JP2007189469A - Ｏｔａ出力振幅低減回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイナミックレンジを広くとれるＯＴＡを構成要素としたＧｍ−Ｃフィルタを提供する。
【解決手段】上記課題を解決するために、複数の演算相互トランスコンダクタンス増幅器とキャパシタとで構成する等価インダクタ回路を有するＧｍ−Ｃフィルタにおいて、該等価インダクタ回路の入力側に接続される回路のインピーダンスであって、該等価インダクタ回路から見たインピーダンスである第１のインピーダンスが、前記等価インダクタ回路の出力側に接続される回路のインピーダンスであって、該等価インダクタ回路から見たインピーダンスである第２のインピーダンスと同程度に小さくする。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＴＡを構成要素とするＧｍ−Ｃフィルタに関する。

近年、製造技術の発達等によってＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）回路は小型化され、モジュール化が進んでいる。例えば、ラジオ用ＩＣ回路は、外付け部品をほとんど必要とせずに１チップでラジオ機能を実現する１チップ化が進んでいる。

ラジオ用ＩＣ回路等を１チップ化する場合、フィルタ回路等を構成するインダクタには、等価なＩＣ回路を使用するのが一般的である。
図５は、ラジオ用ＩＣ回路に使用するＧｍ−Ｃフィルタ（バンドパスフィルタ）の構成例を示している。図５に示すＧｍ−Ｃフィルタ５０は、図５（ａ）に示すようにインダクタＬ１及びＬ２とキャパシタＣ２及びＣ３とで構成される一般的なＧｍ−Ｃフィルタの構成を示している。

ここで、図５に示すフローティング部５１のインダクタＬ１は、図５（ｂ）に示すようにキャパシタＣＬとＯＴＡ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｃｅｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１２〜１５とによって構成される等価回路である。入力電圧に比例したリニア特性を持つＯＴＡ出力電流によってキャパシタＣＬを充電する積分動作を行うことによりインダクタＬ１と等価な特性を実現している。

一般に、ＯＴＡは入力電圧に比例したリニア特性を有する電流を出力する。すなわち、負荷が大きいほど出力電圧が大きくなる（ゲインが大きくなる）特性を有する。
図５（ｂ）に示すＡ点を見ると、ＯＴＡ１３の出力側にキャパシタＣ３が接続されているためにＡ点でのＯＴＡ１３の出力電圧が大きくなる。すなわち、ＯＴＡ１２への入力電圧が大きくなる。

一方、図６に示すように、ＯＴＡの出力電圧は入力電圧が大きくなると歪みが生じる。そのため、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０（ＯＴＡ１２）への入力電圧を抑えなくてはならない要因の１つとなっていた。すなわち、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のダイナミックレンジを抑制しなければならない要因となっていた。これは、インダクタＬ１から見た入力側インピーダンスと出力側インピーダンスとの不均衡が主な原因となっている。

特許文献１には、利得特性の良好なフィルタ回路を提供するために、キャパシタと複数の演算相互トランスコンダクタンス増幅器とで構成したジャイレータと、キャパシタに直列に接続した抵抗と、を有する等価インダクタ回路を備えるフィルタ回路について開示されている。

特許文献２には、ＯＴＡの周波数特性に起因するフィルタ通過帯域の歪みを改善するために、ｇｍ値の小さいトランスコンダクタンス素子を少なくとも２以上並列に接続して通過帯域の中心周波数をシフトさせるＧｍ−Ｃフィルタについて開示されている。
特開２００３−１３３９０５号公報 特開２００３−１９８３２６号公報

本発明は、上述した問題に鑑みてなされたものであり、その解決しようとする課題は、ＯＴＡを構成要素とし、ダイナミックレンジを広くとれるＧｍ−Ｃフィルタを提供することである。

上記課題を解決するために、本発明に係るＧｍ−Ｃフィルタは、複数の演算相互トランスコンダクタンス増幅器とキャパシタとで構成する等価インダクタ回路を有するＧｍ−Ｃフィルタであって、フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て入力側のインピーダンスである第１のインピーダンスが、前記フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て出力側のインピーダンスである第２のインピーダンスと同程度に小さいインピーダンスである、ことを特徴とする。

本発明によると、第１のインピーダンスを第２のインピーダンスと同程度に小さくすることによって、等価インダクタ回路の入力側のゲインを小さくすることができるので、Ｇｍ−Ｃフィルタに対して従来は出力信号が歪んでしまうような入力信号を入力しても、歪みのない出力信号を生成することが可能となる効果を奏する。その結果、より広いダイナミックレンジを有するＧｍ−Ｃフィルタを提供することが可能となる。

また、本発明は、複数の演算相互トランスコンダクタンス増幅器とキャパシタとで構成する等価インダクタ回路を有するＧｍ−Ｃフィルタであって、フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て入力側のインピーダンスである第１のインピーダンスと、前記フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て出力側のインピーダンスである第２のインピーダンスと、が等しい、ことを特徴とするバンドパスフィルタであっても同様の効果を奏する。

以上のように、本発明によると、ＯＴＡを構成要素とし、ダイナミックレンジを広くとれるＧｍ−Ｃフィルタを提供することが可能となる。

以下、本発明の実施形態について図１〜図３に基づいて説明する。
図１は、本発明の実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタ１０の構成例を示す図である。図１に示すＧｍ−Ｃフィルタ１０は、図１（ａ）に示すように、インダクタＬ１及びＬ２とキャパシタＣ１及びＣ２とで構成される。

Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のフローティング部１１は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とキャパシタＣ１とが直列に接続されている。そして、互いに並列に接続されたキャパシタＣ２とインダクタＬ２とが、フローティング部１１の入力側と出力側に直列に接続されている。

フローティング部１１のインダクタＬ１は、図１（ｂ）に示すように、ＯＴＡ１２〜１５とキャパシタＣＬとで構成される等価インダクタ回路である。ＯＴＡ１２の出力部は、ＯＴＡ１３の入力部と接続されると共に、キャパシタＣＬに接続されている。そして、ＯＴＡ１３の出力部は、ＯＴＡ１２の入力部に接続されている。また、ＯＴＡ１４の出力部は、ＯＴＡ１５の入力部に接続される。ＯＴＡ１５の出力部は、ＯＴＡ１４の入力部と接続されると共に、キャパシタＣＬに接続されている。

ここで、図５に示したＧｍ−Ｃフィルタ５０と比較しながら図１に示すＧｍ−Ｃフィルタ１０について説明する。
なお、説明を簡単にするために、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のインダクタＬ１、Ｌ２及びキャパシタＣ２と、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のインダクタＬ１、Ｌ２及びキャパシタＣ２とは、それぞれ等しいインダクタンス、キャパシタンスを有するものとする。

また、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のキャパシタＣ３のキャパシタンスをＣ、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のキャパシタＣ１のキャパシタンスを２Ｃ（２倍のＣ）、とする。
この時、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のフローティング部１１のキャパシタンスはＣとなるので、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のフローティング部５１のキャパシタンスＣと等しくなる。

したがって、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０とＧｍ−Ｃフィルタ５０とは等価である（同じフィルタ特性を有する）。
また、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のキャパシタＣ１のキャパシタンスは、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のキャパシタＣ３のキャパシタンスと比較して２倍である。すなわち、ＯＴＡ１３の出力端に接続されるキャパシタンスが２倍である。

このキャパシタＣ１をＯＴＡ１３の負荷と考えると、負荷が１／２倍となるので、ＯＴＡ１３の出力電圧は１／２倍となる。
したがって、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０とＧｍ−Ｃフィルタ５０に同じ信号を入力した場合、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のＯＴＡ１２への入力電圧に較べて、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のＯＴＡ１２への入力電圧は１／２倍の入力電圧となる。

図２は、本実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタ１０と従来例に係るＧｍ−Ｃフィルタ５０とに同じ正弦波信号を入力した場合にＯＴＡ１２に入力される信号を示す図である。実線は、本実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタ１０のＯＴＡ１２に入力される入力信号を示す。また、破線は、図５に示したＧｍ−Ｃフィルタ５０のＯＴＡ１２に入力される入力信号を示す。

図１で説明したように、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のＯＴＡ１３の出力部に接続されるキャパシタＣ１は、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のＯＴＡ１３の出力部に接続されるＣ３に比べてキャパシタンスが１／２であるので、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のＯＴＡ１２に入力される入力信号は、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のＯＴＡ１２入力される入力信号より振幅が小さくなる。

したがって、従来のＧｍ−Ｃフィルタ５０に比べてより大きい振幅の入力信号を入力することが可能となる。すなわち、従来のＧｍ−Ｃフィルタに比べてダイナミックレンジを広くとれる効果を奏する。

図３は、本実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタ１０の入出力特性を示す図である。
実線は、Ｇｍ−Ｃフィルタの理想的な入出力特性を表している。また、一点破線は、図１に示した本実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタ１０の入出力特性を表し、二点破線は、図５に示したＧｍ−Ｃフィルタ５０の入出力特性を表している。

Ｇｍ−Ｃフィルタ１０とＧｍ−Ｃフィルタ５０とに同じ入力振幅を持つ信号（１）を入力した場合、図１及び２で説明したように、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のＯＴＡ１２への入力振幅は、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のＯＴＡ１２への入力振幅より小さくなる。

一方、ＯＴＡの入出力特性は、理想的には入力振幅に対してリニア特性を有するが、実際は図６に示すように、ある入力振幅以上ではリニア特性はなくなる。したがって、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０とＧｍ−Ｃフィルタ５０とに同じ振幅の信号を入力した場合、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のＯＴＡ１２への入力振幅は、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のＯＴＡ１２への入力振幅より小さくなるので、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０のＯＴＡ１２に比べて、より大きい入力振幅がＧｍ−Ｃフィルタに入力されても歪みが生じ難い。

例えば、図３に示すように、信号（１）に対して、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０は出力振幅にＡだけ歪みが生じるのに対して、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０はリニア特性を有する出力信号を得ることができる。

また、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０は、信号（２）までの入力振幅に対してしか出力信号にリニア特性を持たせることができないのに対して、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０は、信号（１）（信号（１）＞信号（２））までの入力振幅に対して出力信号にリニア特性を持たせることが可能となる。

すなわち、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のダイナミックレンジは、Ｇｍ−Ｃフィルタ５０に比べてＡだけ広くなっていることがわかる。
以上に説明したように、ＯＴＡとキャパシタとで構成される等価インダクタ回路Ｌ１の入力側に接続されるインピーダンスを小さくして、等価インダクタ回路の入力ゲインを小さくすることによって、より高い入力振幅の信号がＧｍ−Ｃフィルタ１０に入力されても歪みを生じることなく出力信号にリニア特性を持たせることが可能となる。すなわち、Ｇｍ−Ｃフィルタ１０のダイナミックレンジをより広くすることが可能となる。

以下に、一般的な構成のバンドパスフィルタと対比しながら、本発明の実施例に係るバンドパスフィルタ（Ｇｍ−Ｃフィルタ）の設計手順の例について簡単に説明する。
図４は、本実施例に係るバンドパスフィルタの設計手順の例を説明する図である。

図４（ａ）は、一般的な構成のバンドパスフィルタ４１の構成例を示している。図４（ａ）に示すバンドパスフィルタ４１は、そのフローティング部を抵抗Ｚ３（インピーダンスＺｃ）と等価インダクタ回路４２（インダクタンスＬ）とを直列に接続して構成し、このフローティング部の入力側と出力側とにそれぞれ抵抗Ｚ２（インピーダンスＺ）を接続している。

図４（ａ）に示すバンドパスフィルタ４１と同じ周波数特性を持つように本実施例に係るバンドパスフィルタ４３を設計するには、以下の条件に合うようにパラメータ（バンドパスフィルタを構成するキャパシタ、インダクタ等の値）を決定すればよい。すなわち、等価インダクタ回路４２から見た入力側のインピーダンスＺａ、等価インダクタ回路４２から見た出力側のインピーダンスＺｂとすると、
（１）Ｚａ＝Ｚｂ
（２）Ｚｃ＊Ｌ＝一定
となる様にバンドパスフィルタ４３のパラメータを決定すればよい。

図４（ｂ）は、上述の条件に合うようにしてパラメータを決定して得た本実施例に係るバンドパスフィルタ４３の構成例を示している。
図４（ｂ）に示すバンドパスフィルタ４３は、そのフローティング部を抵抗Ｚ１（インピーダンスＺｃ／２）、等価インダクタ回路４４（インダクタンスＬ）及び抵抗Ｚ１の順で直列に接続して構成し、このフローティング部の入力側と出力側とにそれぞれ抵抗Ｚ２を接続している。

また、等価インダクタ回路４４から見た入力側のインピーダンスＺａ’（第１のインピーダンス）、等価インダクタ回路４４から見た出力側のインピーダンスＺｂ’（第２のインピーダンス）とすると、
（１）Ｚａ’＝Ｚｂ’ ＝Ｚ１＋Ｚ２
（２）Ｚｃ＊Ｌ＝｛（Ｚｃ／２）＋（Ｚｃ／２）｝＊Ｌ
となり条件を満たしていることがわかる。

以上のようにして設計したバンドパスフィルタ４３は、等価インダクタ回路４４の入力側の負荷Ｚ１（Ｚｃ／２）が、等価インダクタ回路４２の入力側の負荷Ｚ３（Ｚｃ）の１／２倍となるので、図１で説明したように、バンドパスフィルタ４１よりも広いダイナミックレンジを得ることができる。

また、バンドパスフィルタ４１とバンドパスフィルタ４３のフローティング部は、共にＺｃ＊Ｌ（又は、｛（Ｚｃ／２）＋（Ｚｃ／２）｝＊Ｌ）で一定なので、バンドパスフィルタ４１と同じ所望の周波数特性を得ることができる。

以上に説明したように、本発明の実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタは、従来のＧｍ−Ｃフィルタでは、等価インダクタ回路Ｌ１から見た入力側のインピーダンス（第１のインピーダンス）と、等価インダクタ回路Ｌ１から見た出力側のインピーダンス（第２のインピーダンス）と、が不均衡であるために、等価インダクタ回路Ｌ１の入力部のゲインが高くなり、等価インダクタ回路Ｌ１を構成するＯＴＡに入力される振幅が大きくなることで出力振幅に歪みが生じやすかったという問題を解決している。その結果、Ｇｍ−Ｃフィルタのダイナミックレンジを広くとることが可能となる効果を奏する。

以上に説明した本発明の実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタは、第１のインピーダンスと第２のインピーダンスとが等しくなる構成について説明したが、第１のインピーダンスが第２のインピーダンスと等しくなる程度（第２のインピーダンスの１倍〜１．５倍の範囲内）の構成であればよく、この場合にも本発明の効果を得ることができる。

また、本発明の実施例ではバンドパスフィルタについて説明しているが、バンドパスフィルタに限定する趣旨ではない。ＯＴＡとコンダクタとで構成する等価インダクタ回路を有するフィルタ回路であれば、本発明を適用することが可能なのは当然である。

本発明の実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタの構成例を示す図である。 Ｇｍ−Ｃフィルタ１０とＧｍ−Ｃフィルタ５０とに同じ正弦波信号を入力した場合にＯＴＡ１２に入力される信号を示す図である。 本実施例に係るＧｍ−Ｃフィルタの入出力特性を示す図である。 本実施例に係るバンドパスフィルタの設計手順の例を説明する図である。 ラジオ用ＩＣ回路に使用するＧｍ−Ｃフィルタの従来例を示す図である。 ＯＴＡの入出力特性を示す図である。

符号の説明

１０ ・・・ Ｇｍ−Ｃフィルタ
１１ ・・・ フローティング部
１２〜１５・・・ ＯＴＡ

Claims (5)

1. 複数の演算相互トランスコンダクタンス増幅器とキャパシタとで構成する等価インダクタ回路を有するＧｍ−Ｃフィルタであって、
   フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て入力側のインピーダンスである第１のインピーダンスが、前記フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て出力側のインピーダンスである第２のインピーダンスと同程度に小さいインピーダンスである、
   ことを特徴とするＧｍ−Ｃフィルタ。
2. フローティング部は前記等価インダクタ回路とキャパシタンスの等しい２つのキャパシタとで構成され、該キャパシタは前記等価インダクタ回路の入力側と出力側とにそれぞれ接続される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のＧｍ−Ｃフィルタ。
3. 複数の演算相互トランスコンダクタンス増幅器とキャパシタとで構成する等価インダクタ回路を有するＧｍ−Ｃフィルタであって、
   フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て入力側のインピーダンスである第１のインピーダンスと、前記フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て出力側のインピーダンスである第２のインピーダンスと、が等しい、
   ことを特徴とするバンドパスフィルタ。
4. 前記フローティング部は等価インダクタ回路とキャパシタンスの等しい２つのキャパシタとで構成され、該キャパシタは前記等価インダクタ回路の入力側と出力側とにそれぞれ接続される、
   ことを特徴とする請求項３に記載のバンドパスフィルタ。
5. 前記フローティング部におけるインダクタンスとキャパシタンスとの積と、複数の演算相互トランスコンダクタンス増幅器とキャパシタとで構成する等価インダクタ回路を有するＧｍ−Ｃフィルタであって、フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て入力側のインピーダンスと、前記フローティング部に設けられた等価インダクタ回路から見て出力側のインピーダンスと、が異なるバンドパスフィルタのフローティング部におけるインダクタンスとキャパシタンスとの積と、を等しくすることにより、該バンドパスフィルタと同じ周波数特性を有する、
   ことを特徴とする請求項３に記載のバンドパスフィルタ。
   
   
   

Images