圧（Ｖ１）となるよう負荷電流（ＩＤ）を段階的に減少させ、負荷電圧（ＶＨ）が第１の電圧（Ｖ１）に達した後は負荷電圧（ＶＨ）を漸減させるよう負荷電流（ＩＤ）を制御することにより、電流制御手段（３）の損失（ＷＤ）が許容損失（ＰＤ）を超えないように負荷電圧（ＶＨ）を減少させることができる。

電流制御手段（３）としては、電源（１）側に接続される第１端子（Ｄ）と負荷（２）側に接続され負荷電流（ＩＤ）を出力する第２端子（Ｓ）と負荷電流（ＩＤ）を制御する制御電圧が与えられる第３端子（Ｇ）とを備えた半導体素子（４）と、この半導体素子（４）の出力電流を制御するための制御部（５）とを備えた構成とし、さらに制御部（５）は、半導体素子（４）の第１および第２端子（Ｄ、Ｓ）間電圧である素子電圧（ＶＦＥＴ）を検出し、この素子電圧（ＶＦＥＴ）に基づき半導体素子（４）から出力される負荷電流（ＩＤ）を制御することができる。この場合、電源電圧（ＶＢ）や負荷抵抗（ＲＨ）が実質的に変化しないものとして負荷電流（ＩＤ）を制御できるので、制御部の回路構成を簡単にすることができる。

あるいは、電流制御手段（３）として、半導体素子（４）の第２端子（Ｓ）より出力される電流を検出するための標準抵抗としての検流抵抗（６）を備えるようにする。そして、制御部（５）が、半導体素子（４）を流れる負荷電流（ＩＤ）としての電流と第１端子（Ｄ）および第２端子（Ｓ）の両端電圧である素子電圧（ＶＦＥＴ）とを検出して、これらの積より半導体素子（４）の消費電力である損失（ＰＤ）を直接算出して、この損失（ＰＤ）が半導体素子（４）に定められた許容損失（ＰＤ）を超えないように負荷電流（ＩＤ）を制御して、負荷電圧（ＶＨ）を所望の大きさにすることができる。これにより、電源電圧（ＶＢ）や負荷の抵抗値（ＲＨ）が変化しても、半導体素子（４）の損失（ＷＤ）を正確に把握して、その許容損失（ＰＤ）を超えないように精度よく負荷電圧（ＶＨ）の制御を行うことができる。

あるいはまた、電流制御手段（３）は、半導体素子（４）の第２端子（Ｓ）より出力される電流を検出するための標準抵抗としての検流抵抗（６）を備えるようにして、制御部（５）が、検流抵抗（６）を流れる電流を負荷電流（ＩＤ）として検出する手段と（Ｓ３００、Ｓ４００）、電源電圧（ＶＢ）を検出する手段（Ｓ３１０、Ｓ４１０）と、負荷電流（ＩＤ）に応じて負荷抵抗（ＲＨ）を算出するとともに、電源電圧（ＶＢ）、負荷抵抗（ＲＨ）および許容損失（ＷＤ）より第２の電圧（Ｖ２）または第１の電圧（Ｖ１）を算出する手段（Ｓ３１２、Ｓ４１２）と、により、算出された第２または第１の電圧（Ｖ２、Ｖ１）に応じて負荷電圧（ＶＨ）を制御することができる。これにより、電源電圧（ＶＢ）や負荷の抵抗値（ＲＨ）が変化しても、半導体素子（４）の損失（ＷＤ）が許容損失（ＰＤ）を超えるような負荷電圧（ＶＨ）の限界値としての第１または第２の電圧（Ｖ１、Ｖ２）を正確に算出することができる。

さらに、検出される検流抵抗（６）に流れる負荷電流（ＩＤ）および半導体素子（４）の素子電圧（ＶＦＥＴ）より半導体素子（４）の損失（ＷＤ）を直接算出して、これが許容損失（ＰＤ）を超えないように負荷電圧（ＶＨ）を増加または減少させ、損失（ＷＤ）が許容損失（ＰＤ）を超えたら、この許容損失（ＰＤ）と検出される電源電圧（ＶＢ）および算出される負荷抵抗（ＲＨ）とにより第１または第２の電圧（Ｖ１、Ｖ２）を算出して、負荷電圧（ＶＨ）が算出された第１または第２の電圧（Ｖ１、Ｖ２）へ段階的に変化するよう負荷電流（ＩＤ）を制御することができる。これにより、電源電圧（ＶＢ）や負荷抵抗（ＲＨ）の変化に対して、損失（ＷＤ）が許容損失（ＰＤ）を超えない範囲で精度よく負荷電流（ＩＤ）を調節して負荷電圧（ＶＨ）を制御することができる。

上記負荷（２）は負荷電流（ＩＤ）により発熱するヒータであり、電流制御手段（３）は負荷電流（ＩＤ）を制御する半導体素子（４）、より具体的には電界効果トランジスタを備えることができる。

なお、特許請求の範囲およびこの欄で記載した各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の電力制御装置の概略構成を示している。本実施形態の電力制御装置は、車載された電気ヒータに流れる負荷電流を制御して電気ヒータの電力を調整するものである。すなわち、電力制御装置は、電源としての車載バッテリ（以下、バッテリという）１に対して、負荷であるヒータ部２と、バッテリ１とヒータ部２との間に接続されるＦＥＴ４ａ〜４ｂおよびＦＥＴ４ａ〜４ｂのゲート電圧を制御する制御部５とを備えた電流制御部３とを備えている。ヒータ部２は、複数（図１では３つ）のヒータ２ａ、２ｂ、２ｃが電源に対して並列に接続されている。これらのヒータ２ａ〜２ｃは、必要な熱量や電源電圧としてのバッテリ電圧ＶＢ等に応じて制御部５でＦＥＴ４ａ〜４ｃをそれぞれリニア駆動することにより、負荷電流としてのヒータ電流が制御される。

図２は、図１における１つのヒータ２における等価回路を示している。以下、本第１実施形態をこの図２に基づき説明する。バッテリ１の電圧ＶＢは、一般に、車両の走行状態や照明等の負荷状態に応じて変動するが、本第１実施形態では、一定値（例えば１４Ｖ）としている。また、負荷であるヒータ２は、流れる電流（ヒータ電流、あるいは、負荷電流）に応じて発熱するもので、ＰＴＣ素子などが用いられる。なお、このヒータ２の抵抗値ＲＨについても、本第１実施形態では一定値（０．３Ω）としている。

電流制御手段３は、半導体素子としての電界効果トランジスタの一種であるパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴという）４と制御部５とを備えている。ＦＥＴ４の第１端子であるドレイン端子Ｄをバッテリ１側に、第２端子であるソース端子Ｓをヒータ２側に接続することにより、バッテリ１に対してヒータ２と直列接続されている。ＦＥＴ４の第３端子であるゲート端子Ｇには、ドレイン電流を制御するためのゲート・ソース電圧（Ｖ_GS、以下、ゲート電圧という）が与えられる。

制御部５は、マイクロコンピュータとその周辺回路とを備えた制御回路で構成されている。制御部５は、端子ａ〜ｃを備えている。端子ａはバッテリ１側に接続され、端子ｂはＦＥＴ４のソース端子Ｓに接続され、端子ｃはＦＥＴ４のゲート端子Ｇに接続されている。なお、この端子ｃからＦＥＴ４のゲート端子Ｇにゲート電圧が与えられる。

これらの各端子において、端子ａのアースに対する電位により電源電圧であるバッテリ１の電圧ＶＢを検出することができる。また、端子ｂと端子ａとの電位差によりＦＥＴ４のドレイン・ソース間電圧としての素子電圧であるＦＥＴ電圧ＶＦＥＴを検出することができる。さらに、端子ｂのアースに対する電位により、負荷としてのヒータ２の両端電圧である負荷電圧ＶＨも検出することができる。制御部５は、電源ＯＮとともに、各端子ａ〜ｃにより、上記各部位の電位を所定時間毎にモニタし、マイクロコンピュータ内部で各部位の電圧や電流等を算出している。

ここで、ＭＯＳＦＥＴの定格値について説明する。図３は、あるＭＯＳＦＥＴのデータシートに記された定格値の一部を示す図表である。図３において、このＭＯＳＦＥＴで消費される電力の絶対定格値としての許容損失ＰＤは１５０（Ｗ）であることが示されている。なお、この表中の許容損失ＰＤは素子のケース温度Ｔｃ＝２５℃における値であり、一般的なＦＥＴと同様、Ｔｃが高くなるほどＰＤは低下する。したがって、実際の使用においては、許容損失を使用状態に応じて適宜設定する必要がある。

次に、本実施形態において、図２に示す回路でのＦＥＴ４の損失特性を図４を用いて説明する。図４において、横軸は負荷電圧としてのヒータ２に印加される電圧であるヒータ電圧ＶＨを示している。なお、このヒータ電圧ＶＨは、オームの法則より、ヒータ２に流れるヒータ電流ＩＤとヒータ抵抗ＲＨとの積に等しい。したがって、上述のように、ヒータ抵抗ＲＨを一定とすれば、図４においてヒータ電流ＩＤはヒータ電圧ＶＨに対して直線で示される。

また、バッテリ電圧ＶＢは、図２より、ＦＥＴ電圧ＶＦＥＴとヒータ電圧ＶＨとの和に等しいため、数式（１）が成り立つ。

ＶＦＥＴ＝ＶＢ−ＶＨ＝１４−ＶＨ ・・・（１）
これらの関係により、数式（２）で表されるＦＥＴ４の損失ＷＤは、数式（３）のように変形される。

ＷＤ＝ＶＦＥＴ×ＩＤ ・・・（２）
ＷＤ＝（ＶＢ−ＶＨ）×ＶＨ／ＲＨ ・・・（３）
この損失ＷＤが絶対定格値としての許容損失ＰＤに等しくなるときのＶＨは、数式（３）においてＷＤ＝ＰＤとしたときのＶＨに関する２次方程式の解Ｖ１、Ｖ２として、数式（４）、数式（５）のように算出される。

Ｖ１＝ＶＢ／２−α ・・・（４）
Ｖ２＝ＶＢ／２＋α ・・・（５）
ただし、αは数式（６）で表される。

α＝（ＶＢ²−４ＰＤ・ＲＨ）^1/2／２ ・・・（６）
本第１実施形態では、ＶＢ＝１４（Ｖ）、ＲＨ＝０．３（Ω）であり、許容損失として、例えばＰＤ＝１５０（Ｗ）を用いると、数式（４）〜（６）より、α＝２、Ｖ１＝５（Ｖ）、Ｖ２＝９（Ｖ）となる。

なお、図４において、損失ＷＤのＶＨに対する特性線図が、数式（３）に基づく放物線として示されている。このグラフにおいて、第１の電圧Ｖ１と第２の電圧Ｖ２は、放物線が許容損失ＰＤの値となる直線との交点として算出されることが示される。

したがって、本第１実施形態では、上述のように予め第１および第２の電圧Ｖ１、Ｖ２を設定しておき、ヒータ電圧ＶＨが、Ｖ１≦ＶＨ≦Ｖ２となる範囲、すなわち損失ＷＤが許容損失ＰＤを超える範囲を避けて、ＶＨ＜Ｖ１、または、ＶＨ＞Ｖ２となる範囲の値となるよう、ヒータ電流ＩＤを制御する。

次に、第１実施形態の作動を説明する。図５、図６は制御部５の制御ルーチンを示すフローチャートである。まず、ヒータ２をＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替えるときの制御ルーチンを図５を用いて説明する。なお、ＯＦＦ状態とは、ヒータ２に電圧が印加されていない（ＶＨ＝０）非作動状態をいい、ＯＮ状態とは、ヒータ２に最大電流が流れてヒータ電圧ＶＨが電源電圧ＶＢに近い値（ＶＨ≒ＶＢ）となった状態（フルＯＮ状態）をいう。

図示しない他のＥＣＵから、ヒータ２をＯＦＦ状態からＯＮ状態への切り替え指示が与えられると、ステップＳ１００にて制御部５の端子ａ、ｂ間の電圧としてＦＥＴ電圧ＶＦＥＴが検出される。次にステップＳ１０２で、数式（１）に基づきＶＢが変化しない（ＶＢ＝１４（Ｖ））ものとして、ヒータ電圧ＶＨが算出される。

次に、ステップＳ１０４にて、上記算出されたＶＨが第１の電圧Ｖ１（例えば５Ｖ）以上となったか否かが判定され、ＶＨ＜Ｖ１であれば、ステップＳ１０６でヒータ電圧ＶＨを微小量増加させる。具体的には、制御電圧であるＦＥＴ４のゲート電圧Ｖ_GSを微小量増加させることにより、ＦＥＴ４の特性に応じてドレイン電流としてのヒータ電流ＩＤを微小量増加させる。

このＶＨの微増の繰り返し処理、すなわち漸増処理は、ステップＳ１０４での判定結果がＹＥＳ、すなわち、ＶＨ≧Ｖ１となるまで繰り返される。そしてＶＨ≧Ｖ１になったら、ステップＳ１０８でヒータ電圧ＶＨを第２の電圧Ｖ２にステップ的（段階的）に増加させる。具体的には、予め設定されたヒータ抵抗ＲＨを用いて、ヒータ電流ＩＤ＝Ｖ２／ＲＨにより算出されるＩＤとなるよう、ゲート電圧Ｖ_GSをゲート端子Ｇに与える。

その後は、上記Ｓ１００、Ｓ１０２と同様、ステップＳ１１０でＶＦＥＴを検出し、ステップＳ１１２でＶＨを算出する。そして、ステップＳ１１４で、ヒータ２が完全にＯＮとなったか否かが判定される。具体的には、Ｓ１１２で算出されたＶＨがバッテリ電圧ＶＢに等しいとみなせる程度に大きくなったか、またはＶＨ＝ＶＢとなったかによりヒータ２が完全ＯＮ状態であると判定される。

ステップＳ１１４での判定結果がＮＯ、すなわちヒータが完全ＯＮ状態でない場合は、ヒータ２が完全ＯＮ状態になるまで、ステップＳ１１６において、上記Ｓ１０６と同様ＶＨの微増処理を繰り返してＶＨを漸増させる。ヒータ２が完全ＯＮ状態になったら、ＶＨの微増処理、すなわちヒータ電流ＩＤの微増処理を停止し、ＩＤが一定値に保たれたままこの制御ルーチンが終了する。

次に、ヒータ２が完全ＯＮ状態からＯＦＦ状態へ切り替えられる場合の制御ルーチンについて、図６を参照して説明する。この場合、ヒータ２は大電流ＩＤによる最大発熱状態、すなわち完全ＯＮ状態にあり、図示しない他のＥＣＵからヒータ２のＯＦＦ指令に基づき、処理が開始される。

図５と同様、まずステップＳ２００でＶＦＥＴを検出し、ステップＳ２０２でＶＨを算出する。次に、ステップＳ２０４にて、上記算出されたＶＨが第２の電圧Ｖ２（例えば９Ｖ）以下となったか否かが判定され、否すなわち、ＶＨ＞Ｖ２であれば、ステップＳ２０６でヒータ電圧ＶＨを微小量減少させる。具体的には、制御電圧としてのＦＥＴ４のゲート電圧Ｖ_GSを微小量減少させることにより、ＦＥＴ４の特性に応じてドレイン電流としてのヒータ電流ＩＤを微小量減少させる。

このＶＨの微減の繰り返し処理、すなわち漸減処理は、ステップＳ２０４での判定結果がＹＥＳ、すなわち、ＶＨ≦Ｖ２となるまで繰り返される。そしてＶＨ≦Ｖ２になったら、ステップＳ２０８でヒータ電圧ＶＨを第１の電圧Ｖ１にステップ的（段階的）に減少させる。具体的には、予め設定されたヒータ抵抗ＲＨを用いて、ヒータ電流ＩＤ＝Ｖ１／ＲＨにより算出されるＩＤとなるよう、ゲート電圧Ｖ_GSをゲート端子Ｇに与える。

その後は、上記Ｓ２００、Ｓ２０２と同様、ステップＳ２１０でＶＦＥＴを検出し、ステップＳ２１２でＶＨを算出する。そして、ステップＳ２１４で、ヒータ２が完全にＯＦＦとなったか否かが判定される。具体的には、Ｓ２１２で算出されたＶＨが０に等しいとみなせる程度に小さくなったか、またはＶＨ＝０となったかによりヒータ２が完全ＯＦＦ状態であると判定される。

ステップＳ２１４での判定結果がＮＯ、すなわちヒータが完全ＯＦＦ状態でない場合は、ヒータ２が完全ＯＦＦ状態になるまで、ステップＳ２１６において、上記Ｓ２０６と同様ＶＨの微減処理を繰り返す。ヒータ２が完全ＯＦＦ状態になったら、ＶＨの微減処理、すなわちヒータ電流ＩＤの微減処理を停止し、ＩＤを０に保ったままこの制御ルーチンが終了する。

以上のような制御により、図７に示すように、ヒータ２の作動状態は、ＯＦＦからＯＮへ、あるいはＯＮからＯＦＦへ時間とともに変化する。図７において、ヒータ２がＯＦＦ状態にあるとき、時間ｔ０でＦＥＴ４が負荷電流ＩＤの増加を開始し、時間と共に漸増させる。これに伴い、ヒータ電圧ＶＨも漸増する。このヒータ電圧ＶＨの漸増状態が時間ｔ１まで続き、時間ｔ１でＶＨ≧Ｖ１（第１の電圧、例えば５Ｖ）となったら、直ちに、ヒータ電圧ＶＨが第１の電圧Ｖ１から第２の電圧Ｖ２（例えば９Ｖ）へ段階的に増加するよう、負荷電流ＩＤが増加する。

その後、再び、ＦＥＴ４は負荷電流ＩＤを時間とともに漸増させ、これに伴いヒータ電圧ＶＨも漸増して時間ｔ２で電源電圧ＶＢ（例えば１４Ｖ）にほぼ等しく、すなわち、ヒータ２はＯＮ状態となり、このＯＮ状態が維持される。このＯＦＦ状態からＯＮ状態への移行は、例えば５〜１０秒程度で完了するよう、制御される。

ヒータ２のＯＮ状態からＯＦＦ状態への移行も、上記と同様に推移する。ヒータ２がＯＮ状態にあるとき、ＶＨを時間とともにＶＢより徐々にＶ２へ漸減させ、ＶＨがＶ２に達したらＶ１へ段階的に減少（突変）させる。その後、再びＶＨを０まで漸減させて、ＯＦＦ状態へ移行させる。

このＶＨのＶ１からＶ２への突変、およびＶ２からＶ１への突変により、図４に示すように、ＦＥＴ４の損失ＷＤを許容損失ＰＤ（例えば１５０Ｗ）以下に保ったまま、ヒータ電圧ＶＨを上昇、または、降下させることができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上記第１実施形態では、電源電圧ＶＢやヒータ抵抗ＲＨ等は変動しない、一定値であるものとし、ＶＨの限界値である第１および第２の電圧Ｖ１、Ｖ２はこれら一定値ＶＢ、ＲＨに基づき予め設定されていた。

本第２実施形態では、車両の走行状態や車載機器の使用状態に応じてＶＢやＲＨが変動、すなわち、第１および第２の電圧Ｖ１、Ｖ２が変動しても、これに応じてＦＥＴ４の損失ＷＤが許容損失ＰＤを超えないよう負荷電流ＩＤ、ヒータ電圧ＶＨを制御するものである。

図８は、本第２実施形態における１つのヒータ２についての等価回路を示している。なお、図中上記第１実施形態と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

本第２実施形態では、電流制御手段３は、ＦＥＴ４のソース端子Ｓと電源１との間に直列に接続された標準抵抗（抵抗値＝Ｒ０（設定値））としての検流抵抗６を備えている。

第２実施形態の制御部５は、第１実施形態と同様マイクロコンピュータとその周辺回路とを備えた制御回路で構成されている。制御部５は、端子ａ〜ｃのほかに、端子ｄを備え、この端子ｄはバッテリ１側に接続されている。制御部５は、この端子ｄにより電源電圧ＶＢを直接検出できるようになっている。なお、第１実施形態と同様、端子ａはＦＥＴ４のソース端子Ｄに接続されて、ＦＥＴ４のソース端子Ｓに接続された端子ｂとの端子間電圧によりＦＥＴ電圧ＶＦＥＴを検出できるようになっている。

これにより、第２実施形態においては、制御部５は、端子ａ、ｄ間の電圧Ｖａｄをモニタすることにより負荷電流ＩＤ（＝Ｖａｄ／Ｒ０）を直接検出することができる。なお、上記第１実施形態と同様、制御部５は端子ａ、ｂ、ｄの各電位を所定時間毎にモニタし、マイクロコンピュータ内部で各部位の電圧や電流等を算出している。

次に、本第２実施形態の作動について説明する。図９、図１０は、制御部５の制御ルーチンを示し、それぞれ、ヒータ２のＯＦＦ状態からＯＮ状態へ、および、ＯＮ状態からＯＦＦ状態への切り替え処理を示すフローチャートである。

図９において、図示しない他のＥＣＵから、ヒータ２をＯＦＦ状態からＯＮ状態へ切り替えるための指示が与えられると、ステップＳ３００にて制御部５の端子ｄ、ａ間の電圧Ｖａｄに基づき負荷電流であるドレイン電流としてのヒータ電流ＩＤ（＝Ｖａｄ／Ｒ０）が検出される。次に、ステップＳ３０２で、制御部５の端子ａ、ｂ間の電圧としてＦＥＴ電圧ＶＦＥＴが検出される。

次にステップＳ３０４で、上記検出されたＩＤおよびＶＦＥＴを用いて数式（７）に基づきＦＥＴ４の損失ＷＤが算出される。

ＷＤ＝ＩＤ×ＶＦＥＴ ・・・（７）
次に、ステップＳ３０６で、算出されたＷＤが許容損失ＰＤ以上であるか否かが判定される。この許容損失ＰＤは、ＦＥＴ４の定格値として定められている値、あるいは、ＦＥＴのケース温度など使用状況を考慮した値として予め設定される。

Ｓ３０６での判定結果がＮＯ、すなわち実際の損失ＷＤが許容損失ＰＤを下回っている場合は、ステップＳ３０８でヒータ電圧ＶＨを微小量増加させる。具体的には、第１実施形態と同様、ＦＥＴ４のゲート電圧Ｖ_GSを微小量増加させることにより、ＦＥＴ４の特性に応じてドレイン電流としてのヒータ電流ＩＤを微小量増加させる。

このＶＨの微増の繰り返し処理、すなわち漸増処理は、ステップＳ３０６での判定結果がＹＥＳ、すなわち、損失ＷＤが許容損失ＰＤ以上となるまで行われる。そして、Ｓ３０６で判定結果がＹＥＳとなったら、ＶＨの微増処理を行わず、ステップＳ３１０へ移行する。ステップＳ３１０では、この時の電源電圧ＶＢが、制御部５の端子ｄの電位として検出される。

次のステップＳ３１２では、ＦＥＴ４の損失ＷＤが許容損失ＰＤ以下になる第２の電圧Ｖ２を推定演算する。具体的には、上記直前に検出されたＩＤ、ＶＦＥＴおよびＶＢを用いて、上記数式（５）により算出される。なお、数式（５）中のαは数式（６）で算出され、数式（６）中のヒータ抵抗ＲＨは予め設定された検流抵抗値Ｒ０を用いて下記の数式（８）で算出される。

ＲＨ＝（ＶＢ−ＶＦＥＴ）／ＩＤ−Ｒ０ ・・・（８）
次に、ステップＳ３１４で、ヒータ電圧ＶＨが算出された第２の電圧Ｖ２に等しくなるよう、ヒータ電流ＩＤを段階的に増加させる。その後は、ステップＳ３１６でＳ３００と同様、ヒータ電流ＩＤを検出し、次のステップＳ３１８でＳ３０２と同様、ＶＦＥＴを検出し、ステップＳ３２０でＳ３０４と同様、損失ＷＤを算出する。なお、このＳ３２０で算出された損失ＷＤは通常は許容損失ＰＤより小さいが、許容損失ＰＤとの大小比較によりＷＤ≧ＰＤとなったら、直ちにＦＥＴ４の作動を停止する。

そして、ステップＳ３２２で、第１実施形態におけるＳ１１４と同様、ヒータ２が完全にＯＮしたか否かが判定され、完全ＯＮ状態になるまでステップＳ３２４にてヒータ電圧ＶＨを漸増させる。ヒータ２が完全ＯＮ状態となったら、ＶＨの漸増処理、すなわちヒータ電流ＩＤの漸増処理を停止し、ＩＤが一定値に保たれたままこの制御ルーチンが終了する。

次に、ヒータ２が完全ＯＮ状態からＯＦＦ状態へ切り替えられる場合の制御ルーチンについて、図１０を参照して説明する。第１実施形態と同様、ヒータ２が完全ＯＮ状態にあるとき、図示しない他のＥＣＵからヒータ２のＯＦＦ指令に基づき、処理が開始される。

ステップＳ４００でＳ３００と同様、ドレイン電流としてのヒータ電流ＩＤが検出され、ステップＳ４０２でＳ３０２と同様、ＦＥＴ電圧ＶＦＥＴが検出され、ステップＳ４０４でＳ３０４と同様、損失ＷＤ＝ＩＤ×ＶＦＥＴが算出される。次のステップＳ４０６でＷＤが許容損失ＰＤ以上であるか否かが判定され、ＷＤ＜ＰＤである場合はステップＳ４０８にてヒータ電圧ＶＨを微小量減少させる。具体的には、第１実施形態と同様、ＦＥＴ４のゲート電圧Ｖ_GSを微小量減少させることにより、ＦＥＴ４の特性に応じてドレイン電流としてのヒータ電流ＩＤを微小量減少させる。

このＶＨの微減の繰り返し処理、すなわち漸減処理は、Ｓ４０６での判定結果がＹＥＳ、すなわち、損失ＷＤが許容損失ＰＤ以上となるまで行われる。そして、Ｓ４０６での判定結果がＹＥＳ、すなわちＷＤ≧ＰＤとなったら、ステップＳ４１０でＳ３１０と同様、その時点でのバッテリ電圧ＶＢを検出する。次のステップＳ４１２では、ＦＥＴ４の損失ＷＤが許容損失ＰＤ以下になる第１の電圧Ｖ１を推定演算する。具体的には、上記直前に検出されたＩＤ、ＶＦＥＴおよびＶＢを用いて、上記数式（４）により算出される。なお、数式（４）中のαは数式（６）で算出され、数式（６）中のヒータ抵抗ＲＨは予め設定された検流抵抗値Ｒ０を用いて数式（８）で算出される。

次に、ステップＳ４１４で、ヒータ電圧ＶＨが算出された第１の電圧Ｖ１に等しくなるよう、ヒータ電流ＩＤを段階的に減少させる。その後は、ステップＳ４１６でＳ３００と同様、ヒータ電流ＩＤを検出し、次のステップＳ４１８でＳ３０２と同様、ＶＦＥＴを検出し、ステップＳ４２０でＳ３０４と同様、損失ＷＤを算出する。なお、このＳ４２０で算出された損失ＷＤは通常は許容損失ＰＤより小さいが、許容損失ＰＤとの大小比較によりＷＤ≧ＰＤとなったら、直ちにＦＥＴ４の作動を停止する。

そして、ステップＳ４２２で、第１実施形態におけるＳ２１４と同様、ヒータ２が完全にＯＦＦしたか否かが判定され、完全ＯＦＦ状態になるまでステップＳ４２４にてヒータ電圧ＶＨを微増させる。ヒータ２が完全ＯＦＦ状態となったら、ＶＨの微減処理、すなわちヒータ電流ＩＤの微減処理を停止し、ＩＤを０に保ったままこの制御ルーチンが終了する。

本第２実施形態において、上記Ｓ３０６（図９）におけるＷＤ＝ＰＤとなったときのＶＨ、およびＳ３１２で算出される第２の電圧Ｖ２と、Ｓ４０６（図１０）におけるＷＤ＝ＰＤと鳴ったときのＶＨ、およびＳ４１２で算出されるＶ１との関係を、図１１のＦＥＴの損失特性線図上で示す。図１１は、上記図４と同様であるが、横軸および縦軸の具体的数値は記載せず、それぞれ一般化した表記を示している。なお、図１１では、検流抵抗Ｒ０による電圧降下ＩＤ×Ｒ０は無視できるほど小さいものとしている。

図１１において、ＦＥＴ４の損失ＷＤは、上記数式（３）で示されるＶＨの２次関数として表される。この２次関数ＷＤはＶＨ＝ＶＢ／２のとき最大となり、ＶＨが数式（４）、（５）で示されるＶ１、Ｖ２に等しいときＷＤ＝ＰＤとなる。なお、車両の走行状態やヒータ２の使用状態に応じてＶＢやＲＨが変動すると、図１１上でＷＤの最大値や許容損失ＰＤ一定に対する第１および第２の電圧Ｖ１、Ｖ２の値が移動することが理解される。

この損失ＷＤの特性線図において、ヒータのＯＦＦ→ＯＮの切り替え、すなわち、ヒータ電圧の増加過程で、まず最初にＷＤ＝ＰＤとなる上記Ｓ３０６におけるＶＨは、小さいほうの第１の電圧Ｖ１に相当する。そして、Ｓ３１２においてＷＤ＝ＰＤとなるときのヒータ電圧の推定値は第１の電圧より大きい第２の電圧Ｖ２を推定演算する必要があることがわかる。

換言すれば、ＶＨを漸増する過程で、損失ＷＤを許容損失ＰＤを超えないようにするＶＨの限界値としての第１の電圧Ｖ１は推定演算する必要なく、直接ＷＤとＰＤとを比較することにより高精度の制御を行うことができる。そして、ＶＨの大きいほうの限界値Ｖ２は、ＶＢやＲＨが変動しても正確な値を推定することができ、高精度の制御を行うことができる。

ヒータのＯＮ→ＯＦＦの切り替え、すなわち、ヒータ電圧の減少過程では、逆に、最初にＷＤ＝ＰＤとなるＳ４０６におけるＶＨは、大きいほうの第２の電圧Ｖ２に相当し、次にＷＤ＝ＰＤとなるヒータ電圧はＳ４１２において小さいほうの第１の電圧Ｖ１を推定演算する必要があることがわかる。

すなわち、ＶＨを漸減する過程で、損失ＷＤを許容損失ＰＤを超えないようにするＶＨの限界値としての第２の電圧Ｖ２は推定演算する必要なく、直接ＷＤとＰＤとを比較することにより高精度の制御を行うことができる。そして、ＶＨの小さいほうの限界値Ｖ１は、ＶＢやＲＨが変動しても正確な値を推定することができ、高精度の制御を行うことができる。

上記各実施形態では、電流制御手段に用いられる半導体素子として、ＭＯＳＦＥＴを用いた例を示したが、これに限らず、たとえばバイポーラトランジスタなどを用いてもよい。

本実施形態の電力制御装置の全体概略を示す図である。 第１実施形態におけるヒータ単体についての等価回路を示す図である。 ＭＯＳＦＥＴの定格値の一例を示す図表である。 第１実施形態のＦＥＴの損失特性を示す線図である。 第１実施形態におけるヒータＯＦＦ→ＯＮの制御ルーチンを示すフローチャートである。 第１実施形態におけるヒータＯＮ→ＯＦＦの制御ルーチンを示すフローチャートである。 第１実施形態における制御時のヒータ電圧の時間線図である。 第２実施形態におけるヒータ単体についての等価回路を示す図である。 第２実施形態におけるヒータＯＦＦ→ＯＮの制御ルーチンを示すフローチャートである。 第２実施形態におけるヒータＯＮ→ＯＦＦの制御ルーチンを示すフローチャートである。 第２実施形態のＦＥＴの損失特性を示す線図である。

符号の説明

１…車載バッテリ（電源）、２…ヒータ（負荷）、３…電流制御手段、４…ＦＥＴ、
５…制御部、６…検流抵抗。

Claims (9)

1. 電源電圧（ＶＢ）を発生する電源（１）に対して、負荷（２）と前記負荷（２）に流れる負荷電流（ＩＤ）を制御する電流制御手段（３）とが直列に接続されてなる電力制御装置であって、
   前記電流制御手段（３）は、前記負荷（２）に印加される電圧（ＶＨ）が前記負荷電流（ＩＤ）に応じた前記電流制御手段（３）の消費電力である損失（ＷＤ）が定格値である許容損失（ＰＤ）を超えない範囲の電圧となるように前記負荷電流（ＩＤ）を制御することを特徴とする電力制御装置。
2. 前記電流制御手段（３）の損失（ＷＤ）が前記許容損失（ＰＤ）より小さいときの前記負荷電圧（ＶＨ）の限界値として設定される第１の電圧（Ｖ１）および前記第１の電圧より大きい第２の電圧（Ｖ２）に対して、前記電流制御手段（３）は、前記負荷電流（ＩＤ）に応じた前記負荷電圧（ＶＨ）が、前記第１の電圧（Ｖ１）以下、または、第２の電圧（Ｖ２）以上となるよう、前記負荷電流（ＩＤ）を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力制御装置。
3. 前記電流制御手段（３）は、前記負荷電圧（ＶＨ）を増加させるよう前記負荷電流（ＩＤ）を制御するとき、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第１の電圧（Ｖ１）に達するまで前記負荷電圧（ＶＨ）を漸増させるよう前記負荷電流（ＩＤ）を制御し、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第１の電圧（Ｖ１）に達した後は、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第２の電圧（Ｖ２）となるよう前記負荷電流（ＩＤ）を段階的に増加させ、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第２の電圧（Ｖ２）に達した後は前記負荷電圧（ＶＨ）を漸増させるよう前記負荷電流（ＩＤ）を制御することを特徴とする請求項２に記載の電力制御装置。
4. 前記電流制御手段（３）は、前記負荷電圧（ＶＨ）を減少させるよう前記負荷電流（ＩＤ）を制御するとき、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第２の電圧（Ｖ２）に達するまで前記負荷電圧（ＶＨ）を漸減させるよう前記負荷電流（ＩＤ）を制御し、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第２の電圧（Ｖ２）に達した後は、前記負荷電圧ＶＨが前記第１の電圧（Ｖ１）となるよう前記負荷電流（ＩＤ）を段階的に減少させ、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第１の電圧（Ｖ１）に達した後は前記負荷電圧（ＶＨ）を漸減させるよう前記負荷電流（ＩＤ）を制御することを特徴とする請求項２または３に記載の電力制御装置。
5. 前記電流制御手段（３）は、前記電源（１）側に接続される第１端子（Ｄ）と、前記負荷（１）側に接続され前記負荷電流（ＩＤ）を出力する第２端子（Ｓ）と、前記負荷電流（ＩＤ）を制御する制御電圧が与えられる第３端子（Ｇ）とを備えた半導体素子（４）と、前記制御電圧を出力する制御部（５）とを備え、
   前記制御部（５）は、前記第１端子（Ｄ）および第２端子（Ｓ）の両端電圧を素子電圧（ＶＦＥＴ）として検出する手段（Ｓ１００、Ｓ１１０、Ｓ２００、Ｓ２１０）と、前記負荷電圧（ＶＨ）を前記素子電圧（ＶＦＥＴ）に基づき算出する手段（Ｓ１０２、Ｓ１１２、Ｓ２０２、Ｓ２１２）と、前記算出された素子電圧（ＶＦＥＴ）に応じて前記負荷電流（ＩＤ）を制御する手段（Ｓ１０６、Ｓ１１６、Ｓ２０６、Ｓ２１６）とを備えることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の電力制御装置。
6. 前記電流制御手段（３）は、前記電源（１）側に接続される第１端子（Ｄ）と、前記負荷（２）側に接続され前記負荷電流（ＩＤ）を出力する第２端子（Ｓ）と、前記負荷電流（ＩＤ）を制御する制御電圧が与えられる第３端子（Ｇ）とを備えた半導体素子（４）と、前記第２端子（Ｓ）より出力される電流（ＩＤ）を検出するための検流抵抗（６）と、前記制御電圧を出力する制御部（５）とを備え、
   前記制御部（５）は、前記検流抵抗（６）を流れる電流を前記負荷電流（ＩＤ）として検出する手段（Ｓ３００、Ｓ４００）と、前記第１端子（Ｄ）および第２端子（Ｓ）の両端電圧を素子電圧（ＶＦＥＴ）として検出する手段（Ｓ３０２、Ｓ４０２）と、前記負荷電流（ＩＤ）と前記素子電圧（ＶＦＥＴ）との積により前記損失（ＷＤ）を算出する手段（Ｓ３０４、Ｓ４０４）と、を備え、前記損失（ＷＤ）が前記許容損失（ＰＤ）を超えないように前記負荷電流（ＩＤ）を制御することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の電力制御装置。
7. 前記電流制御手段（３）は、前記電源（１）側に接続される第１端子（Ｄ）と、前記負荷（２）側に接続され前記負荷電流（ＩＤ）を出力する第２端子（Ｓ）と、前記負荷電流（ＩＤ）を制御する制御電圧が与えられる第３端子（Ｇ）とを備えた半導体素子（４）と、前記第２端子（Ｓ）より出力される電流を検出するための検流抵抗（６）と、前記制御電圧を出力する制御部（５）とを備え、
   前記制御部（５）は、前記検流抵抗（６）を流れる電流を前記負荷電流（ＩＤ）として検出する手段（Ｓ３００、Ｓ４００）と、前記電源電圧（ＶＢ）を検出する手段（Ｓ３１０、Ｓ４１０）と、前記負荷電流（ＩＤ）に応じて前記負荷抵抗（ＲＨ）を算出するとともに、前記電源電圧（ＶＢ）、負荷抵抗（ＲＨ）および許容損失（ＰＤ）より前記第２の電圧（Ｖ２）または第１の電圧（Ｖ１）を算出する手段（Ｓ３１２、Ｓ４１２）と、を備え、前記第２または第１の電圧（Ｖ２、Ｖ１）に応じて前記負荷電圧（ＶＨ）を制御することを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１つに記載の電力制御装置。
8. 前記電流制御手段（３）は、前記電源（１）側に接続される第１端子（Ｄ）と、前記負荷（２）側に接続され前記負荷電流（ＩＤ）を出力する第２端子（Ｓ）と、前記負荷電流（ＩＤ）を制御する制御電圧が与えられる第３端子（Ｇ）とを備えた半導体素子（４）と、前記第２端子（Ｓ）より出力される電流を検出するための検流抵抗（６）と、前記制御電圧を出力する制御部（５）とを備え、
   前記制御部（５）は、前記検流抵抗（６）を流れる電流を前記負荷電流（ＩＤ）として検出する手段（Ｓ３００、Ｓ４００）と、前記第１端子（Ｄ）および第２端子（Ｓ）の両端電圧を素子電圧（ＶＦＥＴ）として検出する手段（Ｓ３０２、Ｓ４０２）と、前記負荷電流（ＩＤ）と前記素子電圧（ＶＦＥＴ）との積により前記損失（ＷＤ）を算出する手段（Ｓ３０４、Ｓ４０４）と、前記電源電圧（ＶＢ）を検出する手段（Ｓ３１０、Ｓ４１０）と、前記負荷電流（ＩＤ）に応じて前記負荷抵抗（ＲＨ）を算出するとともに、前記電源電圧（ＶＢ）、負荷抵抗（ＲＨ）および許容損失（ＰＤ）より前記第２の電圧（Ｖ２）または第１の電圧（Ｖ１）を算出する手段（Ｓ３１２、Ｓ４１２）と、前記算出される損失（ＷＤ）が前記許容損失（ＰＤ）を超えないように前記負荷電圧（ＶＨ）を増加または減少させる手段（Ｓ３０８、Ｓ４０８）と、前記算出される損失（ＷＤ）が前記許容損失（ＰＤ）を超えたときに、前記負荷電圧（ＶＨ）が前記第２の電圧（Ｖ２）または前記第１の電圧（Ｖ１）に段階的に変化するよう前記負荷電流を制御する手段（Ｓ３１４、Ｓ４１４）と、を備えることを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１つに記載の電力制御装置。
9. 前記負荷（２）は前記負荷電流（ＩＤ）により発熱するヒータであり、前記電流制御手段（３）は、前記負荷電流（ＩＤ）を制御する電界効果トランジスタ（４）を備えていることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１つに記載の電力制御装置。
   

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