JP2007184917A - インピーダンス変換方法および共平面多層インピーダンス変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】プリント回路のサイズを増すことなくインピーダンス変換を可能にする。
【解決手段】下接地板と上能動板との間に共平面路を含む構造体のインピーダンス変換方法であって、前記構造体の前記接地板および前記上能動板の内側に、実質的に平行なＮ−１（Ｎ＞２）導伝層を配設して、Ｎ共平面路とし、前記接地板の上方の第１の入力単層に電流を注入し、前記Ｎ共平面路を出力として使用し、該出力において、電圧はＮ分の１、電流はＮ倍、インピーダンスはＮ²倍される事を含む方法。また、本発明は共平面多層インピーダンス変換器に関する。
【選択図】図２

Description

本発明は、平面または擬似平面基板上に、様々な伝送路手法を用いてマイクロストリップ、ストリップライン、または導波管路として形成された高周波電磁回路（伝送路、フィルタ、アンテナ）に関し、特に、その中におけるインピーダンス変換に関する。

本発明の一般的な応用分野は、デジタル通信、特に、無線・携帯デジタル通信である。

一般に、プリント回路は二つの平行な板から形成される。すなわち、通常は接地された板として機能する下板、ならびに種々の受動素子（フィルタ、伝送路、プリントアンテナ等）および能動電子デバイスが構成された上板とから成る。

当該プリント回路におけるインピーダンス変換の一般的なメカニズムのほとんどは、それらの幾何学的特性の段階的な変更に基づいている。注目すべきは、ここで示すインピーダンス変換は、マイクロ波振動数またはかなりの高周波で動作し、その大きさが有効波長オーダーの構造体に適用されるものである事である。低周波においては、代表的なコイル型変換器がある。

従来、これらの幾何学的変更は上板または能動板内で行われ、その結果、図１に示すように、回路の「水平方向」の寸法（幅と長さ）を増す必要があり、それらの変更は波長の分数のレベルである。このサイズの増加は、波長の長さのオーダーまで行き着く事になり、より小さい最終的な寸法が要求される小型化とは相容れなくなる。従って、サイズの増加を伴わない何らかのインピーダンス変換が必要となる。

すなわち、一般的に、全ての形状は約２／λ（金属平面が使用される場合によっては、４／λ）の共振長で最適な挙動を示す。しかし、携帯無線通信システムを考えると、冒頭の共振サイズ２／λ（４／λ）は、これらのプリント回路が使用されると思われる装置の小型化に因るサイズ制限のために受け入れられない。

多くの小型化手法を文献に見る事ができる。例えば、アンテナの事例における小型化のための幾つかの技術としては、放射パッチ上でパッチ、スロット、スリットを短くして畳む、表面のエッチング、様々な短絡壁またはピンの配置、または高誘電率材料の利用がある。これらの変更は、一般的には何らかの方法で全体的なサイズを減らす事ができるが、帯域幅、効率を犠牲にし、またはゲインの減少を伴う。例えば、長手方向の寸法は、基板の一端に短絡壁を使用する事により半分にする事ができるが、帯域幅の半分を犠牲にする事になる。すなわち、小型化において、良好な電気的性能（帯域幅、効率、ゲイン）を得る事は難しい。

本発明の主たる目的は、サイズを増す事なくインピーダンス変換を実現する事である。ポイントとしては、全く異なる入力および出力インピーダンス間に接続されなければならない特定な回路（伝送路、フィルタ、アンテナ等）に対して、多層構造体によって生じる変換効果を使用する事により良好な整合を得る事である。

上記の背景に対し、本発明は、プリント回路のサイズを増すことなくインピーダンス変換を可能にし、高周波電子回路（伝送路、フィルタ、アンテナ）を非常に小型にする事を可能にする。

本発明は、元々２枚の平行板で構成される構造体の内側にインピーダンス変換器を導入する事を可能にする新しい方法を開示する。

本発明は、請求項１に係わるインピーダンス変換方法および請求項４に係わる共平面多層変換器について述べ、方法および変換器の好適な実施形態は、従属請求項に明示する。

本発明の第１の態様は、下接地板と上能動板との間に共平面路を含む構造体のインピーダンス変換方法であって、前記構造体の前記接地板および前記上能動板の内側に、実質的に平行なＮ−１（Ｎ＞２）導伝層を配設して、Ｎ共平面路とし、前記接地板の上方の第１の入力単層に電流を注入し、前記Ｎ共平面路を出力として使用し、該出力において、電圧はＮ分の１、電流はＮ倍、インピーダンスはＮ²倍される事を含む。

本発明のインピーダンス変換方法は、アンテナ、フィルタ、伝送路等の構造体に使用しても良い。インピーダンス変換の本考案は、インピーダンス変換を必要とする他の高周波デバイスにも適用可能である。

従って、本発明の方法によれば、上能動板と下接地板との間のスペースはインピーダンス変換を行う事に使用される。従来、インピーダンス変換は水平面での長さおよび幅を変更する事により行われていたが、今や、プリント回路の厚みが、そのサイズを増す事なく、インピーダンス変換を行うために使用される事になる。

昨今では、アンテナは、電子デバイス集積回路を構成する一つの要素でなければならず、現在、常により小型化を求める電子デバイスを志向している事から、本発明は、アンテナの具体的な事例には特に適用可能である。このようなアンテナの場合では、本発明の方法は、前記Ｎ共平面路によって給電される放射スロットを更に含み、該放射スロットの高さをｈとした時に、各路の高さがｈ／Ｎである事が好ましい。

本発明の第２の態様は、下接地板と上能動板との間に共平面路を含む構造体内の共平面多層インピーダンス変換器であって、前記構造体の前記接地板および前記上能動板の内側に実質的に平行なＮ共平面路を有するＮ−１（Ｎ＞２）導伝層と、前記接地板の上方の第１の入力単層に電流を注入する注入手段と、前記Ｎ共平面路から構成される出力手段と、を含み、該出力において、電圧はＮ分の１、電流はＮ倍、インピーダンスはＮ²倍される。

元々２平板で構成され、このように多層構造体となった物としては、アンテナ、フィルタ、伝送路であっても良い。

構造体がアンテナの場合、アンテナは前記Ｎ共平面路によって給電される放射スロットを更に含み、該放射スロットの高さをｈとした時に、各路の高さがｈ／Ｎ、すなわち、λの１／１０００のオーダーである事が好ましい。

集積化技術により、非常に小さい厚みの中に多数の金属平面を形成する事が可能である。本発明の革新性は、フィルタ、伝送路、あるいはプリントアンテナ等の回路素子を高いインピーダンス変換比（低インピーダンスから高インピーダンス、およびその逆）で構成するために、多層集積化技術を使う事にある。

本発明は、プリント回路のサイズを増すことなくインピーダンス変換を可能にし、高周波電子回路（伝送路、フィルタ、アンテナ等）を非常に小型にする事を可能にする。

前述のように、図１は、従来技術の構造体において、能動板のサイズを増す事によってインピーダンス変換が達成される様子を示す。

図２は、本発明の１からＮの共平面多層変換器によってインピーダンス変換が行われる様子を図式的に示し、変換器によって１：Ｎ²のインピーダンス変換比が与えられる。

これは、図３にも示され、出力においては、電圧Ｖ_出力はＮ分の１に、電流Ｉ_出力はＮ倍に、インピーダンスはＮ²倍となる。

このように、水平方向、垂直方向いずれの方向でも寸法を増す事無く、回路の入力と出力間でインピーダンス変換が達成される。

前述のように、現在の電子応用分野では、デバイスは絶えず統合化のレベルを高め、絶えず小型化する事が求められる。従って、アンテナは、集積化されたデバイスの一つの要素でなければならず、今日の集積回路における、水平および垂直方向、両方の寸法の小型化要求を受け入れなければならない。これにより、水平方向の寸法は１０ｍｍのオーダー、そして垂直方向の寸法は、今日の集積化技術によって更にミリメータ以下に制約される。

図４に図示的な配置を示すパッチ型アンテナの具体例では、アンテナは非常に平らな形状をしている。

その結果、パッチ型アンテナは、伝送路として非常に低いインピーダンス特性を有し、厚みをｈ、誘電材料の誘電率をε_reff、この場合には路幅Ｗで近似できるＷ_eにより、次式で表され、

放射素子としては、非常に高いインピーダンス特性を有し、λに対して十分に小さい厚みｈでは、放射抵抗はおよそ次のようになり、

Ｗ〜０．２５λの幅において、抵抗はおよそ５００Ωとなる。

つまり、放射スロットが小さくなればなる程、放射インピーダンスＺは高くなる。１ｍｍのスロット高さで、インピーダンスは数百オームのオーダーになる。そこで、非常に低い伝送路インピーダンス（約２から５Ω）を、高い放射インピーダンス（３００から５００Ωになる）に如何に整合させるかと言う問題が生じる。

従って、本発明のインピーダンス変換方法は、Ｎ²のインピーダンス変換効果を得る事ができるので、特に集積化アンテナに適している。

パッチアンテナは、平行な金属平面または層の放射構造体によって構成される。ＲＦ構造体のこのタイプは、伝送路（図４および図５の同軸線）によって給電され、基本的には、二つの導電層すなわち下板または接地板ならびに上板、の間で、電気的および磁気的分布を伴う電磁共振空洞として振舞う。この種の構造体における放射は、空洞（空洞の垂直壁）の端に存在する電気的および磁気的な場の分布によって生じるものとして解釈する事ができる。パッチアンテナの放射を図５に模式的に示す。

空洞内部の場におけるインピーダンス（伝送路としてのインピーダンス）は非常に低いが、回路項で表されるスロットのインピーダンスは非常に高い。構造体が非常に小さい高さｈで、放射するように構成されている場合には、両インピーダンス（伝送および放射モードでの）間の差異は一層大きくなり、両者間の整合は非常に難しくなる。

図６ａおよび図６ｂは、Ｎ層が１ｍｍ厚（すなわち、１ｍｍの高さの放射スロット）のＲＦ構造（パッチアンテナ）内に導入される様子を示し、これらＮ層は波長の１０００分の１のオーダーの距離ｄで分離されている（ｄ＜λ）。

図６ａ、図６ｂに示す両構造体において、放射スロット１０は全く同一である。すなわち、同じ寸法（ｌ×ｗ×ｈ）を有する。図６ｂの構造体における放射スロット１０は、高さがｈ／ＮのＮ共平面路によって給電される。

図７乃至９は、本発明の具体的な好適実施形態であり、共平面多層変換アンテナである。

図９に示すように、共平面多層インピーダンス変換器は、低インピーダンスＺ_入力ポイントをインピーダンスＺ_出力（＝Ｎ²Ｚ₀）の高放射構造体にＮ²変換関係を介して接続する一組のＮ層導波構造体（導電および誘電構造体）を含む。

前述のように、１ｍｍ厚のパッチアンテナで、その１ｍｍ厚の空洞内に多数の平行金属層またはシートが導入された場合には、特性インピーダンスは増加する。

本発明は、アンテナ等の高周波電磁回路のインピーダンス変換方法において利用する事が可能である。

本発明のより良い理解を助け、本発明の好適な実施形態を明確に示し、その限定されない例を表す一連の図面について、以下に簡単に説明する。
図１は、能動層における従来技術のインピーダンス変換（Ｚ₁からＺ₂）を示す。 図２は、本発明の多層構造体のインピーダンス変換効果を図式的に示す。 図３は、本発明の多層変換器の入出力ポートにおける電圧・電流（Ｖ、Ｉ）関係を示す。 図４は、従来技術のパッチアンテナの模式的な配置を示す。 図５は、パッチアンテナの放射を模式的に示す。 図６ａおよび図６ｂは、２平板構造体および多層構造体の放射スロットを示す。 図７は、λ／２共平面多層変換器パッチアンテナの三次元図を示す。 図８は、本発明の共平面多層変換器パッチアンテナの可能な構成を示す。 図９は、再び、共表面多層変換器アンテナを示す。

符号の説明

１０…放射スロット。

Claims (8)

1. 下接地板と上能動板との間に共平面路を含む構造体のインピーダンス変換方法であって、
   前記構造体の前記接地板および前記上能動板の内側に、実質的に平行なＮ−１（Ｎ＞２）導伝層を配設して、Ｎ共平面路とし、
   前記接地板の上方の第１の入力単層に電流を注入し、
   前記Ｎ共平面路を出力として使用し、該出力において、電圧はＮ分の１、電流はＮ倍、インピーダンスはＮ²倍される事を含む方法。
2. 前記構造体はアンテナである、請求項１に記載のインピーダンス変換方法。
3. 前記Ｎ共平面路によって給電される放射スロットを配設する事を更に含み、該放射スロットの高さをｈとした時に、各路の高さがｈ／Ｎである、請求項２に記載のインピーダンス変換方法。
4. 下接地板と上能動板との間に共平面路を含む構造体内の共平面多層インピーダンス変換器であって、
   前記構造体の前記接地板および前記上能動板の内側にＮ共平面路を有する実質的に平行なＮ−１（Ｎ＞２）導伝層と、
   前記接地板の上方の第１の入力単層に電流を注入する注入手段と、
   前記Ｎ共平面路から構成される出力手段と、を含み、該出力において、電圧はＮ分の１、電流はＮ倍、インピーダンスはＮ²倍される変換器。
5. 前記構造体はアンテナである、請求項４に記載の共平面多層インピーダンス変換器。
6. 前記アンテナが、前記Ｎ共平面路によって給電される放射スロットを更に含み、該放射スロットの高さをｈとした時に、各路の高さがｈ／Ｎである、請求項５に記載の共平面多層インピーダンス変換器。
7. 前記構造体は伝送路である、請求項４に記載の共平面多層インピーダンス変換器。
8. 前記構造体はフィルタである、請求項４に記載の共平面多層インピーダンス変換器。

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