JP2007185020A - 回転電機、インバータ駆動回転電機システム及び検査方法 - Google Patents

Abstract

【課題】巻線間の耐サージ電圧を向上することをができる回転電機、インバータ駆動回転電機システム及び検査方法を提供する。
【解決手段】巻線がコア２０に巻回された複数のコイル３が回転磁界を生成する回転電機１であって、接地された筐体２から絶縁された前記コア２０と各巻線との間の静電容量がＣｃｃであり、コア２０と筐体２との間の静電容量がＣｃｆであり、コア２０が筐体２に接地されたときの巻線間耐サージ電圧がＥ０であるとき、巻線間耐サージ電圧Ｅｓを、Ｅ０から（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）Ｅ０までの範囲に規定したことを特徴とする。これにより、コアが筐体２に接地された場合よりも巻線間耐サージ電圧が上昇する。
【選択図】図１

Description

本発明は巻線間にサージ電圧が加わる回転電機、インバータ駆動回転電機システム及び検査方法に関する。

近年、省エネルギー化の観点からインバータを用いたモータの可変速運転が盛んに行われている。しかしながら、矩形波電圧を生成するインバータ電源でモータを駆動した場合、インバータの発する急峻なサージ電圧が原因となりモータ巻線間に従来の商用周波電源駆動時に比し高い電圧が発生し、巻線間で絶縁劣化が生じる恐れがあった。このような報告例には、例えば、非特許文献１がある。
一方、非特許文献２では、インバータサージ電圧が加わる口出し側第１コイルのターン数を減らし絶縁皮膜を厚くするなどの絶縁強化を施す方法が提案されている。
電気学会技術報告第７３９号、ｐ.１４〜２０，１９９９年 ８月発行 電気学会回転機研究会資料ＲＭ−００−９２〜１０９ Ｐ．１９， ２０００年１０月１８日発行，端子コイルの巻き数を低減した誘導電動機の特性試験，一杉 和良 森安 正司

非特許文献１記載の問題を解決するために、例えば、モータの巻線間の絶縁強化をする方法が考えられてきた。絶縁強化を行い巻線間の耐サージ電圧を向上する方法の一つには、モータ巻線の絶縁皮膜を厚くする方法が考えられる。しかしながら、巻線の絶縁皮膜を厚くすると、ターン数×絶縁厚さ増加分だけコイル寸法が大きくなる。このため、固定子のスロットにコイルが納まらなくなる問題があった。また、非特許文献２の技術であっても、同文献にあるように、モータ（回転電機）の機械出力特性が変化するため、絶縁強化には限界があった。

そこで、本発明は、巻線間の耐サージ電圧を向上することをができる回転電機、インバータ駆動回転電機システム及び検査方法を提供することを課題とする。

前記課題を解決するため、巻線がコアに巻回された複数のコイルが回転磁界を生成する回転電機であって、接地された筐体と前記コアとを絶縁することにより、コアが筐体に接地された場合よりも巻線間耐サージ電圧が上昇する。接地された筐体から絶縁された前記コアと前記各巻線との間の静電容量がＣｃｃであり、前記コアと前記筐体との間の静電容量がＣｃｆであるとき、巻線間耐サージ電圧Ｅｓが、コアが前記筐体に接地されたときの巻線間耐サージ電圧Ｅ０から（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）Ｅ０までに上昇する。
また、コアと筐体との間は、熱抵抗Ｒｃｆの絶縁物により絶縁されており、前記コアと前記巻線との間は、熱抵抗Ｒｃｃの絶縁物により絶縁されており、熱抵抗の比Ｒｃｆ／Ｒｃｃは、（１／３）・（（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ））^２
未満であることが好ましい。

本発明によれば、巻線間の耐サージ電圧を向上することをができる回転電機、インバータ駆動回転電機システム及び検査方法を提供することができる。

（第１実施形態）
本発明の一実施形態であるインバータ駆動回転電機システムを図１を参照して説明する。インバータ駆動回転電機システム２００は、回転電機であるモータ１と、インバータ電源１１と、モータ１及びインバータ電源１１を接続する動力線１８とを備え、モータ１の回転出力が負荷９を駆動する。

インバータ電源１１は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路１２と、直流電圧を安定化させる２つの平滑コンデンサ１３ａ，１３ｂと、直流電圧をＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのスイッチング素子でスイッチングし、交流電圧に変換するインバータ回路１４から構成される。また、インバータ電源の直列接続された平滑コンデンサ１３ａ，１３ｂの、上アーム１６、下アーム１７もしくは中間点１５のいずれかが接地されている。

モータ１は、三相交流電圧、電流によって回転磁界を作るための固定子３と、その回転磁界に応じて回転する回転子５が、筐体であるフレーム２に納められている。また、固定子３は、フレーム２と絶縁された固定子コア２０と、固定子コア２０に巻回されたコイルである固定子巻線１９とを備え、回転子５に固定されるシャフト８は、フレーム２に取り付けられた軸受６によって支えられている。シャフト８は、負荷９を回転させるため、負荷に接続されるシャフト１０に絶縁カップリング２２を介して連結されている。フレーム２は安全のため、直接もしくはインバータ電源側から供給される電線を介して接地（アース）されている。

本実施形態のモータ１は、特に、固定子３とフレーム２の間に絶縁体４を介装し、固定子コア２０をアースに対し浮動電位にしている。また、回転子５のシャフト８を支える軸受６とフレーム２との間にも絶縁体７を設け、回転子５をアースに対し浮動電位にしている。浮動電位の回転子５のシャフト８は、一般に接地電位にある負荷９に接続されたシャフト１０と絶縁カップリング２２により機械的に接続され、電気的には絶縁されている。

固定子３とフレーム２との間に介装された絶縁体４は、少なくとも固定子コア２０がフレーム２と接触する部分に取り付けられており、すなわち、固定子コア２０がフレーム２に接触するヨーク端面部分２３と、固定子コア２０をフレームに固定するボルト２１の周囲及びボルトあるいはナットの頭下とに設けられている。この絶縁体にはエポキシ板、ＦＲＰ板などの成型絶縁板や成型絶縁管を用いることができるが、固定子コア２０外周や固定ボルト貫通孔に絶縁ワニスをコートすることで形成することもできる。あるいは、固定子コア表面に絶縁体を取り付けるのではなく、フレームの内側表面やボルト孔に絶縁体を取り付けてもよい。

回転子５に嵌挿されるシャフト８の両側に設けられる軸受６とフレーム２との間にも絶縁体７が設けられ、絶縁体７は軸受６の外周に施されている。または、絶縁体７は軸受内部のボールベアリングやすべり面、シャフトの接触面に施される。絶縁体７は、回転子５の浮動電位の電圧に対し十分な耐電圧特性を有するものが望ましく、エポキシ、ポリエステルなどの樹脂やアルミナ、シリカなどのセラミックスやこれらの複合体が用いられる。

シャフト８とシャフト１０とを接続する絶縁カップリング２２は、各々のシャフト８，１０に取り付けられたフランジ２４，２５の間に絶縁板２６を挟むとともに、フランジ同士を固定するボルト２７の周囲及びボルトあるいはナットの頭下に絶縁板２８を挟むことで、回転子５とシャフト１０とが絶縁される。

次に、固定子３とフレーム２との間の静電容量、及び、三相モータの各相の固定子巻線１９の端末Ｕ，Ｖ，Ｗと固定子コア２０（図１参照）との間の静電容量を用いた等価回路を図２に示す。モータ１の固定子巻線１９と固定子コア２０との間には絶縁体の静電容量Ｃｃｃが存在する。また、これらは中性点を固定子コア２０とするＹ型結線回路で表すことができる。一方、固定子コア２０とフレーム２とは一般には同電位であるが、本実施形態では絶縁体４にて絶縁されているため、固定子コア２０とフレーム２との間に静電容量Ｃｃｆが存在する。本実施形態では、特に、静電容量Ｃｃｆを、モータ１の固定子巻線１９と固定子コア２０との間の静電容量Ｃｃｃの７倍以下とする。

以下、本実施形態の作用及び効果を説明するに際し、本実施形態で問題としているインバータ駆動モータの巻線間分担電圧について、比較のために、これまでの研究で得られた知見を説明する。図３に、相間サージ電圧を印加したときのモータ巻線間分担電圧測定回路を示す。サージ電源４０は、ファンクションジェネレータ（ＦＧ）４２と、フィルタ４３と、高電圧アンプ４４とで構成した。ファンクションジェネレータ４２で発生した正極性のサージ電圧（急峻電圧）の立ち上がり時間はフィルタ４３で調整した。この調整された正極性サージ電圧は、高電圧アンプ４４で増幅した。サージ電源４０は、絶縁変圧器４１で１００Ｖ電源系統と絶縁し浮動電位としている。これは、相間サージ電圧がモータ巻線間分担電圧に与える影響のみを検討するためには、一般的に固定子コアが接地されたモータでは、サージ電源側をアースに対して浮動電位としなければならないためである。

モータ４５のＵ相には、サージ電源の高電圧側Ｈを接続し、モータ４５のＶ，Ｗ相にはサージ電源の低電圧側Ｌを接続し、Ｕ−Ｖ間及び、Ｕ−Ｗ間のモータ異相間に正極性のサージ電圧が加わるようにした。サージ電源４０とモータ４５との接続には高周波用の同軸ケーブル４６を使用し、モータ端にはインピーダンス不整合を防止するため、終端抵抗器４７を接続した。モータ４５の巻線間分担電圧は、各コイルのシリーズ接続部４８の絶縁を除去し、電圧プローブ４９，５０にて各コイルの入口と出口との対コア間電圧を計測し、これらの差分をデジタルオシロスコープ４００上で演算し計測した。なお、一般に乱巻きモータでは、各コイルの巻き始めターンと巻き終わりターンとが同一スロット内で接触する場合が考えられるため、ここでは、コイルの入口と出口との間に発生するコイル分担電圧を巻線間分担電圧として計測した。

図４（ａ）にＵ相の対コア電圧及びコイル分担電圧波形を、図４（ｂ)にＶ相の対コア間電圧及びコイル分担電圧波形を示す。何れも縦軸のスケールは１［Ｖ／ｄｉｖ］であり、横軸のスケールは５００［ｎｓ／ｄｉｖ］である。図４（ａ）では、Ｕ相口出し側から各コイルにＵ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｕ４の番号をつけ、一方、図４（ｂ）では、Ｖ相口出し側から各コイルにＶ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４の番号をつけた。図４（ａ)では、Ｕ相の対コア電圧は正極性に変化している。また、対コア電圧の電圧立ち上がり時刻は、Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｕ４の順に、Ｕ相口出し側からモータ巻線内部に進むにつれて遅くなっている。Ｕ相のコイル分担電圧は、Ｕ相の対コア電圧の伝播遅延に伴って発生しており、例えば、Ｕ１のコイル分担電圧はＵ１とＵ２の対コア電圧波形の伝播遅延によって発生している。Ｕ相のコイル分担電圧では、Ｕ１の大きさがもっとも大きく、Ｕ２，Ｕ３と口出し側から中性点側に進むにつれて小さくなっている。また、コイル分担電圧がピークに達する時刻はＵ１，Ｕ２，Ｕ３の順に口出し側からモータ巻線内部側に進むにつれて遅くなっている。

一方、図４（ｂ）のＶ相では、対コア電圧は負極側に変化している。対コア電圧の電圧の立ち下がり時刻は、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４の順に、Ｖ相口出し側から中性点側に進むにつれて遅くなっている。Ｖ相のコイル分担電圧は、Ｖ相の対コア電圧の伝播遅延に伴って発生しており、Ｖ１の大きさがもっとも大きく、Ｖ２，Ｖ３と口出し側からモータ巻線内部側に進むにつれて小さくなっている。また、コイル分担電圧がピークに達する時刻はＶ１，Ｖ２，Ｖ３の順に口出し側からモータ巻線内部側に進むにつれて遅くなっている。

ところで今回、モータ１のＵ−Ｖ相間に正極性のサージ電圧を印加し、この結果、Ｕ相では、Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，・・・の順にモータ巻線内部側に行くにつれてコイル分担電圧が低下していることを観測した。つまり、コイル分担電圧がピークに達する時刻はＵ１，Ｕ２，Ｕ３の順に口出し側からモータ巻線内部側に進むにつれて遅くなっていることから考えると、モータ巻線内部側からＶ相口出しに行くにつれてコイル分担電圧が小さくなり、コイル分担電圧がピークに達する時刻も遅くなると推定されるところである。しかしながら、実際には、Ｖ相では口出し側Ｖ１のコイル分担電圧の大きさはモータ巻線内部側のＶ２やＶ３のコイル分担電圧に比し大きい。また、コイル分担電圧の発生時刻も、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の順に口出し側からモータ巻線内部側に進むにつれて遅くなっている。さらに、Ｕ相とＶ相のコイル分担電圧の大きさは一致していない。

このことは、例えば、ＩＥＣ６００３４−１７に示されているように、これまで一般的にモータ巻線間の分担電圧及びこれに伴う絶縁劣化は、相間サージ電圧が原因となり発生し、相間サージ電圧が決まればモータ巻線間分担電圧が一意に決定され、この電圧に対して絶縁対策を施せばよく、相間サージ電圧の立ち上がり時間及び変化量でモータの絶縁耐力クラスが規定されると考えられてきたことに反しており、実際には相間サージ電圧が決まっても、モータ巻線間分担電圧は一意に決定されず、従来の相間サージ電圧を基準としたインバータサージ電圧の考察、モータ絶縁設計は間違っていることを示す。

ここで、再度、図４の電圧波形を見直すと、図４（ａ）のＵ相と、図４（ｂ)のＶ相との双方の相で、各相の口出しの対コアサージ電圧が内部に伝播する際の伝播遅れによってコイル分担電圧が発生していることが判る。また、Ｕ相とＶ相とのコイル分担電圧は、各相の口出しに印加された対コアサージ電圧の大きさと伝播遅れにのみ関係しており、他相の対コア電圧の影響を受けていない。このことから、インバータ駆動モータのサージ電圧に対する巻線間分担電圧の発生と、これに伴う巻線間絶縁劣化は、各相の対コアサージ電圧によって一意に決定されると考えられる。

Ｕ相とＶ相とのコイル分担電圧を、各相の口出しに印加された対コアサージ電圧に対する割合で示したときの各相のコイル分担電圧割合を図５（ａ）に示し、比較例として相間サージ電圧に対する割合で示したときの各相のコイル分担電圧割合を図５（ｂ）に示す。図５（ａ）の対コアサージ電圧では、Ｕ相とＶ相とのコイル分担電圧は一致している。しかしながら、図５（ｂ）の相間サージ電圧では、Ｕ相とＶ相とのコイル分担電圧は一致していない。このことから、インバータ駆動モータのサージ電圧に対する巻線間分担電圧の発生と、これに伴う巻線間絶縁劣化は、各相の対コアサージ電圧によって一意に決定されることが示された。

なお、図５（ａ）では、口出しからのコイルＮｏ．が大きくなるとともに、Ｕ相とＶ相のコイル分担電圧の割合のずれが大きくなっている。この原因は、中性点側のコイルではサージ電圧が巻線内を伝播する際に発生するコイル分担電圧が小さく、むしろ、固定子コアを介した遠隔コイル同士の相互誘導に伴う分担電圧の影響や、コイルエンド部の曲間亘り線の絶縁体を介した遠隔コイル同士の容量性結合に伴う分担電圧の影響が大きくなるためである。

図６（ａ）に、モータ１のＵ相−コア間にサージ電圧を印加したときのコイル分担電圧測定結果を示し、図６（ｂ）にその測定回路を示す。測定では、サージ電源７１の高圧側を、同軸ケーブル４６を介してモータ７２のＵ相に接続し、低圧側はアース（モータコアと同電位）に接続し、Ｕ相の口出しとコア間にサージ電圧を直接印加するようにした。Ｕ相のモータ端にはインピーダンス不整合を防止するため、終端抵抗器４７を接続した。一方、モータ７２のＶ相，Ｗ相はスイッチＳ１，Ｓ２を用いてアースと接続するか、あるいは浮動電位にし、他相がＵ相のコイル分担電圧に与える影響を調べた。特に、Ｖ相，Ｗ相をフロートにした試験では、Ｕ−Ｖ相間にはサージ電圧が印加されない状態となり、従来、モータ巻線間分担電圧が相間サージ電圧に対して検討されてきたことが間違っていることを確認するための試験も兼ねている。モータ７２の巻線間分担電圧は、各コイルのシリーズ接続部７５の絶縁を除去し、電圧プローブ４９，５０にてコイルの入口と出口との対コア間電圧を計測し、これらの差分をデジタルオシロスコープ４００上で演算し計測した。ここでも、乱巻コイルの巻始めターンと巻き終わりターンとの接触を想定し、コイル分担電圧を巻線間分担電圧として計測した。

図６（ａ）の測定結果では、Ｖ，Ｗ相を浮動電位にしても、接地してもＵ相コイル分担電圧は変化しない。このことから、Ｕ相のコイル分担電圧は、Ｕ相−コア間に印加したサージ電圧が原因となり発生しており、他の相の影響を受けないことが示された。また、特にＶ，Ｗ相をアースに対し浮動電位にし、Ｕ−Ｖ相、Ｕ−Ｗ相間にはサージ電圧が印加されないようにした場合でも、Ｕ相のコイル分担電圧が発生していることから、インバータサージ電圧に対するモータ巻線間分担電圧は相間サージ電圧ではなく、各相の口出しに印加された対コアサージ電圧が原因となり発生していることが判る。なお、図３の測定回路で測定したＵ相コイル分担電圧を、Ｕ相の対コアサージ電圧に対する割合で示した結果も併記したが、図６の測定結果と一致しており、このことからもモータ巻線間分担電圧は、モータの各相に印加される対コアサージ電圧のみによって決定されることが示された。以上の詳細な検討の結果、インバータ駆動モータでは、モータ端における各相の対コアサージ電圧（急峻電圧変化）を低減すれば、モータ巻線間分担電圧を低減できることが明らかになった。具体的には、図６ではＶ，Ｗ相をアースに対し浮動電位にしてモータの相間にサージ電圧が印加されないようにしたが、モータの各相とコア間にサージ電圧が印加されないようにするためにはモータコアをアースに対し浮動電位にするか、あるいはモータコアが接地されている場合にはインバータ電源側をアースに対し浮動電位にすればよいと考えられる。

図７（ａ）にモータ１をインバータ電源で駆動したときのモータ相−コア電圧波形測定回路図を示す。測定では、インバータ電源として２レベルインバータ電源８０を使用した。２レベルインバータ電源８０の入力側には中性点８４を接地した三相絶縁トランス８１を設置し、配電電源系統側の影響を受けないようにするとともに、中性点接地の三相平衡電源電圧を作成した。モータ１の固定子コア２０は、アースに対し浮動電位と接地電位とが切り替えられるようにした。モータ１のＵ相コイル端の対コア電圧は、Ｕ相の口出しと固定子コア２０の対地電圧を電圧プローブ４９，５０で計測し、デジタルオシロスコープ４００で差分演算することで求めた。２レベルインバータ電源８０が生成する相間電圧は、Ｕ相及びＶ相の口出しの対地電圧を電圧プローブ４９，５１で計測し、デジタルオシロスコープ４００で差分演算することで求めた（図７（ｂ）参照）。

モータ１の固定子コア２０をアースに対し浮動電位にしたときＵ相の対コア電圧波形を図７（ｃ）に示し、接地にしたときのＵ相の対コア電圧波形を図７（ｄ）に示す。ここで、モータ１の固定子コア２０を浮動電位と接地に変化させても、相間電圧波形は変化しなかった。モータ１の固定子コア２０を浮動電位にした場合、Ｕ相と固定子コアとの間には電圧が印加されないと推定していたが、実際には図７（ｃ）に示す電圧が印加されていた。相対固定子コア間の急峻電圧変化量、すなわち、対コアサージ電圧は２１０Ｖであった。一方、モータ１の固定子コア２０を接地した場合、Ｕ相と固定子コア間には、２レベルインバータ電源８０の平滑コンデンサ１３，１３の対地電圧変動に伴うリップルが重畳しているが、＋Ｅ／２と−Ｅ／２との間を状態遷移する２レベルインバータ電源８０の典型的な電圧波形が観測された。対コアサージ電圧は３００Ｖであった。したがって、モータ１の固定子コア２０をアースに対し浮動電位にしても対コアサージ電圧を０にはできないが、少なくとも固定子コア２０を接地した場合に比し低減することができることが明らかになった。なお、結果は図示しないが、図７（ａ）の三相絶縁トランス８１の中性点８４の接地を外し、三相絶縁トランス８１の相端子８５、２レベルインバータ電源８０の平滑コンデンサ１３，１３の中間点１５、高圧側８７、低圧側８８に接地点を変えても、モータ１の固定子コア２０をアースに対し浮動電位にした場合、Ｕ相対コアサージ電圧の大きさは２１０Ｖであり、変化しなかった。一方、モータ１の固定子コア２０を接地し、モータ１から２レベルインバータ電源８０側を見たときの機器、すなわち三相絶縁トランス８１、２レベルインバータ電源８０をいずれもアースに対し浮動電位にした場合にもモータ１のＵ相対コアサージ電圧の大きさは２１０Ｖであり、インバータ電源側のいずれかの点とモータの固定子コアを接地した場合の３００Ｖに比し対コアサージ電圧を小さくすることができた。

図７（ａ）において、モータ１の固定子コア２０をアースに対し浮動電位にしたにも関わらず、Ｕ相の対コアサージ電圧が発生した原因を検討する。図８に、インバータ電源９０とモータ１の等価回路及び状態遷移を示す。２レベルインバータの平滑コンデンサの中間点を接地した場合を考えると、インバータ電源９０は、２つの直流電源９２ａ，９２ｂとスイッチ９３ａ，９３ｂ，９３ｃとで表すことができる。一方、モータ１の各相の巻線と固定子コア２０間には絶縁体の静電容量Ｃｃｃが存在する。このため、モータ１は、固定子コア２０を中性点とした静電容量ＣｃｃのＹ型結線回路で表すことができる。このような等価回路において、Ｕ相の状態がＨｉｇｈ（Ｈ）からＬｏｗ（Ｌ）に変化し、Ｖ，Ｗ相はそれぞれＨ，Ｌのまま変化しなかった場合を考える。

固定子コア２０をアースに対し浮動電位にした場合と、固定子コア２０を接地した場合との状態遷移及び各相の対コア電圧Ｖphase to core、対コアサージ電圧ΔＶphase to coreを、それぞれ図８（ａ），（ｂ）の表に示す。固定子コアを接地した場合には、Ｕ相の状態がＨからＬに変化した際に、対コア電圧Ｖphase to coreは＋Ｅ／２から−Ｅ／２に変化するため、対コアサージ電圧ΔＶphase to coreはＥとなる。一方、固定子コアをアースに対し浮動電位にした場合、固定子コア２０には静電容量ＣｃｃのＹ型回路の中性点電位が現れる。また、インバータが表の状態遷移した際には、対コア電圧Ｖphase to coreは、＋Ｅ／３から−Ｅ／３に変化し、対コアサージ電圧ΔＶphase to coreは２Ｅ／３が発生する。このため、固定子コア２０を浮動電位にしても対コア電圧を０にはできない。しかしながら、少なくとも対コア電圧は、固定子コア２０を浮動電位にした場合、モータコアを接地した場合に比し小さくすることができる。なお、ここではモータ１の固定子コア２０を浮動電位にした場合を検討したが、モータ１の固定子コア２０を接地し、インバータ電源９０のあらゆる点をアースに対して浮動電位にした場合にも同じ効果が得られることが同様にして導かれる。

図９に、各相のモータ巻線の端末Ｕ，Ｖ，Ｗと固定子コアとの間の静電容量をＣｃｃ、固定子コア２０とアースとの間の静電容量をＣｃｆとしたときの、各相の対コア電圧Ｖphase to core及び対コアサージ電圧ΔＶphase to coreの計算結果を示す。ここでは、図８と同じく、Ｕ相の状態がＨｉｇｈ（Ｈ）からＬｏｗ（Ｌ）に変化し、Ｖ，Ｗ相はそれぞれＨ，Ｌのまま変化しなかった場合を考える。この場合、Ｕ相の対コア電圧Ｖphase to coreは、表中の左の値から右の値に変化する。この結果、対コアサージ電圧ΔＶphase to coreは、これらの差だけ発生し、
Ｅ（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）
に低減することができる。先の検討で明らかになったように、インバータ駆動時のモータ巻線間分担電圧は、対コアサージ電圧ΔＶphase to coreが原因となり発生することから、同じインバータ電源でモータ１を駆動した場合にも、固定子コア２０をアースに対し浮動電位にすることでモータ巻線間分担電圧を
（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）
だけ低減できる。逆に考えれば、固定子コア２０をアースに対し浮動電位にすると、モータ巻線間の絶縁構成が同じ場合にも、モータ１の巻線間インバータサージ耐電圧を
（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）
倍にすることができる。

このモータ巻線間サージ耐電圧増加倍率を、固定子コア２０及びアースの間の絶縁体の静電容量Ｃｃｆとモータ巻線及び固定子コア２０の間の静電容量Ｃｃｃとの比に対してプロットすると、図１０（ａ）のグラフが得られる。すなわち、Ｃｃｆ／Ｃｃｃの値が小さくなるほど、モータ１のサージ耐電圧が増加することになる。ここで、例えば、インバータサージ電圧に対するモータ巻線間のサージ耐電圧を、１割安全率を見て１．１倍とするには、Ｃｃｆ／Ｃｃｃの値を７以下とすればよいことが判る。また、例えば、４００Ｖ級インバータ駆動モータで一般的に観測される１．２ｋＶのサージ電圧に対して、１．５ｋＶの巻線間サージ耐電圧をモータに持たせるためには、Ｃｃｆ／Ｃｃｃの値を２以下とすればよいことが判る。さらに、一般的な従来の商用周波駆動用モータのサージ耐電圧０．８５ｋＶを４００Ｖ級インバータ駆動モータで一般的に観測される１．２ｋＶに変更するためには、Ｃｃｆ／Ｃｃｃの値を０．４以下にすればよいことが判る。一方、モータの巻線間サージ耐電圧増加倍率は、Ｃｃｆ／Ｃｃｃが０．０１以下になるとほぼ一定になる。Ｃｃｆ／Ｃｃｃの値が小さいことは、モータ固定子コアとアース間の絶縁体の厚みが厚いことを意味するため、モータ寸法が過大になる可能性が発生する。このため、Ｃｃｆ／Ｃｃｃの値は７以下であり、望ましくは０．０１以上であればよいと考えられる。

また、同じ出力のモータについて考える場合、モータの巻線間サージ耐電圧が高ければ、モータの入力電圧増加分だけ、入力電流を低減することができる。すなわち、図１０（ａ）のモータ巻線間サージ耐電圧増加倍率の逆数だけ電流を低減でき、これをグラフにプロットすると図１０（ｂ）が得られる。

一方、モータ１の固定子コア２０からフレームアースまでの経路はモータ巻線の発熱の放熱経路にもなっている。このため、固定子コア２０とフレームアースとの間を厚みが厚い絶縁体や、熱抵抗の大きな絶縁体で絶縁した場合、モータ１の温度上昇が問題となる可能性が考えられる。そこで、固定子コア２０とフレームアースとの間に挿入された絶縁体の熱抵抗及び熱伝導率についても制限があると考えられる。

そこで、図１に示される固定子３とフレーム２を絶縁する絶縁体４の熱抵抗、及び、三相モータの各相の固定子巻線１９と固定子コア２０の熱抵抗を用いたモータ熱伝導等価回路について検討し、この等価回路（放熱回路）を図１１に示す。モータ１の固定子巻線１９と固定子コア２０の間には絶縁体の熱抵抗Ｒthermal ccが存在する。また、これらは中性点を固定子コア２０とするＹ型結線回路で表すことができる。一方、固定子コア２０とフレーム２との間の熱抵抗は一般には無視できるほど小さいが、本実施形態では固定子コア２０とフレーム２の間に絶縁体４を設けているため、絶縁体４の熱抵抗Ｒthermal cfが存在する。本実施形態では、特に、絶縁体４の熱抵抗Ｒthermal cfを、モータ１の固定子巻線１９と固定子コアとの間の絶縁体の熱抵抗Ｒthermal ccの０．７５倍以下とする。

さらに、これらの静電容量及び熱抵抗を満足するためには、例えば、固定子コアとフレームの間に施す絶縁厚みを、巻線とコア間の絶縁厚みの０．１４倍以上とし、かつ、絶縁体の熱伝導率を、巻線とコア間の絶縁体の熱伝導率に比し１．８倍以上とすることによって実現することができる。

モータ巻線のジュール発熱は、電流の２乗に比例することから、モータの発熱量は図１０（ｂ）の２乗だけ低減でき、これをプロットすると図１２（ａ）が得られる。発熱量Ｑと熱抵抗Ｒthermalと温度差ΔＴとの関係は、
ΔＴ＝Ｒthermal・Ｑ
で表すことができるため、発熱量Ｑが低下した分だけ熱抵抗Ｒthermalを大きくしても温度差ΔＴは変化しない。

図１１の放熱回路において、モータ巻線の発熱量Ｑは、巻線と固定子コア間の絶縁体の熱抵抗Ｒthermal ccと固定子コアとフレーム間の絶縁体の熱抵抗Ｒthermal cfを介して放散される。この放熱回路の全体の熱抵抗Ｒthermal totalは、
Ｒthermal total＝Ｒthermal cc／３＋Ｒthermal cf
で表すことができる。合計熱抵抗Ｒthermal totalは、発熱量Ｑが低下した分だけ大きくできるので、固定子コア２０とフレーム間の絶縁体の熱抵抗Ｒthermal cfの限界は、巻線と固定子コア間の絶縁体の熱抵抗Ｒthermal ccとの比で図１２（ｂ）に示す曲線として得られる。曲線Ｒthermal cf／Ｒthermal ccは、
Ｒthermal cf／Ｒthermal cc＝（１／３）・（（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ））^２
である。したがって、本実施形態のモータ１では、固定子コア２０とフレーム間の絶縁体の熱抵抗Ｒthermal cfは、巻線と固定子コア間の絶縁体の熱抵抗Ｒthermal ccを基準として、図１２（ｂ）の斜線でハッチングした範囲（有効範囲）にすればよいと考えられる。すなわち、０．７５倍以下にすればよいと考えられる。

以上の静電容量及び熱抵抗を満足するために必要な固定子コアとフレームの間に施す絶縁厚みと絶縁体の熱伝導率は、例えば、巻線と固定子コアの絶縁体表面積と固定子コアとフレームの間の絶縁体の表面積を同じと仮定すると、図１２（ｃ）の曲線及び斜線でハッチングした範囲（有効範囲）にすればよいことが導かれる。すなわち、巻線とコア間の絶縁厚みの０．１４倍以上とし、かつ絶縁体の熱伝導率を、巻線とコア間の絶縁体の熱伝導率に比し１．８倍以上とすればよい。以上の結果、第１実施形態の固定子コアとフレームの間に施す絶縁構成を採用することで、インバータサージ耐電圧と放熱性を両立したモータを提供できることが明らかになった。

一方、モータ１の固定子コア２０をフレームアースから絶縁した場合、固定子コア２０が浮動電位となり、固定子コア２０がインバータ電源のコモンモード電圧で変動する。この結果、固定子コア−回転子間のギャップの静電容量を介して、インバータ電源のコモンモード電圧が回転子５に発生する。これにより、モータ１の軸受６に軸電流が流れ、軸受６が電食するため、モータ１の破壊の恐れが発生する。また、シャフト８を介して電流が負荷側の軸受６に流れ込むことも考えられる。このため、本実施形態では、モータ１の固定子コア２０をフレームアースから絶縁すると同時に、絶縁カップリング２２で回転子側と負荷側とを絶縁している。この絶縁構成によって、本実施形態のモータ１では、インバータサージ耐電圧と放熱性を両立すると同時に、軸受６や負荷側の機器の破壊を防止することができる。なお、本実施形態では巻線の発熱は固定子コア２０とフレーム２との間の絶縁体４を介して放熱したが、例えば、モータ１の固定子内部に絶縁油を循環させるか、あるいはモータ１の固定子３と回転子５が内蔵されたフレーム内に絶縁油を注入することで油冷し、放熱性を向上させることもできる。

また、接地されたフレーム２から絶縁された固定子コア２０と各巻線との間の静電容量Ｃｃｃと、固定子コア２０とフレーム２との間の静電容量Ｃｃｆと、固定子コア２０がフレーム２に接地された状態の巻線間耐サージ電圧Ｅ０とを測定し、固定子コア２０をフレーム２から絶縁された状態で、Ｅ０から（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）Ｅ０の範囲内のサージ電圧Ｅｓを巻線間に印加し、部分放電が発生するか否かを判定することによって、モータ１の巻線間耐サージ電圧を検査することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、モータあるいはインバータ駆動回転電機システムを使用した場合、モータ１の対コアサージ電圧を低減することができるため、モータ巻線間の分担電圧を低減し、巻線間絶縁劣化を防止することができる。このため、インバータ駆動時にも急峻なインバータサージ電圧が原因と考えられるモータ巻線間絶縁劣化を防止したモータ１あるいはインバータ駆動回転電機システム２００を提供することができる。また、特に、本実施形態のモータ１では、対コアサージ電圧を低減すると同時に放熱性も考慮した設計や、インバータ電源のコモンモード電圧、電流に伴う軸受の電食や負荷側への電流流入を防止する設計を施しているため、従来のモータと同様の使い勝手でモータ１を使用することができる。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態であるインバータ駆動回転電機システムの構成を図１３を参照して説明する。インバータ駆動回転電機システム２１０は、回転電機であるモータ１５０と、インバータ電源１１と、動力線１８とを備え、モータ１の回転出力が負荷９を駆動する。インバータ電源１１及び負荷９は、第１実施形態と同様であるので、説明を省略し、モータ１５０についても、第１実施形態と同じ構成部分については、同じ符号を記載し、説明を省略する。

モータ１５０は、固定子コア１５１とフレーム１５２との間に絶縁体１５３が介装され、固定子コア１５１が接地されたフレーム１５２から浮動電位にされている。第１実施形態では、固定子コア２０を軸方向からボルト２１でフレーム２に固定したが、本実施形態では、固定子コア１５１の外周とフレーム１５２とを、絶縁体１５３を介して接触させることで固定している。この場合、ボルト及びボルトの周囲に絶縁体を施さなくてもよいため、絶縁体を少なく、かつ、構造を簡単にできる。さらに、固定子コア１５１の外周とフレーム１５２とを、絶縁体１５３を介して接触させているので、接触面積を第１実施形態に比し大きくとれるため、放熱効率が高くなる。なお、本実施形態では巻線の発熱は固定子コア１５１とフレーム１５２との間の絶縁体１５３を介して放熱したが、例えば、モータの固定子内部に絶縁油を循環させるか、あるいはモータの固定子と回転子が内蔵されたフレーム内に絶縁油を注入することで油冷とし、放熱性を向上させることもできる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態であるインバータ駆動回転電機システムの構成を図１４を参照して説明する。第１実施形態と同一の構成部分については、同じ符号を記載し、説明を省略する。
本実施形態では、モータ１６０のシャフト１６２の表面にブラシ１６１を接触させ接地することにより、インバータ電源１１のコモンモード電圧を回転子５に発生させないようにすると共に、コモンモード電流をブラシ１６１を介してフレーム２に放出している。このことから、軸受１６３とフレーム２との間に絶縁体を挿入しなくてもよくなる。また、シャフト１６２を負荷９側に直接接続することができる。なお、ブラシ１６１が磨耗した場合も考慮する場合には、ブラシ１６１によるシャフト１６２の接地と第１実施形態の絶縁軸受及び絶縁カップリングとを併用することもできる。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態であるインバータ駆動回転電機システムの構成を図１５を参照して説明する。第１実施形態と同一の構成部分については、同じ符号を記載し、説明を省略する。
本実施形態のインバータ駆動回転電機システム２３０にはモータ１７０が使用され、モータ１７０は、固定子コア１７１がフレーム１７２と電気的に接続され接地された一般的なモータを使用している。しかしながら、インバータ電源１７３では、インバータ電源１７３の平滑コンデンサ１７４ａ，１７４ｂの中間点１７５とインバータ電源１７３のフレームアース１７６との間のインピーダンス１７７は、モータ１７０の一相の巻線１７８とアースとの間の絶縁体の容量性インピーダンスに比し１／７以上としている。なお、回転子５はベアリングを介してフレーム１７２に固定されている。

第１実施形態の図７〜図１２では、モータ固定子コア２０とフレームアースとの間の絶縁体静電容量をモータの一相の巻線とアースとの間の絶縁体の容量性インピーダンスに比し１／７以上とすることにより、インバータ電源８０，９０が出力するモータ端の対コアサージ電圧を低減したが、本実施形態のように、インバータ電源１７３のフレームアース１７６と平滑コンデンサ１７４ａ，１７４ｂの中間点１７５との間のインピーダンス１７７を１／７としてもインバータ電源１７３が出力するモータ端の対コアサージ電圧を低減することができる。

さらに、本実施形態では、平滑コンデンサ１７４ａ，１７４ｂの中間点１７５のアース間インピーダンスを規定し、その他のコンバータ回路１７００及びコンバータ回路１７００の入力電源、平滑コンデンサ１７４ａ，１７４ｂの高圧側１７０２、低圧側１７０３のアース間のインピーダンスについては無限大と仮定したが、平滑コンデンサ１７４ａ，１７４ｂの中間点１７５とアースとの間のインピーダンス１７７が十分高い場合には、その他のコンバータ回路１７００、コンバータ回路１７００の入力電源、平滑コンデンサ１７４ａ，１７４ｂの高圧側１７０２、あるいは低圧側１７０３のアース間のインピーダンスを規定することで同様の効果を得ることができる。

（比較例１）
図１６に、比較例１のインバータ駆動回転電機システムの構成を示す。本比較例ではモータ１８０には、固定子コア１８１がフレーム１８２と電気的に接続され接地された一般的なモータを使用している。また、インバータの平滑コンデンサ１３ａ，１３ｂの中間点１５を接地したインバータを使用している。
本比較例のモータ及びインバータ駆動回転電機システムでモータを駆動した際のモータ端対コア電圧波形では、図７(ｄ)と同様にモータ端の対コアサージ電圧ΔＶphase to coreは３００Ｖであった。これは、モータコアをアースに対して浮動電位にした図７(ｃ)の２１０Ｖに比し大きく、インバータサージ電圧にともなうモータ巻線間絶縁劣化が懸念される。このため別途、モータ巻線の絶縁厚みを厚くするなどの絶縁強化を施さなければならず、コイルがスロットに入らなくなるなどの問題が発生する恐れがある。

本発明の一実施形態であるインバータ駆動回転電機システムの構成図である。 固定子コアとフレームとの間の静電容量、及び、各相の固定子巻線と固定子コアとの間の静電容量を用いた等価回路である。 相間サージ電圧を印加したときのモータ巻線間分担電圧の測定回路である。 Ｕ相、Ｖ相の対コア電圧及びコイル分担電圧波形である。 各相のコイル分担電圧である。 各相のコイル分担電圧割合及びコイル測定電圧測定回路である。 相関電圧波形、相−コア間電圧波形及び相−コア間電圧の測定回路である。 相−コア間電圧の急峻電圧変化量である。 モータ固定子コアをアースに対し浮動電位にしたとき及び接地にしたときの２レベルインバータ構成図、モータ等価回路及び状態遷移図である。 モータ巻線間のサージ耐電圧増加倍率及び電流低減倍率を示す図である。 巻線間及び固定子コア−フレーム間の熱抵抗等価回路図である。 発熱量低減倍率、コア−巻線間とコア−フレーム間との熱抵抗比及び絶縁体熱伝導率の倍率を示す図である。 本発明の他の実施形態であるインバータ駆動回転電機システムの構成図である。 本発明のさらに他の実施形態であるインバータ駆動回転電機システムの構成図である。 本発明のさらに他の実施形態であるインバータ駆動回転電機システムの構成図である。 比較例であるインバータ駆動回転電機システムの構成図である。

符号の説明

１，４５，７２，１５０，１６０，１７０，１８０ モータ（回転電機）
２，１５２，１７２，１８２ フレーム（筐体）
３ 固定子
４，７，１５３ 絶縁体
５ 回転子
６ 軸受
８ シャフト
９ 負荷
１０ シャフト
１１ インバータ電源
１２ コンバータ回路
１３，１３ａ，１３ｂ 平滑コンデンサ
１４ インバータ回路
１５ 中間点
１６ 上アーム
１７ 下アーム
１８ 動力線
１９ 固定子巻線（コイル）
２０ 固定子コア
２１ ボルト
２２ 絶縁カップリング
２３ ヨーク端面部分
２４，２５ フランジ
２６ 絶縁板
２７ ボルト
２８ 絶縁板
４０ サージ電源
４１ 絶縁変圧器
４２ ファンクションジェネレータ（ＦＧ）
４３ フィルタ
４４ 高電圧アンプ
４６ 同軸ケーブル
４７ 終端抵抗器
４８，７５ 接続部
４９，５０ 電圧プローブ
７１ サージ電源
８０ ２レベルインバータ電源
８１ 三相絶縁トランス
９０，１７３ インバータ電源
９２ａ，９２ｂ 直流電源
９３ａ，９３ｂ，９３ｃ スイッチ
１００，１５１，１７１，１８１，８００ 固定子コア
１６２ シャフト
１６１ ブラシ
１６３ 軸受
１７４ａ，１７４ｂ 平滑コンデンサ
１７５ 中間点
１７６ フレームアース
１７７ インピーダンス
１７８ 巻線
２００，２１０，２２０，２３０，２４０ インバータ駆動回転電機システム
４００ デジタルオシロスコープ
１７００ コンバータ回路
１７０１ インバータ回路

Claims (14)

1. 巻線がコアに巻回された複数のコイルが回転磁界を生成する回転電機であって、
   接地された筐体と前記コアとを絶縁することにより、前記コアが前記筐体に接地された場合よりも巻線間耐サージ電圧が上昇したことを特徴とする回転電機。
2. 接地された筐体から絶縁された前記コアと前記各巻線との間の静電容量がＣｃｃであり、前記コアと前記筐体との間の静電容量がＣｃｆであり、前記コアが前記筐体に接地されたときの前記巻線間耐サージ電圧がＥ０であるとき、
   前記巻線間耐サージ電圧Ｅｓを、Ｅ０から（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）Ｅ０までの範囲に規定したことを特徴とする請求項１に記載の回転電機。
3. 前記静電容量Ｃｃｆが前記静電容量Ｃｃｃの７倍以下であり、
   前記巻線間耐サージ電圧Ｅｓが前記コアが前記筐体に接地されたときの前記巻線間耐サージ電圧Ｅ０の１．１倍以上となることを特徴とする請求項２に記載の回転電機。
4. 前記コアと前記筐体との間は、熱抵抗Ｒｃｆの絶縁物により絶縁されており、前記コアと前記巻線との間は、熱抵抗Ｒｃｃの絶縁物により絶縁されており、
   熱抵抗の比Ｒｃｆ／Ｒｃｃは、
   （１／３）・（（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ））^２
   以下であることを特徴とする請求項２に記載の回転電機。
5. 前記熱抵抗Ｒｃｆの絶縁物と前記熱抵抗Ｒｃｃの絶縁物との表面積は略同一であり、
   前記熱抵抗Ｒｃｆの絶縁物の厚さは、前記熱抵抗Ｒｃｃの絶縁物の厚さの０．１４倍以上であり、
   前記熱抵抗Ｒｃｆの絶縁物の熱伝導率は、前記熱抵抗Ｒｃｃの絶縁物の熱伝導率の１．８倍以上であることを特徴とする請求項４に記載の回転電機。
6. 前記複数のコイルは、円筒状の固定子を形成し、
   前記固定子の内部で回転する回転子を前記筐体から絶縁することを特徴とする請求項１に記載の回転電機。
7. 前記回転子と、前記回転子と同軸に回転する出力軸とが絶縁されていることを特徴とする請求項６に記載の回転電機。
8. 前記複数のコイルは、円筒状の固定子を形成し、
   前記固定子の内部で回転する回転子と前記回転子に同軸に設けられた回転軸との何れか一方又は双方に接触するブラシを介して、前記回転子を前記筐体に接続することを特徴とする請求項１に記載の回転電機。
9. 接地された筐体から絶縁された前記コアと前記各巻線との間の静電容量がＣｃｃであり、前記コアと前記筐体との間の静電容量がＣｃｆであるとき、
   前記コアが前記筐体に接地されたときに比較して、巻線間耐サージ電圧Ｅｓが（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）倍に増加したことを特徴とする請求項１に記載の回転電機。
10. コアに巻線が巻回された複数のコイルが回転磁界を生成する多相回転電機と、前記各コイルに多相電流を流すことにより前記多相回転電機を駆動するインバータ装置とを備えるインバータ駆動回転電機システムであって、
    巻線間を絶縁する絶縁物の使用可能電圧以下となるように、前記巻線の各部に分担される巻線間分担電圧、あるいは、前記コイルの端部の対コア間サージ電圧を低減したことを特徴とするインバータ駆動回転電機システム。
11. 前記多相回転電機の接地された筐体と、前記コアとを絶縁し、
    前記対コア間サージ電圧を制限したことを特徴とする請求項１０に記載のインバータ駆動回転電機システム。
12. 接地された筐体から絶縁された前記コアと、前記各巻線及び前記インバータ装置の出力端との間の静電容量がＣｃｃであり、前記コアと前記筐体との間の静電容量がＣｃｆであり、前記コアが前記筐体に接地されたときの巻線間耐サージ電圧がＥ０であるとき、
    Ｅ０から（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）Ｅ０までの範囲に前記巻線間耐サージ電圧Ｅｓが上昇したことを特徴とする請求項１０に記載のインバータ駆動回転電機システム。
13. 接地された筐体から絶縁された前記コアと、前記各巻線及び前記インバータ装置の出力端との間の静電容量がＣｃｃであり、前記コアと前記筐体との間の静電容量がＣｃｆであり、
    前記巻線の各部に分担される巻線間分担電圧が、前記コアが前記筐体に接地されたときの（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）倍に低減したことを特徴とする請求項１０に記載のインバータ駆動回転電機システム。
14. 接地された筐体から絶縁されたコアに巻線が巻回された複数のコイルが回転磁界を生成する回転電機の巻線間耐サージ電圧を検査する検査方法であって、
    接地された筐体から絶縁された前記コアと前記各巻線との間の静電容量Ｃｃｃと、前記コアと前記筐体との間の静電容量Ｃｃｆと、前記コアが前記筐体に接地された状態の巻線間耐サージ電圧Ｅ０とを測定するステップと、
    前記コアを前記筐体から絶縁された状態で、Ｅ０から（Ｃｃｆ＋３Ｃｃｃ）／（Ｃｃｆ＋２Ｃｃｃ）Ｅ０の範囲内のサージ電圧Ｅｓを前記巻線間に印加し、部分放電が発生するか否かを判定するステップとを備える検査方法。

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