JP2007151344A - Magnetic pole position estimating method, motor speed estimating method, and motor controller - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 66
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 107
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 11
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 7
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 20
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 11
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 2
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 239000000725 suspension Substances 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Description
本発明は、同期モータの磁極位置を推定する磁極位置推定方法、同期モータのモータ速度を推定するモータ速度推定方法、及びそれら推定磁極位置や推定モータ速度に基づいて同期モータを制御する同期モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a magnetic pole position estimation method for estimating the magnetic pole position of a synchronous motor, a motor speed estimation method for estimating the motor speed of the synchronous motor, and synchronous motor control for controlling the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position and the estimated motor speed. Relates to the device.
例えば、永久磁石を回転子とする同期モータ(SPMSM,IPMSM)を運転する場合、回転子の位置(磁極位置)に同期して固定子巻線への通電位相を制御するので、原則として、回転子の磁極位置を検出する位置検出器が必要である。この位置検出器としては、ホール素子、エンコーダ、レゾルバなどを用いることができる。ところが、このような位置検出器を用いた場合、モータの小型化を図ることが困難になるとともに、モータを制御する制御装置との接続配線を行う必要が生じる。 For example, when operating a synchronous motor (SPMSM, IPMSM) using a permanent magnet as a rotor, the energization phase to the stator winding is controlled in synchronization with the position of the rotor (magnetic pole position). A position detector for detecting the magnetic pole position of the child is required. As this position detector, a Hall element, an encoder, a resolver, or the like can be used. However, when such a position detector is used, it is difficult to reduce the size of the motor, and it is necessary to perform connection wiring with a control device that controls the motor.
このため、近年では、回転子の磁極位置を検出する位置検出器を用いずに、モータの制御に必要な回転子の磁極位置を推定により求めることが検討されている。例えば非特許文献1に記載のように、αβ座標に代表される2相交流座標上の交流電圧、交流電流を、その2相交流座標上のモータモデルである拡張誘起電圧モデルを基に構成した拡張誘起電圧オブザーバに入力して、回転子の磁極位置を直接的に推定することが提案されている。
For this reason, in recent years, it has been studied to obtain the rotor magnetic pole position necessary for motor control by estimation without using a position detector for detecting the magnetic pole position of the rotor. For example, as described in
しかしながら、実際の電圧、電流には、様々な原因によって発生する高調波成分が含まれている。例えば、インバータのデッドタイム、同期モータの巻線の不平衡、さらには同期モータの構造に起因する誘起電圧によっても高調波成分が発生する。それに対して、拡張誘起電圧モデルを含め多くのモータモデルは、理想的な正弦波磁束分布を前提に構成されているので、電圧や電流に含まれる高調波成分は、推定磁極位置に誤差が生ずる原因となってしまう。 However, the actual voltage and current include harmonic components generated due to various causes. For example, harmonic components are also generated by dead time of the inverter, unbalanced winding of the synchronous motor, and induced voltage caused by the structure of the synchronous motor. On the other hand, many motor models, including the extended induced voltage model, are configured on the assumption of an ideal sinusoidal magnetic flux distribution. Therefore, harmonic components included in voltage and current cause errors in the estimated magnetic pole position. It becomes a cause.
そのため、非特許文献2では、繰返し制御とフーリエ変換を用いて、電流高次調波を除去するようにしている。この結果、モータ電流を、理想とする正弦波に近づけることができるため、推定磁極位置に含まれる誤差を低減することができる。
ここで、非特許文献2に記載される手法について、具体的に説明すると、まず、フーリエ変換処理により抽出した高調波成分の信号を繰返し制御部の繰返し補償器に分割平均化して保存する。繰返し補償器は、入力の繰り返し制御の制御周期だけ遅れた出力に入力を足し合わせる。繰返し補償器に保存された高調波成分は、制御系を安定化するために、繰返し制御部の時間進み補償器によって位相調整される。
Here, the technique described in
このようにして、高調波成分に対する補償信号が生成されて補償信号生成器に保存されると、この補償信号により電流制御系の高調波成分が減少する。さらに、減少した高調波成分に対してフーリエ変換処理による抽出及び繰返し制御による学習が行われ続ける。このような一連の過程が、高調波成分が設定値以下になるまで繰り返される。 Thus, when the compensation signal for the harmonic component is generated and stored in the compensation signal generator, the harmonic component of the current control system is reduced by the compensation signal. Further, extraction by the Fourier transform process and learning by repetitive control are continuously performed on the reduced harmonic component. Such a series of processes is repeated until the harmonic component falls below the set value.
上述したように、非特許文献2では、高調波成分に対する補償信号を学習するために、フーリエ変換による高調波成分の抽出及び記憶を繰返し行う必要がある。このため、その演算負荷が多大になるという問題がある。
As described above, in
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、従来に比較して、演算負荷を抑制しつつ、高調波成分に基づく推定磁極位置誤差やモータ速度誤差を低減することが可能な磁極位置推定方法、モータ速度推定方法、及びそれら推定磁極位置や推定モータ速度に基づいて同期モータを制御する同期モータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and can reduce an estimated magnetic pole position error and a motor speed error based on a harmonic component while suppressing a calculation load as compared with the conventional one. It is an object of the present invention to provide a position estimation method, a motor speed estimation method, and a synchronous motor control device that controls a synchronous motor based on the estimated magnetic pole position and estimated motor speed.
上記目的を達成するために、請求項1に記載の磁極位置推定方法は、同期モータの磁極位置を推定するものであって、
モータ印加電圧及びモータ電流と、同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
モータ電流の高調波成分に基づいて、推定磁極位置に対する補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、推定ステップにおいて求めた推定磁極位置を補正する補正ステップとを備えることを特徴とする。
In order to achieve the above object, a magnetic pole position estimation method according to
An estimation step for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current, and a model formula of a synchronous motor;
An extraction step for extracting the harmonic component of the motor current;
A correction amount for the estimated magnetic pole position is calculated based on the harmonic component of the motor current, and a correction step for correcting the estimated magnetic pole position obtained in the estimation step by the calculated correction amount is provided.
このように、請求項1に記載の磁極位置推定方法では、モータ電流の高調波成分を抽出し、抽出したモータ電流高調波成分から、直接的に、推定磁極位置に対する補正量を算出する。つまり、モータ電流の高調波成分が、推定磁極位置を求める際の誤差要因となることに鑑み、その高調波成分による推定磁極位置誤差に対応する補正量を、高調波成分から直接的に求めるのである。従って、補正量を求めるための演算負荷を従来に比較して抑えることができる。 Thus, in the magnetic pole position estimation method according to the first aspect, the harmonic component of the motor current is extracted, and the correction amount for the estimated magnetic pole position is directly calculated from the extracted motor current harmonic component. In other words, in view of the fact that the harmonic component of the motor current becomes an error factor when obtaining the estimated magnetic pole position, the correction amount corresponding to the estimated magnetic pole position error due to the harmonic component is obtained directly from the harmonic component. is there. Therefore, it is possible to suppress the calculation load for obtaining the correction amount as compared with the conventional case.
請求項2に記載したように、推定ステップにおいて、まず、同期モータのモデル式に基づいて誘起電圧を算出し、その後、当該誘起電圧に基づいて推定磁極位置を求める場合、補正ステップでは、推定ステップにおいて算出された誘起電圧を補正することにより、その結果として、推定磁極位置を補正するようにしても良い。
As described in
ここで、推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める場合、その推定磁極位置の高調波成分に基づく誤差が、上述した請求項1に記載のようにして低減されていれば、結果的に、推定モータ速度の誤差も低減される。しかしながら、特に、推定モータ速度に関して、誤差を取り除くことが必要である場合には、請求項3に記載の方法を採用することができる。
Here, when the estimated motor speed is obtained based on the change of the estimated magnetic pole position, if the error based on the harmonic component of the estimated magnetic pole position is reduced as described in the above-mentioned
すなわち、請求項3に記載の、同期モータのモータ速度を推定するモータ速度推定方法は、
モータ印加電圧及びモータ電流と、同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める推定モータ速度算出ステップと、
モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
モータ電流の高調波成分に基づいて補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、推定モータ速度を補正するモータ速度補正ステップとを備えることを特徴とする。
That is, the motor speed estimation method for estimating the motor speed of the synchronous motor according to claim 3 is:
An estimation step for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current, and a model formula of a synchronous motor;
An estimated motor speed calculating step for obtaining an estimated motor speed based on a change in the estimated magnetic pole position;
An extraction step for extracting the harmonic component of the motor current;
A correction amount is calculated based on a harmonic component of the motor current, and a motor speed correction step for correcting the estimated motor speed based on the calculated correction amount is provided.
これにより、高調波成分に基づく誤差が低減された推定モータ速度を得ることができる。 Thereby, the estimated motor speed in which the error based on the harmonic component is reduced can be obtained.
請求項4及び5に記載の同期モータの制御装置は、請求項1及び2に記載の磁極位置推定方法によって磁極位置を求めるための構成、及び求めた推定磁極位置に基づいて同期モータを制御するための構成を備えるものである。従って、その作用効果については、請求項1に関するものと類似するので説明を省略する。
A control apparatus for a synchronous motor according to
上述した同期モータの制御装置において、請求項6に記載のように、
制御手段は、
推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧を生成する生成手段と、
生成手段によって生成された各相印加電圧を、3相変調方式に従ってパルス幅変調して、3相パルス幅変調信号を発生させる3相変調手段と、
生成手段によって生成された各相印加電圧を、2相変調方式に従ってパルス幅変調して、2相パルス幅変調信号を発生させる2相変調手段と、
同期モータのモータ速度に基づいて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、3相パルス幅変調信号と2相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることが好ましい。
In the above-described synchronous motor control apparatus, as described in
The control means
Generating means for generating a motor applied voltage for each phase of the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position;
Three-phase modulation means for generating a three-phase pulse width modulation signal by applying pulse width modulation to each phase applied voltage generated by the generation means in accordance with a three-phase modulation method;
Two-phase modulation means for generating a two-phase pulse width modulation signal by subjecting each phase applied voltage generated by the generation means to pulse width modulation according to a two-phase modulation method;
It is preferable to include switching means for switching a switching control signal supplied to the inverter to either a three-phase pulse width modulation signal or a two-phase pulse width modulation signal based on the motor speed of the synchronous motor.
公知のように、3相変調方式においては、各相印加電圧が、三角波等の搬送波と比較されて、その比較結果に応じて、各相のパルス幅変調(PWM)信号を生成する。その結果、同期モータの線間電圧は、正弦波に近似するようになる。一方、2相変調方式では、例えば、電気角にて約60°の期間、各相印加電圧の値が搬送波のピーク値に設定されることで、3相の内の1相のスイッチングを停止し、残りの2相においてのみスイッチングが行われるようにPWM信号を生成する。この2相変調方式では、同期モータの線間電圧を3相変調方式よりも高めることができ、電圧有効率を向上できる。さらに、スイッチング回数を減少できるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。なお、2相変調方式については、特開昭59−216476号公報や特開平7−46855号公報に開示されている。 As is well known, in the three-phase modulation system, each phase applied voltage is compared with a carrier wave such as a triangular wave, and a pulse width modulation (PWM) signal of each phase is generated according to the comparison result. As a result, the line voltage of the synchronous motor approximates a sine wave. On the other hand, in the two-phase modulation method, for example, the voltage applied to each phase is set to the peak value of the carrier wave for a period of about 60 ° in electrical angle, thereby stopping switching of one of the three phases. The PWM signal is generated so that switching is performed only in the remaining two phases. In this two-phase modulation method, the line voltage of the synchronous motor can be increased as compared with the three-phase modulation method, and the voltage effective rate can be improved. Furthermore, since the number of times of switching can be reduced, switching loss can be reduced. The two-phase modulation method is disclosed in Japanese Patent Laid-Open Nos. 59-216476 and 7-46855.
ただし、2相変調方式によって同期モータを駆動するためのPWM信号を生成した場合、モータ電流には、3相変調方式によってPWM信号を生成した場合に比較して、より多くの高調波成分が含まれることになる。 However, when a PWM signal for driving a synchronous motor is generated by the two-phase modulation method, the motor current includes more harmonic components than when a PWM signal is generated by the three-phase modulation method. Will be.
モータ速度が高い場合には、低い場合に比較して、同期モータの磁極位置に相関のある誘起電圧が大きくなり、それにより、モータ電流も大きくなるので、高調波成分が多少増加しても、正しい推定磁極位置を求めることは可能である。しかし、モータ速度が低い場合に、モータ電流の高調波成分が増加すると、いわゆるS/N比が低下した状態となり、磁極位置の推定精度が低下する。 When the motor speed is high, the induced voltage correlated with the magnetic pole position of the synchronous motor is larger than that when the motor speed is low, thereby increasing the motor current. It is possible to determine the correct estimated magnetic pole position. However, when the motor speed is low and the harmonic component of the motor current increases, the so-called S / N ratio is lowered, and the estimation accuracy of the magnetic pole position decreases.
そのため、請求項6に記載の同期モータの制御装置では、モータ速度に応じて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、3相パルス幅変調信号と2相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替えるようにしているのである。
Therefore, in the synchronous motor control device according to
具体的には、請求項7に記載したように、切替手段は、モータ速度が第1の所定速度よりも大きい場合に、インバータに供給するスイッチング制御信号を、2相パルス幅変調信号に切り替えるとともに、第2の所定速度よりも小さい場合に、3相パルス幅変調信号に切り替える。このようにすれば、モータ速度が低下したとき、モータ電流に高調波成分が生じにくい変調方式である3相変調方式によるPWM信号によって、同期モータを駆動することができる。一方、モータ速度が増加して、モータ電流の高調波成分の影響度が低下する場合には、同期モータを高効率にて駆動可能な2相変調方式によるPWM信号によって、同期モータを駆動することができる。
Specifically, as described in
なお、第2の所定速度は、第1の所定速度以下に設定されるものであり、好ましくは、第1の所定速度よりも小さい値に設定される。これにより、頻繁に変調方式が切り替わってしまうことを防止できる。 The second predetermined speed is set to be equal to or lower than the first predetermined speed, and is preferably set to a value smaller than the first predetermined speed. Thereby, it can prevent that a modulation system switches frequently.
また、請求項8に記載のように、
制御手段は、
推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧の基本波を生成する基本波生成手段と、
基本波生成手段によって生成された各相印加電圧の基本波の3次高調波を生成する3次高調波生成手段と、
同期モータのモータ速度に基づいて、各相のモータ印加電圧を、基本波と3次高調波とを合成した合成波と基本波とのいずれかに切り替える切替手段とを備えるように構成しても良い。
Further, as described in
The control means
A fundamental wave generating means for generating a fundamental wave of a motor applied voltage of each phase of the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position;
Third harmonic generation means for generating the third harmonic of the fundamental wave of each phase applied voltage generated by the fundamental wave generation means;
According to the motor speed of the synchronous motor, there may be provided switching means for switching the motor applied voltage of each phase to one of a synthesized wave obtained by combining the fundamental wave and the third harmonic and a fundamental wave. good.
上述した請求項6では、モータ速度に応じて、PWM信号を生成するための変調方式を切り替えるものであったが、請求項8に記載のように、モータ速度に応じて、各相のモータ印加電圧の基本波に3次高調波を合成したり、その合成を中止することによっても、同等の効果を得ることができる。すなわち、3次高調波を基本波に合成して、各相の印加電圧を正弦波からピーク値付近に長く留まるように歪ませることで、電圧有効率を向上できる。ただし、この場合、モータ電流における高調波成分が増加する。そのため、請求項8の場合には、モータ速度に応じて、基本波に対する3次高調波の合成、及びその合成の中止を切り替えるのである。
In the above-described sixth aspect, the modulation method for generating the PWM signal is switched according to the motor speed. However, as described in the eighth aspect, the motor application for each phase is performed according to the motor speed. The same effect can be obtained by synthesizing the third harmonic with the fundamental wave of the voltage or canceling the synthesis. That is, the effective voltage ratio can be improved by synthesizing the third harmonic into the fundamental wave and distorting the applied voltage of each phase so as to stay longer in the vicinity of the peak value from the sine wave. However, in this case, the harmonic component in the motor current increases. Therefore, in the case of
具体的には、請求項9に記載するように、切替手段は、モータ速度が第1の所定速度よりも大きい場合に、各相のモータ印加電圧を、基本波と3次高調波を合成した合成波に切り替えるとともに、第2の所定速度よりも小さい場合に、基本波に切り替えるようにすれば良い。なお、第2の所定速度は第1の所定速度以下に設定される。
Specifically, as described in
請求項10に記載したように、切替手段は、推定磁極位置の変化に基づいてモータ速度を算出することが好ましい。これにより、モータ速度を検出するために、センサ等を設ける必要がなくなる。なお、切替手段は、推定磁極位置の変化から算出されたモータ速度の他に、例えばモータ速度の指令値を、切替制御を行うためのモータ速度として用いても良いし、センサ等によって検出したモータ速度を用いても良い。 Preferably, the switching unit calculates the motor speed based on a change in the estimated magnetic pole position. This eliminates the need to provide a sensor or the like in order to detect the motor speed. In addition to the motor speed calculated from the change in the estimated magnetic pole position, the switching means may use, for example, a motor speed command value as a motor speed for switching control, or a motor detected by a sensor or the like. Speed may be used.
請求項11に記載の同期モータの制御装置は、請求項3に記載のモータ速度推定方法によって推定モータ速度を求めるための構成、及び求めた推定モータ速度に基づいて同期モータを制御するための構成を備えるものである。従って、その作用効果については、請求項3に関するものと類似するので説明を省略する。
A control apparatus for a synchronous motor according to
請求項12に記載の同期モータの制御装置は、モータ電流の高調波成分に基づく補正量により、推定磁極位置誤差を補正することを前提とすることなく、モータ速度に応じて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、3相パルス幅変調信号と2相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替えるための構成を独立して記載したものである。この場合も、モータ速度の低下時には、モータ電流の高調波成分を低減することができるので、推定磁極位置の誤差を小さくすることが可能である。 The synchronous motor control device according to claim 12 supplies the inverter to the inverter according to the motor speed without assuming that the estimated magnetic pole position error is corrected by the correction amount based on the harmonic component of the motor current. The configuration for switching the switching control signal to either a three-phase pulse width modulation signal or a two-phase pulse width modulation signal is described independently. Also in this case, since the harmonic component of the motor current can be reduced when the motor speed is reduced, the error in the estimated magnetic pole position can be reduced.
また、請求項14に記載の同期モータの制御装置は、モータ電流の高調波成分に基づく補正量により、推定磁極位置誤差を補正することを前提とすることなく、モータ速度に応じて、各相のモータ印加電圧の基本波に3次高調波を合成したり、その合成を中止するための構成を独立して記載したものであり、この場合も、請求項12と同等の効果を奏することができる。
According to a fourteenth aspect of the present invention, there is provided a synchronous motor control device according to a motor speed, based on a motor speed without assuming that an estimated magnetic pole position error is corrected by a correction amount based on a harmonic component of a motor current. In this case, the third harmonic is synthesized with the fundamental wave of the motor applied voltage and the configuration for canceling the synthesis is independently described. In this case, the same effect as that of
なお、請求項13、15及び16に記載の同期モータの制御装置に関する作用効果は、上述した請求項7、9及び10に関するものと同様であるため、説明を省略する。
In addition, since the effect regarding the control apparatus of the synchronous motor of
以下、本発明の実施形態による同期モータの制御装置について、図に基づいて説明する。図1は、本実施形態による同期モータ10の制御装置の全体構成を示すブロック図である。なお、本実施形態による制御装置によって駆動状態が制御される同期モータ10は、3相(U相、V相、W相)の固定子巻線、及び永久磁石からなる回転子を有する。
Hereinafter, a control apparatus for a synchronous motor according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the control device for the
図1において、速度制御部2は、第1の偏差演算部1にて演算された速度指令値ω*と推定モータ速度ωreとの偏差に基づいて、γ軸電流指令値i* γ及びδ軸電流指令値i* δを算出して出力する。第2の偏差演算部3a,3bは、これらγ軸電流指令値i* γ及びδ軸電流指令値i* δと、後述するαβ/dq変換部13からγ軸電流値iγ及びδ軸電流値iδが入力され、それらの入力値の偏差(γ軸電流偏差Δiγ、δ軸電流偏差Δiδ)をそれぞれ演算して出力する。そして、電流制御部4は、γ軸電流偏差Δiγ及びδ軸電流偏差Δiδに基づいて、それぞれの偏差をゼロに近づけるように、γ軸電圧指令値v* γ及びδ軸電圧指令値v* δを算出して出力する。電流制御部4が出力したγ軸電圧指令値v* γ及びδ軸電圧指令値v* δは、dq/αβ座標変換部5に出力される。
In Figure 1, the
ここで、公知のように、dq座標は、例えば、回転子のS極からN極に向かう方向をd軸とし、そのd軸に垂直なq軸によって定義される回転座標である。そして、γδ座標は、回転子のS極からN極に向かう推定された方向(推定磁極位置)をγ軸とし、そのγ軸に垂直なδ軸によって定義される回転座標である。従って、推定磁極位置が誤差を含まない場合には、dq座標とγδ座標とは一致する。また、αβ座標は、回転子の回転軸を原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標である。 Here, as is well known, the dq coordinate is, for example, a rotational coordinate defined by a q axis perpendicular to the d axis, with the direction from the south pole to the north pole of the rotor being the d axis. The γδ coordinates are rotational coordinates defined by a δ axis perpendicular to the γ axis, where the estimated direction (estimated magnetic pole position) from the S pole to the N pole of the rotor is the γ axis. Therefore, when the estimated magnetic pole position does not include an error, the dq coordinate and the γδ coordinate coincide with each other. The αβ coordinates are stationary coordinates defined by an α axis and a β axis that are orthogonal to each other with the rotation axis of the rotor as the origin.
dq/αβ座標変換部5におけるγδ回転座標からαβ静止座標への座標変換は、後述する加算部16から出力される回転子の補正推定磁極位置θre_compに基づいて実行される。回転子の磁極位置が推定できれば、γδ回転座標とαβ静止座標との相対的な位相関係が特定できるので、座標変換を行うことができるためである。この座標変換によって、dq/αβ座標変換部5からは、α軸電圧指令値v* α及びβ軸電圧指令値v* βが出力される。
The coordinate conversion from the γδ rotation coordinate to the αβ static coordinate in the dq / αβ coordinate
dq/αβ座標変換部5からのα軸電圧指令値v* α及びβ軸電圧指令値v* βは、2相−3相変換部であるαβ/uvw変換部6に与えられる。αβ/uvw変換部6は、αβ静止座標におけるα軸電圧指令値v* α及びβ軸電圧指令値v* βから、3相同期モータ10の各固定子巻線(U相、V相、W相)に出力すべきU相電圧指令値v* u、V相電圧指令値v* v、W相電圧指令値v* wを生成する。また、α軸電圧指令値v* α及びβ軸電圧指令値v* βは、推定磁極位置算出のため磁極位置推定部14にも与えられる。
The α-axis voltage command value v * α and the β-axis voltage command value v * β from the dq / αβ coordinate
PWM信号発生部7は、U相電圧指令値v* u、V相電圧指令値v* v、W相電圧指令値v* wに基づいて、インバータ8の、各固定子巻線に対応するスイッチング素子を駆動するためのPWM信号を発生する。
The PWM
ここで、本実施形態においては、図2に示すように、PWM信号発生部7が、2相変調方式に従って2相PWM信号を出力する2相変調部21と、3相変調方式に従って3相PWM信号を出力する3相変調部22とを有するように構成される。PWM信号発生部7は、さらに、モータ速度ωreに応じて、U相、V相、W相の電圧指令値v* u、v* v、v* wを、2相変調部21と3相変調部22とのどちらに入力するかを切り替える切替スイッチ部20を有する。なお、モータ速度として、後述する速度推定部17から出力される推定モータ速度ωreが用いられる。
Here, in this embodiment, as shown in FIG. 2, the
ここで、2相変調部21における2相変調方式においては、例えば、各相の電圧指令値がピークとなる位置を含む電気角にて約60°の期間、その電圧指令値に対応する1相のスイッチングを停止し、残りの2相においてのみスイッチングが行われるようにPWM信号を生成する。これにより、同期モータ10の線間電圧を高めて電圧有効率の向上をさせたり、スイッチング損失の低減を図ることができる。一方、3相変調部22における3相変調方式においては、各相の電圧指令値が例えば正弦波状に形成され、三角波等の搬送波と比較されて、その比較結果に応じて、3相の各相においてスイッチングが行われるようにPWM信号を生成する。その結果、同期モータ10の線間電圧は、正弦波に近似するようになる。
Here, in the two-phase modulation method in the two-
インバータ8は、同期モータ10の各固定子巻線に対応するスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子は、PWM信号発生部7から出力されるPWM信号に応じてオン・オフ駆動される。その結果、U相電圧指令値v* u、V相電圧指令値v* v及びW相電圧指令値v* wに対応する電圧を各固定子巻線に印加することができる。9は、直流電源であり、インバータ8の各スイッチング素子をオン・オフ駆動したときに、この直流電源9から同期モータ10に電流が流れて、同期モータ10が回転駆動される。
The
電流検出部11は、各固定子巻線に流れるモータ電流を検出するセンサを有し、このセンサを用いて各固定子巻線に通電される電流値iu,iv,iwを検出する。電流検出部11から出力される電流検出値は、uvw/αβ変換部12に入力され、αβ座標におけるα軸電流値iαとβ軸電流値iβに変換される。なお、電流検出部11は、3相すべての固定子巻線の電流値を検出する必要はなく、2相の電流値を検出して、残りの1相の電流値は、その2相の電流値から推定しても良い。
The
uvw/αβ変換部12から出力されるα軸電流値iα及びβ軸電流値iβは、αβ/dq変換部13及び磁極位置推定部14に入力される。αβ/dq変換部13は、後述する加算部16から出力される回転子の補正推定磁極位置θre_compに基づいて、α軸電流値iα及びβ軸電流値iβをγ軸電流値iγ及びδ軸電流値iδに変換して、第2の偏差演算部3a,3bに出力する。また、γ軸電流値iγは、モータ電流の高調波成分に基づいて、推定磁極位置に含まれるであろう誤差を低減するための補正量を生成する補正量生成部15にも入力される。
The α-axis current value i α and β-axis current value i β output from the uvw /
ここで、磁極位置推定部14及び補正量生成部15に関して詳細に説明する。まず、磁極位置推定部14は、dq/αβ座標変換部5から入力されるα軸及びβ軸の電圧指令値v* α、v* β及びuvw/αβ変換部12から入力されるα軸及びβ軸の電流値iα、iβに基づいて、所定のモデル式を用いて回転子の磁極位置を推定する。この磁極位置推定器14として、例えば「拡張誘起電圧外乱オブザーバを用いたIPMSMの位置・速度センサレス制御」市川、陳、富田、道木、大熊、平成12年電気学会産業応用部門大会講演論文集に記載された外乱オブザーバを適用できる。ここで、この外乱オブザーバについて簡単に説明する。
Here, the magnetic pole
まず、同期モータのモデルとして、以下の数式1に示す拡張誘起電圧モデルを用いることができる。
First, as the model of the synchronous motor, an extended induced voltage model shown in the following
一方、補正量生成部15は、γ軸電流値iγに基づいて、モータ電流に含まれる高調波成分に基づく推定磁極位置誤差を低減するための補正量を生成する。具体的には、γ軸電流値iγからハイパスフィルタによってモータ電流の高調波成分ir_hを抽出し、以下の数式6に示すように、抽出した高調波成分ir_hに対して所定のゲインを乗じることによって補正量icompを算出する。
On the other hand, the correction
ここで、推定磁極位置誤差とモータ電流の高調波成分として求めたγ軸電流値iγの高調波成分との関係の一例を図3のグラフに示す。図3に示されるように、γ軸電流値iγの高調波成分は、推定磁極位置誤差と同期している。これは、例えば、インバータ8のデッドタイム、同期モータ10の巻線の不平衡、さらには同期モータ10の構造に起因する誘起電圧などによって高調波成分が発生し、それがモータ電流、ひいてはγ軸電流値iγに含まれることになり、かつ、推定磁極位置θreは、その高調波成分を含んだモータ電流(α軸電流値iα、β軸電流値iβ)を用いて算出されるためである。
Here, an example of the relationship between the estimated magnetic pole position error and the harmonic component of the γ-axis current value i γ obtained as the harmonic component of the motor current is shown in the graph of FIG. As shown in FIG. 3, the harmonic component of the γ-axis current value i γ is synchronized with the estimated magnetic pole position error. This is because, for example, a harmonic component is generated by the dead time of the
図3に示すように、推定磁極位置誤差とγ軸電流値iγの高調波成分ir_hとは同期しているので、数式6のように、その高調波成分ir_hに所定のゲインを乗じることによって、推定磁極位置誤差を低減するための補正量icompを算出することができる。なお、この場合、ゲインKには、補正量icompを加算部16にて推定磁極位置θreと加算することにより、推定磁極位置θreに含まれる誤差を低減可能な符号が与えられている。このため、加算部16からは、誤差が低減された補正推定磁極位置θre_compが出力される。この補正推定磁極位置θre_compは、dq/αβ座標変換部5、αβ/dq変換部13、及び速度推定部17に与えられる。
As shown in FIG. 3, since the estimated magnetic pole position error and the harmonic component ir_h of the γ-axis current value i γ are synchronized, the harmonic component ir_h is multiplied by a predetermined gain as shown in
速度推定部17は、加算部17から出力された補正推定磁極位置θre_compの変化に基づいて、同期モータ10の回転子の回転速度であるモータ速度ωreを算出し、第1の偏差演算部1に出力する。例えば、速度推定部17において、数式7に示すように、補正推定磁極位置θre_compに対して微分演算を施すことにより、モータ速度ωreを求めることができる。
The
さらに、本実施形態では、上述したように、PWM信号発生部7が、2相変調部21と3相変調部22とを有し、モータ速度ωreに応じて、PWM信号を生成するために、いずれの変調方式を採用するかを切り替える。具体的には、図4に示すように、モータ速度ωreが第1の所定速度N1(例えば800rpm)よりも大きい場合には、2相変調方式に従ってPWM信号を生成し、第2の所定速度N2(例えば500rpm)よりも小さい場合には、3相変調方式に従ってPWM信号を生成するように、採用すべき変調方式を切り替える。このように、モータ速度ωreに応じて変調方式を切り替える理由は以下の通りである。
Furthermore, in the present embodiment, as described above, PWM
上述したように、2相変調方式は、電圧有効率を向上できたり、スイッチング損失を低減できたりと、3相変調方式に比較して有利な点がある。しかしながら、2相変調方式によってPWM信号を生成した場合、モータ電流には、3相変調方式によってPWM信号を生成した場合に比較して、より多くの高調波成分が含まれることになる。 As described above, the two-phase modulation method has advantages over the three-phase modulation method, such that the voltage effective rate can be improved and the switching loss can be reduced. However, when the PWM signal is generated by the two-phase modulation method, the motor current includes more harmonic components than when the PWM signal is generated by the three-phase modulation method.
モータ速度ωreが高い場合には、低い場合に比較して、同期モータ10の磁極位置に相関のある誘起電圧が大きくなり、それにより、モータ電流も大きくなるので、高調波成分が多少増加しても、正しい推定磁極位置を求めることは可能である。しかし、モータ速度が低い場合に、モータ電流の高調波成分が増加すると、いわゆるS/N比が低下した状態となり、磁極位置の推定精度が低下する。
When the motor speed ωre is high, an induced voltage correlated with the magnetic pole position of the
そのため、本実施形態では、上述したように、モータ速度ωreに応じて、インバータ8に供給するスイッチング制御信号を、3相PWM信号と2相PWM信号とのいずれかに切り替えるようにしているのである。この変調方式の切り替えによる効果の一例を、図5のグラフを用いて説明する。
Therefore, in the present embodiment, as described above, according to the motor speed omega re, a switching control signal supplied to the
図5は、モータ速度500rpmで同期モータ10が回転している状態で、変調方式を2相変調方式から3相変調方式に切り替えた場合の、推定磁極位置及び変調率の変化を示すものである。図5に示すように、2相変調方式から3相変調方式に切り替えることで、推定磁極位置を示す波形に重畳していた高調波ノイズが減少する。併せて、変調率が適正なレベルに変化している。
FIG. 5 shows changes in the estimated magnetic pole position and modulation rate when the modulation method is switched from the two-phase modulation method to the three-phase modulation method with the
さらに、本実施形態による効果を、図6(a),(b)及び図7(a),(b)のグラフに基づいて説明する。なお、図6(a)及び図7(a)は、モータ電流の高調波成分に基づく補正量によって推定磁極位置の誤差を低減することなく、かつ上述した変調方式の切り替えも実施しない場合の、推定磁極位置θreに含まれる高調波成分のFFT解析結果及び同期モータ10の安定駆動が可能な領域を示すものである。また、図6(b)及び図7(b)は、本実施形態による制御装置によって同期モータ10の駆動を制御した場合の、推定磁極位置θreに含まれる高調波成分のFFT解析結果及び同期モータ10の安定駆動が可能な領域を示すものである。
Furthermore, the effect by this embodiment is demonstrated based on the graph of FIG. 6 (a), (b) and FIG. 7 (a), (b). FIGS. 6A and 7A show the case where the error of the estimated magnetic pole position is not reduced by the correction amount based on the harmonic component of the motor current, and the above-described modulation method is not switched. This shows the FFT analysis result of the harmonic component included in the estimated magnetic pole position θ re and the region where the
図6(a)、(b)を対比すれば明らかなように、本実施形態による制御装置を用いた場合、推定磁極位置θreに含まれる高調波成分(3f、6f、9f、12f、…)が大きく減少している。さらに、図7(a)、(b)から、本実施形態による制御装置により、同期モータ10の安定駆動域を、低速及び高負荷領域に拡大できることがわかる。
FIG. 6 (a), the As is apparent from comparison (b), when using a control apparatus according to the present embodiment, harmonic components (3f contained in the estimated magnetic pole position θ re, 6f, 9f, 12f , ... ) Has greatly decreased. Further, from FIGS. 7A and 7B, it can be seen that the stable drive region of the
なお、同期モータ10を高負荷状態で駆動すると、モータ印加電圧が大きくなって空間インダクタンスが増加するため、高調波成分が大きくなる。そのため、推定磁極位置θre等の誤差も大きくなるので、低負荷状態に比較して、安定駆動が困難になるのである。
In addition, when the
上述したように、本実施形態では、モータ速度ωreに応じて、インバータ8に供給するスイッチング制御信号を、3相PWM信号と2相PWM信号とのいずれかに切り替える。このため、モータ速度ωreが低下したとき、モータ電流に高調波成分が生じにくい変調方式である3相変調方式による3相PWM信号によって、同期モータ10を安定的に駆動することができる。一方、モータ速度ωreが増加して、モータ電流の高調波成分の影響度が低下する場合には、同期モータ10を高効率に駆動可能な2相変調方式による2相PWM信号によって、同期モータ10を駆動することができる。
As described above, in this embodiment, depending on the motor speed omega re, a switching control signal supplied to the
なお、本実施形態では、図4に示すように、2相変調方式への切替速度である第1の所定速度N1と3相変調方式への切替速度である第2の所定速度N2との間にヒステリシスを設けている。このため、頻繁に変調方式が切り替わってしまうことを防止できる。 In the present embodiment, as shown in FIG. 4, between the first predetermined speed N1 that is the switching speed to the two-phase modulation system and the second predetermined speed N2 that is the switching speed to the three-phase modulation system. Is provided with hysteresis. For this reason, it can prevent that a modulation system switches frequently.
以上、本発明の好ましい実施形態による同期モータ制御装置について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。 The synchronous motor control device according to the preferred embodiment of the present invention has been described above. However, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications may be made without departing from the spirit of the present invention. Is possible.
(変形例1)
例えば、上述した実施形態では、モータ電流の高調波成分iγ_hから、推定磁極位置θreの誤差を低減するための補正量icompを算出して、補正推定磁極位置θre_compを求めることと、モータ速度ωreに応じた変調方式の切り替えを同時に実施するものであった。このように、高調波成分の発生に対する2つの対策を同時に実施することにより、効果的に高調波成分に基づく推定磁極位置θreの誤差を低減することができる。しかしながら、上述した2つの対策は必ずしも同時に実施する必要はなく、それぞれ単独で使用しても、高調波成分に基づく推定磁極位置θreの誤差の低減に寄与できるものである。
(Modification 1)
For example, in the above-described embodiment, and that the harmonic component i Ganma_h of the motor current, and calculates a correction amount icomp for reducing the error of the estimated magnetic pole position theta re, obtaining a correction estimated magnetic pole position theta re_comp, motor the switching of the modulation scheme according to the speed omega re were those carried out simultaneously. As described above, by simultaneously implementing the two countermeasures against the generation of the harmonic component, it is possible to effectively reduce the error of the estimated magnetic pole position θ re based on the harmonic component. However, the above-mentioned two measures do not necessarily have to be performed at the same time, and even if each of them is used alone, it can contribute to a reduction in the error of the estimated magnetic pole position θ re based on the harmonic component.
(変形例2)
また、上述した実施形態では、磁極位置推定部14が算出した推定磁極位置θreに対して、加算部16において、補正量生成部15が生成した補正量icompを加算することにより、推定磁極位置θreの補正値である補正推定磁極位置θre_compを算出した。しかしながら、推定磁極位置θreの補正方法は、このような例に限られるものではない。
(Modification 2)
In the embodiment described above, the estimated magnetic pole position θ re calculated by the magnetic pole
例えば、図8に示すように、補正量生成部15aが、γ軸電流値iγ等の高周波成分に基づいて、α軸及びβ軸における補正量icomp_α、icomp_βを算出し、磁極位置推定部14aに与える。磁極位置推定部14aでは、数式8に示すように、拡張誘起電圧eα、eβを入力された補正量icomp_α、icomp_βで補正した補正拡張誘起電圧eα_comp、eβ_compを算出する。
For example, as shown in FIG. 8, the correction
(変形例3)
上述した実施形態及び変形例2では、補正推定磁極位置θes_compを求め、この補正推定磁極位置θes_compの変化に基づいて推定モータ速度ωreを求めていた。この場合、推定磁極位置θesの高調波成分に基づく誤差が低減された補正推定磁極位置θes_compから推定モータ速度ωreを求めているので、結果的に、推定モータ速度ωreの誤差も低減される。しかしながら、特に、推定モータ速度ωreに関して、誤差を取り除くことが必要である場合には、この推定モータ速度ωreを直接補正するようにしても良い。
(Modification 3)
In the embodiment and the
具体的には、図9に示すように、補正量演算部15bが、推定モータ速度ωreの高調波成分に基づく誤差を低減するための補正量icompを算出し、この補正量icompと推定モータ速度ωreとを加算部18にて加算するように構成しても良い。これにより、高調波成分に基づく誤差が低減された補正推定モータ速度ωre_compを得ることができる。
Specifically, as shown in FIG. 9, the correction
(変形例4)
上述した実施形態では、PWM信号発生部7において、モータ速度ωreに応じて変調方式を切り替えるものであった。これにより、特に、同期モータ10の駆動安定性が問題となる低速領域及び高負荷領域においても、同期モータ10の駆動安定性を確保することができる。
(Modification 4)
In the embodiment described above, the
しかしながら、変調方式を切り替える以外の手法によっても、同等の効果を奏することが可能である。すなわち、PWM信号発生部7において、図10に示すように、αβ/UVW変換部6から入力されるU相、V相、W相の電圧指令値v* u、v* v、v* wに基づいて、正弦波状の基本波と、周波数を基本波の3倍に高めた3次高調波を生成する。そして、モータ速度ωreに応じて、インバータ8に出力するPWM信号を生成するために、搬送波(三角波)と比較される電圧指令値を、基本波と3次高調波とを合成した合成波と基本波のいずれかに切り替える。
However, the same effect can be obtained by a method other than switching the modulation method. That is, in the PWM
ここで、図10の波形図を見ると、基本波と3次高調波を合成した合成波は、ピーク値付近に長く留まるように歪んだ波形形状となる。従って、基本波と3次高調波を合成した合成波を各相の電圧指令値v* u、v* v、v* wとして採用して、搬送波との比較の下にPWM信号を生成することにより、2相変調方式を採用した場合と同様に、電圧有効率の向上やスイッチング損失の低減を図ることができる。 Here, referring to the waveform diagram of FIG. 10, the synthesized wave obtained by synthesizing the fundamental wave and the third harmonic wave has a distorted waveform shape so as to stay long in the vicinity of the peak value. Therefore, a synthesized wave obtained by synthesizing the fundamental wave and the third harmonic is adopted as the voltage command values v * u , v * v , and v * w for each phase, and a PWM signal is generated under comparison with the carrier wave. Thus, as in the case of adopting the two-phase modulation method, it is possible to improve the voltage effective rate and reduce the switching loss.
ただし、各相の電圧指令値v* u、v* v、v* wとして合成波を採用した場合には、2相変調方式の場合と同様に、モータ電流における高調波成分が増加する。そのため、合成波を採用するのはモータ速度ωreが第1の所定速度よりも大きいときとし、モータ速度ωreが第2の所定速度を下回った場合には、基本波を各相の電圧指令値v* u、v* v、v* wとして採用するのである。 However, when a composite wave is adopted as the voltage command values v * u , v * v , and v * w for each phase, the harmonic component in the motor current increases as in the case of the two-phase modulation method. Therefore, to employ the composite wave is the time the motor speed omega re is greater than the first predetermined speed, when the motor speed omega re falls below the second predetermined speed, the voltage command fundamental wave of each phase The values v * u , v * v , and v * w are adopted.
(変形例5)
上述した実施形態では、磁極位置推定部14が、αβ静止座標系において、推定磁極位置θesを算出して、補正量生成部15及び加算部16によって補正するものであった。
(Modification 5)
In the embodiment described above, the magnetic pole
しかしながら、推定磁極位置θesの算出及び補正は、dq(γδ)回転座標系において行っても良い。ただし、この場合、算出されるのは、実際の磁極位置ではなく、実際の磁極位置に対する推定誤差であり、その推定誤差に対して、モータ電流の高調波成分から算出した補正量を用いて補正を行うことになる。これは、拡張誘起電圧やモータ電圧に対して補正を行う場合も同様である。
(変形例6)
上述した実施形態では、推定磁極位置θesの変化から算出されたモータ速度ωreに基づいて、2相PWM信号と3相PWM信号との切り替えを行っていた。しかしながら、例えばモータ速度の指令値ω*を、切替制御を行うためのモータ速度として用いても良いし、センサ等によって検出したモータ速度を用いても良い。
However, the calculation and correction of the estimated magnetic pole position θ es may be performed in the dq (γδ) rotating coordinate system. In this case, however, the calculated error is not the actual magnetic pole position but the estimated magnetic pole position. The estimated error is corrected using the correction amount calculated from the harmonic component of the motor current. Will do. The same applies to the case where correction is made to the expansion induced voltage and the motor voltage.
(Modification 6)
In the above-described embodiment, switching between the two-phase PWM signal and the three-phase PWM signal is performed based on the motor speed ω re calculated from the change in the estimated magnetic pole position θ es . However, for example, the motor speed command value ω * may be used as a motor speed for performing switching control, or a motor speed detected by a sensor or the like may be used.
2…速度制御部
4…電流制御器
5…dq/αβ座標変換部
6…αβ/uvw変換部
7…PWM信号発生部
8…インバータ
10…同期モータ
11…電流検出部
12…uvw/αβ変換部
13…αβ/dq変換部
14…磁極位置推定部
15…補正量生成部
16…加算部
17…速度推定部
DESCRIPTION OF
Claims (16)
モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
前記モータ電流の高調波成分に基づいて推定磁極位置に対する補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記推定ステップにおいて求めた推定磁極位置を補正する補正ステップとを備えることを特徴とする磁極位置推定方法。 A magnetic pole position estimation method for estimating a magnetic pole position of a synchronous motor,
An estimation step for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current, and a model formula of the synchronous motor;
An extraction step of extracting harmonic components of the motor current;
A correction amount for the estimated magnetic pole position is calculated based on a harmonic component of the motor current, and a correction step for correcting the estimated magnetic pole position obtained in the estimation step with the calculated correction amount is provided. Magnetic pole position estimation method.
前記補正ステップでは、前記推定ステップにおいて算出された誘起電圧を補正することにより、その結果として、前記推定磁極位置を補正することを特徴とする請求項1に記載の磁極位置推定方法。 In the estimation step, first, an induced voltage is calculated based on a model formula of the synchronous motor, and then an estimated magnetic pole position is obtained based on the induced voltage.
2. The magnetic pole position estimation method according to claim 1, wherein in the correction step, the estimated magnetic pole position is corrected as a result by correcting the induced voltage calculated in the estimation step.
モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
前記推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める推定モータ速度算出ステップと、
前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出ステップと、
前記モータ電流の高調波成分に基づいて、モータ速度に対する補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記推定モータ速度を補正するモータ速度補正ステップとを備えることを特徴とするモータ速度推定方法。 A motor speed estimation method for estimating a motor speed of a synchronous motor,
An estimation step for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current, and a model formula of the synchronous motor;
An estimated motor speed calculating step for obtaining an estimated motor speed based on a change in the estimated magnetic pole position;
An extraction step of extracting harmonic components of the motor current;
A motor speed estimation step comprising: calculating a correction amount for the motor speed based on the harmonic component of the motor current, and correcting the estimated motor speed based on the calculated correction amount. Method.
モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める磁極位置推定手段と、
前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出手段と、
前記モータ電流の高調波成分に基づいて補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記磁極位置推定手段において求めた推定磁極位置を補正する補正手段と、
前記補正手段によって補正された推定磁極位置に基づいて、前記モータ印加電圧を生成して前記同期モータに印加する制御手段とを備えることを特徴とする同期モータ制御装置。 A control device for a synchronous motor,
Magnetic pole position estimating means for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current and a model formula of the synchronous motor;
Extraction means for extracting harmonic components of the motor current;
A correction unit that calculates a correction amount based on the harmonic component of the motor current and corrects the estimated magnetic pole position obtained by the magnetic pole position estimation unit based on the calculated correction amount;
A synchronous motor control device comprising: control means for generating the motor applied voltage and applying it to the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position corrected by the correcting means.
前記補正手段は、前記推定ステップにおいて算出された誘起電圧を補正することにより、その結果として、前記推定磁極位置を補正することを特徴とする請求項4に記載の同期モータ制御装置。 The magnetic pole position estimating means calculates an induced voltage based on a model formula of the synchronous motor, and obtains an estimated magnetic pole position based on the induced voltage,
5. The synchronous motor control device according to claim 4, wherein the correction means corrects the induced voltage calculated in the estimating step, and as a result, corrects the estimated magnetic pole position.
前記推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧を生成する生成手段と、
前記生成手段によって生成された各相印加電圧を、3相変調方式に従ってパルス幅変調して、3相パルス幅変調信号を発生させる3相変調手段と、
前記生成手段によって生成された各相印加電圧を、2相変調方式に従ってパルス幅変調して、2相パルス幅変調信号を発生させる2相変調手段と、
前記同期モータのモータ速度に基づいて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、前記3相パルス幅変調信号と2相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることを特徴とする請求項4又は請求項5に記載の同期モータの制御装置。 The control means includes
Generating means for generating a motor applied voltage for each phase of the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position;
Three-phase modulation means for generating a three-phase pulse width modulation signal by applying pulse width modulation to each phase applied voltage generated by the generation means according to a three-phase modulation method;
Two-phase modulation means for generating a two-phase pulse width modulation signal by applying pulse width modulation to each phase applied voltage generated by the generation means in accordance with a two-phase modulation method;
Switching means for switching a switching control signal supplied to the inverter to either the three-phase pulse width modulation signal or the two-phase pulse width modulation signal based on the motor speed of the synchronous motor. The control device for a synchronous motor according to claim 4 or 5.
前記推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧の基本波を生成する基本波生成手段と、
前記基本波生成手段によって生成された各相印加電圧の基本波の3次高調波を生成する3次高調波生成手段と、
前記同期モータのモータ速度に基づいて、前記各相のモータ印加電圧を、前記基本波と前記3次高調波とを合成した合成波と前記基本波とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることを特徴とする請求項4又は請求項5に記載の同期モータの制御装置。 The control means includes
A fundamental wave generating means for generating a fundamental wave of a motor applied voltage of each phase of the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position;
Third harmonic generation means for generating a third harmonic of the fundamental wave of each phase applied voltage generated by the fundamental wave generation means;
Based on the motor speed of the synchronous motor, switching means is provided for switching the motor applied voltage of each phase to one of a synthesized wave obtained by synthesizing the fundamental wave and the third harmonic and the fundamental wave. 6. The control device for a synchronous motor according to claim 4 or 5, wherein:
モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める磁極位置推定手段と、
前記推定磁極位置の変化に基づいて推定モータ速度を求める推定モータ速度算出手段と、
前記モータ電流の高調波成分を抽出する抽出手段と、
前記モータ電流の高調波成分に基づいて補正量を算出するとともに、この算出した補正量により、前記推定モータ速度を補正するモータ速度補正手段と、
前記補正手段によって補正された推定モータ速度に基づいて、前記モータ印加電圧を生成して前記同期モータに印加する制御手段とを備えることを特徴とする同期モータ制御装置。 A control device for a synchronous motor,
Magnetic pole position estimating means for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current and a model formula of the synchronous motor;
Estimated motor speed calculation means for obtaining an estimated motor speed based on a change in the estimated magnetic pole position;
Extraction means for extracting harmonic components of the motor current;
While calculating a correction amount based on the harmonic component of the motor current, motor speed correction means for correcting the estimated motor speed by the calculated correction amount;
A synchronous motor control device comprising: a control unit that generates the motor applied voltage based on the estimated motor speed corrected by the correction unit and applies the generated voltage to the synchronous motor.
モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める磁極位置推定手段と、
前記推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧を生成する生成手段と、
前記生成手段によって生成された各相印加電圧を、3相変調方式に従ってパルス幅変調して、3相パルス幅変調信号を発生させる3相変調手段と、
前記生成手段によって生成された各相印加電圧を、2相変調方式に従ってパルス幅変調して、2相パルス幅変調信号を発生させる2相変調手段と、
前記同期モータのモータ速度に基づいて、インバータに供給するスイッチング制御信号を、前記3相パルス幅変調信号と2相パルス幅変調信号とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることを特徴とする同期モータの制御装置。 A control device for a synchronous motor,
Magnetic pole position estimating means for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current and a model formula of the synchronous motor;
Generating means for generating a motor applied voltage for each phase of the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position;
Three-phase modulation means for generating a three-phase pulse width modulation signal by applying pulse width modulation to each phase applied voltage generated by the generation means according to a three-phase modulation method;
Two-phase modulation means for generating a two-phase pulse width modulation signal by applying pulse width modulation to each phase applied voltage generated by the generation means in accordance with a two-phase modulation method;
And switching means for switching a switching control signal supplied to the inverter to either the three-phase pulse width modulation signal or the two-phase pulse width modulation signal based on the motor speed of the synchronous motor. Motor control device.
モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータのモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める磁極位置推定手段と、
前記推定磁極位置に基づいて、同期モータの各相のモータ印加電圧の基本波を生成する基本波生成手段と、
前記基本波生成手段によって生成された各相印加電圧の基本波の3次高調波を生成する高調波生成手段と、
前記同期モータのモータ速度に基づいて、前記各相のモータ印加電圧を、前記基本波と前記3次高調波とを合成した合成波と前記基本波とのいずれかに切り替える切替手段とを備えることを特徴とする同期モータの制御装置。 A control device for a synchronous motor,
Magnetic pole position estimating means for obtaining an estimated magnetic pole position based on a motor applied voltage and a motor current and a model formula of the synchronous motor;
A fundamental wave generating means for generating a fundamental wave of a motor applied voltage of each phase of the synchronous motor based on the estimated magnetic pole position;
Harmonic generation means for generating a third harmonic of the fundamental wave of each phase applied voltage generated by the fundamental wave generation means;
Based on the motor speed of the synchronous motor, switching means is provided for switching the motor applied voltage of each phase to one of a synthesized wave obtained by synthesizing the fundamental wave and the third harmonic and the fundamental wave. The control apparatus of the synchronous motor characterized by this.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005344401A JP4631672B2 (en) | 2005-11-29 | 2005-11-29 | Magnetic pole position estimation method, motor speed estimation method, and motor control apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005344401A JP4631672B2 (en) | 2005-11-29 | 2005-11-29 | Magnetic pole position estimation method, motor speed estimation method, and motor control apparatus |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007151344A true JP2007151344A (en) | 2007-06-14 |
JP4631672B2 JP4631672B2 (en) | 2011-02-16 |
Family
ID=38212075
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005344401A Expired - Fee Related JP4631672B2 (en) | 2005-11-29 | 2005-11-29 | Magnetic pole position estimation method, motor speed estimation method, and motor control apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4631672B2 (en) |
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JP4631672B2 (en) | 2011-02-16 |
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Legal Events
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A621 | Written request for application examination |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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