JP2007181161A - 無線通信受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 マルチパス伝搬路環境においても、回路規模を増大させること無く高精度かつ安定した同期検出を実現できる無線通信受信機の提供。
【解決手段】
無線受信装置１において、アンテナ７で補足された受信信号ＲＦは高周波ユニット（ＲＦＵ）２に与えられる。ＲＦＵ２は、信号ＲＦからベースバンド信号ＢＢに復調して、これをアナログ／デジタル変換回路（ＡＤＣ）３に与える。ＡＤＣ３から出力されるデジタル信号は、受信信号Ｒｘ Ｄａｔａ１０としてデジタル復調回路４の同期検出回路１１に与えられる。同期検出回路１１は自己相関回路と相互相関回路とを組み合わせて同期検出をおこない、同期信号１５を復調部１５に与える。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システムにおいて、複数の既知の連続送信パターン信号を送信信号の最初に持つ通信方式の受信装置、および、この受信装置の送受信機間同期検出装置に関するものである。

従来、無線通信における、送受信期間の同期検出方式として、送信信号の最初に複数の既知の連続送信パターン信号（プリアンブル信号）を送り、その周期性を利用して同期検出を行なう方式がある。たとえば無線ＬＡＮ方式の規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａ（ＩＥＥＥ Ｓｔｄ８０２．１１−１９９９）等では、各パケットの最初にプリアンブル信号を１０回連続して送信する。このような通信方式においては、受信機でプリアンブル信号の自己相関値を求め、プリアンブル信号が終了すると共に自己相関値も低下していくことを利用して同期検出を行なう方法と、受信信号と受信機内にあらかじめ持つプリアンブル信号間の相互相関値を求め、受信するプリアンブル周期ごとに検出できる相関ピーク値に注目し、受信したプリアンブル信号が終了すると同時に、相関ピークが立たなくなることを利用して同期検出を行なう方法の大きく分けて２種類が存在していた。
Ｔｉｍｏｔｈｙ Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ ａｎｄ Ｄｏｎａｌｄ Ｃｏｘ，"Ｒｏｂｕｓｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｖｏｌ．４５，ＮＯ．１２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９７．

しかし、近年の高速屋内無線通信においては、非常に多くの反射波が存在する為、マルチパスフェーディングにより信号の劣化が激しくなり、より高い、安定した同期検出精度を実現するには従来の方式では困難であった。本発明はマルチパスフェーディングによる劣化が厳しい、高速屋内無線通信においても、安定した、高い同期検出精度を保つ、無線通信受信装置を提供することを目的とする。

送信機が送信する複数の既知の信号を繰り返し送信する、連続送信パターン信号（プリアンブル信号）を受信して受信機が同期検出を行う際、連続するプリアンブル間の自己相関を求める自己相関計算回路において受信したプリアンブル信号の自己相関値を求め、自己相関値と閾値との比較を行い、閾値を下回る時間を求める。同時に受信機内に持つプリアンブル信号パターンと受信信号との相互相関値を求める相互相値計算回路によって相互相関値を求め、プリアンブルの周期を示す相関ピーク点を求める。次に自己相関値が閾値を下回った点から、時間を遡り、相互相関値のピークの周期点を探し、その点を同期点とする。又、キャリア周波数ズレを補正する為の自動周波数制御回路（ＡＦＣ回路）を持ち、この自動周波数制御回路の自己相関計算回路は、本発明の自己相関計算回路と同等のものであり、ほとんどの機能を同時に共有できるため、ＡＦＣ回路と自己相関回路を共有する。

本発明では、既知の連続送信パターン信号（プリアンブル信号）の周期性を利用して同期検出を行う通信機の構成において、受信したプリアンブル信号の自己相関と相互相関の双方を観測し、これらの結果を利用して、プリアンブル信号の終わりを検出することで安定して同期検出確率を向上させている。また、自己相関回路については、その遅延回路をキャリア周波数ズレを補正する自動周波数制御回路（ＡＦＣ）と共用する事で、回路規模を増大させること無く高い同期検出確率を実現可能としている。

図１に本発明の無線通信受信装置の概略を示す。受信装置はアンテナ７を有し、アンテナ７で補足された無線受信信号は高周波ユニット（ＲＦＵ）２に与えられる。ＲＦＵ２は受信ＲＦ信号をベースバンド（ＢＢ）信号に復調して、アナログ／デジタル変換回路（ＭＤＣ）３に与える。ＡＤＣはＢＢ信号をデジタルＢＢ信号に変換し、デジタル復調回路４に与える。デジタル復調回路４では、デジタルＢＢ信号をＲｘＤａｔａ１０として同期検出回路１１に与え、同期検出回路１１は同期信号１５を復調部５に与え、復調部５は同期信号１５を用いてＲｘＤａｔａ１０を復調し、復調Ｄａｔａ６を出力する。

『第一実施例』
図２は図１に記載されている同期検出回路１１の概略構成を示す図である。同期検出回路１１は受信したＲｘＤａｔａ１０を自己相関回路１２と相互相関回路１３に与える。自己相関回路１２からは自己相関値１６が同期算出回路１４に与えられ、相互相関回路１３からは相互相関値１７が同期算出回路１４に与えられる。同期算出回路１４では与えられた２種類の相関値から、同期時間を求め同期信号１５を出力する。

相互相関回路１２の構成を図３に、プリアンブルの構成例を図４に示す。図４のプリアンブル構成例では、ａからｎまでのＮサンプルのプリアンブルをＭ回連続して送信することを示す。つまり、送信されるサンプル数はＮ×Ｍとなる。

図３はプリアンブルのサンプル数Ｎが４の場合の例である。受信されたＲｘ Ｄａｔａ１０は複素信号であるが、簡単のため図には複素信号を１本の線で示している。プリアンブルは複素信号であっても無くても良いが、ここではプリアンブルが複素信号であることを前提に説明する。Ｒｘ Ｄａｔａ１０はＦＩＦＯ２１に順次入力され１プリアンブル分の４サンプルまでが保存される。ＦＩＦＯ２１に保存されたプリアンブル１周期分の受信信号２１ａから２１ｄは、予め受信機内に保存されているプリアンブル１周期分のプリアンブルパターン４サンプル２２ａから２２ｄまで、それぞれのサンプルごとに、複素乗算器群２３において複素共役乗算され、複素乗算器群２３は４サンプルの乗算結果を積分回路Ｃ２４に出力する。つまり、２１ａは２２ａと、２１ｂは２２ｂと、２１ｃは２２ｃと、２１ｄは２２ｄとそれぞれ複素共役乗算を行なう。積分回路Ｃ２４は４サンプル分の乗算結果を複素加算してパワー計算部Ｃ２５に送り、パワー計算部Ｃ２５は実部と虚部の二乗和を取る事でパワーを計算して、結果を相互相関値１６として同期算出部１４に送る。この一連の動作を、ＦＩＦＯ２１にＲｘＤａｔａ１０が入力されるたびに行なう。
これらの計算手順は例えば、次の式（１）のように表すことができる。

ただし、ＳＲ（ｉ，ｔ）は時間ｔにおけるｉ番目のシフトレジスター２１の値、ＰＰ（ｉ）はｉ番目のプリアンブルパターン２２の値、Ｃｃｒｏｓｓ（ｔ）は求められた相互相関値１７、Σによる積分区間はＮ（１〜Ｎ）である。

自己相関回路１２の構成を図５に示す。ＲｘＤａｔａ１０は相互相関回路１３に与えられると同時に自己相関回路１２にも与えられる。複素乗算器３２へは遅延回路３１を介して遅延したＲｘＤａｔａ１０が与えられる。この複素乗算器３２において複素共役乗算が行なわれ、結果が積分回路Ａ３３に出力される。積分回路Ａ３３で上記例のようにＮ＝４サンプル分の積分が行なわれた結果をパワー計算部Ａ３４で実部と虚部の二乗和を取り、その結果を除算器３８に与える。一方、ＲｘＤａｔａ１０は同時に複素乗算器３５にも与えられ、ここで同じ時間のＲｘＤａｔａ１０同士の複素共役乗算を行なう。この乗算結果が積分回路Ａ３６に出力される。積分回路Ａ３６でも上記例のようにＮ＝４サンプル分の積分が行ない、積分結果をパワー計算部Ａ３７で実部と虚部の二乗和を取り、その結果を除算器３８に与える。除算器３８ではパワー計算部Ａ３４の出力をパワー計算部Ａ３７の出力で割ることで正規化を行い、その結果を自己相関値１６として同期算出回路１４に与える。
これらの計算手順は例えば、次の式（１）のように表すことができる。

ただし、ＲｘＤ（ｔ）は時間ｔにおけるＲｘ Ｄａｔａ１０の値、Ａｃｒｏｓｓ（ｔ）は求められた自己相関値１６、Σによる積分区間はＮ（ｔ〜ｔ＋Ｎ）である。

図６に同期算出回路１４の構成を示す。同期算出回路１４には相互相関値１６と自己相関値１７が順次与えられ、相互相関値１６はメモリー部４１に蓄えられる。自己相関値１７は比較演算回路４２に与えられ、閾値１と比較演算し、閾値を下回った場合、ピーク検出回路４４に検出開始の信号を与える。この検出開始信号を受けたピーク検出回路４４は、メモリに蓄えられた相互相関値を現在から過去に遡って相互相関値の中から閾値２を超えるものを探す。閾値２を超える相互相関値があれば、その時点をプリアンブルの終了時点とみなして同期信号１５を復調部５に与える。

相互相関値１６と自己相関値１７、および、プリアンブル終了時点と同期信号１５との関係を、図７に示す無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＦ８０２．１１ａのプリアンブルを例にとって説明したのが図８である。図７によると、プリアンブルの最終点から０．４μｓ後にデータの１シンボル目の先頭が来ることが分かる。なお、ＯＦＤＭを用いた通信においては、各シンボルの前にガードインターバル（ＧＩ）という遅延マルチパスによるシンボル間干渉（ＩＳＩ）を避けるための区間が設けられている。まず、図８の自己相関値だけを見る。もし、自己相関値のみでプリアンブルの終了点を判断しようとすると以下のような問題が起きる。閾値１−１のように閾値を高く設定すると、平均的な自己相関値よりも高いので全く目的を果たせない。閾値１−２を設定するとａ点で閾値に引っかかり、本来のプリアンブルの終了点を検出するよりも早くプリアンブルが終了すると判定してしまう。閾値１−２から閾値１−３の間に閾値を設定すると、ほぼ正しくプリアンブル終了点を検出できる。しかし閾値１−３から閾値１−４の間に閾値を設定すると、ｃ点では１シンボル目の開始点になっていて、正しくプリアンブル終了点を検出できない。つまり、非常に微妙な閾値の設定を行なったとしても、安定した検出は望めない。

相互相関値のみでプリアンブルの終了点を判断しようとしても、以下のような問題が起きる。閾値２−１のように閾値を高く設定すると、相互相関価値のピークを検出できるが、ｄ点のように、本来あるべきピークを逃す可能性がある。一方、閾値２−２のように閾値を低く設定すると、ｅ点のように、本来ピークで無い点も拾ってしまう。つまり、ピークの数を数えて終了点を見つけようとしても、ピークが無くなることで終了点を判断しようとしても、正しくプリアンブルの終了点を検出できない。このように、マルチパス伝搬環境で安定したプリアンブルの終了点の検出を行なうには、相互相関値や自己相関値のみでは困難である。

しかし、本発明の自己相関値と相互相関値の双方を用いる方式においては、閾値１を閾値１−２から閾値１−４までの間に、閾値２を閾値２−１から閾値２−３までの間に設定すれば、自己相関値１７が閾値１を下回った時点から、相互相関値１６が最後に閾値２を下回った点に戻って同期を取るので、プリアンブル終了点Ｅを検出することが可能である。このように、広い閾値の設定範囲で、安定した検出を行なうことが出来る。

図３のＦＩＦＯ２１の遅延量と、図５の遅延回路３１の遅延量を同じにすれば、ＦＩＦＯ２１の出力を図５の遅延回路３１の出力として用いることが可能である。これにより、ＦＩＦＯ２１と遅延回路３１を共有でき、遅延回路３１を省略する事で回路規模の増大を防ぐことが可能である。これを図９に示す。これにより、遅延回路を省略でき、回路規模の増大を防ぐことが出来る。

図６のメモリ部４１を１プリアンブルの時間に限定する事も可能である。その場合は、自己相関値が閾値を超えて小さくなったとき、メモリ部４１に記憶されている相互相関値の中から、最も大きい値を選ぶようにする。この仕組みを図１０に示す。まず、自己相関値が閾値１を下回ったａ点の時点で、メモリ部４１には図１０に示したように、１プリアンブル時間分の区間の相互相関値が保存されている。この場合、先に示した方法だと、閾値２−１が設定されていると、閾値を上回る点が一つも無い。閾値２−３が設定されているとｃ点が選ばれてしまう。閾値２−２に設定されていれば、プリアンブル終了点Ｅを選択可能である。しかし、メモリ部４１に保存されている相互相関値の中で最も大きい値を選択するようにすれば、閾値に関係無くプリアンブル終了点Ｅを選択することが可能であり、安定した同期検出が可能である。同時に、メモリ部４１の大きさも制限することが可能となる。

さらに、これまでに示した閾値の設定方には、絶対値を用いる方法と相対値を値を用いる方法の２通りある。絶対値を用いる方法は、閾値を自己相関値、相互相関値の値と直接比較して設定する。相対値を用いる場合は、自己相関値と相互相関値の取りうる最大値に対する比率で与えることができる。この２通りの方法を使い分ける事で、閾値の設定方法に自由度を与える事が可能となる。

また、自己相関値、相互相関値の双方に、プリアンブルの開始を検出する、もう一つの閾値を設定する事も可能である。図１１に示すように、開始位置を検出する閾値を設けて、これらを超えたときに同期検出を始めるようにすれば、異常な信号を検出する事を防ぐことが可能である。図１１に示すように、自己相関値が閾値３を超えたときからプリアンブルが始まると考えても良い。この場合は決められたプリアンブル区間までは、閾値１を下回っても反応しないようにしておけば、有効に働く。相互相関値が閾値４を超えたときに同期検出を開始することも可能である。さらに、自己相関値と相互相関値の双方が、がそれぞれ閾値３と閾値４を超えたときに同期検出を開始するようにすれば、より確実に同期検出を実行する事が可能である。

図１ではＡＤＣへの入力をＢＢ信号としているが、本発明はＡＤＣ３への入力をＢＢ信号のみに限定するものでなく、例えば、ＩＦ信号でも良い。この場合はプリアンブルパターン２２はＩＦ信号に変換されたものとなる。また、デジタル復調回路内で、ＩＦ信号をＢＢ信号に変換してから同期検出回路に入力すれば、プリアンブルパターンを変更する必要は無い。

『第二実施例』
無線通信においては、異なる送信機と受信期間の発信周波数をある程度の精度まで合わせなくてはならないが、これに、自動周波数制御回路（ＡＦＣ）が用いられることが多い。図７に示したような、複数の既知の連続送信パターン信号（プリアンブル信号）を持つ通信システムにおいては、連続する同一パターン間の各サンプル間での位相の差を求め、これを平均する事で単位時間当たりの位相変化量が求められる。これはつまり、周波数誤差を求めていることにほぼ等しい。これを式に書き下すと、

ただし、Ｄｉｆｆは平均位相誤差、ＲｘＤはＲｘＤａｔａ１０の信号、Ｌは位相誤差を求めるサンプル間隔、Ｍは平均区間サンプル数で、Σによる積分区間もＭ（ｔ〜ｔ＋Ｍ）である。この求めた位相誤差の共役複素数を、受信信号に乗する事で位相を引き戻し、周波数を補正する事が出来る。

上記の式（３）の乗算は式（２）の乗算とＬを別にすれば全く同じである。つまり、式（２）の遅延数Ｎと式（３）の遅延数Ｌを同じ値に取れば、図１２に示すように、複素乗算器を共用化することができ、複素乗算器までの回路は既にＡＦＣにおいて必要な回路であることから、回路規模を増大させる事無く自己相関回路を実現でき、第一実施例に示したような、同期検出回路を実現可能である。

本発明の実施例の受信装置の概略を示す図である。 図１に示す同期検出回路の概略構成を示す図である。 図２に示す相互相関回路の概略構成を示す図である。 送信機からの送信信号のプリアンブルの構成例を示す図である。 図２に示す自己相関回路の概略構成を示す図である。 図２に示す同期検出回路の概略構成を示す図である。 無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａの送信信号のプリアンブルの構成を示す図である。 自己相関値と相互相関値の関係と本発明の動作を説明する図である。 図２に示す自己相関回路の別の構成例を示す図である。 図９に示す自己相関回路の動作と自己相関値と相互相関値の関係を説明する図である。 同期検出を開始する閾値の設定と動作を説明する図である。 本発明の第２の実施例の自己相関回路と自動周波数制御回路の関係の概略構成を示す図である。

符号の説明

１ 無線通信受信装置
２ 高周波ユニット
３ アナログ／ディジタル変換回路（ＡＤＣ）
４ ディジタル復調回路
５ 復調部
６ 復調Ｄａｔａ
７ アンテナ
１１ 同期検出回路
１２ 自己相関回路
１３ 相互相関回路
１４ 同期検出回路
１５ 同期信号
１６ 自己相関値
１７ 相互相関値
２１ ＦＩＦＯ
２２ プリアンブルパターン
２３ 複素乗算器群
２４ 積分回路Ｃ
２５ パワー計算部Ｃ
３１ 遅延回路
３２、３５ 複素乗算器
３３、３６ 積分回路Ａ
３４、３７ パワー計算部Ａ
３８ 除算器
４１ メモリー部
４２ 比較演算回路
４３ 閾値１
４４ ピーク検出回路
４５ 閾値２

Claims (5)

1. 複数の既知の連続送信パターン信号を送信信号の最初に持つ無線通信装置において、受信装置で受信した複数の既知の連続送信パターン信号の送信パターン信号間での自己相関を取る手段と、あらかじめ受信装置で持つ既知の送信パターン信号と受信した複数の既知の連続送信パターン信号との相互相関を取る手段と、得られた自己相関値と相互相関値とそれらの相関位置から、無線装置間の同期検出を行なう同期検出回路を持つ、無線通信受信装置。
2. 請求項１に記載の装置において、連続送信パターンの終了位置を判定するため、自己相関値と相互相関値のそれぞれに別の閾値を設けて判定する無線通信受信装置。
3. 請求項２に記載の装置において、連続送信パターンの開始もしくは同期検出の開始を判定するため、自己相関値と相互相関値のそれぞれに別の閾値を設けて判定する無線通信受信装置。
4. 請求項１に記載の装置において、複数の既知の連続送信パターン信号の自己相関を求める手段を自動周波数制御回路と共用した無線通信受信装置。
5. 請求項１または４に記載の装置の同期検出機能を周波数分割多重無線通信の受信装置の同期検出機能として適用した、周波数分割多重無線通信受信装置。

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