JP2007121795A - 周波数特性およびインパルス応答の立ち上がり時点の測定方法と、音場補正装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 短時間で再生音場の周波数特性を測定する。
【解決手段】 再生音場の周波数特性を測定する場合に、
Ｎ ：１つのＴＳＰ信号の長さ
ν ：スピーカとマイクロフォンとの間のインパルス応答の長さ
ＴN：ＴＳＰ信号の１つの存続期間
Ｔ1〜Ｔ(k+L)：期間ＴNを単位とする期間（ｋ≧１、Ｌ≧０）
とするとき、値Ｎを値νに対して
Ｎ≦ν
の関係に設定する。ＴＳＰ信号を、期間Ｔ1〜Ｔkにわたって期間ＴNごとに繰り返しスピーカに供給する。期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)におけるマイクロフォンの出力信号を、期間ＴNごとに加算および平均する。この加算平均値に循環畳み込み演算をしてスピーカとマイクロフォンとの間の周波数特性を求める。
【選択図】 図１

Description

この発明は、周波数特性およびインパルス応答の立ち上がり時点の測定方法と、音場補正装置とに関する。

ＤＶＤやデジタル放送などの普及により、一般の家庭にもホームシアターシステムなどのマルチチャンネルオーディオシステムが普及しつつあるが、これにともないオーディオチャンネルに対する各種の設定や調整をリスナ（ユーザ）自身が行う必要が増えている。

しかし、このマルチチャンネルオーディオシステムにおける設定や調整は煩雑であり、特にこの種の知識に乏しいリスナにとっては難解なことも多い。そこで、リスナによる設定や調整を簡略化あるいは省略するため、マルチチャンネルオーディオシステムの機器自身、例えばＡＶアンプ自身にオーディオ再生時の補正処理を行わせる方向にある。

この補正処理は「自動音場補正」などと呼ばれているが、この自動音場補正は、再生音場のインパルス応答を測定し、その測定結果に基づいて行われる。すなわち、
(a) 設定や調整の対象となるチャンネルのスピーカに、図１４Ａの左側に示すようなインパルス信号を供給し、インパルス音を出力する。
(b) 出力されたインパルス音を、リスナの聴取位置に設置したマイクロフォンにより収音し、図１４Ａの右側に示すように、再生音場のインパルス応答を示す信号を得る。
(c) このインパルス応答信号を解析し、音場補正用のパラメータを得る。
(d) この音場補正用のパラメータにより該当するチャンネルのオーディオ信号を補正する。
という処理を行うものである。

しかし、インパルスを使用する場合には、マイクロフォンの出力信号のＳ／Ｎが非常に悪くなる。そこで、インパルスをエネルギが時間軸上に分散したパルスに変換し、その変換結果のパルスを使用する方法が考えられている。

この変換結果のパルスは「ＴＳＰ（Time Stretched Pulse）」と呼ばれているもので、図１４Ｂの左側は、そのＴＳＰ信号の波形の一例を示す。なお、
Ｎ ：ＴＳＰ長。１つのＴＳＰ信号の総サンプル数でもある。
ＴN：Ｎサンプルの期間。単位期間。
であり、例えばＮ＝4096である。

この場合、インパルスをＴＳＰに変換するには、インパルスに含まれるパルスの位相を周波数の２乗に比例して進ませればよく、ＴＳＰをもとのインパルスに逆変換するには、ＴＳＰに含まれるパルスの位相を周波数の２乗に比例して遅らせればよい。

すなわち、インパルスを図１５に示す(1)および(2)式により変換すれば、そのインパルスのエネルギが時間軸上で分散してＴＳＰを得ることができ、そのＴＳＰを図１５に示す(3)および(4)式により逆変換すれば、分散したエネルギが集合してもとのインパルスを得ることできる（図１４Ａの左側およびＢの左側）。

したがって、ＴＳＰを使用する場合には、
(e) インパルス信号の代わりにＴＳＰ信号を使用して(a)および(b)項を実行し、図１４Ｂの右側に示すように、再生音場のＴＳＰ応答を示す信号を得る。
(f) このＴＳＰ応答信号における分散したエネルギをもとに戻してインパルス応答信号（図１４Ａの右側）に逆変換する。
(g) このインパルス応答信号を使用して(c)および(d)項を実行する。

という処理を行えばよいことになる。

そして、ＴＳＰを使用する場合には、エネルギが時間軸上に分散しているので、マイクロフォンの出力信号のＳ／Ｎが改善され、より適切に音場補正を行うことができる。

図１６は、実際にＴＳＰを使用してインパルス応答を測定する場合のタイミング図である。すなわち、図１６Ａに示すように、4096サンプル（Ｎ＝4096）により１つのＴＳＰ信号が構成され、このＴＳＰ信号が期間Ｔ1、Ｔ2、・・・、Ｔkごとに、スピーカに繰り返し供給される。したがって、マイクロフォンからは、図１６Ｂに示すように、期間Ｔdだけ遅れてＴＳＰ応答信号が出力される。

この場合、期間Ｔ1〜Ｔkのそれぞれは、期間ＴNに等しい長さである。また、遅延期間Ｔdのうち、前側の期間Ｔaはスピーカとマイクロフォンとの間隔に対応し、後側の期間Ｔsはシステムの遅延により生じるものである。したがって、期間Ｔaは、スピーカとマイクロフォンとの間隔に対応して変化し、期間Ｔsは一定の値となる。さらに、ＴＳＰ応答信号は、ＴＳＰ信号に対応してｋ回にわたって繰り返し得られ、このとき、ＴＳＰ応答信号のそれぞれは、基本的には同じものとなる。

したがって、ＴＳＰ応答信号を、期間Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3、・・・、Ｔkで区切ったとき、期間Ｔ2に得られるＴＳＰ応答信号は、その期間Ｔ2のＴＳＰに対応すると見なすことができる。この結果、期間Ｔ2に、第１回目のＴＳＰ応答を測定できる。

また、期間Ｔ3に得られるＴＳＰ応答信号は、その期間Ｔ3のＴＳＰに対応すると見なすことができる。したがって、期間Ｔ3に、第２回目のＴＳＰ応答を測定できる。以下同様に、期間Ｔkに得られるＴＳＰ応答信号は、その期間ＴkのＴＳＰに対応すると見なすことができる。したがって、期間Ｔkに、第（ｋ−１）回目のＴＳＰ応答を測定できる。

ただし、期間Ｔ1に得られるＴＳＰ応答信号は、期間Ｔdの部分が暗騒音によるノイズ信号となるので、期間Ｔ1のＴＳＰに対応すると見なすことはできない。したがって、期間Ｔ1には、ＴＳＰ応答は測定できない。

以上のことから、１つのＴＳＰ音をｋ回にわたって繰り返し出力すると、（ｋ−１）個のＴＳＰ応答信号を得ることができる。そして、この（ｋ−１）個のＴＳＰ応答信号は、基本的に同じものであるから、同期加算することができ、このとき、ＴＳＰ応答信号は平均化されるので、ばらつきやノイズなどが無視できるようになる。

なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
Nobuharu Aoshima、"Computer-generated pulse signal applied for sound measurement"、J. Acoust. Soc. Am.、No.69(5)、May 1981 Yoiti Suzuki,etc.、"An optimum computer-generated pulse signal suitable for the measurement of very long impulse responses"、J. Acoust. Soc. Am.、No.97(2)、Feb.1995 鈴木陽一 他、"時間引き伸ばしパルスの設計法に関する考察"、信学技法、EA92-86(1992-12) "ＴＳＰを用いたインパルス応答の測定"、［Online］、電子技術総合研究所、インターネット［ＵＲＬ：http://tosa.mri.co.jp/sounddb/tsp/tsp_circular.htm］

ところで、上記の文献などによると、ＴＳＰを用いてインパルス応答を測定する場合、図１４に示すように、ＴＳＰの長さＮは、対応するインパルス応答の長さ（有効な振幅が十分に小さくなるまでの長さ）νよりも長い必要がある。つまり、
Ｎ＞ν ・・・ (5)
の必要がある。

このことは、図１６において、ＴＳＰ応答信号の有効期間が長くなると、前のＴＳＰ応答信号の有効な部分が、次のＴＳＰ応答信号の始端付近に重畳してしまうことからも理解できる。

したがって、例えば、ＴＳＰのサンプリング周波数が48ｋHzで、部屋の残響時間が0.5秒であるとすると、ＴＳＰの長さＮは、24000サンプル（＝0.5秒）よりも大きくなる。そして、逆ＴＳＰ変換する場合にＦＦＴの使用を考えると、長さＮは２のべき乗となるので、Ｎ＝32768サンプルとなる。

しかも、部屋の大きさや反射物などを考慮して、残響時間がより長い再生音場を想定すると、インパルス応答の長さνが長くなるので、ＴＳＰの長さＮも長くなる。これは、測定時間の増加、ＣＰＵやＤＳＰあるいはメモリなどのリソースの増大を招くものであり、好ましいものではない。

この発明は、このような問題点を解決しようとするものである。

この発明においては、
スピーカとマイクロフォンとの間の周波数特性を測定する場合に、
Ｎ ：１つのＴＳＰ信号の長さ
ν ：上記スピーカとマイクロフォンとの間のインパルス応答の長さ
ＴN：上記ＴＳＰ信号の１つの存続期間
Ｔ1〜Ｔ(k+L)：上記期間ＴNを単位とする期間（ｋ≧１、Ｌ≧０）
とするとき、上記値Ｎを上記値νに対して
Ｎ≦ν
の関係に設定し、
上記ＴＳＰ信号を、上記期間Ｔ1〜Ｔkにわたって上記期間ＴNごとに繰り返し上記スピーカに供給し、
上記期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)における上記マイクロフォンの出力信号を、上記期間ＴNごとに加算および平均し、
この加算平均値に循環畳み込み演算をして上記スピーカとマイクロフォンとの間の周波数特性を得る
ようにした周波数特性の測定方法
とするものである。

この発明によれば、ＴＳＰ音を再生音場に連続して出力し、そのＴＳＰ応答信号の加算平均および循環型計算により音場補正用のパラメータを求めているので、測定時間を短縮できると同時に、ＣＰＵやＤＳＰあるいはメモリなどのリソースを削減できる。

〔１〕 この発明における考え方
これまでの測定方法においては、上記の文献などに記されているように、出力するＴＳＰの長さＮおよび再生音場のインパルス応答の長さνが、(5)式を満足できることを確認してからＴＳＰを作成し、測定に臨んでいる。

しかし、一般的な音場であれば、周波数応答特性およびタイムアライメント（時間遅延補正）の補正だけでも十分であり、その補正ためのパラメータを得ることができれば十分である。

そこで、この発明においては、目標を「正確なインパルス応答の算出」ではなく、「正確な音場補正用のパラメータの導出」とするものである。このことから、再生音場の残響時間よりも短いＴＳＰ、すなわち、(5)式とは逆に、
Ｎ≦ν ・・・ (6)
であるＴＳＰ音を再生音場に連続して出力し、加算平均および循環型計算により音場補正用のパラメータを求める。そして、その結果として、測定時間を短縮し、同時にＣＰＵやＤＳＰあるいはメモリなどのリソースを削減するものである。

〔２〕 周波数特性（周波数振幅特性）について
ここでは、値Ｎ、νが(6)式に示す関係であっても、適切な同期加算をすることにより必要とする周波数特性が求められることについて説明する。

〔２−１〕 ＴＳＰ応答信号について
図１は、この発明において、ＴＳＰを使用してＴＳＰ応答を測定する場合のタイミング図である。すなわち、図１Ａに示すように、4096サンプル（Ｎ＝4096）により１つのＴＳＰ信号が構成され、このＴＳＰ信号が期間Ｔ1、Ｔ2、・・・、Ｔkごとに、スピーカに繰り返し連続して供給される。なお、代表値として、ｋ＝10である（ここまでは、図１６Ａと同じ）。

したがって、マイクロフォンからは、図１６Ｂに示すように、まず、期間Ｔ1のＴＳＰ音により、そのＴＳＰ応答信号ＳR1が得られる。図１においては、１つのＴＳＰ応答信号が４つの単位期間ＴNにわたって得られる場合であり、したがって、ＴＳＰ応答信号ＳR1は、期間Ｔ1の開始時点から期間Ｔdだけ遅延して、期間Ｔ1〜Ｔ4にわたって得られる。

なお、ＴＳＰ音として出力されるＴＳＰ信号のサンプリング周波数が48ｋHzであるとすれば、単位期間ＴNは、
4096／48000≒85.3〔ms〕
であり、空気中での音速を340m/sとすると、音波の到達距離は、
340〔m/s〕×85.3〔ms〕≒29〔m〕
となる。したがって、ＡＶ再生を行う一般的な部屋であれば、Ｔd＜ＴNであり、図１に示すように、ＴＳＰ応答信号ＳR1の先頭は期間Ｔ1に位置する。

また、期間Ｔ2のＴＳＰ音により、期間Ｔ2〜Ｔ5にわたってＴＳＰ応答信号ＳR2が得られる。以下同様に、期間Ｔi（ｉ＝１〜ｋ）のＴＳＰ音により、期間Ｔi〜Ｔ(i+3)にわたってＴＳＰ応答信号ＳRiが得られる。

そこで、図１Ｂに示すように、インパルス応答信号ＳR1のうち、期間Ｔ1の信号成分を信号Ｓ1とし、期間Ｔ2の信号成分を信号Ｓ2とし、期間Ｔ3の信号成分を信号Ｓ3とし、期間Ｔ4の信号成分を信号Ｓ4とする。

すると、次のＴＳＰ応答信号ＳR2は、ＴＳＰ応答信号ＳR2と比べ、時間が単位期間ＴNだけずれているだけで、基本的に同じ信号であるから、ＴＳＰ応答信号ＳR2においては、期間Ｔ2の信号成分は信号Ｓ1となり、期間Ｔ3の信号成分は信号Ｓ2となり、期間Ｔ4の信号成分は信号Ｓ3となり、期間Ｔ5の信号成分は信号Ｓ4となる。

同様に、どのＴＳＰ応答信号ＳR1〜ＳRkも、時間が単位期間ＴNずつずれているだけで、基本的に同じであるから、どのＴＳＰ応答信号ＳRiにおいても、期間Ｔiの信号成分は信号Ｓ1となり、期間Ｔ(i+1)の信号成分は信号Ｓ2となり、期間Ｔ(i+2)の信号成分は信号Ｓ3となり、期間Ｔ(i+3)の信号成分は信号Ｓ4となる。

そして、実際には、マイクロフォンの出力信号は、信号ＳR1〜ＳRkが加算された信号となるので、図１Ｃに示すように、期間Ｔ1には信号Ｓ1が得られ、期間Ｔ2には信号（Ｓ1＋Ｓ2）が得られ、期間Ｔ3には、信号（Ｓ1＋Ｓ2＋Ｓ3）が得られ、期間Ｔ4には信号（Ｓ1＋Ｓ2＋Ｓ3＋Ｓ4）が得られる。また、同様にして、期間Ｔ5〜Ｔkには、それぞれ信号（Ｓ1＋Ｓ2＋Ｓ3＋Ｓ4）が得られる。

そして、期間Ｔ(k+1)〜Ｔ(k+3)は、ＴＳＰ音が出力されず、無音であるから、期間Ｔ(k+1)には信号（Ｓ2＋Ｓ3＋Ｓ4）が得られ、期間Ｔ(k+2)には信号（Ｓ3＋Ｓ4）が得られ、期間Ｔ(k+3)には信号Ｓ4が得られる。

したがって、期間Ｔ1〜Ｔ(k+3)のそれぞれに得られる信号を、期間ＴNを単位として区切って加算すると、図１Ｄにも示すように、
Ｓ1＋（Ｓ1＋Ｓ2）＋（Ｓ1＋Ｓ2＋Ｓ3）
＋（Ｓ1＋Ｓ2＋Ｓ3＋Ｓ4）×（ｋ−３）
＋（Ｓ2＋Ｓ3＋Ｓ4）＋（Ｓ3＋Ｓ4）＋Ｓ4
＝（Ｓ1＋Ｓ2＋Ｓ3＋Ｓ4）×ｋ
≡ｋ・ＳW ・・・ (7)
となる。

つまり、期間Ｔ1〜Ｔ(k+3)に得られる応答信号ＳR1〜ＳＲkを期間ＴNで区切って加算し、その加算結果をＴＳＰ音の出力回数ｋで除算して平均をとると、図２に示すように、１つのＴＳＰ応答信号ＳRiをＮサンプル期間ＴNで信号Ｓ1〜Ｓ4に区切り、その信号Ｓ1〜Ｓ4を加算した信号ＳWを得ることができる。

一般化して記述すれば、期間Ｔ1〜Ｔkに１つのＴＳＰ音をｋ回にわたって出力した場合、期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)に、Ｎサンプル期間ＴNごとに（ｋ＋Ｌ）回にわたって応答を測定し、その応答信号を加算平均して信号ＳWを得る。なお、値Ｌについては、詳細を後述するが、期間Ｔk後にＴＳＰ応答音を収音する無音期間の数であり、図１においては、Ｌ＝３である。

このようにして求めた信号ＳWを周波数解析したとき、周波数応答特性として十分な結果が得られるのであれば、信号ＳWを音場補正用のパラメータの導出に使用できることになる。次に、この点について検討する。なお、以下においては、このＴＳＰ応答信号ＳR1〜Ｒkを、単位期間ＴNごとに加算平均した信号ＳWを「ラップ信号ＳW」と呼び、その加算平均の処理を「ラップ処理」と呼ぶ。

〔２−２〕 インパルス応答信号およびラップ信号の特性の比較
ここでは、本来のインパルス応答信号と、ラップ信号との波形の特性について説明する。図３Ａは、1024サンプルのインパルス応答信号の波形の一例を示し、図３Ｂは、そのインパルス応答信号をＦＦＴしたときの振幅値を示す。また、図４Ａは、図３Ａのインパルス応答信号を、図１および図２の場合と同様、256サンプル（Ｎ＝256）ごとにラップ処理したときのラップ信号の波形を示し、図４Ｂは、そのラップ信号をＦＦＴしたときの振幅値を示す。なお、図３と図４とでは、横軸のピッチ（目盛り）が異なる。

そして、この図３ＢのＦＦＴ振幅値と、図４ＢのＦＦＴ振幅値とを比べると、おおよその外形の似ていることがわかる。

そこで、インパルス応答信号のＦＦＴ結果の先頭部分（図３Ｂの先頭部分）を取り出して図示すると、図５Ａのとおりであり、ラップ信号のＦＦＴ結果の先頭部分（図４Ｂの先頭部分）を取り出して図示すると、図５Ｂのとおりである。そして、この図５によれば、ラップ信号のＦＦＴ振幅値は、インパルス応答信号のＦＦＴ振幅値と、４サンプルごとに一致していることがわかる。

また、この一致を数式により解析すると、図６のとおりであり、ラップ信号の波形のＦＦＴ結果が、インパルス応答信号の波形のＦＦＴ結果の一部であることが証明される。

したがって、ラップ信号の波形をＦＦＴにより解析したときの解像度は、インパルス応答信号の波形をＦＦＴにより解析した結果よりも劣るが、解析結果の周波数軸の値は、インパルス応答信号の波形と同じ数値を求めることができる。したがって、(6)式の場合であっても、すなわち、実際の再生音場のインパルス応答が4096サンプル以上の期間にわたって続いても、ラップ信号ＳWにより正しい周波数特性を測定することができ、適切な音場補正用のパラメータを得ることができる。

〔２−３〕 値Ｌについて
〔２−２〕によれば、ＴＳＰにより周波数特性を測定する場合、値Ｌを、想定される再生音場のインパルス応答に応じた大きさに設定すれば、(6)式の状態であっても、正しい周波数特性の測定が可能である。

しかし、値Ｌをそのような大きさに設定するには、なんらかの方法により再生音場の残響時間を求めておく必要がある。この場合、値Ｌを大きくすると、数式的には問題がないが、期間Ｔ(k+1)以降の収音期間、すなわち、ＴＳＰ音が出力されていない期間が長くなり、応答が落ち着くのを待つ一方で、暗騒音によるノイズ信号を何回も加算していくことになる。さらに、値Ｌを固定値にすると、残響時間が短い音場であっても、収音時間が長くなるので、結果として測定時間の増大を招くことになる。

したがって、残響が短いと判断される音場では値Ｌを小さく、残響が長いと判断される音場では値Ｌを長くすることが、Ｓ／Ｎや測定時間の観点から見て合理的である。

また、(1)〜(4)式における変数ｍは、ＴＳＰの長さＮに関係するパラメータであるが、この値ｍは、インパルス応答の長さνにより限定されるものではない。したがって、値ｍは２に近い値とすることにより、ＴＳＰ信号の位相回転を大きくすることができ、この結果、ＴＳＰ信号の振幅を減らすことができる。このため、測定信号の利得を大きくすることができ、Ｓ／Ｎについて効率の良い測定が可能となる。

〔２−４〕 値Ｌの決定方法の例
図８および図９は、値Ｌを決定するアルゴリズムの一例を示す。これらのアルゴリズムにおいては、
A.リハーサル期間に暗騒音の大きさを測定する。
B.期間Ｔ1〜Ｔkの処理を実行する。
C.期間Ｔ(k+1)以降は、期間ＴNごとに、暗騒音の最大値あるいは平均値を基準とし、収音信号のレベルをリアルタイムでチェックする。
D.C項のチェック結果により、処理の続行あるいは終了を判断する。
ようにしている。

〔２−４−１〕 最大値を使用する場合
これは、図８のアルゴリズムの場合であり、暗騒音信号および収音信号の最大値から最後の期間Ｔ(k+3)を判断するようにした場合である。すなわち、図８に示すルーチン１００においては、周波数特性の測定が指示されると、処理がステップ１０１からスタートし、次にステップ１０２において、所定の長さの期間ＴN×Ｍ（Ｍは自然数）にわたって暗騒音を収音され、ステップ１０３において、その収音信号における最大振幅値MAX_noiseが算出される。

続いて、ステップ１０４において、図１により説明したように、期間Ｔ1〜ＴkにＴＳＰ音が出力されると同時に、期間Ｔ2〜ＴkにＴＳＰ応答音が収音され、その収音信号が期間ＴNごとに加算されて期間Ｔ2〜Ｔkおけるラップ信号ＳWが形成される。そして、ステップ１０５において、そのラップ信号ＳWにおける最大振幅値MAX_respが算出される。

次にステップ１１１において、図１に示すように、続く期間Ｔ(k+1)（Ｌ＝１）には、ＴＳＰ音は出力されないが、ＴＳＰ応答音が収音され、その収音信号の最大振幅値MAX_tail、すなわち、期間Ｔ(k+1)における最大振幅値MAX_tailが算出される。続いて、ステップ１１２において、その最大振幅値MAX_tailと、ステップ１０３により求めた暗騒音信号の最大振幅値MAX_noiseに所定の倍率α（α＞１）を乗算した積（α・MAX_noise）とが比較される。

この比較の結果、MAX_tail＞（α・MAX_noise）のときには、ＴＳＰ応答が得られたと解釈できるので、処理はステップ１１２からステップ１１４に進み、このステップ１１４において、ステップ１１１により収音された期間Ｔ(k+1)のＴＳＲ応答信号が、それまでの期間Ｔ2〜Ｔkのラップ信号ＳWに加算されるとともに平均化され、その後、処理はステップ１１１に戻る。したがって、今の場合、ラップ信号ＳWは、期間Ｔ2〜Ｔ(k+1)のＴＳＰ応答信号が加算平均された信号とされる。

そして、以後、期間Ｔ(k+2)、Ｔ(k+3)にステップ１１１〜１１４が繰り返され、したがって、ラップ信号ＳWは、期間Ｔ2〜Ｔ(k+3)のＴＳＰ応答信号が加算平均された信号とされる。

そして、期間Ｔ(k+4)になると、ＴＳＰ応答がなくなり、暗騒音だけとなるが、このとき、ステップ１１２において、MAX_tail≦（α・MAX_noise）となるので、処理はステップ１１２からステップ１１３に進み、このステップ１１３において、ステップ１１１により求めた最大振幅値MAX_tailと、ステップ１０５により求めたラップ信号ＳWの最大振幅値MAX_resp所定の倍率β（０＜β≦１、β＜α）を乗算した積（β・MAX_resp）とが比較される。

この比較の結果、MAX_tail≦（β・MAX_resp）のときには、ＴＳＰ応答が得られなかったと解釈できるので、処理はステップ１１３からステップ３００に進む。そして、この状態では、ラップ信号ＳWは、期間Ｔ2〜Ｔ(k+3)のＴＳＰ応答信号が加算平均された信号とされているので、ステップ３００以降において、そのラップ信号ＳWの周波数解析などが実行され、音場補正用のパラメータが形成される。

なお、ステップ１１３の比較の結果、MAX_tail＞（β・MAX_resp）のときには、まだ、ＴＳＰ応答が終了していないと解釈できるので、処理はステップ１１３からステップ１１４に進み、その後、ステップ１１１に戻る。つまり、ＴＳＰ応答信号の終了が、ステップ１１２および１１３の両方によりチェックされ、両方が終了したと判断したとき、そのときのラップ信号ＳWが解析されて周波数特性の補正用のパラメータに使用される。

こうして、ルーチン１００によれば、ＴＳＰ応答信号のラップ信号ＳWを適切に得ることができ、その結果、周波数特性の補正用のパラメータを形成することができる。

〔２−４−２〕 平均エネルギを使用する場合
これは、図９のアルゴリズムの場合であり、暗騒音信号および収音信号の平均エネルギ値から最後の期間Ｔ(k+3)を判断するようにした場合である。この処理は、図９に示すルーチン２００により実現されるが、このルーチン２００における処理はルーチン１００の処理と同様なので、ルーチン１００における符号を１００番台から２００番台に代えて説明は省略する。なお、ルーチン２００において、
Eng_noise：収音信号における平均エネルギ
Eng_resp ：ラップ信号ＳWにおける平均エネルギ
Eng_tail ：期間Ｔ(k+1)以降における期間ＴNごとの収音信号の平均エネルギ
である。

そして、このルーチン２００によっても、ＴＳＰ応答信号のラップ信号ＳWを適切に得ることができ、適切な周波数特性の補正用のパラメータを形成することができる。

〔２−４−３〕 補足
図１０Ａは、インパルス応答を65536サンプル期間にわたって測定した例を示す。この図からも明らかなように、想定された距離範囲内であれば、インパルス応答のエネルギは、最初の4096サンプルの期間Ｔ1（＝ＴN）に集中し、それ以降の期間では、最初の期間Ｔ1に比べ、かなり小さくなっている。

そして、ＴＳＰは、基本的には時刻を変えたインパルス列から構成されたものと考えることができるので、ＴＳＰに含まれる最初のパルスは、ＴＳＰ応答信号においては、最初の期間Ｔ1にエネルギが集中する。同様に、ＴＳＰに含まれる最後のパルスは、ＴＳＰ応答信号においては、次の4096サンプルの期間Ｔ2にエネルギが集中する。また、図１にも示すように、ｋ個のＴＳＰ応答信号ＳR1〜ＳRkを加算平均してラップ信号ＳWを形成している。

以上のことから、値ｋが大きい場合には、値Ｌがラップ信号ＳWに及ぼす影響は小さくなり、値Ｌを固定値としても、ラップ信号ＳWにおける誤差は小さくなる。したがって、例えばｋ＝32とすれば、Ｌ＝０としても、実用上、必要なラップ信号ＳWを得ることができる。そして、このとき、〔２−４−１〕および〔２−４−２〕の処理を実行する必要がなく、全体の処理を簡略化できる。

〔３〕 タイムアライメントについて
ここでは、値Ｎ、νが(6)式に示す関係の場合におけるタイムアライメントのための測定法について述べる。

〔３−１〕 インパルス応答の立ち上がり時点について
このタイムアライメントの場合、音場補正処理に必要なパラメータは、スピーカとマイクロフォンとの距離であり、この距離は時間Ｔa（遅延時間Ｔdからシステムの遅延時間Ｔsを減算した時間）に対応するので、ラップ信号ＳWからインパルス応答信号を得、その立ち上がり時点を解析することになる。

ただし、ＴＳＰ音を連続的に出力して得られたＴＳＰ応答信号（図１）に対して、ＤＦＴやＦＦＴなどの循環畳み込み処理（円状畳み込み処理）により、(3)および(4)式の逆ＴＳＰ処理を実現してインパルス応答を得た場合、それは正確なインパルス応答ではなく、ラップ処理されたインパルス応答となる。

このため、次のような問題を生じる。すなわち、上記のように、図１０Ａはインパルス応答波形の測定例を示すが、図１０Ｂは、その最初の4096サンプルの期間Ｔ1の時間軸を拡大して示す。また、図１０Ｃは、同じ条件のときのＴＳＰ応答信号を4096サンプルごとに加算平均してラップ信号ＳWとし、このラップ信号ＳWを逆ＴＳＰ変換してインパルス応答を得た場合の波形であり、図１０Ｂと同様に時間軸を拡大して示す。

そして、図１０Ｂおよび図１０Ｃにおいて、600サンプル付近の大きな振幅変化が、インパルスまたはＴＳＰにより生じた最初の立ち上がりであり、波形の先頭からこの立ち上がり部分までの期間が遅延時間Ｔdである。そして、図１０Ｂ（本来のインパルス応答信号）の場合には、波形の先頭からこの立ち上がり部分までの期間Ｔdは、暗騒音によるノイズ成分だけなので、そのレベルは十分に小さく、立ち上がり部分が明確である。

したがって、この場合には、インパルス応答信号の最大振幅値に、一定の比率ａ（例えば、ａ＝20％）を乗算してスレッショールドレベルＶTHを設定し、このスレッショールドレベルＶTHを越えた時点を波形の立ち上がり点とすることができる。

しかし、図１０Ｃ（ラップ信号ＳWを逆ＴＳＰ変換したインパルス応答信号）の場合には、最初の期間Ｔ1の信号に、期間Ｔ2以降の信号が、サンプル期間ＴN（4096サンプル期間）ごとに繰り返し加算されているので、期間Ｔdに、ＴＳＰ応答信号の期間Ｔ2以降の信号が含まれ、この結果、期間Ｔdは、ある程度の振幅となってしまい、立ち上がり部分が図１０Ｂの場合ほど明確ではなくなっている。

この結果、スレッショールドレベルＶTHを設定するとき、最大振幅値に乗算する比率ａを大きく設定すると、スレッショールドレベルＶTHが高くなり、そのだけ波形の立ち上がり点を求める時間精度が悪くなる。しかし、逆に比率ａを小さく設定すると、スレッショールドレベルＶTHが低くなり、実際の立ち上がり点よりも前の振幅変化を立ち上がり部分と誤判定する可能性が高くなってしまう。

したがって、ラップ信号ＳWを逆ＴＳＰ変換して得たインパルス応答信号の場合、そのインパルス応答信号の最大振幅値に、一定の比率を乗算してスレッショールドレベルＶTHを設定することはできない。そこで、ここでは、以下の性質を利用してスレッショールドレベルＶTHを動的に設定する。

〔３−２〕 インパルス応答の立ち上がり時点の求め方
上記のように、ラップ信号ＳWを逆ＴＳＰ変換した結果は正確なインパルス応答になっていないが、ここでは、一般的なインパルス応答の時間軸残響特性の性質を利用する。すなわち、
(A) 一般的なインパルス応答信号の波形においては、最初の立ち上がり部分およびその後の初期反射音に比べ、残響部分のエネルギは小さく、ラップ信号ＳWを逆ＴＳＰ変換して得られるインパルス応答信号の波形は、通常のインパルス応答信号の波形と比べ、波形の概形が大きく違うということはない。このことは、図１０Ｂ、Ｃの波形からも明らかであり、立ち上がりを知ることができる。
(B) ラップ信号ＳWを逆ＴＳＰ変換して得られるインパルス応答信号において、波形の先頭から立ち上がり部分までの期間Ｔdにおける信号成分は、暗騒音によるノイズ成分やラップ処理による残響成分の可能性が大きいので、その期間Ｔdにおける振幅は検出されないように、あらかじめ考慮しておくべきである。
(C) 残響部分の振幅およびエネルギは、時間の経過にしたがって、基本的にはほぼ単純減少の傾向がある。例えば、図１０Ａに示すインパルス応答波形によれば、振幅は時間軸を進むにしたがって減少している。
また、図１１に示すように（図１１の波形は、図１０Ｃの波形と同じ）、ラップ信号ＳWを逆ＴＳＰ変換して得られるインパルス応答信号においても、期間Ｔdに続く期間（最大値以降の期間）の振幅は時間とともに減少している。そして、ＴＳＰおよびＴＳＰ応答信号ＳR1〜ＳRkは、期間ＴNを単位として繰り返されているのであるから、期間Ｔdの信号部分は、図１１の右端（図１１の終端）に続くものと考えることができる。したがって、期間Ｔdの振幅も時間とともに減少しているとみなすことができる。

これら(A)〜(C)項を利用し、以下のようなアルゴリズムにより立ち上がり時点を検出するためのスレッショールドレベルＶTHを決定する。

すなわち、上記のように、期間Ｔdの信号部分は、図１１の右端に続くものと考えることができるので、期間Ｔdと、図１１の右端における所定の期間Ｔtとを、暗騒音レベルを検出するための検出期間Ｔxとする。なお、期間Ｔtは、遅延期間Ｔdが短い場合であっても必要な長さの検出期間Ｔxとするためのものである。

そして、図１２は、スレッショールドレベルＶTHを決定するための特性図の一例を示し、横軸は検出期間Ｔxにおけるインパルス応答信号（ＴＳＰ応答信号に逆ＴＳＰ変換を行った信号）の最大振幅値Ｄx_max、縦軸はスレッショールドレベルＶTHを示す。なお、縦軸において、最大値ＳR_maxは、インパルス応答信号における最大振幅値であり、立ち上がり部分の振幅値である。

そして、この特性図においては、
(D) 区間Ａ（Ｄx_max≦ＳR_max・2.5％）のとき、
ＶTH＝ＳR_max・５％
とする。
(E) 区間Ｂ（ＳR_max・2.5％＜Ｄx_max≦ＳR_max・５％）のとき、
ＶTH＝ＳR_max・５％からＳR_max・20％
とする。
(F) 区間Ｃ（ＳR_max・５％＜Ｄx_max≦ＳR_max・7.5％）のとき、
ＶTH＝ＳR_max・20％からＳR_max・80％
とする。
(G) 区間Ｄ（ＳR_max・7.5％＜Ｄx_max）のとき、
ＶTH＝ＳR_max・80％
とする。

ここで、区間Ａにおいては、固定の比率５％によりスレッショールドレベルＶTHを設定し、最大振幅値Ｄx_maxと連動させていない。このように固定の比率とするのは、再生音場はノイズを潜在的に内包するとともに、統計的に見てそのノイズレベルがある一定量を越えないとみなせるからである。また、区間Ｄにおいては、最大値に近い80％をスレッショールドレベルＶTHとし、区間Ｂ、Ｃでは、区間Ａと区間Ｄとの間を移行するために、２段階の傾斜としている。

そして、このようにスレッショールドレベルＶTHを、検出期間Ｔxのノイズレベルに対応して動的に変化させているので、実際の立ち上がり点よりも前の振幅変化を立ち上がり部分と誤判定する可能性を抑えることができる。

〔４〕 システムの構成
図１３は、この発明を適用した音場補正装置の一例を示し、この例においては、音場補正装置を既存のマルチチャンネルＡＶ再生装置に対してアダプタ形式に構成した場合である。

〔４−１〕 ＡＶ再生装置の例
図１３において、対象となるＡＶ再生装置は、ＡＶ信号の信号源１１、ディスプレイ１２、デジタルアンプ１３、スピーカ１４Ｃ〜１４ＲBから構成されている。この場合、信号源１１は、ＤＶＤプレーヤや衛星放送のチューナなどである。そして、この例においては、信号源１１の出力はＤＶＩ形式とされ、ビデオ信号ＤVがデジタル信号の状態で出力されるとともに、７チャンネル分のデジタルオーディオ信号が１つのシリアル信号ＤAにエンコードされた状態で出力される。

また、ディスプレイ１２はその入力がＤＶＩ形式とされ、本来ならば、信号源１１から出力されるデジタルビデオ信号ＤVをそのまま入力できるものである。さらに、デジタルアンプ１３は、この例においては、マルチチャンネルのデコーダを有するとともに、いわゆるＤ級アンプの構成とされている。すなわち、このアンプ１３も、本来ならば信号源１１から出力されるデジタルオーディオ信号ＤAをそのまま入力できるものであり、その信号ＤAを各チャンネルの信号に分離（デコード）するとともに、その各チャンネルの信号をＤ級パワー増幅して各チャンネルのアナログオーディオ信号を出力するものである。

このアンプ１３から出力されたオーディオ信号が、各チャンネルのスピーカ１４Ｃ〜１４ＲBにそれぞれ供給される。なお、スピーカ１４Ｃ〜１４ＲBは、リスナの中央前方、左前方、右前方、左側方、右側方、左後方および右後方にそれぞれ配置されているものである。

〔４−２〕 音場補正装置
〔４−２−１〕 音場補正装置の構成例
図１３において、符号２０が、この発明を適用した音場補正装置を示す。この音場補正装置２０は、信号源１１と、ディスプレイ１２およびアンプ１３との間の信号ラインに接続されるものである。そして、信号源１１から出力されたデジタルビデオ信号ＤVは、遅延回路２１を通じてディスプレイ１２に供給される。遅延回路２１は、デジタルオーディオ信号ＤAが音場補正処理のために遅延するので、その遅延に見合った時間だけデジタルビデオ信号ＤVを遅延させて画像と再生音とを同期させる、いわゆるリップシンクを取るためのものであり、フィールドメモリなどにより構成される。

さらに、音場補正装置２０においては、信号源１１から出力されたデジタルオーディオ信号ＤAが、デコーダ回路２２に供給されて各チャンネルのデジタルオーディオ信号ＤC〜ＤRBに分離され、その分離結果のオーディオ信号のうち、センタチャンネルのオーディオ信号ＤCが、センタチャンネルの補正回路２３Ｃに供給される。この補正回路２３Ｃは、イコライザ回路２３１およびスイッチ回路２３２により構成され、デコーダ回路２２からのオーディオ信号ＤCがイコライザ回路２３１を通じてスイッチ回路２３２に供給される。

この場合、イコライザ回路２３１は、例えばＤＳＰにより構成され、これに供給されたオーディオ信号ＤCの遅延特性、周波数特性、位相特性、レベルなどを制御することにより、信号ＤCに対して音場補正の処理を行うものである。また、スイッチ回路２３２は、通常の視聴時には図の状態に接続され、音場補正のための測定・解析時には図とは逆の状態に接続されるものである。したがって、通常の視聴時には、イコライザ回路２３１からの音場補正されたオーディオ信号ＤCがスイッチ回路２３２から出力される。このオーディオ信号ＤCはエンコーダ回路２４に供給される。

さらに、デコーダ回路２２により分離された残るチャンネルのオーディオ信号ＤL〜ＤRBが、補正回路２３Ｌ〜２３ＲBを通じてエンコーダ回路２４に供給される。このとき、補正回路２３Ｌ〜２３ＲBは、補正回路２３Ｃと同様に構成されているものであり、したがって、通常の視聴時には、音場補正されたオーディオ信号ＤL〜ＤRBが補正回路２３Ｌ〜２３ＲBから出力され、エンコーダ回路２４に供給される。

そして、エンコーダ回路２４において、これに供給された各チャンネルのオーディオ信号ＤC〜ＤRBが１つのシリアル信号ＤSに合成され、この信号ＤSがデジタルアンプ１３に供給される。したがって、通常の視聴時には、信号源１１から出力されたオーディオ信号ＤAが補正回路２３Ｃ〜２３ＲBにより音場補正されてスピーカ１４Ｃ〜１４ＲBに供給されることになる。この結果、スピーカ１４Ｃ〜１４ＲBから出力される音は、そのスピーカを配置した環境に適した状態に音場補正された再生音となる。

さらに、ＴＳＰ信号を形成するＴＳＰ信号形成回路３１が設けられる。このＴＳＰ信号形成回路３１は、ＴＳＰ信号がデジタルデータの状態で書き込まれたメモリと、その読み出し回路とから構成され、制御回路３５の制御にしたがって、期間Ｔ1〜Ｔkにわたって単位期間ＴNごとにＴＳＰ信号を形成して出力するものである。この出力されたＴＳＰ信号は、補正回路２３Ｃ〜２３ＲBのスイッチ回路２３２〜２３２に供給される。

また、再生音場の音響的な状況の測定時、ＴＳＰ音を収音するため、マイクロフォン１５がリスナの位置に設けられる。この場合、マイクロフォン１５はその振動板が水平面内となるように配置され、水平面内における指向特性が無指向性とされ、すなわち、スピーカの配置方向によらず感度が一定とされる。

そして、マイクロフォン１５の出力信号ＳRiが、マイクアンプ３２を通じてＡ／Ｄコンバータ回路３３に供給されてサンプリング周波数が例えば48ｋHzのデジタル信号ＳRiにＡ／Ｄ変換され、この信号ＳRiが解析回路３４に供給される。

この解析回路３４はメモリ３４１およびＤＳＰ３４２により構成される。そして、メモリ３４１には、ＤＳＰ３４２により、ＴＳＰ音の出力の開始と同時に、出力信号ＳRiが、期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)にわたって、単位期間ＴN（例えば4096サンプル期間）ごとに、累積されていくとともに、平均化される。したがって、期間Ｔ(k+L)を終了すると、メモリ３４１には、ラップ信号ＳWが得られる。

そこで、このラップ信号ＳWが、ＤＳＰ３４２により〔１−２〕において説明した方法により解析され、その解析結果が制御回路３５に供給される。この制御回路３５は、マイクロコンピュータにより構成され、ＴＳＰ信号形成回路３１のＴＳＰ信号の形成の制御、およびスイッチ回路２３２〜２３２の切り換え制御を行うとともに、解析回路３４の解析結果にしたがって、補正回路２３Ｃ〜２３ＲBのイコライザ回路２３１〜２３１を設定するものである。

なお、制御回路３５には、ユーザインターフェイスとして、各種の操作スイッチ３６が接続されるとともに、解析結果などを表示する表示素子、例えばＬＣＤパネル３７が接続される。

〔４−２−２〕 音場補正装置２０の解析時の動作
操作スイッチ３６のうちの設定スイッチを操作すると、制御回路３５により補正回路２３Ｃ〜２３ＲBのスイッチ回路２３２〜２３２が図とは逆の状態に接続される。また、制御回路３５によりＴＳＰ信号形成回路３１が制御され、補正回路２３Ｃのスイッチ回路２３２にＴＳＰ信号が供給される。したがって、スピーカ１４Ｃからは、期間Ｔ1〜ＴkにわたってＴＳＰ音が出力され、このとき、他のチャンネルのスピーカは無音とされる。

そして、このとき、スピーカ１４Ｃから出力されたＴＳＰ音がマイクロフォン１５により収音される。また、制御回路３５により解析回路３４が制御されて解析の処理が開始される。そして、この解析によりスピーカ１４Ｃからマイクロフォン１５までの距離や周波数特性などが算出され、この解析結果が制御回路３５に供給され、制御回路３５によりその解析結果にしたがってイコライザ回路２３１の音場補正が設定され、その後、スイッチ回路２３２が図の状態に接続され、信号ＤCのチャンネルについての音場補正の処理を終了する。また、以後、他のチャンネルについても同様に音場補正の設定が実行される。

したがって、通常の視聴時には、信号源１１から出力されたオーディオ信号ＤAが補正回路２３Ｃ〜２３ＲBにより音場補正されてスピーカ１４Ｃ〜１４ＲBに供給されることになるので、スピーカ１４Ｃ〜１４ＲBから出力される音は、そのスピーカを配置した環境に適した状態に音場補正された再生音となる。

〔５〕 その他
〔３〕において、区間Ａ〜Ｄの区切りとなる値（0.025、0.05、0.075）およびスレッショールドレベルＶTHが区切られる値（５％、20％、80％）は、それぞれ上記とは別の値とすることができる。また、最大振幅値Ｄx_maxは、検出期間Ｔxにおける瞬時値を自乗した値や絶対値などとすることもできる。さらに、図１２の特性は折れ線であるが、曲線状の関数特性とすることもできる。つまり、検出期間Ｔxにおけるデータ（最大値、平均エネルギなど）をキーとして、スレッショールドレベルＶTHを設定できるものであればよい。

さらに、実際に運用する場合には、正確性を求めるために、スレッショールドレベルＶTHを２段階とすることもできる。例えば、まず、高めのスレッショールドレベルＶTHHを基準とし、上記の方法により時間の経過方向にレベル判定を実行していき、仮の立ち上がり点を求める。次に、その仮の立ち上がり点から時間をさかのぼった方向にレベル判定を実行していき、スレッショールドレベルＶTHL（ＶTHL＜ＶTHH）を下回った点を正式な立ち上がり点とする。あるいは仮立ち上がり点から所定のサンプル値分だけ、同様に逆方向にレベル判定を実行していき、一番近い値を与えた時点を正式な立ち上がり点とするなどが考えられる。

また、ラップ信号ＳWあるいはこれを逆ＴＳＰ変換して得たインパルス信号に対して、ノイズや波形過剰変動の影響を減らすためのフィルタリング処理をしてから解析をすることもできる。

〔略語の一覧〕
Ａ／Ｄ：Analog to Digital
ＡＶ ：Audio and Visual
ＣＰＵ：Central Processing Unit
ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform
ＤＳＰ：Digital Signal Processor
ＤＶＩ：Digital Visual Interface
ＦＦＴ：Fast Fourier Transform
ＬＣＤ：Liquid Crystal Display
Ｓ／Ｎ：Signal to Noise ratio
ＴＳＰ：Time Stretched Pulse

この発明を説明するためのタイミング図である。 この発明を説明するための図である。 この発明を説明するための波形図である。 この発明を説明するための波形図である。 この発明を説明するための波形図である。 この発明を説明するための図である。 この発明を説明するための図である。 この発明における信号処理方法の一形態を示すフローチャートである。 この発明における信号処理方法の他の形態を示すフローチャートである。 この発明を説明するための波形図である。 この発明を説明するための波形図である。 この発明を説明するための特性図である。 この発明の一形態を示す系統図である。 ＴＳＰ信号を説明するための波形図である。 ＴＳＰ信号を説明するための図である。 ＴＳＰ信号を説明するための波形図である。

符号の説明

１１…信号源、１２…ディスプレイ、１４Ｃ〜１４ＲB…スピーカ、１５…マイクロフォン、２０…音場補正装置、２２…デコーダ回路、２３Ｃ〜２３ＲB…補正回路、２４…エンコーダ回路、３１…ＴＳＰ信号形成回路、３４…解析回路、３５…制御回路、３７…表示手段、２３１…イコライザ回路

Claims (6)

1. スピーカとマイクロフォンとの間の周波数特性を測定する場合に、
   Ｎ ：１つのＴＳＰ信号の長さ
   ν ：上記スピーカとマイクロフォンとの間のインパルス応答の長さ
   ＴN：上記ＴＳＰ信号の１つの存続期間
   Ｔ1〜Ｔ(k+L)：上記期間ＴNを単位とする期間（ｋ≧１、Ｌ≧０）
   とするとき、上記値Ｎを上記値νに対して
   Ｎ≦ν
   の関係に設定し、
   上記ＴＳＰ信号を、上記期間Ｔ1〜Ｔkにわたって上記期間ＴNごとに繰り返し上記スピーカに供給し、
   上記期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)における上記マイクロフォンの出力信号を、上記期間ＴNごとに加算および平均し、
   この加算平均値に循環畳み込み演算をして上記スピーカとマイクロフォンとの間の周波数特性を得る
   ようにした周波数特性の測定方法。
2. 請求項１に記載の周波数特性の測定方法において、
   上記循環畳み込み演算がＦＦＴあるいはＤＦＴである
   ようにした周波数特性の測定方法。
3. 請求項２に記載の周波数特性の測定方法において、
   上記期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)のうちの期間Ｔ(k+1)〜Ｔ(k+L)に、上記マイクロフォンの出力信号のレベルをリアルタイムでチェックし、
   このマイクロフォンの出力信号のレベルが、暗騒音のレベルに対して所定のレベル以下となったとき、上記期間ＴNごとの加算および平均を終了する
   ようにした周波数特性の測定方法。
4. スピーカとマイクロフォンとの間のインパルス応答の立ち上がり時点を測定する場合に、
   Ｎ ：１つのＴＳＰ信号の長さ
   ν ：上記スピーカとマイクロフォンとの間のインパルス応答の長さ
   ＴN：上記ＴＳＰ信号の１つの存続期間
   Ｔ1〜Ｔ(k+L)：上記期間ＴNを単位とする期間（ｋ≧１、Ｌ≧０）
   とするとき、上記値Ｎを上記値νに対して
   Ｎ≦ν
   の関係に設定し、
   上記ＴＳＰ信号を、上記期間Ｔ1〜Ｔkにわたって上記期間ＴNごとに繰り返し上記スピーカに供給し、
   上記期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)における上記マイクロフォンの出力信号を、上記期間ＴNごとに加算および平均し、
   この加算平均値から上記スピーカとマイクロフォンとの間のインパルス応答信号を求め、
   このインパルス応答信号のうち、最大値となる時点より前の時点の振幅値あるいはエネルギ値を参照して上記インパルス応答の立ち上がり時点を得る
   ようにしたインパルス応答の立ち上がり時点の測定方法。
5. 請求項４に記載のインパルス応答の立ち上がり時点の測定方法において、
   上記得られた立ち上がり時点を仮の立ち上がり時点とし、
   上記インパルス応答信号のうち、上記仮の立ち上がり時点からさかのぼって最初に上記仮の立ち上がり時点における振幅値よりも小さい所定の振幅値となった部分を、上記インパルス応答信号の立ち上がり時点とする
   ようにしたインパルス応答の立ち上がり時点の測定方法。
6. スピーカとマイクロフォンとの間の周波数特性を測定して音場補正処理を実行する音場補正装置において、
   Ｎ ：１つのＴＳＰ信号の長さ
   ν ：上記スピーカとマイクロフォンとの間のインパルス応答の長さ
   ＴN：上記ＴＳＰ信号の１つの存続期間
   Ｔ1〜Ｔ(k+L)：上記期間ＴNを単位とする期間（ｋ≧１、Ｌ≧０）
   とするとき、上記値Ｎを上記値νに対して
   Ｎ≦ν
   の関係となる上記期間ＴNごとに、上記ＴＳＰ信号を、上記期間Ｔ1〜Ｔkにわたって繰り返し生成する信号形成回路と、
   入力オーディオ信号および上記信号形成回路からのＴＳＰ信号の一方の信号を選択してスピーカに出力する出力回路と、
   上記スピーカから出力されるＴＳＰ音をマイクロフォンにより収音したとき、このマイクロフォンの出力信号を解析して上記スピーカからマイクロフォンまでの周波数特性を算出する解析回路と、
   この解析回路により算出された周波数特性に基づいて、上記入力オーディオ信号に周波数特性の補正処理を行う音場補正回路と
   を有し、
   上記解析回路における上記解析が、
   上記期間Ｔ1〜Ｔ(k+L)における上記マイクロフォンの出力信号を、上記期間ＴNごとに加算して平均し、
   この加算平均値に循環畳み込み演算をして上記スピーカとマイクロフォンとの間の周波数特性を得る処理
   であるようにした音場補正装置。

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