JP2007096938A

JP2007096938A - 非線形歪等化回路

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Publication number: JP2007096938A
Application number: JP2005285343A
Authority: JP
Inventors: Takanori Horiai; 孝宣堀合; Takashi Enoki; 貴志榎
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-09-29
Filing date: 2005-09-29
Publication date: 2007-04-12

Abstract

【課題】従来構成の非線形歪等化回路を２次元拡散及びインタリーブに対応させるための具現化方法を提供する。
【解決手段】シンボル選択回路１０２が、２次元拡散された１フレーム内のＯＦＤＭ受信信号を一度蓄積した後、まず、パイロットシンボルのみを後段の非線形歪補償用複素信号変換回路１０３に送信する。そして、伝送路特性の算出が終了した後、データシンボルについて時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル毎のシンボルデータを分割し、前回の分割データによって係数算出回路１０９で歪補償用係数が算出されたタイミングで、時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル分のデータを回線補償回路１１２へ送信する。また、誤差と乗算するための回線推定値は、周波数方向拡散率毎に平均化し、データと同じパターンでインタリーブを行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、２次元拡散・逆拡散及びインタリーブに対応した非線形歪等化回路に関し、特に、移動体通信等のデジタル無線伝送システムおいて送信系あるいは受信系で発生する非線形歪を受信側で補償する非線形歪等化回路に関する。

従来、この種の非線形歪等化回路として、同期キャリアで変調されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重方式）のベースバンド信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、この非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリェ変換）するＦＦＴ回路と、このＦＦＴ回路の出力の同期復調を行う同期復調回路と、この同期復調回路の出力と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回路と、この誤差算出回路の出力する誤差信号を用いて、非線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を更新する非線形歪補償用係数更新回路とを備えた構成のものが知られている（例えば、特許文献１参照）。このような構成によれば、複素信号に含まれる非線形歪を適正に補償することができる。

また、現在のブロードバンド無線アクセス化に伴い、主にセルラシステム向けにマルチパス干渉の影響を低減しつつ、拡散及びチャネル符号化されたシンボルを全サブキャリア帯域に渡ってマッピングすることにより、周波数ダイバーシチ効果が得られるようになっている。これにより、他の無線アクセス方式に対して大容量化が可能であり、かつ、ＯＦＣＤＭ（Orthogonal Frequency Code Division Multiplexing：直交周波数・符号分割多重）の時間及び周波数領域における拡散率を、セル構成、伝搬条件、チャネル負荷、及び無線パラメータ等に応じて適応的に可変させる大容量セルラー方式のＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。
特開２００３−２５８６８５号公報（第１１６頁、図９７）ＮＴＴＤｏＣｏＭｏテクニカル・ジャーナルＶｏｌ.１Ｎｏ．２（第１６〜１７頁）

図１５は、従来の非線形歪等化回路の構成を示すブロック図である。すなわち、この図は、前記の特許文献１に記載された非線形歪等化回路であって、ＯＦＤＭに関して示される構成を簡略化したブロック図である。図１５に示すように、特許文献１の技術では、１ＯＦＤＭシンボル単位で連続して処理を行う構成となっている。一方、前記の非特許文献１に示すような大容量セルラー方式ではＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式が採用されている。ところが、前記の特許文献１の技術では、ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式で行われているような、２次元拡散のように複数のＯＦＤＭシンボルを利用して復調処理を行い、かつ拡散率が自由に可変できるようなシステムに対しては、柔軟に対応できる非線形歪補償方法は示されていない。

また、逆に、ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式において特許文献１に記載された非線形歪等化回路を採用することを考えた場合、ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式では１フレーム内のデータを一つの行列として一括的に、ＦＦＴ、デスクランブリング、及び逆拡散等の処理を行うため、同じフレーム内のＯＦＤＭシンボルから算出された歪補償係数を同一フレーム内のＯＦＤＭシンボルに反映させることができない。したがって、ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式は１ＯＦＤＭシンボル単位で連続して処理を行っている特許文献１に示される構成に対しては利用することができない。

また、特許文献１に記載された非線形歪等化回路は、セルラー方式適用の際は通信の移動性が増加するのでバースト誤りが発生する可能性が増大する。このようにバースト誤りが起こることで誤り訂正符号が利用できなくなり、結果的に通信品質が大きく劣化する。そのような通信品質の劣化を防ぐ技術として、非線形歪等化回路内においてシンボルインタリーブ回路の挿入が必要となる。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、特許文献１に示すような１ＯＦＤＭシンボル単位で連続して処理を行うシステムを大容量セルラー方式に適用させるために、ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式及びシンボルインタリーブに適用できる非線形歪等化回路を具現化することを目的とする。

本発明の非線形歪等化回路は、ベースバンド入力信号が２次元拡散された１フレーム内のＯＦＤＭ受信信号を蓄積した後に最初にパイロットシンボルのみを後段に送信し、伝送路特性の算出が終了した後にデータシンボルについて時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル毎にシンボルデータを分割し、前回の分割データによって係数算出回路で歪補償用係数が算出されたタイミングに基づいて、時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル分のデータを後段に送信するシンボル選択回路と、ＯＦＤＭ受信信号を２分配し、一方の信号を複素３乗する複素３乗回路を含み、その複素３乗回路の出力信号に係数を乗じた出力をベースバンド入力信号から分岐したもう一方の信号に加えることにより、非線形歪を補償する非線形歪補償用複素信号変換回路と、非線形歪補償用複素信号変換回路の出力信号をＯＦＤＭ復調するためのＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路と、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路の出力信号の線形歪を除去するための回線補償回路と、回線補償回路の出力値に対して任意の１コードのみを選択して逆拡散処理を行う第１の逆拡散回路と、第１の逆拡散回路の出力データを任意のパターンでシンボル入替えを行う第１のデインタリーバと、第１のデインタリーバの出力と判別点d(n)との誤差を算出する誤差算出回路を有する第１のコード処理回路と、他のコードに対応する逆拡散処理を行う第２から第Ｋの逆拡散回路及び第２から第Ｋのデインタリーバ及び第２から第Ｋのスライサを並列に配置した第２のコード処理回路と、第１のコード処理回路と第２のコード処理回路の出力データをシリアル化するパラレル/シリアル変換回路とを備える構成を採っている。

また、本発明の非線形歪等化回路は、前記発明の構成に加えて、さらに、複素３乗回路の出力信号が分岐され出力のＦＦＴ処理を行う３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路と、回線補償回路で算出された伝送路特性で除算し、かつ第１の逆拡散回路と同一のコードで逆拡散処理し、さらに第１のコード処理回路と同一のパターンでデータの入替えを行うことにより３次歪レプリカ復調信号を算出するレプリカ側デインタリーバと、誤差算出回路で算出された誤差信号、回線補償回路で算出された伝送路特性、及び周波数方向拡散率ＦＦＴシンボル毎に平均化及びインタリーブして２乗した信号を乗じて生成された線形／非線形歪誤差信号についてタイミング調整を行う遅延回路とを備え、係数算出回路が、遅延回路によるタイミング調整を行った後に、非線形歪補償用複素信号変換回路の係数を更新するための歪補償用係数を算出するように構成されている。

また、本発明の非線形歪等化回路は、前記発明の構成に加えて、第１のコード処理回路に存在する第１のデインタリーバ及びレプリカ側デインタリーバを除去し、第２のコード処理回路内の第２から第Ｋのデインタリーバを第１から第Ｋのデインタリーバに、第２から第Ｋのスライサを第１から第Ｋのスライサにそれぞれ置き換え、第１のコード処理回路内の第１の逆拡散回路の出力は、第２のコード処理回路内の第１のスライサと第１のコード処理回路内の誤差算出回路に分岐させ、線形／非線形歪誤差信号は、誤差算出回路で算出された誤差信号と回線補償回路で算出された伝送路特性を周波数方向拡散率ＦＦＴシンボル毎に平均化して２乗した信号を乗じて生成される構成を採っている。

本発明の非線形歪等化回路によれば、２次元拡散を含むシステムにおいて、３次歪補償係数a₃(n)が同一フレーム内あるいはフレームをまたがった場合でも、数ＯＦＤＭシンボル後に係数を反映させることができる。これにより、効果的に歪補償を行うことができると共に係数更新時間の短縮化を図ることができ、かつインタリーブ機能を有効に実現させることもできる。したがって、従来方式の非線形歪等化回路を、セル構成、伝搬条件、チャネル負荷、無線パラメータ等に応じて適応的に可変させるＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式に適用させることが可能となる。

また、本発明の非線形歪等化回路によれば、第１の逆拡散回路と第２から第Ｋの逆拡散回路で使用されるコードを自由に入れ替えることができるので、回線状態に応じて最適な補償条件を設定することができる。さらに、レプリカ処理部および第１のコード処理回路からインタリーブ機能を除去した構成にしても同等の機能を維持することができるので、結果的に、非線形歪等化回路の回路規模をさらに縮小化することが可能となる。

〈発明の概要〉
本発明の非線形歪等化回路は、２次元拡散された１フレーム内のＯＦＤＭ受信信号を一度蓄積した後、まず、パイロットシンボルのみを後段に送信する。そして、伝送路特性の算出が終了した後に、データシンボルについて時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル毎にシンボルデータを分割し、前回の分割データによって係数算出回路で歪補償用係数が算出されたタイミングで、時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル分のデータを歪補償回路に送信する。また、誤差と乗算するための回線推定値は周波数方向拡散率毎に平均化し、データと同じパターンでインタリーブを行う。これによって、歪補償を効果的に行うことができると共に係数更新時間の短縮化を図ることができる。さらに、非線形歪等化回路の回路規模の縮小化を図ることができる。

以下、図面を用いて、本発明における非線形歪等化回路の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。

〈実施の形態１〉
図１は本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路の構成を示すブロック図である。図１において、非線形歪等化回路は、シンボル選択回路１０２、非線形歪補償用複素信号変換回路１０３、メイン処理部１１５、レプリカ処理部１１６、受信信号処理部１１７、誤り訂正部１１８及び係数更新部１５５を備えた構成となっている。

また、非線形歪補償用複素信号変換回路１０３は、複素３乗回路１０６、加算器１０７、及び第１の乗算器１０８を備えている。メイン処理部１１５は、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１１０、デスクランブル回路１１１、伝送路特性算出回路１１３と第１の除算器１１４を有する回線補償回路１１２、第１のコード処理回路１１９、第２から第Ｋの逆拡散回路１２１と第２から第Ｋのデインタリーバ１２２と第２から第Ｋのスライサ１２３を有する第２のコード処理回路１２０、パラレル／シリアル変換回路１２４、及び制御信号生成回路１４７を備えている。第１のコード処理回路１１９は、第１の逆拡散回路１２５、第１のデインタリーバ１２６、第１のスライサ１２８と減算器１２９を有する誤差算出回路１２７、伝送路特性平均値算出回路１３１、及び伝送路特性用デインタリーバ１３３を備えている。

レプリカ処理部１１６は、３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１３７、第４の乗算器１３８、第２の除算器１３９、第５の乗算器１４０、平均値算出回路１４１、レプリカ側デインタリーバ１４２、及びレプリカ側遅延回路１４４を備えている。係数更新部１５５は、第２の乗算器１３５、第３の乗算器１３６、誤差算出側遅延回路１４５、及び係数算出回路１０９を備えている。係数更新部１５５は、係数算出回路１０９、誤差算出側遅延回路１４５、第２の乗算器１３５、及び第３の乗算器１３６を備えている。

なお、１０１はベースバンド入力信号、１０４は伝送路特性Ｈ（ｋ）、１０５は３次歪補償係数a₃(n)、１３０は線形／非線形歪誤差信号、１３２は伝送路特性を周波数方向拡散率サブキャリア毎に平均化した伝送路特性H_m(k')、１３４は第１のデインタリーバ１２６と同じインタリーブパターンでシンボルを入れ替えた伝送路特性H_i(k')、１４３は３次歪レプリカ復調信号、１４６は受信信号から取り出した制御情報、１４８は第１のコード用の制御信号、１４９は第２から第Ｋのコード用の制御信号、１５０はパラレル-シリアル変換情報用の制御信号、１５１は伝送路特性算出回路からシンボル選択回路へ送信される制御信号、１５２は係数算出回路からシンボル選択回路へ送信される制御信号である。

本発明の実施の形態１に係る非線形歪等化回路は次のような構成によって実現することができる。すなわち、非線形歪等化回路は、ベースバンド入力信号１０１が２次元拡散された１フレーム内のＯＦＤＭ受信信号を蓄積した後に最初にパイロットシンボルのみを後段に送信し、伝送路特性の算出が終了した後にデータシンボルについて時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル毎にシンボルデータを分割し、前回の分割データによって係数算出回路１０９で歪補償用係数が算出されたタイミングに基づいて、前記時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル分のデータを後段に送信するシンボル選択回路１０２と、ＯＦＤＭ受信信号を２分配し、一方の信号を複素３乗する複素３乗回路１０６を含み、その複素３乗回路１０６の出力信号に係数を乗じた出力をベースバンド入力信号１０１から分岐したもう一方の信号に加えることにより、非線形歪を補償する非線形歪補償用複素信号変換回路１０３と、非線形歪補償用複素信号変換回路１０３の出力信号をＯＦＤＭ復調するためのＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１１０と、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１１０の出力信号の線形歪を除去するための回線補償回路１１２と、回線補償回路１１２の出力値に対して任意の１コードのみを選択して逆拡散処理を行う第１の逆拡散回路１２５と、第１の逆拡散回路１２５の出力データを任意のパターンでシンボル入替えを行う第１のデインタリーバ１２６と、第１のデインタリーバ１２６の出力と判別点d(n)との誤差を算出する誤差算出回路１２７を有する第１のコード処理回路１１９と、他のコードに対応する逆拡散処理を行う第２から第Ｋの逆拡散回路１２１及び第２から第Ｋのデインタリーバ１２２及び第２から第Ｋのスライサ１２３を並列に配置した第２のコード処理回路１２０と、第１のコード処理回路１１９と第２のコード処理回路１２０の出力データをシリアル化するパラレル／シリアル変換回路１２４と、複素３乗回路１０６の出力信号が分岐され出力のＦＦＴ処理を行う３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１３７と、回線補償回路１１２で算出された伝送路特性で除算し、かつ第１の逆拡散回路１２５と同一のコードで逆拡散処理し、さらに第１のコード処理回路１１９と同一のパターンでデータの入替えを行うことにより３次歪レプリカ復調信号を算出するレプリカ側デインタリーバ１４２と、誤差算出回路１２７で算出された誤差信号、回線補償回路１１２で算出された伝送路特性、及び周波数方向拡散率ＦＦＴシンボル毎に平均化及びインタリーブして２乗した信号を乗じて生成された線形／非線形歪誤差信号についてタイミング調整を行うレプリカ側遅延回路１４４及び誤差算出側遅延回路１４５とを備え、係数算出回路１０９が、レプリカ側遅延回路１４４及び誤差算出側遅延回路１４５によるタイミング調整を行った後に、非線形歪補償用複素信号変換回路１０３の係数を更新するための歪補償用係数を算出するように構成されている。

なお、第１の逆拡散回路１２５と第２から第Ｋの逆拡散回路１２１で使用されるコードは、切替え制御手段を用いて自由に入れ替えられるように構成されている。

図２〜図９及び図１１〜図１３は、図１に示すブロックの各部の動作を示すシンボル構成図である。さらに詳しく述べると、図２は非線形歪等化回路の動作を示すベースバンド入力信号のフレーム構成図、図３はシンボル選択回路１０２の動作を示すシンボル構成図、図４は非線形歪補償用複素信号変換回路１０３の動作を示すシンボル構成図、図５はＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１１０及びデスクランブリング部１１１の動作を示すシンボル構成図、図６は伝送路特性算出回路１１３の動作を示すシンボル構成図、図７は回線補償回路１１２の動作を示すシンボル構成図、図８は第１の逆拡散回路１２５の動作を示すシンボル構成図、図９は第１のデインタリーバ１２６の動作を示すシンボル構成図である。また、図１１は誤差算出回路１２７の動作を示すシンボル構成図、図１２は誤差算出回路１２７の誤差ベクトル成分と伝送路特性のシンボル構成図、図１３は線形／非線形歪誤差信号１３０の算出までのシンボル構成図である。

図２〜図９及び図１１〜図１３において、２０１はベースバンド入力信号１０１のフレーム構成、２０２は時間（ＯＦＤＭシンボル）方向、２０３は周波数（サブキャリア）方向、２０４はデータチャネル、２０５はパイロットシンボル、２０６は時間方向拡散率、２０７は周波数方向拡散率、２０８はループ０における３次歪補償係数a₃(p)、２０９は非線形歪補償されたパイロットシンボル、２１０はＦＦＴ・デスクランブリング後のパイロットシンボル、２１１はループ０で算出された伝送路特性、２１２はループ１における３次歪補償係数a₃(n)、２１３はループ１における非線形歪補償された後のデータシンボル、２１４はループ1におけるＦＦＴ・デスクランブリング後のデータシンボル、２１５はループ１における回線補償後のデータシンボル、２１６はループ１における第１の逆拡散回路出力のデータシンボル、２１７はループ１における第１のデインタリーバ出力のデータシンボル、２１８はループ１における誤差ベクトル成分、２１９はループ１における判別点d(n)、２２０はループ０における伝送路特性を周波数方向拡散率サブキャリア毎に平均化した伝送路特性H_m(k')、２２１はH_m(k')を第１のデインタリーバと同じインタリーブパターンでデインタリーブした伝送路特性H_i(k')である。

また、図１０は、本発明の実施の形態１における誤差算出回路の動作を示すＩＱ平面図である。図１０において、３０１は復調シンボルq(n)、３０２は判別点として取り得るシンボル、３０３は判別点d(n)、３０４は誤差ベクトル成分である。

以下、図１〜図１３を用いて実施の形態１における非線形歪等化回路の動作を説明する。図１におけるベースバンド入力信号１０１は送信系あるいは受信系で増幅器あるいはミキサ等で非線形歪が加えられた信号が直交復調及びＡ／Ｄ変換されたものである。このときの信号のフレーム構成として、例えば、図２に示すようなベースバンド入力信号１０１の受信データフレーム構成２０１の形態を考える。ベースバンド入力信号１０１は、図２の時間（ＯＦＤＭシンボル）方向２０２及び周波数（サブキャリア）方向２０３に２次元に拡散されたデータチャネル２０４と拡散されていないパイロットシンボル２０５から構成される信号がＯＦＤＭ化されており、時間方向拡散率２０６が２、周波数方向拡散率２０７が２、両者のトータルの拡散率が４、サブキャリア数が８、データチャネル２０４のＯＦＤＭシンボル数が８となっている。

また、各ＦＦＴサンプルの信号はｎを最終的にベースバンドに復調した時のベースバンドデータの（ただしインタリーブは考慮しない）サンプル番号、ｍをチップのサンプル番号としてx(n,m)とおくn,mは、復調後のデータを基準に番号を決定している。しかし、実際には、例えば、データチャネル部のＯＦＤＭシンボルとして1番目はx(1,1)、x(1,3)、x(2,1)、x(2,3)、x(3,1)、x(3,3)、x(4,1)、x(4,3)が、２番目はx(1,2)、x(1,4)、x(2,2)、x(2,4)、x(3,2)、x(3,4)、x(4,2)、x(4,4)が受信される。また、パイロットシンボル２０５は、データチャネル２０４の両側に１ＯＦＤＭシンボルずつあるものとし、それぞれx(p1,m)、x(p2,m)とする。

また、図２において、太線はＯＦＤＭシンボルのデータ単位（つまり、データとして意味がある最小単位）、実線はサブキャリアのデータ単位、点線はＦＦＴサンプルの単位を表している。なお、ここでは、本発明の実施の形態１を簡易的に示すために設定した例でありサブキャリア数、ＯＦＤＭシンボル数、及びパイロットシンボル２０５の本数や位置や拡散の有無は問わない。また、時間方向拡散率２０６及び周波数方向拡散率２０７は自由に可変できるものとして考えてよい。

図１におけるベースバンド入力信号１０１は、一度にシンボル選択回路１０２に１フレーム分ずつ蓄積される。シンボル選択回路１０２では、図３に示すように、１フレーム内の信号を、まずデータチャネル２０４とパイロットシンボル２０５に分割し、シンボルの種類ごとに並べ替える。さらに、データチャネル２０４について１フレーム内のデータを周波数方向拡散率２０７（ここでは２）ＯＦＤＭシンボル単位で分割を行い、次に、フレーム内の信号を数回のループに分けて図１の非線形歪補償用複素信号変換回路１０３に送信している。

具体的には、まず、図１のシンボル選択回路１０２でフレーム内の図３のパイロットシンボル２０５を一括して非線形歪補償用複素信号変換回路１０３に送信し、図３のパイロットシンボル２０５を元にして図１の伝送路特性１０４が算出されるまでは次のデータを送らず、伝送路特性１０４が算出された時点で伝送路特性算出回路１１３が送信した伝送路特性算出回路１１３からシンボル選択回路１０２へ送信される制御信号１５１をシンボル選択回路１０２が感知すると次の送信に移る。

ここまでの一連の動きを図３のようにループ０と定義する。次に、図１のシンボル選択回路１０２では時間方向拡散率２０６（ここでは２）ＯＦＤＭシンボル単位で最初の分割データチャネル、すなわちx(1,m)、x(2,m)、x(3,m)、x(4,m)を送信する。送信した分割単位のデータチャネル２０４を元に３次歪補償係数a₃(n)１０５が算出されるまでは次の分割したデータチャネル２０４を非線形歪補償用複素信号変換回路１０３に送信せず、３次歪補償係数a₃(n)１０５が算出された時点で係数算出回路１０９が送信した係数算出回路からシンボル選択回路１０２へ送信される制御信号１５２をシンボル選択回路１０２が感知すると次の送信に移る。

ここまでの動作を図３に示すループ１とする。以下同様に、次の分割データチャネルすなわちx(5,m)、x(6,m)、x(7,m)、x(8,m)を送信し、これらのデータを元に３次歪補償係数a₃(n)１０５が算出された時点で係数算出回路１０９が送信した係数算出回路からシンボル選択回路１０２へ送信される制御信号１５２をシンボル選択回路１０２が感知し次の送信に移るまでをループ２とする…というように、本発明の実施の形態１においては、図３に示すように１フレーム内においてはループ４まで動作させることとなる。

ループ１〜ループ４では動作は同じであるためループ０とループ１について説明を行う。図１の非線形歪補償用複素信号変換回路１０３は、複素３乗回路１０６、加算器１０７、第１の乗算器１０８から構成される。非線形歪補償用複素信号変換回路１０３に入力された信号は２分配され、一方は複素３乗回路１０６へ送信される。複素３乗回路１０６の出力の信号x³(n,m)は次の式（１）で与えられるが、以降は便宜的に式（１）をx³(n,m)と表す。なお、式（１）は複素３乗回路の動作を説明する計算式である。

上記の式(１)によってx³(n,m)を算出した後、第１の乗算器１０８で係数算出回路１０９で算出された３次歪補償係数a₃(n)１０５と乗じられ、最初に分配したもう一方の入力信号と加算器１０７で加えることで、ベースバンド入力信号Ｓ１０１に含まれる３次歪成分を補償する。以上、非線形歪補償用複素信号変換回路１０３の入力をx(n,m)、出力をy(n,m)とおくと、出力y(n,m)は次の式（２）で表すことができる。なお、式（２）は非線形歪補償用複素信号変換回路の動作を説明する計算式である。

ここで、ループ０の場合における３次歪補償係数a₃(n)１０５は、例えば、前回のフレームにおいて算出された最終の３次歪補償係数a₃(n)１０５や、あらかじめ使用する非線形素子を用いて実験で求めた補償係数を用いてループ０における３次歪補償係数a₃(p)２０８を決定し、図４のループ０側で示すように、該当する全x3(n,m)にループ０における３次歪補償係数a₃(p)２０８を乗算したのち、元の信号に加えることで非線形歪補償されたパイロットシンボル２０９すなわちy(p1,m)、y(p2,m)を生成する。

歪補償後の信号y(n,m)に対して、図１のＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１１０で各サブキャリア成分のＯＦＤＭシンボルを復調する。次に、基地局あるいはセルなどを特定するためのスクランブリング処理がなされている場合は、デスクランブル回路１１１で特定のデスクランブリングコードを乗じてデスクランブル処理を行い、データを回線補償回路１１２へ送信する。ここまでの処理による出力をq₁(n,m)、スクランブリングコードをscc(n,m)とすると、q₁(n,m)は次の式(３)で表される。なお、式(３)はＦＦＴ・デスクランブリングの動作を説明する計算式である。

ここで、ループ０において非線形歪補償されたパイロットシンボル２０９すなわちy(p1,m)、y(p2,m)をＦＦＴおよびデスクランブリングしたあとのデータ構成は、図５のＦＦＴ・デスクランブリング後のパイロットシンボル２１０で表すことができる。図１の回線補償回路１１２は、伝送路特性算出回路１１３と第１の除算器１１４で構成されているが、ループ０では伝送路特性算出回路１１３のみを使用する。伝送路特性算出回路１１３では、あらかじめ信号に加えられたパイロット信号についてシンボル・サブキャリアの平均処理などを行い、各サブキャリアごとの伝送路特性H(k)１０４を算出する。ここでｋは帯域内サブキャリアの周波数を表すインデックスである。伝送路特性H(k)１０４のデータ構成は、図６のループ０で算出された伝送路特性２１１で表すことができる。

以上がシンボル選択回路１０２でパイロットシンボル２０５が送信されたあと次のループ１に移るまでの動作である。ここで算出された伝送路特性H(k)１０４はフレーム内で保持される。

次にループ１について説明する。前述の通り１フレーム内においてループ１以降はデータチャネル２０４に対する処理となる。ループ１では図１のシンボル選択回路１０２で図３のデータチャネル２０４の中から時間方向拡散率２０６（ここでは２）ＯＦＤＭシンボル単位で図３の例では最初の分割データチャネル、すなわちx(1,m)、x(2,m)、x(3,m)、x(4,m)を図１の非線形歪補償用複素信号変換回路１０３へ送信する。以降の処理は歪補償後の信号y(n,m)からデータを復調するメイン処理部１１５での処理とベースバンド入力信号１０１から３次歪のレプリカ成分を生成するレプリカ処理部１１６での処理に分かれる。

まず、メイン処理部１１５内の処理について説明する。ループ１においてもループ０と同様に、前述の式（２）に基づいて非線形歪補償を行う。ここで３次歪補償係数a₃(n)１０５は、例えば、前回のフレームにおいて伝送路特性算出回路１１３で算出された３次歪補償係数a₃(n)１０５や、初期動作の場合にはあらかじめ使用する非線形素子を用いて実験で求めた補償係数を用いて算出されたループ０における３次歪補償係数a₃(p)２０８を初期値として使用する。一般的にループ１における３次歪補償係数は図４のループ１における３次歪補償係数a₃(n)２１２で表され、ｎが同一のシンボルのＦＦＴサンプルに対しては同じｎの３次歪補償係数a₃(n)１０５を使用する。

但し、ループ１だけは、ループ０と同様にループ０における３次歪補償係数a₃(p)２０８を全シンボルに用いる。補償後のシンボルは図４のループ１における非線形歪補償された後のデータシンボル２１３で示すようにy(1,m)、y(2,m)、y(3,m)、y(4,m)で表される。次もループ０と同様にＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１１０で各サブキャリア成分のＯＦＤＭシンボルを復調し、デスクランブル回路１１１で特定のスクランブリングコードを乗じてデスクランブル処理を行い、データを回線補償回路１１２へ送信する。このときの動作も前述の式(２)で表されるものと同一であるため、処理後のシンボルは図５のループ１におけるＦＦＴ・デスクランブリング後のデータシンボル２１４で示すように、q1(1,m)、q1(2,m)、q1(3,m)、q1(4,m)で表される。

図１の回線補償回路１１２では入力信号を前述のループ０で算出した伝送路特性H(k)１０４で各サブキャリアごとに第１の除算器１１４で除算することにより線形歪を除去する。以上、回線補償回路１１２の動作について出力をq₂(n,m)として式で表すと次の式(４)で表される。なお、式（４）は回線補償回路１１２の動作を説明する計算式である。

よって、ループ１において、回線補償後のシンボルは図７のループ１における回線補償後のデータシンボル２１５で示すようにq₂(1,m)、q₂(2,m)、q₂(3,m)、q₂(4,m)で表される。

次に、前記のq₂(n,m)に対して逆拡散処理を行うが、コード多重されているデータの中で複数のコードのデータを図１の受信信号処理部１１７で最終的に利用する場合でも、歪補償用としては１コードだけ任意に選択し、他のコードデータは通常の復調処理を継続する。すなわち、図１の回線補償回路１１２の出力は「歪補償用に利用された後に通常のデータとして誤り訂正部１１８までの処理をする第１のコード処理回路１１９」と「第１のコード処理回路１１９で使用されなかったその他すべてのコードについて通常の復調処理を行う第２のコード処理回路１２０」に分岐される。

まず、第２のコード処理回路１２０の動作について説明する。受信信号処理部１１７でＫ個分のコードデータを最終的に利用する必要がある場合は、第１のコード処理回路１１９で第１のコードを選択したとすると、第２のコード処理回路１２０では残りの第２〜第Ｋのコードについて第２から第Ｋの逆拡散回路１２１についての逆拡散をコードごとに並列的に行い、第２から第Ｋのデインタリーバ１２２でデインタリーブをコードごとに並列的に行い、第２から第Ｋのスライサ１２３ではそれぞれのコードに割り当てられた変調方式等の要求に従って硬判定・軟判定復号を各コード毎に並列に行い、パラレル／シリアル変換回路１２４にこれらのデータを送信する。

一方、第１のコード処理回路１１９では、まず回線補償回路１１２の出力q₂(n,m)に対して第１の逆拡散回路１２５で任意に決定した拡散コードで逆拡散処理を行う。逆拡散後の信号をq₃(n)、第１の逆拡散回路１２５で使用された拡散コードをspc(n,m)、拡散率（つまり、時間方向拡散率２０６×周波数方向拡散率２０７）をSFとすると、逆拡散後の信号をq₃(n)は次の式（５）で表すことができる。なお、式（５）は第１の逆拡散回路１２５の出力信号を示す計算式である。

次に、図８に示すように、ループ１における第１の逆拡散回路出力のデータシンボル２１６で示すように、ループ１における第１の逆拡散回路１２５データ出力はq₃(1)、q₃(2)、q₃(3)、q₃(4)で表される。図１に示す第１の逆拡散回路１２５の出力は第１のデインタリーバ１２６へ送信され、あらかじめ決められたインタリーブパターンに従ってシンボルの入れ替えを行う。ここではデインタリーブを表す関数をＤＩＬ［］とすると、第１のデインタリーバ１２６出力q(n)は次の式(６)で表すことができる。なお、式(６)は第１のデインタリーバ１２６の信号を示す計算式である。

図９において、ループ１における第１のデインタリーバ出力のデータシンボル２１７で示すように、ループ１における第１のデインタリーバ１２６の出力はq(1)、q(2)、q(3)、q(4)で表される。図１に示す第１のデインタリーバ１２６の出力は誤差算出回路１２７へ送られる。誤差算出回路１２７は第１のスライサ１２８と減算器１２９で構成され、その変調方式でとりうる判別点のうち最も復調シンボルq(n)に近い判別点d(n)とそのベクトル誤差を算出する。その例について図１０を用いて説明する。図１０において、復調シンボルq(n)は３０１で表されている。もし変調方式がＱＰＳＫの場合は判別点として取り得るシンボルは３０２で示される４点が復調シンボルの候補となる。

この際、復調シンボルq(n)３０１から最も近い判別点として取り得るシンボル３０２を判別点d(n)３０３としてパラレル／シリアル変換回路１２４に送信するが、そのタイミングは通常の判定結果であるので第２のコード処理回路１２０と同じタイミングで行う。最終的に他のコードとまとめられた図１のパラレル／シリアル変換回路１２４の出力は誤り訂正部１１８で誤り訂正処理が行われ、復調されたデジタル信号は受信信号処理部１１７でデータのデコードや制御情報の抽出などの所望の動作が行われる。

また、判別点d(n)３０３と復調シンボルq(n)３０１の差を誤差ベクトル成分３０４として係数更新処理のために算出する。以上の動作は下記の式（７）で表すことが出来る。なお、式(７)は誤差ベクトル成分３０４を表す計算式である。

図１１において、ループ１における誤差ベクトル成分２１８が示すように、ループ１において係数更新処理のために算出される誤差ベクトルはe(1)、e(2)、e(3)、e(4)で表される。また、同様にループ１における判別点d(n)２１９もd(1)、d(2)、d(3)、d(4)で表される。

次に、レプリカ処理部１１６の説明を行うが、その前に３次歪補償係数a₃(n)１０５を決定するアルゴリズムについて説明する。本発明の実施の形態１に示す非線形歪等化回路では、適応アルゴリズムとして一般的なＬＭＳアルゴリズムを利用する。ＬＭＳアルゴリズムは誤差信号のｒｍｓ値の２乗で定義される評価関数が最小となるように係数を逐次更新していくアルゴリズムである。ここでは、線形歪誤差×非線形歪誤差が最小となるようにアルゴリズムを更新するため、評価関数J(a₃(n))を次の式（８）のように定義する。なお、式（８）はＬＭＳアルゴリズム用評価関数を示す計算式である。

ＬＭＳアルゴリズムは更新係数をa₃(n)、定数をα、偏微分演算子をδとおくと次の式(９)で表されることが知られている。なお、式（９）はＬＭＳアルゴリズムの一般式である。

よって、式(９)に式（８）を代入すると下記の式(１０)が得られる。なお、式（１０）はＬＭＳアルゴリズムの一般式である。

一方、式(７)においてa₃(n)はx(n,m)に対して更新速度が遅く、定数とみなすことができるため式（１１）となる。なお、式(１１)は３次歪補償係数a₃(n)が定数とみなせるときの式（７）の変形式である。

式（１１）の両辺をa₃(n)で偏微分すると、第３項のみにa₃(n)が存在するため第１項と第２項は無視することができ、*を複素共役とすると下記の式(１２)が得られる。なお、式（１２）は誤差ベクトル成分を３次歪補償係数a₃(n)で偏微分した時の計算式である。

式(１２)を式(１０)に代入し、定数2αをμに置き換えるとアルゴリズムの式(１３)が得られる。なお、式（１３）は係数更新アルゴリズムの一般式である。

ここで、μはステップサイズパラメータであり、アルゴリズムの収束性、残留誤差など
に影響を与える係数である。

入力が必要な信号の一つであるe(n)H²(k)は線形歪、非線形歪両方を含めた誤差である。この誤差を線形／非線形歪誤差信号１３０と定義する。線形／非線形歪誤差信号１３０は伝送路特性算出回路１１３で算出された伝送路特性H(k)の２乗と第１のコード処理回路１１９で算出された誤差ベクトル成分３０４を乗ずることで生成される。ただし、周波数（サブキャリア）方向２０３に拡散されている場合は、図１２に示すように、ループ０で算出された伝送路特性２１１のデータ数とループ１における誤差ベクトル成分２１８のデータ数が合わず、さらに異なるサブキャリア番号から信号が生成されている。

そこで、まず図１の伝送路特性平均値算出回路１３１で周波数方向拡散率２０７のサブキャリア、図１３の例では２サブキャリア毎に平均化した新たな伝送路特性H_m(k')１３２を生成する。ここで、k'は伝送路特性１０４H(k)を周波数方向拡散率２０７のサブキャリアで平均化することにより新たに割り当てたサブキャリア番号である。周波数方向拡散率２０７をSFfとすると、伝送路特性Hm(k')１３２は次の式(１４)で表すことができる。なお、式(１４)は伝送路特性Hm(k')の算出式である。

この処理はあらかじめループ０の間にできるためループ０の間に終了させる。図１３のループ０における伝送路特性を周波数方向拡散率サブキャリア毎に平均化した伝送路特性H_m(k')２２０で示すように、これらの値はH_m(1),H_m(2),H_m(3),H_m(4)で表される。次に、図１の伝送路特性用デインタリーバ１３３で第１のデインタリーバ１２６と同じインタリーブパターンでシンボルを入れ替えた伝送路特性H_i(k')１３４を生成する。

このとき、H_i(k')は次の式(１５)で表すことができる。なお、式(１５)は伝送路特性H_i(k')の算出式である。

なお、この処理もループ０の間に行うことが可能である。以上のように算出した新しい伝送路特性は、図１３のH_m(k')を第１のデインタリーバ１２６と同じインタリーブパターンでデインタリーブした伝送路特性H_i(k')２２１で示すように、H_i(1),H_i(2),H_i(3),H_i(4)で表される。

次に、図１に示す第２の乗算器１３５で第１のデインタリーバ１２６と同じインタリーブパターンでシンボルを入れ替えた伝送路特性H_i(k')１３４を２乗し、第３の乗算器１３６で誤差ベクトル成分３０４と同サブキャリア成分同士を乗算させる。この時点では、図１３に示すように伝送路特性とベクトル誤差成分のデータ数は合っており、さらに互いに同じサブキャリアから信号が生成されている。以上を反映させると式(１３)は式(１６)のように置き換えるができる。なお、式(１６)は最終的な係数更新アルゴリズムを示す計算式である。

次に、係数算出回路１０９に入力が必要なもう一つの信号である中カッコの中｛・｝について説明するが、この式から分かるように、図１の複素３乗回路１０６で生成された３次歪を第１のコード信号を用いて復調するように処理を行えばよい。その処理はループ１以降にレプリカ処理部１１６で行う。

まず、３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１３７において、複素３乗回路１０６で生成された３次歪のレプリカをＯＦＤＭ復調し、次に、デスクランブル回路１１１と同じコードでデスクランブリングする。次に、第２の除算器１３９においてループ０で生成された伝送路特性で除算することで回線補償を行い、第１の逆拡散回路１２５と同じ拡散コードを第５の乗算器１４０で乗じ、平均値算出回路１４１で平均化することで逆拡散処理を行い、第１のデインタリーバ１２６と同じインタリーブパターンにおいてレプリカ側デインタリーバ１４２でデインタリーブすることで、３次歪レプリカ復調信号１４３が生成される。

このとき、シンボル構成は図５のループ１のy(n,m)にx³(n,m)を代入し、以降、図７、図８、図９と同じものであるため詳細は割愛する。なお、複素共役処理は係数算出回路１０９内で行うものとする。３次歪レプリカ復調信号１４３と線形／非線形歪誤差信号Ｓ１３０を係数算出回路１０９に入力する際に、同時刻のベースバンド入力信号１０１から生成された信号を使用する必要があるため、それぞれタイミング調整用にレプリカ側遅延回路１４４と誤差算出側遅延回路１４５を挿入する。係数算出回路１０９では式(１６)に基づいて次のループ用の３次歪補償係数a₃(n)１０５を算出する。

次のループ２において、シンボル選択回路１０２でデータチャネル２０４の中から周波数方向拡散率ＯＦＤＭシンボル、すなわち、図２の例では、x(5,m)、x(6,m)、x(7,m)、x(8,m)で表される２ＯＦＤＭシンボル分のデータを非線形歪補償用複素信号変換回路１０３に送信し、前記のループ１で算出された３次歪補償係数a3(n)１０５を初期値として歪補償を行いながら係数を更新していく。以上、データシンボルに対する処理ループを１フレーム分について「１フレーム内のＯＦＤＭシンボル数／時間方向拡散率２０６」を繰り返す。ここでは、８／２＝４を繰り返す。

次のフレームではこの処理で算出された３次歪補償係数a₃(n)１０５を初期値として同様の処理を行っていく。もし、途中で制御信号の指示により拡散率の変更があった場合は非線形歪等化回路以外の通常の変更（例えば、拡散コードインタリーブパターン等）の他に時間方向拡散率２０６の場合は、シンボル選択回路１０２で１回に送信するＯＦＤＭシンボル数を変更し、また周波数方向拡散率２０７の場合は伝送路特性平均値算出回路１３１で平均化するサブキャリア数を変更すればよい。

なお、評価関数を|e(n)|²とおいた時のＬＭＳアルゴリズムの一般式は次の式(１７)のようになる。

以上、このような動作により、ＯＦＤＭシンボルから算出した３次歪補償係数a₃(n)１０５を１フレーム内になるべく少ないシンボル後のＯＦＤＭシンボルに対して反映できるため、２次元拡散された信号に対しても効率よく非線形歪補償を行うことができ、さらに、インタリーブ機能も挿入できることからバースト誤りに強い非線形歪補償が実現できる。なお、第１の逆拡散回路１２５は任意のコードの選択と入れ替えを可能とすることにより、最も歪補償条件の良くなるコード番号を選択することもできる。このとき、パラレル／シリアル変換回路１２４においてデータの配置順を変えるだけでよいので誤り訂正部１１８の処理に問題は生じない。

具体的には、回路の動作として送信信号にはあらかじめ復調に必要な変調方式等の制御情報が含まれているため、この受信信号から取り出した制御情報１４６を受信信号処理部１１７から制御信号生成回路１４７に送信する。制御信号生成回路１４７ではユーザが指定したコードを選択し、その拡散コード等の情報を制御信号生成回路１４７から第１のコード処理回路１１９への第１のコード用の制御信号１４８として送信し、第１のコード処理回路１１９では、その情報を元に拡散コード生成とインタリーブパターン、またそのコードの変調方式における判別点の算出を行う。

また、それ以外のコードは制御信号生成回路１４７から第２のコード処理回路１２０へ第２から第Ｋのコード用の制御信号１４９として送信する第２のコード処理回路１２０では、それぞれのコード用のコード生成とインタリーブパターン、またそれぞれのコードの変調方式における判別点の算出を行う。最終的に、データをパラレルからシリアル化する順番は制御信号生成回路１４７からパラレル／シリアル変換回路１２４へパラレル−シリアル変換情報用の制御信号１５０として送信すればよい。

制御信号生成回路１４７は、そのほかにメイン処理部１１５に必要な制御情報、例えばスクランブリングコードやステップサイズパラメータ等の情報をメイン処理部１１５へ送信する機能も有している。また、ここでは３次歪に対する構成例を示したが複素３乗回路は複素Ｎ乗（Ｎ＞１）回路とすることで、あらゆる歪成分にも適応可能である。さらに、ここではアルゴリズムとしてＬＭＳアルゴリズムの例を示したが、ＲＭＳアルゴリズム、遺伝的アルゴリズム等のその他のアルゴリズムを用いても良い。

〈実施の形態２〉
図１４は本発明の実施の形態２における非線形歪等化回路の構成を示すブロック図である。図１４に示す実施の形態２の非線形歪等化回路が図１に示す実施の形態１の非線形歪等化回路と異なるところは次の点である。第１の相違点は、実施の形態２では、図１における第１のコード処理回路１１９内の第１のデインタリーバ１２６を図１４に示す第２のコード処理回路１２０に移動させた点である。第２の相違点は、実施の形態２では、図１４において誤差算出回路１２７の第１のスライサ１２８と同じスライサを第２のコード処理回路１２０内にも置くことで、図１における第２から第Ｋのデインタリーバ１２２を図１４における第１から第Ｋのデインタリーバ４０１に置き換えた点である。

第３の相違点は、実施の形態２では、図１における第２から第Ｋのスライサ１２３を図１４では第１から第Ｋのスライサ４０２に置き換えた点である。第４の相違点は、実施の形態２では、図１４において第１の逆拡散回路１２５の出力を分岐させ、第１のスライサ１２８とさらに第１から第Ｋのデインタリーバ４０１に入力させた点である。

実施の形態２における非線形歪等化回路を上記のように構成することで、図１４に示すパラレル／シリアル変換回路１２４以下の処理ではインタリーブを反映させているが、係数の更新に関してはインタリーブ機能がいらない構成とすることができる。よって、図１４においては、図１に存在していたレプリカ側デインタリーバ１４２と伝送路特性用デインタリーバ１３３を除くことができ、回路規模をさらに縮小させることが可能となる。

このときの係数更新アルゴリズムは、前述の式(１６)においてＤＩＬを除去しH_i ²(k')→H_m ²(k')とすることで表すことができる。すなわち、実施の形態２の非線形歪等化回路における最終的な係数更新アルゴリズムの計算式は次の式（１８）のようになる。

このときのシンボル構成は実施の形態１において図９でシンボルデインタリーブを行わずにq₃(n)=q(n)としたもの、また、図１３において伝送路特性値のシンボルデインタリーブは行わず、H_m(n)=H_i(n)としたこと以外はすべて図２〜図９および図１１〜図１３と同じシンボル構成となる。また、その他の動作・機能に関しては実施の形態１と同様である。以上の構成により非線形歪等化回路の回路規模の削減が可能となる。

本発明の非線形歪等化回路は、歪補償効果の増大と係数更新時間の短縮を行うことができ、さらにインタリーブ機能も有するので、適応性に富んだＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式に適用することが可能となり、非線形歪等化技術を第３世代以降の移動体通信システムなどに大きく展開することができる。

本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路の構成を示すブロック図本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路の動作を示すベースバンド入力信号のフレーム構成図本発明の実施の形態１におけるシンボル選択回路の動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１における非線形歪補償用複素信号変換回路の動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１におけるＦＦＴおよびデスクランブリング部の動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１における伝送路特性算出回路の動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１における回線補償回路の動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１における第１の逆拡散回路の動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１における第１のデインタリーバの動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１における誤差算出回路の動作を示すＩＱ平面図本発明の実施の形態１における誤差算出回路の動作を示す動作を示すシンボル構成図本発明の実施の形態１における動作を示す誤差ベクトル成分と伝送路特性のシンボル構成図本発明の実施の形態１における線形／非線形歪誤差信号の算出までのシンボル構成図本発明の実施の形態２における非線形歪等化回路の構成を示すブロック図従来の非線形歪等化回路の構成を示すブロック図

符号の説明

１０２シンボル選択回路
１０３非線形歪補償用複素信号変換回路
１０４伝送路特性
１０６複素３乗回路
１０７加算器
１０８第１の乗算器
１０９係数算出回路
１１０ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路
１１１デスクランブル回路
１１２回線補償回路
１１３伝送路特性算出回路
１１４第１の除算器
１１５メイン処理部
１１６レプリカ処理部
１１７受信信号処理部
１１８誤り訂正部
１１９第１のコード処理回路
１２０第２のコード処理回路
１２１第２から第Ｋの逆拡散回路
１２２第２から第Ｋのデインタリーバ
１２３第２から第Ｋのスライサ
１２４パラレル／シリアル変換回路
１２５第１の逆拡散回路
１２６第１のデインタリーバ
１２７誤差算出回路
１２８第１のスライサ
１２９減算器
１３１伝送路特性平均値算出回路
１３３伝送路特性用デインタリーバ
１３５第２の乗算器
１３６第３の乗算器
１３７３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路
１３８第４の乗算器
１３９第２の除算器
１４０第５の乗算器
１４１平均値算出回路
１４２レプリカ側デインタリーバ
１４４レプリカ側遅延回路
１４５誤差算出側遅延回路
１４７制御信号生成回路
１５５係数更新部

Claims

ベースバンド入力信号が２次元拡散された１フレーム内のＯＦＤＭ受信信号を蓄積した後に最初にパイロットシンボルのみを後段に送信し、伝送路特性の算出が終了した後にデータシンボルについて時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル毎にシンボルデータを分割し、前回の分割データによって係数算出回路で歪補償用係数が算出されたタイミングに基づいて、前記時間方向拡散率ＯＦＤＭシンボル分のデータを後段に送信するシンボル選択回路と、
ＯＦＤＭ受信信号を２分配し、一方の信号を複素３乗する複素３乗回路を含み、その複素３乗回路の出力信号に係数を乗じた出力を前記ベースバンド入力信号から分岐したもう一方の信号に加えることにより、非線形歪を補償する非線形歪補償用複素信号変換回路と、
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力信号をＯＦＤＭ復調するためのＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路と、
前記ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路の出力信号の線形歪を除去するための回線補償回路と、
前記回線補償回路の出力値に対して任意の１コードのみを選択して逆拡散処理を行う第１の逆拡散回路と、
前記第１の逆拡散回路の出力データを任意のパターンでシンボル入替えを行う第１のデインタリーバと、
前記第１のデインタリーバの出力と判別点d(n)との誤差を算出する誤差算出回路を有する第１のコード処理回路と、
他のコードに対応する逆拡散処理を行う第２から第Ｋの逆拡散回路及び第２から第Ｋのデインタリーバ及び第２から第Ｋのスライサを並列に配置した第２のコード処理回路と、
前記第１のコード処理回路と前記第２のコード処理回路の出力データをシリアル化するパラレル／シリアル変換回路と、
を備えることを特徴とする非線形歪等化回路。
さらに、
前記複素３乗回路の出力信号が分岐され出力のＦＦＴ処理を行う３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路と、
前記回線補償回路で算出された伝送路特性で除算し、かつ前記第１の逆拡散回路と同一のコードで逆拡散処理し、さらに前記第１のコード処理回路と同一のパターンでデータの入替えを行うことにより３次歪レプリカ復調信号を算出するレプリカ側デインタリーバと、
前記誤差算出回路で算出された誤差信号、前記回線補償回路で算出された伝送路特性、及び周波数方向拡散率ＦＦＴシンボル毎に平均化及びインタリーブして２乗した信号を乗じて生成された線形／非線形歪誤差信号についてタイミング調整を行う遅延回路とを備え、
前記係数算出回路が、前記遅延回路によるタイミング調整を行った後に、前記非線形歪補償用複素信号変換回路の係数を更新するための歪補償用係数を算出することを特徴とする請求項１に記載の非線形歪等化回路。
前記第１の逆拡散回路と第２から第Ｋの逆拡散回路で使用されるコードは、切替え制御手段を用いて自由に入れ替えられることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の非線形歪等化回路。
前記第１のコード処理回路に存在する前記第１のデインタリーバ及び前記レプリカ側デインタリーバを除去し、前記第２のコード処理回路内の前記第２から第Ｋのデインタリーバを第１から第Ｋのデインタリーバに、前記第２から第Ｋのスライサを第１から第Ｋのスライサにそれぞれ置き換え、前記第１のコード処理回路内の第１の逆拡散回路の出力は、前記第２のコード処理回路内の第１のスライサと前記第１のコード処理回路内の誤差算出回路に分岐させ、前記線形／非線形歪誤差信号は、前記誤差算出回路で算出された誤差信号と前記回線補償回路で算出された伝送路特性を周波数方向拡散率ＦＦＴシンボル毎に平均化して２乗した信号を乗じて生成されることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の非線形歪等化回路。