JP2007195218A - デジタル無線周波数干渉打消器 - Google Patents

Abstract

【課題】送信データ信号を適切に受信することができる受信機にとって重大な障害となる無線干渉を取り除くかそれを補償する。
【解決手段】受信されているデータ信号への無線周波数（ＲＦ）干渉を周波数領域モデルを用いて効果的に推定し、次いでこの推定したＲＦ干渉を受信データ信号から除去する無線周波数（ＲＦ）干渉打消技術が開示されている。ＲＦ干渉によるサイドローブ干渉を減少するため多キャリア変調サンプルをデジタル的に濾波する改良技術も開示されている。
【選択図】図７

Description

本発明は無線周波数（ＲＦ）干渉打消（消去）器に関し、より詳細には多キャリア伝送システムにおけるＲＦ干渉打消に関する。

現在、双方向デジタル伝送システムが高速データ通信のために開発されている。開発されている撚り線対電話線での高速データ通信のための１つの標準は非対称型加入者線デジタル伝送方式（ＡＤＳＬ）として知られている。現在提案されている撚り線対電話線での高速データ通信のための他の標準は超高速加入者線デジタル伝送方式（ＶＤＳＬ）として知られている。

ＡＮＳＩ（米国規格協会）標準グループによって認定されているグループである電気通信情報制御同盟（ＡＴＩＳ）はＡＤＳＬでのデジタルデータの伝送のための個別のマルチトーンベースの手法を完成している。この標準は、種々の他の応用にも同等に使用され得るが、通常の電話線を介してビデオデータおよび高速インターネットアクセスを伝送するために主に意図されている。北米標準はＡＮＳＩ Ｔ１．４１３ＡＤＳＬ標準（以下ＡＤＳＬ標準）と呼ばれている。ＡＤＳＬ標準の下での伝送速度は撚り線対電話線を介して１秒当り８００万ビット（Ｍビット／ｓ）までの速度で情報の伝送を行なうように意図されている。この標準化されたシステムは順（ダウンストリーム）方向で各４．３１２５ｋＨｚ幅である２５６の“トーン”あるいは“サブチャンネル”を用いる個別マルチトーン（ＤＭＴ）システムの使用を定めている。電話システムに関しては、ダウンストリーム方向は中央局（典型的には、電話会社が所有している）から端末ユーザ（居宅あるいはビジネスユーザ）であってもよい遠隔位置への伝送として定義される。他のシステムでは、使用されるトーンの数は広範囲に変えられることができる。しかしながら、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を効果的に用いて変調を行なう時には、利用可能なサブチャンネル（トーン）の数の典型的な値は例えば１２８、２５６、１０２４あるいは２０４８のサブチャンネルといった２の整数乗となる。

ＡＤＳＬ標準はまた１６から８００Ｋビット／ｓの範囲のデータ速度の逆方向信号の使用を定めている。この逆方向信号は例えば遠隔位置から中央局といったアップストリーム方向の伝送に対応する。このようにして、語ＡＤＳＬはデータ伝送速度が実質的にアップストリーム方向よりもダウンストリーム方向で大きいといった事実から来ている。これは電話線を介して遠隔位置にビデオプログラムあるいはビデオ会議情報を伝送するように意図されたシステムに特に有用である。

ダウンストリームおよびアップストリームの両信号はワイヤの同じ対を進む（すなわち、それらは重信化される）ために、それらはある態様で互いに分離される必要がある。ＡＤＳＬ標準で使用される重信化の方法は周波数分割多重化（ＦＤＤ）あるいはエコー打消である。周波数分割重信化システムにおいては、アップストリームおよびダウンストリーム信号は異なった周波数帯域を占有し、フィルタにより送信機および受信機で分離される。エコー打消システムにおいては、アップストリームおよびダウンストリーム信号は同じ周波数帯域を占有し、信号処理によって分離される。

ＡＮＳＩは、ＶＤＳＬ標準と呼ばれる加入者線ベースの伝送システムのための他の標準を作っている。ＶＤＳＬ標準はダウンストリーム方向で少なくとも１２．９８Ｍビット／ｓかつ５１．９２Ｍビット／ｓまであるいはそれ以上の伝送速度を可能にするように意図されている。それらの速度を達成するために、撚り線対電話線での伝送距離はＡＤＳＬを用いて可能となる長さよりも一般的に短くなければならない。同時に、デジタルオーディオおよびビデオ審議会（ＤＡＶＩＣ）はファイバ・ツー・ザ・カーブ（ＦＴＴＣ）と呼ばれる類似したシステムに関連して活動している。“カーブ”から顧客構内への伝送媒体は標準非遮蔽撚り線対（ＵＴＰ）電話線である。

ＶＤＳＬおよびＦＴＴＣ標準（以下ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ）で使用する多くの変調方式が提案されている。提案されているＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ変調方式の殆どはアップストリームおよびダウンストリーム信号の周波数分割重信化を用いている。他の有望な提案されたＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ変調方式は互いに重ならない周期的被同期アップストリームおよびダウンストリーム通信期間を用いる。すなわち、１つの結束（バインダ）を共用する全てのワイヤに対するアップストリームおよびダウンストリーム通信期間は同期される。この構成を持ってすれば、同一の結束内の全ての超高速伝送は、ダウンストリーム通信がアップストリーム通信の伝送と重なる時間に伝送されないように同期されて時分割重信化される。またこれはある（すなわち、“ピンポン”）ベースのデータ伝送方式とも呼ばれている。データがいずれの方向にも伝送されない静期間はアップストリームおよびダウンストリーム通信期間を分離する。例えば、２０シンボルスーパーフレームでは、そのスーパーフレームのＤＭＴシンボルの２つが電話線での伝送方向を逆にする目的のために静である（静期間）。このような場合に、伝送方向の逆転は１秒当り約４０００の速度で生じる。例えば、約１０〜２５μｓの静期間が提案されている。被同期手法は、個別マルチトーン変調（ＤＭＴ）あるいは個別ウエーブレットマルチトーン変調（ＤＷＭＴ）のような多キャリア伝送方式並びに直交振幅変調（ＱＡＭ）、無キャリア振幅および位相変調（ＣＡＰ）、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）あるいは残留側波帯変調のような単一キャリア伝送方式を含む広範囲の変調方式に使用されることができる。被同期時分割重信化手法はＤＭＴと共に使用されると、被同期ＤＭＴ（ＳＤＭＴ）と呼ばれる。

上述した伝送システムの共通の特徴は、中央局（例えば、電話会社）をユーザ（例えば、居宅）に接続する伝送媒体の少なくとも一部として撚り線対電話線が使用されることである。相互接続伝送媒体の全ての部分から撚り線対配線を回避することは困難である。光ファイバを中央局からユーザの居宅の近くのカーブまで利用することは可能であるかもしれないが、撚り線対電話線が信号をカーブからユーザ宅あるいはビジネス場所に送るために使用される必要がある。

撚り線対電話線の撚回は外部無線干渉に対してある保護を与えるが、ある無線干渉が依然として存在する。伝送の周波数が上昇するにつれて、撚回によって軽減されない無線干渉が重大となる。この結果、撚り線対電話線を介して高速で伝送されているデータ信号は無線干渉によって大きく劣化してしまう。データ伝送の速度が増加するにつれて、問題は悪化する。例えば、ＶＤＳＬ信号が撚り線対電話線を介して伝送されている場合に、無線干渉はＶＤＳＬ信号に大きな劣化を生じさせてしまう。この問題の無線干渉はまた無線周波数ノイズとも呼ばれている。

この好ましくない無線干渉は種々の源から生じ得る。無線干渉の１つの特定の源はアマチュア（すなわちハム）無線オペレータである。アマチュア無線は広範囲の周波数に渡ってかなりの大きさの電力で送信を行なう。また、アマチュア無線のオペレータはかなり頻繁に、例えば約２分毎にそれらの送信周波数を変えようとする。無線干渉の他の源は広範囲の周波数で放送を行なっている無線局によるＡＭ無線送信である。高速データ伝送では、種々の源によって生じる無線干渉は撚り線対電話線を介して伝送されている所望のデータ信号を劣化させる。

この結果、ＡＤＳＬおよびＶＤＳＬで利用可能なような高周波数データ転送速度で撚り線対電話線を用いることに関連した問題は、無線干渉が送信データ信号を適切に受信することができる受信機にとって重大な障害となることである。従って、無線干渉を取り除くかそれを補償する技術を与える必要がある。

発明の概要
広く言って、本発明は、ＲＦ干渉に対する周波数領域モデルを用いて、受信されている送信データ信号に対するＲＦ干渉を効果的に推定し、次いで受信データ信号からこの推定したＲＦ干渉を除去する無線周波数（ＲＦ）干渉打消技術に関連する。また、本発明はＲＦ干渉によるサイドローブ干渉を減少するように多キャリア変調サンプルをデジタル的に濾波する改良技術にも関連する。

本発明は装置、システム、方法またはコンピュータが読出し可能な媒体を含む多くの態様で構成化され得る。本発明の幾つかの実施例が以下に述べられる。

多キャリア変調システムで無線周波数（ＲＦ）干渉を軽減する方法として、本発明の一実施例は、１つの周波数帯域に関連した周波数領域データを獲得する操作と、この周波数帯域内の制約周波数副帯域を識別する操作と、この制約周波数副帯域内のＲＦ干渉の周波数を推定する操作と、ＲＦ干渉に対する周波数領域モデルおよびＲＦ干渉のこの推定した周波数に従ってＲＦ干渉を推定する操作と、その後この推定したＲＦ干渉を周波数領域データから除去する操作とを含んでいる。

多キャリア変調システムで無線周波数干渉を軽減する方法として、本発明の他の実施例は、多キャリア変調システムへのＡＭ無線干渉を識別する操作、このＡＭ無線干渉の周波数を推定する操作と、データ送信時にＡＭ無線干渉のこの推定した周波数の近隣する多キャリア変調システムのある周波数トーンを無能化してデータを搬送しないようにする操作とを含み、これら操作をデータ送信に先立って行なう。その後、データ受信時またはその後に、本発明はまたＡＭ無線干渉のための周波数領域モデルおよびＡＭ無線干渉のこの推定した周波数に従ってＡＭ無線干渉を推定する操作と、多キャリア変調システムの周波数トーンのものに関しキャリアを搬送している周波数領域データからこの推定したＡＭ無線干渉を除去する操作をも含んでいる。

無線周波数（ＲＦ）干渉からサイドローブ干渉を減少するように多キャリア変調サンプルをデジタル的に濾波する方法として、その際多キャリア変調サンプルは所定の周波数トーンで生じかつ多キャリア変調シンボルを形成し、本発明の一実施例は１つの多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルと、この多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルよりも先行する、この多キャリア変調シンボルと関連した循環プレフィックスのｙ個のサンプルを受信する操作と、この多キャリア変調シンボルと関連した循環プレフィックスのｙ個のサンプルの初めの部分を放棄する操作と、この多キャリア変調シンボルと関連した循環プレフィックスのｙ個のサンプルの残りの部分を記憶する操作と、この多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルの第１の部分を変調しないで保留する操作と、この多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルの第２の部分を循環プレフィックスのｙ個のサンプルの上記残りの部分の記憶されたサンプルと所定の変調係数とに従って変調する操作とを含んでいる。

多キャリア変調システムのための受信機として、本発明の一実施例はアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、このＡ／Ｄ変換器に動作的に接続した多キャリア復調器と、この多キャリア復調器に動作的に結合したデジタルＲＦ干渉打消器とを含んでいる。Ａ／Ｄ変換器は伝送媒体を介して受信機に対して送信されたアナログ信号を受けて、このアナログ信号をデジタル時間領域信号に変換する。多キャリア復調器はこのデジタル時間領域信号を受けて、このデジタル時間領域信号をデジタル周波数領域データに変換する。デジタルＲＦ干渉打消器は周波数領域モデルに従ってＲＦ干渉をモデル化することによってこのデジタル周波数領域データに対するＲＦ干渉の影響を軽減する。好ましくは、デジタル時間領域信号は、データを搬送する複数の多キャリア変調シンボルを含んでおり、これらシンボルのそれぞれはガードバンドをも含んでおり、受信機は、更に、Ａ／Ｄ変換器と多キャリア復調器との間に動作的に接続された循環プレフィックス除去およびウインドウ化プロセッサを含んでいる。循環プレフィックス除去およびウインドウ化プロセッサはシンボルに関して時間領域ウインドウ化動作を行なう。

本発明の他の特徴および長所は、一例として本発明の原理を示す添付図面に関連してなされる以下の詳細な説明から明白となることであろう。

発明の詳細な説明
広帯域多キャリア変調を用いる多キャリア変調システムにおいて、無線周波数（ＲＦ）干渉は多キャリア変調システムによって送信されたデータの適切な受信を往々妨げてしまう。本発明は、特に狭帯域干渉からのＲＦ干渉を、多キャリア変調システムによって伝送されるデータから打消をする改良した技術を与える。より詳細には、本発明は、周波数領域モデルを用いて、受信されている送信データ信号に対するＲＦ干渉を効果的に推定し、その後推定したＲＦ干渉を受信データ信号から除去する無線周波数（ＲＦ）干渉打消技術に関する。また、本発明はＲＦ干渉によるサイドローブ干渉を減少するために多キャリア変調サンプルをデジタル的に濾波するための改良した技術に関する。

本発明の実施例が図１〜１２に関連して下に述べられる。しかしながら、当業者は、本発明がこれら制限的な実施例を越えて拡張される際にはこれら図に関連してここに与えられる詳細な説明が例示の目的のものであるということを容易に認識するであろう。

図１は本発明を用いるのに好ましい代表的な電気通信システム２のブロック図である。電気通信システム２はＶＤＳＬおよびＦＴＴＣ（以下ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ）適用のために好ましい典型的な有線電気通信システムの部分を表す。システム２は光網ユニット（ＯＮＵ）１１の形態を取ってもよい複数の分配ポストに対してサービスを行なう中央局１０を含んでいる。各分配ポストは１つあるいはそれ以上の高速多重伝送線１２（例えば、光ファイバ線）を介して中央局１０と通信を行なう。ＯＮＵ１１は典型的に多数の個別の加入者線１５に対して働く。各加入者線１５は典型的にＯＮＵ１１の１．５キロメートル以内に位置した単一の端末ユーザに対して働く。端末ユーザは極めて高いデータ速度でＯＮＵ１１と通信を行なうのに好ましい遠隔ユニット１８を持つことであろう。遠隔ユニット１８はモデムを含むが、例えば電話機、テレビ、モニタ、コンピュータ、会議ユニット等のような広範囲の異なった装置の形態を取ってもよい。勿論、端末ユーザが単一の線に有線結合された複数の電話機あるいは遠隔ユニット１８を備えてもよい。単一のＯＮＵによってサービスが行なわれる加入者線１５は典型的にＯＮＵ１１を被遮蔽結束２１に残している。結束の遮蔽は一般的にＲＦノイズの放出（排出）および受入（入来）に対して良好な遮断器として働く。しかしながら、普通“ドロップ”２３と呼ばれるこの加入者線の最後の区分は結束から枝分かれして、直接的あるいは間接的に端末ユーザの遠隔ユニット１８に結合される。遠隔ユニット１８と結束２１との間の加入者線１５のこの“ドロップ”２３の部分は典型的に非遮蔽である。殆どの適用で、“ドロップ”の長さは約３０メートル以上にはならない。しかしながら、“ドロップ”２３の非遮蔽ワイヤは実効上ＲＦ信号を放出したり受け入れるアンテナとして働く。更に、ＯＮＵ１１と撚り線対線加入者線１５との間の接続２５がＲＦエネルギー放出源およびＲＦエネルギー受入器の両者としても機能してしまうといったある心配事が存在する。

特定の通信システムが送出し得るエネルギーの量は政府並びに実用的な両考慮によって規制される。上で指摘したように、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ適用において使用するのに好ましい個別マルチトーンシステムにおいては、１２ＭＨｚの程度の周波数帯域が意図されている。その１２ＭＨｚ周波数範囲内に、アマチュア無線ユーザに割り当てられた幾つかの狭い帯域が存在する。このため、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣアップストリーム通信のための１つの提案された送信電力スペクトル密度が図２に示されている。この実施例において、送信電力マスクは周波数帯域の大部分に渡って−６０ｄＢｍ／Ｈｚの最大値を可能にする。しかしながら、アマチュア無線ＲＦ干渉が見込まれる選択された周波数帯域（例えば、１．８から２．０ＭＨｚ、３．５から４．０ＭＨｚ、７．０から７．３ＭＨｚおよび１０．１から１０．１５ＭＨｚ）においては、送信はレベルを大きく落すように制限される。これら制約周波数帯域での許される出力電力レベルは提案間で幾分か異なっている。しかしながら、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ標準化プロセスの殆どの当事者はほぼ−７０ｄＢｍ／Ｈｚから−８５ｄＢｍ／Ｈｚの範囲の最大電力密度を提案した。究極的に同意された実際の送信電力に拘らず、禁止範囲で放出を最少にする意識的な努力が行なわれる必要があることが明らかである。

ＶＤＳＬおよびＦＴＴＣ標準（以下ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ）において使用する多くの多キャリア変調方式が提案されている。１つの提案された多キャリア解決法は、本質的にＡＤＳＬ標準と類似するシステムにおいて個別マルチトーン信号を用いることである。他の提案された変調方式は無キャリア振幅および位相変調（ＣＡＰ）された信号および個別ウエーブレットマルチトーン変調（ＤＷＭＴ）を含んでいる。ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣによって要求されるデータ速度を達成するために、送信帯域幅はＡＤＳＬによって意図されている帯域幅よりも極めて広くなければならない。例えば、ＡＤＳＬ適用に対して採用された個別マルチトーンシステムは１．１ＭＨｚの程度の送信帯域幅を使用しているが、１２ＭＨｚの程度の帯域幅はＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ適用のために意図されている。ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ適用のための１つの提案されたシステムにおいては、それぞれが４３．１２５ｋＨｚの幅である２５６の“トーン”すなわち“サブチャンネル”の使用が意図されている。

当業者が理解するであろうように、撚り線対伝送線を介して伝送される高周波多キャリア信号は、それらが撚り線対の線を介して比較的に長距離伝送される時には大きな減衰を受ける。図３は撚り線対伝送線を介する典型的なＶＤＳＬ適用での伝送周波数の関数として遠隔ユニット（例えば、受信機）で最大イントーン受信電力の大きさを示すグラフである。例えば、図３を参照すると、送信電力がＤＭＴベースのＶＤＳＬ変調方式の送信帯域幅に渡って−６０ｄＢｍ／Ｈｚの程度である時に、典型的な遠隔ユーザでの受信電力は周波数スペクトルの下端では−７０ｄＢｍ／Ｈｚであるが、周波数スペクトルの上端では−１２５ｄＢｍ／Ｈｚほど低く低下することになる。このため、“ドロップ”２３が源から比較的に遠くに位置しているような状況においては、ダウンストリーム信号は、それらが既に許容される電力スペクトル密度以下である“ドロップ”２３にそれらが達する時間により十分に減衰され得る。図４は、制約周波数帯域でトーンをオフにする効果を更に考慮に入れて図３に示されたような遠隔ユニットでの最大イントーン受信電力の大きさを示すグラフである。

いずれにしても、ＤＭＴのような多キャリア伝送方式においては、制約周波数帯域内に入る多数のサブキャリア（トーン）が本質的に存在する。従って、制約周波数領域の伝送を減少する最初のステップはこれら特定のサブキャリアをオフにすることである。これは禁止周波数範囲での放出を減少すると共に無線信号の入来（受入）に関連した逆の影響を減少する長所を有する。しかしながら、当業者に認識されるであろうように、特定のトーンに対して放出された電力量を所望の周波数中心（ｆ_ｃ）の周りに確実に含ませるようにすることは困難である。特定のトーンに関連した放出は、典型的に、周波数中心（ｆ_ｃ）の周りに中心決めされた比較的に高い電力放出とそのいずれかの側で延びる、強度を減少する多数のサイドローブとを含んでいる。

サイドローブ電力の大きさおよび位相は、制約周波数帯域内のトーンを単純にオフにすることによってＤＭＴ伝送帯域内の狭い範囲の電力スペクトル密度を制限することを困難にしてしまう。例えば、４３．１２５ｋＨｚ幅であるトーンを使用するシステムを考える。２００ｋＨｚ幅の禁止範囲内のトーンを単純にオフにすることによって１．８から２．０ＭＨｚ範囲の２００ｋＨｚ幅のノッチを形成する試みがなされる場合、禁止範囲の中央での放出電力は−６０ｄＢｍ／Ｈｚから−７３ｄＢｍ／Ｈｚの程度まで減少されるに過ぎないであろう。明らかに、これは禁止周波数範囲の中央においてでさえ−７０から−８５ｄＢｍ／Ｈｚといった所望範囲以上の放出の結果となってしまう。勿論、禁止周波数範囲の境界に近い周波数の放出電力はかなり高くなってしまうことであろう。従って、多キャリア伝送システムにおいて単純にある範囲のトーンをオフにすることによって放出を減少する試みが行なわれる場合には、オフにするために必要なトーンの数は禁止周波数範囲に関連したトーンの数よりもかなり大きくなってしまう。個別マルチトーンシステムはサブキャリア周波数を取り上げて選択するその能力において柔軟ではあるが、アマチュア無線干渉を回避するためにこのような大きな周波数帯域をオフにする要求は好ましくなく、システム性能を減少する恐れがある。制約周波数帯域でＲＦ放出を減少する改良した技術は「個別多キャリア伝送システムにおける無線周波数干渉の軽減」と題する１９９７年４月１７日に出願した国際特許出願第ＰＣＴ／ＵＳ９７／＿＿＿に記載されており、これは参照として組み込まれている。

本発明は主に撚り線対伝送線（例えば、“ドロップ”２３）へのＲＦ干渉（ＲＦエネルギー）の入来に関連する。ＲＦ干渉はアマチュア無線オペレータおよびＡＭ無線局を含む広範囲の異なったＲＦ干渉源からのものとなり得る。本発明によれば、ＲＦ干渉は受信されているデータ信号から位置決定され、推定されかつ打消されることができる。

図５は制約周波数帯域に無線干渉を有する多キャリア変調システムの周波数トーンを示す図５００である。一例として、多キャリア変調システムは個別マルチトーン（ＤＭＴ）変調システムであってもよい。図５００は多キャリア変調システムの所定周波数での複数のトーン５０２の周波数領域を示す。データ情報がトーン５０２で伝送される。しかしながら、トーン５０２を伝送することができる周波数は１つあるいはそれ以上の制限された周波数帯域を往々含んでおり、そこでは５０４のように伝送されてはならない。しかしながら、他による無線送信のため制限周波数帯域５０４に往々無線干渉を生じる。一例として、図５に示された制約周波数帯域５０４において、無線干渉因子５０６が制約周波数帯域５０４内で発出する。無線干渉因子５０６は、例えば、アマチュア無線オペレータであり得、制約周波数帯域５０４は図４に関連して前に記載したアマチュア無線帯域の１つと関連し得る。

多キャリア変調システムは制約周波数帯域５０４内の周波数を使用しない。そのため、図５に示されるように、制約周波数帯域５０４内の周波数は制約周波数帯域５０４の外側の周波数トーン５０２と同じデータを搬送するものとしては示されていない。しかしながら、無線干渉５０６の存在は、制約周波数帯域５０４内だとしても、制約周波数帯域因子５０４の外側のデータを搬送する周波数トーンでの有害な影響を有している。この結果、無線干渉因子５０６のために、データを搬送している周波数トーン５０２での信号は無線干渉によって毀損される。毀損の程度は無線干渉５０６の送出電力とトーンの特定の周波数が無線干渉因子５０６のキャリア周波数にどのくらい近いかとによって変る。

図５に示された例において、無線干渉因子５０６は、多キャリア変調システムが動作するより大きな周波数範囲の制約周波数帯域内に含まれている周波数で発出する。無線干渉因子はまた多キャリア変調システムの周波数範囲に近接することもあり得る。更にまた、図１１に関連して説明するように、無線干渉因子は多キャリア変調システムの周波数範囲ではあるが制約周波数帯域に関わらずに発生し得る。

図６は多キャリア変調システムの種々の周波数トーンでの図６において参照された無線干渉因子５０６によって生じた無線干渉の大きさを示す図６００である。この図において、周波数トーン６０２での矢印の高さは無線干渉因子５０６によりその周波数トーンに生じた無線干渉の大きさを表す。図６から理解されることができるように、周波数トーン６０２に生じる無線干渉の大きさは、周波数が無線干渉因子５０６のキャリア周波数から一層移動されるようになることに伴って減少する。無線干渉打消を行なうために、制約周波数帯域５０４の外側の周波数トーンは無線干渉に対して修正される必要がある。換言すれば、無線干渉を打消するために、制約周波数帯域５０４の外側の周波数トーン６０２に生じた無線干渉が推定され、次いで周波数トーン６０２で受けたデータから減算される必要がある。（データを搬送するトーンでの無線干渉因子５０６からの無線干渉を軽減するために）修正されなければならない無線干渉因子５０６のキャリア周波数から周波数的に除去される周波数の数は使用される処理技術並びに所望される無線周波数軽減の程度に依存する。

図７は本発明の一実施例による多キャリア変調システムのための受信機７００のブロック図である。受信機７００は多キャリア変調システムによって送信された無線信号７０１を受ける。受信機７００は多キャリア変調システムの送信機によって送信されたデータを復旧するために受信無線信号７０１を処理するように動作する。この送信機はデータのブロックで（例えば、ＤＭＴシンボル）データを送信するように動作する。循環プレフィックスがシンボル間干渉を最少にするガード空間を与えるように送信機によって加えられ、これは通常与えられたデータブロックの終端からのデータの繰り返しからなる。

無線信号７０１はアナログ無線周波数干渉（ＲＦＩ）打消器７０２で受けられる。アナログＲＦＩ打消器７０２はアナログ領域での無線干渉を軽減するように動作し、次いで無線周波数（ＲＦ）修正無線信号７０４を出力する。１つの好ましいアナログＲＦＩ打消器がＣｉｏｆｆｉ等による「無線周波数ノイズ打消器」と題する１９９７年４月１７日に出願した国際特許出願第ＰＣＴ／ＵＳ９７／＿＿＿号に開示されており、これはデータが実際送信されていない時に得られた情報を用いてデータ送信の間に無線干渉ノイズを適応的に推定する。ＲＦ修正無線信号７０４はアナログ対デジタル変換器７０６に供給される。無線信号７０１に対する修正は、また、ＲＦ干渉の電力レベルがアナログ−デジタル変換器７０６の飽和レベル以下になるようにする。アナログ−デジタル変換器７０６はＲＦ修正無線信号７０４をデジタル信号７０８に変換し、このデジタル信号７０８は時間領域等化（ＴＥＱ）回路７１０に入力される。この時間領域等化回路７１０は時間等化デジタル信号７１２を生じさせる。次いで、時間等化デジタル信号７１２は循環プレフィックス除去およびウインドウ化プロセッサ７１４に供給される。循環プレフィックス除去およびウインドウ化プロセッサ７１４は変更デジタル信号７１６を生じさせ、これは多キャリア復調器７１８に供給される。循環プレフィックス除去およびウインドウ化プロセッサ７１４によって行なわれる処理は図１２に関連して後に詳細に説明される。一実施例において、多キャリア復調器７１８は高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）であってもよい。ＴＦＱ回路７１０はチャネルインパルス応答の長さを減少することによってシンボル間干渉を制限する。

多キャリア復調器７１８はデジタル周波数信号７２０をデジタルＲＦＩ打消器７２２に出力する。受信無線信号７０１はアナログＲＦＩ打消器７０２で既にＲＦ干渉打消を受けたが、追加のＲＦ干渉打消が往々必要である。例えば、無線干渉（例えば、アマチュア無線オペレータ）が多キャリア伝送システムの伝送の周波数範囲内の制約周波数帯域で送信している時あるいはＡＭ無線放送が近くで行なわれている時に追加のＲＦ干渉打消が特に必要となる。デジタルＲＦＩ打消器７２２は周波数領域等化器（ＦＥＱ）回路７２６にＲＦ修正デジタル信号７２４を出力する。ＦＥＱ回路７２６は送信データを得る受信デジタル信号７２８を出力する。ＦＥＱ回路７２６は各キャリア（サブチャンネル）で動作し、各キャリアの減衰および位相遅延を適応的に調節する。

無線干渉は時間領域でモデル化してウインドウ化した正弦波として最初にモデル化される。図８Ａ〜図８Ｃは無線周波数（ＲＦ）干渉をモデル化するために使用される被変調正弦波の例を示す代表的な図である。正弦波の変調は図８Ａ〜８Ｃに示されるように多くの形態を取ることができる。特に、図８Ａにおいて、時間領域モデルは矩形エンベロープ８０２を用いて正弦波８００を変調する。図８Ｂにおいては、時間領域モデルは直線的に変化するエンベロープ８０６で正弦波８０４を変調する。図８Ｃにおいては、時間領域モデルは（二次）直交的に変調されたエンベロープ８１０で正弦波８０８を変調する。一般的に、被変調正弦波は第ｎ次多項式変調エンベロープによって変調される。

本発明の１つの特徴によれば、使用されるＲＦ干渉の周波数領域モデルは以下の記述に従って得られ、かつ確証される。この記述のため、図８Ｂに示された時間領域モデルが例示的な実施例として使用される。ＲＦ干渉は正弦波を直線的に変調された矩形ウインドウと掛算したものとして時間領域でモデル化される。より正確には、次の式（１）が時間領域モデルを与える。

ここで、ｒｅｃｔ（ｔ）は矩形ウインドウであり、ｆ_ａは無線干渉のキャリア周波数であり、ａは小さな正の常数であり、φは位相オフセットである。この時間領域モデルは、一次多項式をデータブロック（例えば、ＤＭＴシンボル）の時間期間内のＲＦ干渉の変調エンベロープに合わせたものと等価である。無線干渉（例えば、無線干渉因子）の帯域幅が伝送システムのシンボル速度よりも極めて小さい限り、この時間領域モデルは好適である。例えば、無線干渉因子としてアマチュア無線オペレータかつ伝送システムとしてＤＭＴの場合に、無線干渉因子の帯域幅は約２．４ＭＨｚとなり、これは約４０ＭＨｚである伝送システムのシンボル速度よりも相当小さい。

次に、この時間領域モデルは周波数領域におけるＲＦ干渉の打消のため周波数領域に変換される。時間領域モデルのフーリエ変換がこの変換を達成するために行なわれる。次の式（２）は周波数領域への変換を詳しく説明する。

式（１）の余弦関数のフーリエ変換は＋ｆおよび−ｆでのダイラックデルタ関数（Ｄｉｒａｃ ｄｅｌｔａ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）である。特に以下で述べる非矩形ウインドウ化が使用される時には、負の周波数のデルタ関数は、正の周波数でのその寄与が最小であるため無視される。しかしながら、データ伝送システムが非矩形ウインドウ化を使用しない場合には正の成分を使用し得る。

式（２）に示されるように、２つの項が１／ｆとして下がり、１つの項は１／ｆ^２として下がる。ｆ_０＝ｎ＋δとする（ここで、ｎは周波数トーン数であり、δ（０＜δ＜１）は周波数トーンｎからのＲＦ干渉のキャリア周波数のオフセット量である）。

結果の周波数領域モデルは次の式（３）で定められるようなものとなる。

ここで、ＲＦＩ_ｎ＋ｍは周波数ｎ＋δでのＲＦ干渉による周波数トーンｍへのＲＦ干渉であり、ＡおよびＢは各シンボルに対して決定されなければならない複素数である。

更に、非矩形ウインドウ化が周波数領域モデルと共に同様使用される時には、ウインドウ化の効果はｍの各値に対する単一の複素数Ｗ_ｍによる掛算によって近似されることができ、ここでＷ_ｍは非矩形ウインドウ化動作による位相回転および付加的な減衰（矩形ウインドウ化のもの以上）を表す。複素数Ｗ_ｍは次の式（４）から決定される。

ここで、ｗｉｎ（ｔ）は使用される有効ウインドウである。従って、ここで非矩形ウインドウ化での式（３）からの結果の周波数領域モデルは式（５）に示されるものとなる。

ここで、ＲＦＩ_ｎ＋ｍは周波数ｎ＋δでのＲＦ干渉による周波数トーンｍへのＲＦ干渉であり、ＡおよびＢは複素数である。ＲＦ干渉のキャリア周波数の周波数トーン（すなわち、周波数トーンｎおよびｎ＋１）でその周波数のいずれかの側へもデータが伝送されてはならないことを周波数領域モデルは必要とする（これらのトーンがＡおよびＢ並びにδに対する値を決定するために使用されるためである）ことを特記する。

ＡおよびＢ並びにδを正確に決定するために３つの周波数トーンを用いる代わりに、δ間のオフセットが次の式（６）によって近似されることができる。ＲＦ干渉が純粋に正弦波である時には式（６）は正確である。

ここで、Ｘ_ｉは周波数領域トーンのサンプル値を表す。従って、オフセット量δは｜Ｘ_ｎ＋１｜／｛｜Ｘ_ｎ｜＋｜Ｘ_ｎ＋１｜｝とほぼ等しく、これはアマチュア無線オペレータからのＲＦ干渉を近似するには十分に正確である。周波数領域モデルはオフセット量δの僅かな誤差にむしろ無反応となるように表されている。

次いで、トーンｎおよびｎ＋１のための式（５）を用いて２つの式（式７および８）が表される。

これら２つの式を同時に解くことにより周波数領域モデルの複素パラメータＡおよびＢを決定する技術が与えられる。従って、複素パラメータＡおよびＢは次の式によって決定される。

複素パラメータＡおよびＢは各ＲＦ干渉因子に対して各シンボルで決定され、Ｗ_ｍはウインドウ化の関数で周波数トーンのそれぞれと共に変化し、オフセット量δはモデル化されている各ＲＦ干渉因子に対してシンボル当り１度計算される。より一般的には、上に記したように、Ａ、Ｂおよびδは、３つの異なったトーン（例えば、ｎ、ｎ＋１およびｎ＋２）に対して式（５）から得られる３つの式を同時に解くことによって決定され得る（データがこれらトーンで伝送されていない限り）。別態様として、システムは、ＲＦ干渉が最初に検出された時に式（６）によって与えられるものとしてδを決定し、次いで平均されるシンボルの数が増大すればするほどより高精度となる推定値を与えるように多くのシンボルに渡って平均を取るため式（６）を再度使用する。

一実施例において、周波数領域モデルは、式（９）において計算されるようなモデルパラメータＡのみが打消のために使用されるが、モデルパラメータＢはゼロに想定されるようなＲＦ干渉の十分に高精度のモデル化を与える。周波数領域モデルに対するこの簡略化で、複雑さが減少され、なおも周波数領域モデルは多くの場合にＲＦ干渉をモデル化する上で十分な精度を依然として与える。一例として、アマチュア無線オペレータによって生じるＲＦ干渉に対しては、この簡略化は十分な精度のモデル化（例えば、ＶＤＳＬシステムにおいて）を与えることを示した。他の場合では、この簡略化は適切ではないと思われ、モデルパラメータＢは例えば、ＡＭ無線信号と同様のより高い帯域幅と共に同様使用されなければならない。

更にまた、ＲＦ干渉のための同等のより高精度のモデルを与えるためにより高次のモデルが同様に使用され得る。しかしながら、使用されるモデルの次数が大きくなればなるほど、モデルのパラメータを計算するための処理要求が大きくなってしまう。このため、一般的に、本発明による式（３）の周波数領域モデルは次の式に従う。

ここで、ＲＦＩ_ｎ＋ｍは周波数ｎでの無線干渉因子による周波数トーンｍでのＲＦ干渉であり、δはオフセット量であり、ＭＯは周波数領域モデルのモデル次数であり、｛Ａ_ｋ｝は各干渉因子に対して各シンボルで決定される複素数である。従って、上で与えられかつ式（３）によって定められる周波数領域モデルは一次モデル（ＭＯ＝１）である。勿論、非矩形ウインドウ化も周波数領域モデルと共に使用される時には、ウインドウ化の効果は、式（５）で行なわれたようにｍの各値に対する単一の複素数Ｗ_ｍによる掛算によって近似されることができる。

図９は本発明の基本的な実施例による基本的な無線周波数（ＲＦ）打消処理９００の図である。ＲＦ干渉相殺処理９００は、好ましくは、多キャリア変調システムの受信機またはトランシーバの受信機部分によって行なわれる。

ＲＦ打消処理９００は最初に９０２で周波数領域データを受ける。周波数領域データは伝送媒体を介して受信機に多キャリア変調システムの送信機によって送信されたデータである。次に、無線周波数（ＲＦ）干渉を有する制約周波数帯域が９０４で識別される。次いで、制約周波数帯域がＲＦ干渉を含むものと識別されたと想定して、制約周波数帯域内のＲＦ干渉の周波数が９０６で推定される。ＲＦ干渉の周波数を推定した後に、推定された周波数およびＲＦ干渉のための周波数領域モデルに従って９０８でＲＦ干渉が推定される。その後、推定されたＲＦ干渉が９１０で周波数領域データから除去される。ブロック９１０の後に、ＲＦ打消処理９００は完成し、終了する。

図１０Ａおよび図１０Ｂは本発明の一実施例によるデジタルＲＦ打消処理１０００の流れ図である。このデジタルＲＦ打消処理１０００は多キャリア変調システムの各シンボルを受けると、多キャリア変調システムの受信機またはトランシーバの受信機部分によって行なわれる処理に関連していることが特記される必要がある。

デジタルＲＦ打消処理１０００は最初に１００２で１つのシンボルに対するデータベクトルＸ_ｉを受ける。データベクトルＸ_ｉは典型的には１つのシンボル内のそれぞれの周波数トーンに対する複素数である。例えば、２５６キャリアＤＭＴシステムにおいて、データ点Ｘ_ｉは２５６の周波数トーンのそれぞれに対して受信されることになる。

次に、ＲＦ打消処理のための制約周波数帯域が１００４で選択される。多キャリア変調システムの伝送周波数範囲内に多数の制約周波数帯域が存在する時には、以下に記載される処理は制約周波数帯域のそれぞれに対して繰り返される。いずれにしても、制約周波数帯域の１つがＲＦ打消処理のため選択され、制約周波数帯域で生じたＲＦ干渉は受信データベクトルＸ_ｉから打消される。ＲＦ打消処理１００は、せいぜい在っても１つのＲＦ干渉因子が制約周波数帯域のそれぞれに存在しているものと想定して記載されている。

１００４で選択した制約周波数帯域を内で、制約周波数帯域内の最大のデータベクトル｜Ｘ_ｉ｜_Ｌが１００６で決定される。次に、決定ブロック１００８は、制限周波数帯域内の最大データベクトル｜Ｘ_ｉ｜_Ｌのどれがスレッショルドよりも大きいかを決定する。このスレッショルドの値はシステム設計に従って変るであろうが、通常はノイズフロアよりも約２０ｄＢ高い制約周波数帯域のデータベクトル｜Ｘ_ｉ｜がこのスレッショルドを越えるようなレベルに設定される。最大データベクトル｜Ｘ_ｉ｜_Ｌがスレッショルドよりも大きい時には、選択された制約周波数帯域に対する処理が続く。

次に、最大近接データベクトル｜Ｘ_ｉ｜_ＬＡが１０１０で決定される。次で、データベクトルＸ_ｎおよびＸ_ｎ＋１が１０１２で最大データベクトル｜Ｘ_ｉ｜_Ｌおよび最大近接データベクトル｜Ｘ_ｉ｜_ＬＡから決定される。制約周波数帯域内の周波数の受信データベクトルが情報を搬送しないため、ｎの値は制約周波数帯域内のＲＦ干渉の推定周波数の指示を与える。実際には、デジタルＲＦ打消処理１０００のこの点でＲＦ干渉のキャリア周波数はｎおよびｎ＋１に関連した周波数間となるように一般的に推定される。

次に、選択されたデータベクトルＸ_ｎおよびＸ_ｎ＋１からオフセット量δが１０１４で決定される。例えば、オフセット量δはほぼ１に等しいＷ_０とメモリに予め記憶されているＷ_１とで式（６）に従って決定されることができる。次いで、選択された（例えば、式（３））ＲＦ干渉の周波数領域モデルのため、モデルパラメータＡおよびＢが１０１６で計算される。一例として、式（９）がモデルパラメータＡおよびＢを決定するために使用可能である。δ、ＡおよびＢが決定されたら、ＲＦ干渉のための周波数領域モデルは完成され、ＲＦ干渉を受信データベクトルから打消するために使用されることができる。

打消を受けるために周波数トーンが１０１８で選択される。前に記したように、ＲＦ干渉を有する制約周波数帯域に近接する所定の数の周波数トーンが選択され、それによりそれらはＲＦ干渉を打消するように処理されることができるようになる。この打消は全ての周波数トーンで行なわれることができるが、所定数の近接周波数トーンでのみ打消を行なうことが計算的には有利である。いずれにせよ、打消を受けるための周波数トーンの１０１８での選択はこれら近接周波数トーンの１つを選択するように働く。次いで、選択された周波数トーンに対して、ＲＦ干渉が周波数領域モデルを用いて１０２０で推定される。次に、推定されたＲＦ干渉が選択された周波数トーンのデータベクトルから１０２２で減算される。この減算は次の式で示されるように打消を行なう。

ここで、ＲＦＩ_ｎ＋ｍは式（１０）から得られる。

次いで、決定ブロック１０２４はＲＦ干渉の打消が完了したかどうかを決定する。決定ブロック１０２４は、打消を必要とするＲＦ干渉を有する制約周波数帯域に近接する全ての周波数トーン（例えば、所定数の数）が必要な打消処理を受けたかどうかを決定する。従って、打消を受ける全ての周波数トーンに対する打消が終っていなかったら、デジタルＲＦ打消処理１０００は１０２６で打消を受ける他の周波数トーンを選択するように動作する。ブロック１０２６の後に、デジタルＲＦ打消処理１０００は新たに選択された周波数トーンのためブロック１０２０および後続のブロック１０２６を繰り返すために戻る。新たに選択された周波数トーンに対して、ＲＦ干渉がこの新たに選択された周波数トーンのため再度推定されることを特記する。

他方、周波数トーンに対して打消が完了したことを決定ブロック１０２４が決定すると、決定ブロック１０２８は全ての制約周波数帯域が処理されたかどうかを決定する。全ての制約周波数帯域が処理されていない時には、次の制約周波数帯域が１０３０でＲＦ打消処理のために選択される。ブロック１０３０の後に、デジタルＲＦ打消処理１０００は他の制約周波数帯域でＲＦ干渉を打消するためにブロック１００６および後続のブロックを繰り返すために戻る。別態様として、全ての制約周波数帯域が処理されたことを決定ブロック１０２８が決定すると、デジタルＲＦ打消処理１０００は完成し、終了する。

更に、最大データベクトル｜Ｘ_ｉ｜_Ｌがスレッショルドを越えないことを決定ブロック１００８が決定すると、特定の制約周波数帯域内のＲＦ干渉を打消する処理はバイパスされ、従って実行されない。この場合に、決定ブロック１００８はデジタルＲＦ打消処理１０００が決定ブロック１０２８に飛び越すようにし、従ってブロック１０１０から１０２６をバイパスさせるようにする。

ＶＤＳＬシステムに対するデジタルＲＦ打消処理１０００の１つの構成にあって、この処理はランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）および読出し専用メモリ（ＲＯＭ）に結合されるかあるいはそれと共に集積化されたデジタルＡＳＩＣによって構成化される。ＲＦ干渉打消を受ける近接トーンの所定数は、制約周波数帯域内のトーンでのＲＦ干渉が打消される必要がないとしてもＲＦ干渉因子の各側で３１のトーンである（トーンｎおよびｎ−１を無視して）。モデル次数（ＭＯ）が１でありかつＢがゼロに等しく想定されている場合には、ＲＦ干渉のための周波数領域モデルの１／（ｍ−δ）項が時間が掛かる割算演算を行なう必要性を回避するために一次多項式近似を用いて計算されることができる。この多項式近似のための係数ａ_０およびａ_１はｍの各値（０＜δ＜０．５のための組および０．５＜δ＜１のための組）に対してメモリに記憶されており、従って迅速に取り出されることができる。複素数Ｗ_ｍも好ましくは２４ビットであり、ＲＡＭに記憶される。ＲＦ干渉打消を受けている周波数トーンのデータベクトルは、好ましくは、ＦＦＴからの周波数領域データサンプルである。制約周波数帯域のそれぞれはそれ自体のスレッショルド値を持つことができる。

好ましくは、ＲＦ干渉を推定する計算は次のようにして行なうことができる。周波数帯域の最大の要素並びにこの最大の要素のいずれかの側から見た最大の要素はＸ_ｎおよびＸ_ｎ＋１である。次に、中間値ａおよびｂが次のようにして計算される。

ここで、１／Ｗ_１はＲＡＭに保持されており、Ｗ_０は１にほぼ等しい。次いで、中間値ａおよびｂは次のようにして計算される。

加算時のオーバーフローを防止するために２のファクタによるスケールダウンが行なわれる。次いで、数ａおよびｂが０．５＜ｂ＜１のようにシフトされる。８回の繰り返しを用いるニュートン法（Ｉ＝０：７）がその後δ＝ａ／ｂを求めるために使用される。δ_０＝０．５に設定し、その後次のようにされる。

次いで、モデルパラメータＡ（２のファクタでスケールされたような）が以下の式によって決定される。

トーンｍのためのＲＦ干渉の推定は以下のものを形成することによって計算され、

従って、ＲＦ干渉の推定は次のようになる。

計算された推定ＲＦ干渉は、次いで、シンボルの所定数の近接トーン（例えば、ｍ＝−３１：３２）のデータから減算される。

図１１は本発明の一実施例によるＡＭ無線周波数（ＲＦ）打消処理１１００の流れ図である。ＡＭ無線送信も多キャリア変調システムによる無線伝送にＲＦ干渉を生じさせる。アマチュア無線オペレータによるＲＦ干渉と異なって、ＡＭ ＲＦ干渉は、典型的に、ＡＭ無線局が１日２４時間の送出を行なおうとしているため絶え間なく存在する。ＡＭ ＲＦ打消処理１１００は、好ましくは、多キャリア変調システムの受信機またはトランシーバの受信機部分によって行なわれる。上に説明されたＲＦ干渉のモデル化はＡＭ ＲＦ干渉にも等しく当てはまる。例えば、周波数領域モデルの一次モデル（例えば、式（５））もまたＶＤＳＬでのＡＭ ＲＦ干渉をモデル化するために好ましい。

ＡＭ ＲＦ打消処理１１００は、最初に、データが送信されていない初期化期間の間に１１０２でＡＭ ＲＦ干渉を識別する。次いで、ＡＭ ＲＦ干渉の周波数が１１０４で推定される。例えば、（多キャリア変調システムではよくあることであるような）データが送信されていない初期化期間の間に受信した信号を測定することによって、種々の周波数で測定されたＡＭ ＲＦ干渉の大きさが求められる。次いで、この例においては、この大きさが最大となる区域はＡＭ ＲＦ干渉のキャリア周波数の大体の位置を表す。その後、この例では、システムはＡＭ ＲＦ干渉のキャリア周波数を正確に決定するためにある時間期間（例えば、多くのデータブロック）に渡って決定されたキャリア周波数を平均することができる。初期化期間の間に、｜Ｘ_ｎ＋１｜／｛｜Ｘ_ｎ｜＋｜Ｘ_ｎ＋１｜｝の結果を平均する（あるいは式（６）を用いる）ことによって、オフセット量δが正確に決定されることができ、このようにしてＡＭ ＲＦ干渉のキャリア周波数を識別する。ＡＭ ＲＦ干渉のキャリア周波数が１１０４で推定された後に、ＡＭ ＲＦ打消処理１１００のこの部分に対して終了する。一般的に、ＡＭ打消は大きなＡＭ干渉がＡＭ周波数帯域内で共に接近しないと想定している。

その後、データが引き続き送信されるかまたは受信されると、ＡＭ ＲＦ打消処理１１００は受信されているデータ信号からＡＭ ＲＦ干渉を打消するように更に動作する。データ伝送の場合に、ＡＭ ＲＦ干渉の予測された周波数に近接した周波数トーンは１１０６で無能化されて、それらの周波数トーンでデータが送信されないようにされる。ここで、ＡＭ ＲＦ干渉の推定された周波数に近接した少なくとも２つの周波数トーンが１１０６で無能化される（ＲＦモデルがＲＦ干渉をモデル化する上でこれらトーンを使用するためにである）。

その後、ＡＭ ＲＦ打消処理１１００によるＡＭ ＲＦ干渉の打消は次の通りである。ＡＭ ＲＦ干渉が、推定された周波数並びにＡＭ ＲＦ干渉の周波数領域モデルに従って１１０８で推定される。その後、推定されたＡＭ ＲＦ干渉は１１１０で周波数領域データから除去される。ブロック１１１０の後に、ＲＦ打消処理９００は完成され、終了する。

非矩形ウインドウ化は多キャリア変調システムにおいてサイドローブレベルを減少するものとして一般的に知られている。例えば、Ｓｐｒｕｙｔ、ＲｅｕｓｅｎｓおよびＢｒａｅｔ著「ＶＤＳＬ用改良ＤＭＴトランシーバの性能」Ａｌｃａｔｅｌ Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｔ１Ｅ１．４提案、１９９６年４月２２〜２５日を参照されたい。Ｓｐｒｕｙｔ等によって記載された非矩形ウインドウ化はシンボルの境界を越えてシンボルの循環プレフィックスおよび循環サフィックスの中に及ぶ。

上で述べた周波数領域モデルは、好ましくは、ＲＦ干渉がより少ない周波数トーンだけに影響するようにサイドローブを迅速に減衰させるため拡張した非矩形ウインドウ化を用いる。特定の形式の使用される非矩形ウインドウ化は変り得る。図１２は、できるだけ好適な形式の非矩形ウインドウ化、すなわち本発明の他の特徴でもある、本明細書に記載されるＲＦ打消技術で有効であるだけではなく更にそれ自体一般的にキャリア間干渉を軽減するのに有効であることを示している。

図１２は本発明の一実施例によるプレフィックス除去およびウインドウ化処理１２００の流れ図である。ここで、好ましく行なわれるウインドウ化は非矩形の拡張されたウインドウ化である。非矩形ウインドウ化は周波数トーンのサイドローブを矩形ウインドウ化よりも高速で減衰させるように働く。拡張されたウインドウ化とは、ウインドウの幅がデータシンボルそれ自体を越えて循環プレフィックスの中に及んでいることを意味する。循環プレフィックスは通常対応するデータシンボルの終端からのデータの繰り返しからなる。循環プレフィックスはチャンネル応答が理想的ではないために生じるシンボル間干渉を減少させるガード時間を与えるガードバンドである。一例として、ＶＤＳＬでは、データシンボルは５１２のサンプルと循環プレフィックスの４０のサンプルを有しているようである。プレフィックス除去およびウインドウ化処理１２００は図７に示された循環プレフィックス除去およびウインドウ化プロセッサ７１４によって好ましく構成化される。

プレフィックス除去およびウインドウ化処理１２００は最初に１２０２でＤＭＴシンボルのＸサンプルとその循環プレフィックスのＹサンプルを受ける。例えば、ＤＭＴシンボルの５１２のサンプルと循環プレフィックスの４０のサンプルがＤＭＴシンボルを形成することができる。図１３は４０のサンプルのプレフィックス１３０２（サンプル０〜３９）と共に５１２のサンプルのＤＭＴシンボル１３００（サンプル４０〜５５１）を示すと共に非矩形の拡張されたウィンドウを示す図である。図１３において、非矩形で拡張されたウインドウ化はサンプル２０からサンプル５５１に及んでおり、その際サンプル２０〜３９は循環プレフィックス内に延びる部分である。ＤＭＴシンボルのＸサンプルおよび循環プレフィックスのＹサンプルは次のように処理される。

循環プレフィックスのＹサンプルの初めの部分は、それらが最早不用であるため１２０４で落される。Ｙシンボルの残りの部分は後の復旧のため１２０６で保留される。Ｙサンプルのこの残りの部分の大きさは使用されている拡張されたウインドウ化の量に依存する。例えば、４０のサンプルの循環プレフィックスでは、４０サンプルのこの残りの部分の大きさは０と４０との間の何等かの全体数で変り得る。次に、ＤＭＴシンボルのＸサンプルの第２の部分は循環プレフィックスの残りの部分の保留されたサンプルと所定の掛算係数とに従って１２１０で変更される。ブロック１２１０の後で、プレフィックス除去およびウインドウ化処理１２００は完成され、終了する。

プレフィックス除去およびウインドウ化処理１２００によれば、ＤＭＴシンボルおよびそのプレフィックスは、プレフィックスの最初のサンプル群が除去されるように結果のサンプルが濾波されその後拡張された非矩形ウインドウ化処理が残りのサンプルに対して行なわれるように処理される。拡張された非矩形ウインドウ化は循環プレフィックスの残りの部分のサンプルをウインドウの非矩形部分を表す二乗余弦関数（または他の平滑関数）と掛算するように動作し、その後Ｘサンプルの第２の部分のサンプルに結果の値を組み合せる。拡張された非矩形ウインドウ化動作の長所は実効サイドロープレベルデータが迅速に減衰することであり、これは一般的に多キャリア変調システムにおいても有利である。拡張された非矩形ウインドウ化が本発明に従ってＲＦ打消技術と共に使用される場合に、拡張された非矩形ウインドウ化の長所はＲＦ打消がより少ない数の近接周波数トーンで行なわれることができることで、これはＲＦ干渉を補償するために必要な処理を減少する。処理時間が節約され、これは多キャリア変調システム（例えば、ＶＤＳＬ）のような高速システムにおいては重要となる。本発明による拡張された非矩形ウインドウ化は更にこの拡張された非矩形ウインドウ化を構成化するために必要な計算に関連した負担を減少する。以下の例は本発明のこの特徴によって与えられる追加の計算的な節約を説明する助けとなる。

プレフィックス除去およびウインドウ化処理１２００の１つの例は３２サンプルの拡張されたウインドウ化が５１２のＤＭＴ周波数トーンと循環プレフィックスの４０サンプルと共に使用される場合の説明となる。値ｘ_０からｘ_５５１はその循環プレフィックスを備えた単一のＤＭＴシンボルを表し、値ｗ_０からｗ_３１は好ましくはＲＡＭに記憶されているウインドウタップである。この例において、プレファックス除去およびウインドウ化処理１２００は次のようになる。
ｘ_０からｘ_７を放棄
ｉ＝８から３９までに対してｘ_ｉを記憶
ｉ＝４０から５１９までに対してｘ_ｉ＝ｘ_ｉ
ｉ＝０から３１に対してｘ_{５２０＋ｉ}＋（ｘ_８＋ｉ−ｘ_{５２０＋ｉ}）ｗ_ｉを形成
ｘ_{５２０＋ｉ}＝（１−ｗ_ｉ）ｘ_{５２０＋ｉ}＋ｗ_ｉｘ_８＋ｉ＝ｘ_{５２０＋ｉ}＋（ｘ_８＋ｉ−ｘ_{５２０＋ｉ}）
ｗ_ｉおよびその構成化はＤＭＴシンボル当り３２の実際の掛算の演算と６４の加算の演算を必要とすることを特記する。これに対して、従来の手法はＤＭＴシンボル当り６４の実際の掛算の演算と３２あるいは６４の加算の演算を使用していた。掛算の演算を行なう計算的な負担が加算の演算のための計算的な負担よりも極めて大きいということを考えると、３２の掛算の演算を節約する本発明の能力は価値がある。

本発明は発明の精神あるいは適用範囲を逸脱せずに中央および遠隔の両局位置で多くの形態および変調方式（例えば、個別ウエーブレットマルチトーン変調（ＤＷＭＴ））に実施化されることができる。例えば、明細書は加入者線ベースの高速データ伝送システムの点から本発明を主として記載したが、本発明は大きな狭帯域干渉を受けるかあるいは指定伝送帯域内にＲＦ干渉の制約周波数帯域を有する他のシステムに使用され得る。

本発明の多くの特徴および長所が記載の説明から明らかであり、従って添付の請求の範囲が発明の全てのこのような特徴および長所を網羅することを意図している。更に、数多くの変更および変化が当業者によって容易になされるため、図示されかつ説明された実際の構成および動作に発明を限定することは好ましくない。従って、全ての適当な変更およびその等価なものは本発明の範囲内に入るものとして訴追される可能性がある。

（関連出願の相互参照）
本願は、以下の国際特許出願、（１）１９９７年４月１７日に出願した「無線周波数ノイズ打消器」と題するＰＣＴ／ＵＳ９７／＿＿＿（１９９６年４月１９日に出願した米国特許出願第６０／０１６，２５１号の優先権主張）並びに（２）１９９７年４月１７日に出願した「個別多キャリア伝送システムにおける無線周波数干渉の軽減」と題するＰＣＴ／ＵＳ９７／＿＿＿（米国特許出願第６０／０１６，２５２号の優先権主張）を参照として組み入れている。

本発明は、同様な参照番号が同様の構成素子を表すような添付図面に関連して以下の詳細な記載により理解されるであろう。
本発明を用いるのに好ましい代表的な電気通信システムのブロック図である。 ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣアップストリーム通信のための提案された送信電力スペクトル密度を示すグラフである。 撚り線対電話線を介する典型的なＶＤＳＬ適用における伝送周波数の関数として遠隔ユニットでの最大イントーン受信電力の大きさを示すグラフである。 制約周波数帯でのトーンをオフにする効果を更に考慮した図３に示されたような遠隔ユニットでの最大イントーン受信電力の大きさを示すグラフである。 制約周波数帯に無線干渉を有する多キャリア変調システムの周波数トーンを示す図である。 多キャリア変調システムの種々の周波数トーンで無線干渉によって生じた無線干渉量を示す図である。 本発明の一実施例による多キャリア変調システムのための受信機のブロック図である。 正弦波を変調する種々の時間領域モデルを示す図である。 正弦波を変調する種々の時間領域モデルを示す図である。 正弦波を変調する種々の時間領域モデルを示す図である。 本発明の基本的実施例による基本的な無線周波数（ＲＦ）打消処理の図である。 本発明の一実施例によるデジタルＲＦ打消処理の流れ図である。 本発明の一実施例によるデジタルＲＦ打消処理の流れ図である。 本発明の一実施例によるＡＭ無線周波数（ＲＦ）打消処理の流れ図である。 本発明の一実施例によるプレフィックス除去およびウインドウ化処理の流れ図である。 ４０サンプルプレフィックス１３０２を備えた５１２サンプルＤＭＴシンボル１３００と非矩形の拡張されたウインドウとを示す図である。

Claims (9)

1. 無線周波数（ＲＦ）干渉からサイドローブ干渉を減少するように、所定の周波数トーンで生じかつ多キャリア変調シンボルを形成する多キャリア変調サンプルをデジタル的に濾波する方法において、
   １つの多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルと、この多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルよりも先行する、この多キャリア変調シンボルと関連した循環プレフィックスのｙ個のサンプルを受信する操作と、
   この多キャリア変調シンボルと関連した循環プレフィックスのｙ個のサンプルの初めの部分を放棄する操作と、
   この多キャリア変調シンボルと関連した循環プレフィックスのｙ個のサンプルの残りの部分を記憶する操作と、
   この多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルの第１の部分を変調しないで保留する操作と、
   この多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルの第２の部分を循環プレフィックスのｙ個のサンプルの上記残りの部分の記憶されたサンプルと所定の変調係数とに従って変調する操作と、
   を具備したことを特徴とする方法。
2. 請求の範囲第１項記載の方法において、多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルとこの多キャリア変調シンボルに関連した循環プレフィックスのｙ個のサンプルとの上記受信は多キャリア変調システムの送信機から伝送媒体を介して受信された信号のストリームとなるようにしたことを特徴とする方法。
3. 請求の範囲第２項記載の方法において、上記伝送媒体は加入者線であるようにしたことを特徴とする方法。
4. 請求の範囲第１項記載の方法において、上記多キャリア変調シンボルの各ｘサンプルに対して、上記方法は上記変更を行なうためｊの掛算演算と２ｊの加算演算を用いるようにしており、ここでｊは循環プレフィックスのｙ個のサンプルの上記残りの部分のサンプル数を表す整数としたことを特徴とする方法。
5. 請求の範囲第４項記載の方法において、上記所定の掛算係数は二乗余弦関数に関連するようにしたことを特徴とする方法。
6. 請求の範囲第１項記載の方法において、多キャリア変調シンボルのｘ個のサンプルの第２の部分の上記変更は、
   上記所定の掛算係数の適切な１つを受けること、
   循環プレフィックスのｙ個のサンプルの上記残りの部分と多キャリア変調システムのｘ個のサンプルの上記第２の部分とのサンプルの対応する対間の差の量を決定すること、
   調節量を作るために上記所定の掛算係数の上記適切な１つと上記差の量を掛算すること、
   上記対応する対のｘ個のサンプルの上記第２の部分の上記サンプルに上記調節量を加算すること、
   を具備したことを特徴とする方法。
7. 無線周波数（ＲＦ）干渉干渉因子からＤＭＴシンボルの周波数トーンへのサイドローブ干渉を減少するためにＤＭＴサンプルをデジタル的に濾波する方法において、
   ＤＭＴシンボルのＸサンプルとそのＤＭＴシンボルに関連した循環プレフィックスのＹサンプルを受けること、
   その循環プレフィックスのＹサンプルの初めの部分を放棄すること、
   その循環プレフィックスのＹサンプルの残りの部分を記憶すること、
   上記ＤＭＴシンボルの上記Ｘサンプルの第１の部分を変調せずに保留すること、
   上記循環プレフィックスの上記Ｙサンプルの上記残りの部分の上記記憶されているサンプルと所定の掛算係数とに従って上記ＤＭＴシンボルの上記Ｘサンプルの第２の部分を変更すること、
   を具備することを特徴とする方法。
8. 請求の範囲第７項記載の方法において、上記変更は無線周波数（ＲＦ）干渉因子からのサイドローブ干渉を上記変更無しで生じるような速度よりも速い速度で減少させるようにしたことを特徴とする方法。
9. 請求の範囲第７項記載の方法において、上記方法は上記ＲＦ干渉因子の周波数に最も近い上記ＤＭＴシンボルの周波数トーンの数をＲＦ干渉により強く影響される場合よりも減少させるようにしたことを特徴とする方法。

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