JP2007228228A - High-speed switching circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力された論理信号を伝達するとともにそのハイ,ロウレベルの変化速度を高速化した高速スイッチング回路に関するものである。 The present invention relates to a high-speed switching circuit that transmits an input logic signal and speeds up the change rate of its high and low levels.
従来の高速スイッチング回路には、例えば特許文献1に記載のようなものがあり、その特許文献1の第1図に開示されたDCFL(Direct Coupled FET Logic)と呼ばれるスイッチング回路の回路構成図を図3に示す。 There is a conventional high-speed switching circuit as described in, for example, Patent Document 1, and a circuit configuration diagram of a switching circuit called DCFL (Direct Coupled FET Logic) disclosed in FIG. 1 of Patent Document 1 is shown. 3 shows.
図3において、NMOSトランジスタ5のドレイン端子は抵抗3を介して電源端子1に接続されるとともに、NMOSトランジスタ15のソース端子およびNMOSトランジスタ10のゲート端子に接続されている。さらに、NMOSトランジスタ10のドレイン端子(出力端子14)は抵抗16を介して電源端子1と接続されており、NMOSトランジスタ10のドレイン端子はNMOSトランジスタ15のゲート端子と接続されている。また、NMOSトランジスタ15のドレイン端子は抵抗6を介して電源端子1に接続されている。ここでNMOSトランジスタ5のゲート端子が入力端子4となっている。
In FIG. 3, the drain terminal of the
以上のように構成された従来例において、NMOSトランジスタ5のゲート端子がロウレベルからハイレベルに上昇した場合は、NMOSトランジスタ5がオン状態になることによりNMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdが低下する。それに伴いNMOSトランジスタ10がオフ状態になるためNMOSトランジスタ10のドレイン端子はロウレベルからハイレベルに上昇する。するとNMOSトランジスタ15はオン状態になり抵抗6を介してドレイン電流が増加し、等価的にNMOSトランジスタ5の負荷が小さくなるため、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdのロウレベルが高めの電圧になる。
In the conventional example configured as described above, when the gate terminal of the
また、NMOSトランジスタ5のゲート端子がハイレベルからロウレベルに変化した場合は、NMOSトランジスタ5がオンからオフ状態になり、NMOSトランジスタのドレイン端子の電圧Vdが上昇する。するとNMOSトランジスタ10がオンするとともに、NMSOトランジスタ10のドレイン端子(出力端子14)がロウレベルに変化するため、NMOSトランジスタ15がオフになり抵抗6はNMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdと無関係になる。したがって、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdが上昇するときには、その上昇過程において抵抗6が切り離されるが抵抗3からの電流供給が存在するためある程度の電圧利得は確保される。
When the gate terminal of the
以上のようにNMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdの電位はロウレベル側で高めになること、およびある程度の電圧利得が確保できるため、結果として論理振幅が小さくなり高速なスイッチング動作が可能となる。
しかしながら、前記従来のスイッチング回路の構成では、スイッチング速度の高速化のためには、トランジスタサイズの制限が要求される。例えば、NMOSトランジスタ15のゲート幅Wg2は、NMOSトランジスタ5のゲート幅Wg1のおよそ1/2〜1/3倍程度に設定する必要があり、ゲート幅以外については、略同じ構成が必要なこと、また図3に示す抵抗6の値は、例えば抵抗3の1倍から3倍の値に設定される必要があり、NMOSトランジスタ15の閾値電圧にもある程度の制限が課せられる等の制約が多い。
However, in the conventional switching circuit configuration, the transistor size is required to be limited in order to increase the switching speed. For example, the gate width Wg2 of the
さらに、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdの論理振幅を小さくするために、NMOSトランジスタ15により抵抗6の接続/非接続を切り換えて、NMOSトランジスタ5の負荷抵抗が抵抗3のみ、あるいは抵抗3と抵抗6の並列接続となるように設定されている。しかし、NMOSトランジスタ5の電流能力を増加させない場合には、NMOSトランジスタ5がオン時に抵抗3と抵抗6が並列接続されるため、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdがハイレベルからロウレベルに低下する時間が増加する場合がある。したがって、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdのロウレベルを多少高くし論理振幅を小さくした場合でも、トランジスタを最適化しない時にはその効果を打ち消すような場合が存在し、逆にスイッチング速度は速くならないという問題が発生する。
Further, in order to reduce the logical amplitude of the voltage Vd at the drain terminal of the
本発明は、前記背景技術の問題を解決することに指向するものであり、トランジスタサイズの制限を特に必要とせずに、スイッチング速度を高速化することが可能な高速スイッチング回路を提供することを目的とする。 The present invention is directed to solving the problems of the background art, and an object of the present invention is to provide a high-speed switching circuit that can increase the switching speed without particularly limiting the transistor size. And
前記の目的を達成するために、本発明に係る高速スイッチング回路は、入力信号を制御端子に印加する第1のトランジスタと、第1のトランジスタの出力端子と電源端子との間に接続した第1の負荷回路と、第1のトランジスタの出力端子と電源端子との間で直列接続した第2の負荷回路および第2のトランジスタと、第1のトランジスタの出力端子と第2のトランジスタの制御端子との間に接続した遅延回路とを備えたことを特徴とする。 To achieve the above object, a high-speed switching circuit according to the present invention includes a first transistor that applies an input signal to a control terminal, and a first transistor that is connected between an output terminal and a power supply terminal of the first transistor. A load circuit, a second load circuit and a second transistor connected in series between an output terminal of the first transistor and a power supply terminal, an output terminal of the first transistor, and a control terminal of the second transistor And a delay circuit connected between the two.
また、高速スイッチング回路における遅延回路は少なくとも1つ以上の論理バッファ回路により構成したこと、第1の負荷回路および/または第2の負荷回路は定電流源により構成したことを特徴とする。 Further, the delay circuit in the high-speed switching circuit is constituted by at least one or more logic buffer circuits, and the first load circuit and / or the second load circuit is constituted by a constant current source.
前記構成によれば、遅延回路の伝達遅延時間を適切に設定することにより、高速なスイッチング動作ができる。 According to the said structure, a high-speed switching operation | movement can be performed by setting appropriately the transmission delay time of a delay circuit.
本発明によれば、回路を構成するトランジスタサイズの制限を特に必要とせず、遅延回路の伝達遅延時間により、出力レベルに応じたインピーダンス変換手段を適切な時間で動作させることができるため、高速なスイッチング動作が可能となるという効果を奏する。 According to the present invention, the size of the transistors constituting the circuit is not particularly limited, and the impedance conversion means corresponding to the output level can be operated in an appropriate time according to the transmission delay time of the delay circuit. There is an effect that switching operation becomes possible.
以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は本発明の実施の形態における高速スイッチング回路を示す回路図である。ここで、前記従来例を示す図3において説明した構成部材に対応し同等の機能を有するものには同一の符号を付して示す。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a high-speed switching circuit according to an embodiment of the present invention. Here, components having the same functions corresponding to the components described in FIG. 3 showing the conventional example are denoted by the same reference numerals.
図1に示すように、NMOSトランジスタ5のドレイン端子は抵抗3を介して電源端子1に接続されるとともに、PMOSトランジスタ7のドレイン端子およびインバータ回路を構成するPMOSトランジスタ9とNMOSトランジスタ10のゲート端子に接続されている。さらに、遅延回路としてPMOSトランジスタ9とNMOSトランジスタ10のドレイン端子にはそれぞれの伝達遅延時間がΔtdである論理バッファ回路11および論理バッファ回路12が2×Δtdの伝達遅延時間になるように構成し接続されている。
As shown in FIG. 1, the drain terminal of the
図1において、論理バッファ回路11の出力と論理バッファ回路12の入力に示されている破線、および論理バッファ回路13の出力に示されている破線は、伝達遅延時間がΔtdあるいは3×Δtdになるように構成する場合の接続法を示している。すなわち、伝達遅延時間をΔtdにする場合は、論理バッファ回路11の出力をインバータ8の入力に接続して論理バッファ回路12および論理バッファ回路13は接続しない。また、伝達遅延時間を3×Δtdにする場合には、論理バッファ回路11,論理バッファ回路12,論理バッファ回路13を接続して論理バッファ回路13の出力をインバータ8の入力に接続する。
In FIG. 1, the broken line shown at the output of the
また、インバータ8の出力はPMOSトランジスタ7のゲート端子に接続され、PMOSトランジスタ7のソース端子は抵抗6を介して電源端子1に接続されている。ここで、NMOSトランジスタ5のゲート端子が入力端子4となっている。
The output of the
以上のように構成された本実施の形態において、図2を用いてその動作について説明する。図2は図1に示されているNMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdとドレイン端子に接続される抵抗(抵抗3,6)の時間変化を示したものである。
The operation of the embodiment configured as described above will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows the time change of the voltage Vd at the drain terminal of the
図2に示すように、時刻t0以前はNMOSトランジスタ5のゲート端子がロウレベルであるため、NMOSトランジスタ5はオフ状態となり、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdはハイレベルとなっている。また、NMOSトランジスタ10はオン状態、PMOSトランジスタ9はオフ状態のため論理バッファ回路11の入力および論理バッファ回路12の出力はハイレベルになることからインバータ8の出力はロウレベルとなり、PMOSトランジスタ7はオフ状態となっている。
As shown in FIG. 2, before the time t0, since the gate terminal of the
次に、時刻t0において、NMOSトランジスタ5のゲート端子がロウレベルからハイレベルに変化すると、NMOSトランジスタ5はオフ状態からオン状態に変化し、抵抗3を通してNMOSトランジスタ5のドレイン端子に電流が流れ始める。この場合PMOSトランジスタ7はまだオフ状態のため、NMOSトランジスタ5のドレイン端子は抵抗3から電流を流せばよく、抵抗6からは電流は流れない。したがって、NMOSトランジスタ5は比較的大きな抵抗(抵抗3)をハイレベルからロウレベルに駆動するため、電圧Vdは図2の傾きAに示すように急峻となり電位が急速に低下していく。
Next, when the gate terminal of the
ここで、時刻t0からのNMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdの電位が低下しPMOSトランジスタ9とNMOSトランジスタ10で構成されるインバータ回路の出力がロウレベルからハイレベルに変化する時間を無視すると、論理バッファ回路11および論理バッファ回路12で生じる伝達遅延時間2×Δtd後にインバータ8の出力がハイレベルからロウレベルに変化する。するとPMOSトランジスタ7は時刻t1以後オン状態になるため、NMOSトランジスタ5の負荷抵抗は抵抗3と抵抗6の並列接続になり、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdの電位低下は緩やかになる。
Here, if the time from the time t0 when the potential of the drain terminal voltage Vd of the
また、伝達遅延時間2×Δtdを例えば3×Δtdにすれば図2における時刻t1がさらに右方向に移動し、急峻な傾きAの状態を保持したままロウレベルまで変化させることが可能になるため、電圧Vdの立下り時間はより早くなる。 Further, if the transmission delay time 2 × Δtd is set to 3 × Δtd, for example, the time t1 in FIG. 2 moves further to the right, and it is possible to change to the low level while maintaining the steep slope A state. The fall time of the voltage Vd becomes faster.
次に、時刻t1からt2の間では、NMOSトランジスタ5およびPMOSトランジスタ7はオン状態になっており、NMOSトランジスタ5の負荷抵抗は抵抗3と抵抗6の並列接続で推移している。そして、時刻t2においてNMOSトランジスタ5のゲート端子がハイレベルからロウレベルに変化すると、NMOSトランジスタ5がオンからオフ状態に変化する。この場合NMOSトランジスタ5の負荷抵抗は抵抗3と抵抗6が並列接続された低インピーダンス状態が保持されているので、NMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdは低インピーダンスの抵抗を通して充電されているため、図2の傾きBで示されているようにロウレベルからハイレベルに急峻な傾きで変化する。
Next, between time t1 and time t2, the
時刻t2からのNMOSトランジスタ5のドレイン端子の電圧Vdの電位が上昇しPMOSトランジスタ9とNMOSトランジスタ10で構成されるインバータ回路の出力がハイレベルからロウレベルに変化する時間を無視すると、論理バッファ回路11および論理バッファ回路12で生じる伝達遅延時間2×Δtd後にインバータ8の出力がロウレベルからハイレベルに変化する。ここで、伝達遅延時間2×Δtdを例えば3×Δtdにすれば、図2における時刻t3がさらに右方向に移動し、急峻な傾きBの状態を保持したままハイレベルまで変化させることが可能になり電圧Vdの立上り時間はより早くなる。
If the time for the voltage Vd of the drain terminal of the
また、前述の実施の形態においては、抵抗3および抵抗6を使用したが、抵抗体の代わりとして、定電流源を使用しても同様な効果が得られる。
In the above-described embodiment, the
本発明に係る高速スイッチング回路は、回路を構成するトランジスタサイズの制限を特に必要とせず、遅延回路の伝達遅延時間により、出力レベルに応じたインピーダンス変換手段を適切な時間で動作させ、高速なスイッチング速度が得られ、入力された論理信号を伝達とともにハイ,ロウレベルの変化速度の高速化に有用である。 The high-speed switching circuit according to the present invention does not particularly require restriction on the size of the transistors constituting the circuit, and the impedance conversion means according to the output level is operated in an appropriate time according to the transmission delay time of the delay circuit, so that the high-speed switching Speed is obtained, and it is useful for speeding up the change speed of the high and low levels along with the transmission of the input logic signal.
1 電源端子
2 接地端子
3,6,16 抵抗
4 入力端子
5,10,15 NMOSトランジスタ
7,9 PMOSトランジスタ
8 インバータ
11,12,13 論理バッファ回路
14 出力端子
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power supply terminal 2
Claims (3)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2006046502A JP2007228228A (en) | 2006-02-23 | 2006-02-23 | High-speed switching circuit |
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Cited By (1)
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CN113472328A (en) * | 2021-09-06 | 2021-10-01 | 广东芯炽集成电路技术有限公司 | Power switch for burning OTP (one time programmable) of high-speed analog-to-digital converter |
-
2006
- 2006-02-23 JP JP2006046502A patent/JP2007228228A/en not_active Withdrawn
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CN113472328B (en) * | 2021-09-06 | 2021-11-16 | 广东芯炽集成电路技术有限公司 | Power switch for burning OTP (one time programmable) of high-speed analog-to-digital converter |
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