JP2007074442A - スイッチング増幅器およびオーディオ機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力信号の電圧値が変化しても信号帯域内に希望信号以外の周波数成分が現れにくいスイッチング増幅器を実現する。
【解決手段】 積分器３ａ・３ｂを備えるループフィルタ３、カットオフ周波数可変のローパスフィルタ４、非同期型のコンパレータ５、およびドライバ６を備えるループを形成し、制御信号発生器７を設ける。制御信号発生器７は、ドライバ６の出力信号Ｙ１の周波数を外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数に一致させるように制御信号Ｓｃｔｒｌを生成して、ローパスフィルタ４の外部制御端子に入力し、ローパスフィルタ４のカットオフ周波数を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、アナログ信号を増幅するスイッチング増幅器および、スイッチング増幅器を用いたオーディオ機器に関するものであり、特にスイッチング素子を制御する変調回路の性能改善に関するものである。

スイッチング増幅器は、ＣＬＡＳＳ−Ｄアンプとして知られており、ＰＷＭ変調回路や同期および非同期デルタシグマ変調回路と共に用いることにより、アナログ入力信号の高効率増幅を可能にする。非特許文献１および特許文献１にｘＤＳＬ用高効率スイッチング増幅器が記載されている。図９にそのブロック図を示す。図９のスイッチング増幅器１０１は、入力信号Ｘ１０１とフィードバック信号Ｘ１０２との差を計算する減算器１０２と、減算器１０２の出力を入力とするループフィルタ１０３と、ループフィルタ１０３の出力信号を１ビットへ変換するコンパレータ１０４と、コンパレータ１０４の出力信号を増幅し低インピーダンス負荷に電力供給するためのデジタルドライバ１０５と、上記デジタルドライバ１０５の出力信号Ｙ１０１をフィルタリングするために、スイッチング増幅器１０１の出力端子ＯＵＴから減算器１０２へのフィードバックパス上に配置されたローパスフィルタ１０６とから構成される。

さらに、ループフィルタ１０３は、ループフィルタ１０３への入力信号が入力される積分器１０３ａと、積分器１０３ａの出力信号が入力される積分器１０３ｂと、加算器１０３ｃとを備えている。ループフィルタ１０３の内部では、積分器１０３ａの出力信号と積分器１０３ｂの出力信号との差が加算器１０３ｃで計算され、これがループフィルタ１０３の出力信号となる。

以下に、図９のスイッチング増幅器１０１の動作原理を説明する。回路構成は従来のクロック同期したデルタシグマ変調器とほぼ同じ構成であるが、図１２のスイッチング増幅器１０１では、コンパレータ１０４を非同期で動作させており、コンパレータ１０４のデジタル出力は外部クロックに同期せずに出力される（上記コンパレータ１０４は基本的に外部クロックを必要としない）。前記フィードバックパスにローパスフィルタ１０６を挿入することにより、ループが不安定となり、ローパスフィルタ１０６のカットオフ周波数と次数とで決まるある周波数で、スイッチング増幅器１０１が発振する（以下、リミットサイクル周波数と呼ぶ）。コンパレータ１０４は、正弦波の入力信号に対して周期方形波の出力信号を出力することから、スイッチング増幅器１０１の入力と出力との関係は非線形になる。入力信号Ｘ１０１がない場合には、デジタルドライバ１０５の出力信号Ｙ１０１は、ハイレベルとローレベルとのそれぞれがデューティ比５０％ずつの周期方形波となる。

このリミットサイクル周波数での発振は、スイッチング増幅器１０１に対してディザーとして動作し、リミットサイクル周波数より十分小さい帯域において、入出力特性Ｙ１０１／Ｘ１０１が線形となり、ダイナミックレンジの高い増幅回路を実現することができる。

ループフィルタ１０３、コンパレータ１０４、デジタルドライバ１０５、およびローパスフィルタ１０６で構成されるループに記述関数法（Describing function method：ＤＦＭ）を用いることにより、コンパレータ１０４とデジタルドライバ１０５とを併せたブロックは、周期方形波となる出力信号Ｙ１０１の基本波成分についてゲインがＮ（Ａ）である増幅回路と考えることができる。

ここで、コンパレータ１０４の入力振幅（正弦波）をＡとし、上記デジタルドライバ１０５の出力信号Ｖの片側振幅を１（波高値が正方向に＋１、負方向に−１）と仮定する。このとき、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍは次式を解くことにより、求まる。ここで、上記ローパスフィルタ１０６は、カットオフ周波数がω_ｆｉｌである１次のローパスフィルタがｎ個直列に接続された構成であると仮定する。ループフィルタ１０３、コンパレータ１０４、デジタルドライバ１０５、およびローパスフィルタ１０６で構成されるループの開ループ伝達関数をＪ（ｓ）とし、ＬＯＯＰ（ｊω）＝Ｊ（ｊω）＋１とおくと、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍは次式、

を解くことにより求まる。上記ＬＯＯＰ（ｊω）の虚数部＝０から、次式、

が得られる（ただし、ａｒｃｔａｎＸ≡ｔａｎ^−１Ｘ）。つまり、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍは、ローパスフィルタ１０６のカットオフ周波数ω_ｌｐｆと、次数ｎと、積分器１０３ｂの帯域ω_ｉｎｔ２との関数として与えられる。ここで、ω_ｉｎｔ２≪ω_ｌｐｆ＜ω_ｌｉｍとなるように積分器１０３ｂを設計することにより、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍは近似的に次式で与えられる。

つまり、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍはローパスフィルタ１０６のカットオフ周波数ω_ｌｐｆと次数ｎとのみで決まるようにできる。
欧州特許出願公開第１，２２９，６４１号明細書（２００２年８月７日公開） 米国特許第６，５１８，８４９号明細書（２００３年２月１１日公開） 特開平７−１５３０４号公報（１９９５（平成７年）１月１７日公開） IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 38, NO.1, JANUARY 2003, "Highly Efficient xDSL Line Drivers in 0.35um CMOS using a Self-Oscillating Power Amplifier"

図９に示すスイッチング増幅器１０１の問題点は、入力信号Ｘ１０１の電圧値に応じて、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍが変調される点である。リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍは、入力信号Ｘ１０１の電圧値が高くなると、低い周波数になるように変調される。上記変調により、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍが信号帯域近くまで変調される場合、スイッチング増幅器１０１の出力信号Ｙ１０１は、リミットサイクル周波数ω_ｌｉｍ付近にパワーを持つので、信号帯域内に希望信号以外の周波数成分が現れることになる。したがって、低いリミットサイクル周波数ω_ｌｉｍで動作するスイッチング増幅器１０１に高振幅の入力信号Ｘ１０１を与える場合、スイッチング増幅器１０１のノイズ特性が劣化することがある。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力信号の電圧値が変化しても信号帯域内に希望信号以外の周波数成分が現れにくいスイッチング増幅器およびオーッディオ機器を実現することにある。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、複数の積分器を備えたフィルタと、上記フィルタから出力された後の信号から１ビット信号を生成して出力する非同期型コンパレータと、上記１ビット信号をスイッチング増幅して出力するドライバとを備えたスイッチング増幅器であって、上記フィルタの入力は上記スイッチング増幅器の入力であり、上記ドライバの出力は上記スイッチング増幅器の出力であり、上記ドライバの出力から上記フィルタの入力へのフィードバックパスを備え、上記フィルタと上記非同期型コンパレータと上記ドライバとを含む経路と、上記フィードバックパスとで構成されるループに、さらにカットオフ周波数が可変のローパスフィルタが挿入されており、上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御する周波数制御手段を備えていることを特徴としている。

上記の発明によれば、ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御する周波数制御手段を備えているので、リミットサイクル周波数を自動制御することができ、リミットサイクル周波数の変調を抑えることができる。従って、従来のように、入力信号の電圧値が高い場合に、リミットサイクル周波数が低い周波数に変調されることを避けることができる。ローパスフィルタのカットオフ周波数を、リミットサイクル周波数が信号帯域外となるように設定することで、低リミットサイクル周波数で動作させても、高いＳ／Ｎ比が得られる。

以上により、入力信号の電圧値が変化しても信号帯域内に希望信号以外の周波数成分が現れにくいスイッチング増幅器を実現することができるという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記周波数制御手段は、上記１ビット信号の周波数と外部参照信号の周波数との差に基づいて、上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴としている。

上記の発明によれば、外部参照信号の周波数を所望の周波数とすることにより、ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することができるという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記周波数制御手段は、上記外部参照信号の周波数と上記１ビット信号の周波数との差がゼロとなるように上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴としている。

上記の発明によれば、１ビット信号の周波数を外部参照信号の周波数と等しくすることができるという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記周波数制御手段は、上記１ビット信号の周波数と上記外部参照信号の周波数とを、信号のゼロクロス点を計数することで検出することを特徴としている。

上記の発明によれば、パルス状の信号など、基本周期を知りたい信号に対して周波数を容易に検出することができるという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記フィルタの出力は上記ローパスフィルタの入力に接続され、上記ローパスフィルタの出力は上記非同期型コンパレータの入力に接続され、上記非同期型コンパレータの出力は上記ドライバの入力に接続され、上記フィードバックパスは、上記ドライバの出力が直接上記スイッチング増幅器の入力にフィードバックされる経路であり、上記スイッチング増幅器の入力において上記スイッチング増幅器の入力信号と上記ドライバの出力信号との差が計算されて、上記フィルタに入力されることを特徴としている。

上記の発明によれば、コンパレータの入力端子と積分器を用いたフィルタの出力端子との間にローパスフィルタが配置されるので、当該ローパスフィルタはスイッチング増幅器の入力信号に対してアンチエイリアスフィルタとして動作する。従って、スイッチング増幅器の入力信号の帯域外ノイズを除去することができる。例えばノイズシェープされた低ビットの信号がデジタル−アナログ変換器を通して直接スイッチング増幅器に入力される場合、シェーピングされた帯域外の量子化ノイズも同時に入力されるが、上記ローパスフィルタによって上記帯域外の量子化ノイズも減衰させることができるため、より高い性能を得ることができる。

以上により、Ｓ／Ｎ特性のよいスイッチング増幅器を実現することができるという効果を奏する。

また、上記の発明によれば、ローパスフィルタから生じるノイズおよび歪の影響を緩和することができる。言い換えると、ローパスフィルタを抵抗とキャパシタとを用いて構成する場合に抵抗の値を大きくすることができるため、回路面積の削減を行うことができる。

また、上記の発明によれば、抵抗とキャパシタとを用いるローパスフィルタの抵抗値およびキャパシタンスのばらつきの影響を受けてリミットサイクル周波数が大きく変化してしまうことを回避する、または、リミットサイクル周波数を入力信号振幅等に応じて変化させ、ダイナミックレンジとスイッチング周波数とのトレードオフの最適化を行うために、ローパスフィルタの抵抗を例えば抵抗とＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間抵抗との直列接続により構成される可変抵抗に置換える場合、ドレイン−ソース間抵抗の抵抗値が入力信号に応じて変化して歪を発生しても、スイッチング増幅器は上記歪を低減することが可能である。従って、従来に比べリミットサイクル周波数を自動調整しやすくなる。

また、上記の発明によれば、リミットサイクル周波数制御を行う場合でも、信号帯域内の信号伝達関数の変化がほとんど無い。そのため、リミットサイクル周波数の制御を行う場合に、信号のエラーが少ないという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記フィルタの出力は上記非同期型コンパレータの入力に接続され、上記非同期型コンパレータの出力は上記ドライバの入力に接続され、上記フィードバックパスは上記ローパスフィルタを含んでおり、上記ドライバの出力は上記ローパスフィルタの入力に接続され、上記ローパスフィルタの出力は上記スイッチング増幅器の入力に接続され、上記スイッチング増幅器の入力において上記スイッチング増幅器の入力信号と上記ローパスフィルタの出力信号との差が計算されて、上記フィルタに入力されることを特徴としている。

上記の発明によれば、フィードバックパスをＩＣ外部に出すことで、ローパスフィルタの外付けが可能になるという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記周波数制御手段は、上記スイッチング増幅器のリミットサイクル周波数が信号帯域外になるように上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴としている。

上記の発明によれば、リミットサイクル周波数付近のパワーがノイズにならないという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記周波数制御手段は、上記スイッチング増幅器のリミットサイクル周波数が信号帯域外の一定帯域内で変動するように上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴としている。

上記の発明によれば、リミットサイクル周波数が信号帯域外の一定帯域内で常に変動しているので、スイッチング増幅器の出力信号が特定周波数に大きなパワーを持つことを防ぐことができ、電磁妨害を起こしにくいという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、上記課題を解決するために、上記ローパスフィルタは可変抵抗を含み、上記可変抵抗の抵抗値が変化することによりカットオフ周波数が可変となることを特徴としている。

上記の発明によれば、ローパスフィルタのカットオフ周波数を抵抗値の変化という簡単な方法で制御することができるという効果を奏する。

本発明のオーディオ機器は、上記課題を解決するために、上記スイッチング増幅器を備えていることを特徴としている。

上記の発明によれば、ノイズ特性の優れたオーディオ機器を実現することができるという効果を奏する。

本発明のスイッチング増幅器は、以上のように、複数の積分器を備えたフィルタと、上記フィルタから出力された後の信号から１ビット信号を生成して出力する非同期型コンパレータと、上記１ビット信号をスイッチング増幅して出力するドライバとを備えたスイッチング増幅器であって、上記フィルタの入力は上記スイッチング増幅器の入力に接続され、上記ドライバの出力は上記スイッチング増幅器の出力に接続され、上記ドライバの出力から上記スイッチング増幅器へのフィードバックパスを備え、上記フィルタと上記非同期型コンパレータと上記ドライバとを含む経路と、上記フィードバックパスとで構成されるループに、さらにカットオフ周波数が可変のローパスフィルタが挿入されており、上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御する周波数制御手段を備えている。

従って、入力信号の電圧値が変化しても信号帯域内に希望信号以外の周波数成分が現れにくいスイッチング増幅器を実現することができるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施の形態について、図１ないし図６に基づいて説明すれば以下の通りである。

図１に、本実施の形態に係るオーディオ機器に使用するスイッチング増幅器１の構成を示す。

スイッチング増幅器１は、減算器２、ループフィルタ３、ローパスフィルタ４、コンパレータ５、ドライバ６、および、制御信号発生器７を備えている。

減算器２は、スイッチング増幅器１の入力信号Ｘ１とスイッチング増幅器１の出力信号Ｙ１との差を計算する。ループフィルタ３は複数の積分器を備えたフィルタであり、ここでは２つの積分器３ａ・３ｂと加算器３ｃとを備えている。積分器３ａには減算器２の出力信号が入力され、積分器３ｂには積分器３ａの出力信号が入力される。ただし、ループフィルタ３の入力は減算器２を含んで実現される（後述する図４参照）ものであり、ループフィルタ３の入力はスイッチング増幅器１の入力となる。加算器３ｃは、積分器３ａの出力信号と積分器３ｂの出力信号との差を計算し、これをループフィルタ３の出力信号として出力する。

ローパスフィルタ４は、ループフィルタ３の出力信号をフィルタリングするカットオフ周波数が可変のローパスフィルタであり、カットオフ周波数を制御するための制御信号が入力される外部制御端子を有している。コンパレータ５は、ローパスフィルタ４の出力信号を１ビット信号に変換する非同期型コンパレータである。ドライバ６は、コンパレータ５の出力信号をスイッチング増幅して負荷へ伝達するためのデジタルドライバである。ドライバ６の出力信号は、スイッチング増幅器１の出力信号Ｙ１となる。また、スイッチング増幅器１の出力端子ＯＵＴから上記減算器２すなわちループフィルタ３の入力へはフィードバックパスが設けられており、出力信号Ｙ１が入力信号Ｘ１との差計算に供される。従って、ループフィルタ３とコンパレータ５とドライバ６とを含む経路と、上記フィードバックパスとでループが構成されており、このループにさらにローパスフィルタ４が挿入されていることになる。

制御信号発生器（周波数制御手段）７は、スイッチング増幅器１の出力信号Ｙ１の周波数を、外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数と比較し、その差がゼロになるようにローパスフィルタ４のカットオフ周波数を制御する制御信号Ｓｃｔｒｌを生成して、ローパスフィルタ４の外部制御端子に入力する。

なお、本実施の形態では、ループフィルタ３の次数を２、ローパスフィルタ４の次数を３とする。

次に、図２に、上記ローパスフィルタ４の回路構成例を示す。

ローパスフィルタ４は、演算増幅器４１、２つのＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ：Ｍ１・Ｍ２、および、キャパシタＣ１（容量値をＣ１とする）を備えている。

ここでは、ＭＯＳＦＥＴ：Ｍ１・Ｍ２を、それらのゲート電圧Ｖｃｔｒｌを変化させることでドレイン−ソース間抵抗を変更できる可変抵抗として用いる。演算増幅器４１の非反転入力端子は接地されており、演算増幅器４１の反転入力端子にＭＯＳＦＥＴ：Ｍ１が入力抵抗として接続されており、演算増幅器４１の出力端子から反転入力端子へのフィードバックパスとして、ＭＯＳＦＥＴ：Ｍ２とキャパシタＣ１との並列回路が形成されている。

ＭＯＳＦＥＴ：Ｍ１のドレイン−ソース間の抵抗値をＲｅｑ１、ＭＯＳＦＥＴ：Ｍ２のドレイン−ソース間の抵抗値をＲｅｑ２とし、Ｒｅｑ１＝Ｒｅｑ２＝Ｒｅｑとする。このとき、ローパスフィルタ４の伝達関数ＬＰＦ（ｓ）は次式、

で与えられる。ＭＯＳＦＥＴ：Ｍ１・Ｍ２のドレイン−ソース間抵抗値Ｒｅｑを変化させることで、ローパスフィルタ４のカットオフ周波数（１／Ｃ１・Ｒｅｑ）を変更することができる。

次に、図３（ａ）に、制御信号発生器７の構成を示す。

制御信号発生器７は、周波数検出回路ＦＤ１・ＦＤ２、積分器７１、および、ローパスフィルタ７２を備えている。

周波数検出回路ＦＤ１・ＦＤ２は、入力される信号のゼロクロス点を計数することで、周波数を検出する。周波数検出回路ＦＤ１・ＦＤ２は、それぞれ、入力される信号をτ秒遅らせて出力するディレイユニット(delay)７３と、２入力のＸＯＲゲート７４とを備えている。

周波数検出回路ＦＤ１の入力である入力１には、スイッチング増幅器１の出力信号Ｙ１が信号Ａ１として入力される。信号Ａ１はそのままＸＯＲゲート７４に入力される他、ディレイユニット７３によって図３（ｂ）のように信号Ａ１よりτ秒遅れた信号Ｂ１となってＸＯＲゲート７４に入力される。信号Ａ１・Ｂ１はＶｄｄまたは−Ｖｄｄの２値の信号とする。

周波数検出回路ＦＤ２の入力である入力２には、外部参照信号Ｓｒｅｆが信号Ａ２として入力される。信号Ａ２はそのままＸＯＲゲート７４に入力される他、ディレイユニット７３によって信号Ａ２よりτ秒遅れた信号Ｂ２となってＸＯＲゲート７４に入力される。外部参照信号Ｓｒｅｆは図示していないが、ここでは一定の周波数を有するパルス信号であり、Ｖｄｄまたは−Ｖｄｄの２値の信号とする。

周波数検出回路ＦＤ１のＸＯＲゲート７４は、信号Ａ１と信号Ｂ１とのＸＯＲを計算して信号Ｓ１を出力する。周波数検出回路ＦＤ２のＸＯＲゲート７４は、信号Ａ２と信号Ｂ２とのＸＯＲを計算して信号Ｓ２を出力する。上記ＸＯＲゲート７４の出力信号Ｓ１・Ｓ２は、信号Ａ（Ａ１とＡ２との総称）、信号Ｂ（Ｂ１とＢ２との総称）が［Ａ，Ｂ］＝［Ｖｄｄ，Ｖｄｄ］ｏｒ［−Ｖｄｄ，−Ｖｄｄ］のとき０、［Ａ，Ｂ］＝［Ｖｄｄ，−Ｖｄｄ］ｏｒ［−Ｖｄｄ，Ｖｄｄ］のときＶｄｄとする。

図３（ｂ）に基づいて、周波数検出回路ＦＤ１・ＦＤ２の動作を説明する。信号Ｂ１は、信号Ａ１に対してτ秒遅れるため、信号Ｂ１のゼロクロス点は、信号Ａ１のゼロクロス点に対してτ秒遅れる。そのため、信号Ａ１と信号Ｂ１とのＸＯＲを計算すると、信号Ａ１のゼロクロス点で立ち上がり、信号Ｂ１のゼロクロス点で立ち下がる、パルス幅τの矩形波信号（Ｓ１）が得られる。信号Ｓ２についても同様である。この矩形波信号である信号Ｓ１・Ｓ２をそれぞれ一定時間積分する（ゼロクロス点を計数する）ことで、入力信号Ａ１・Ａ２のそれぞれの周波数を検出することができる。

次に、図３（ａ）の制御信号発生器７全体の動作を説明する。制御信号発生器７では、２つの周波数検出回路ＦＤ１・ＦＤ２の出力差を積分することで、周波数差を計算している。積分器７１は、非反転入力端子を接地した演算増幅器７１ａと、その入力抵抗としての、周波数検出回路ＦＤ１の出力に接続された抵抗Ｒ１、および、周波数検出回路ＦＤ２の出力に反転増幅器７１ｂを介して接続された抵抗Ｒ２と、帰還キャパシタとしてのキャパシタＣｉｎｔとを備えている。抵抗Ｒ１・Ｒ２の抵抗値はＲ１＝Ｒ２＝Ｒｉｎｔとする。周波数検出回路ＦＤ２の出力信号Ｓ２は反転増幅器７１ｂによって反転増幅されて信号／Ｓ２となる。

周波数検出回路ＦＤ１の出力信号Ｓ１と周波数検出回路ＦＤ２の出力信号Ｓ２の反転増幅信号／Ｓ２が、［Ｓ１，／Ｓ２］＝［Ｖｄｄ，−Ｖｄｄ］または［Ｓ１，／Ｓ２］＝［０，０］の場合、積分器への入力はゼロ、［Ｓ１，／Ｓ２］＝［Ｖｄｄ，０］の場合、積分器７１への入力電流はＶｄｄ／Ｒｉｎｔ、［Ｓ１，／Ｓ２］＝［０，−Ｖｄｄ］の場合、積分器７１への入力電流は−Ｖｄｄ／Ｒｉｎｔとなる。この積分器７１の出力信号をローパスフィルタ７２でフィルタリングした信号が、制御信号（出力）Ｓｃｔｒｌとなる。

ローパスフィルタ７２は、非反転入力端子を接地した演算増幅器７２ａと、その入力抵抗としての抵抗Ｒｌｐｆ１と、帰還抵抗としての抵抗Ｒｌｐｆ２と、帰還キャパシタとしてのキャパシタＣｌｐｆとを備えている。

ここで、図１のスイッチング増幅器１を、ループフィルタ３が２次で、ローパスフィルタ４が３次である場合の構成として描き直したのが図４である。

ループフィルタ３において、積分器３ａは、非反転入力端子を接地した演算増幅器３０ａと、演算増幅器３０ａの反転入力端子に接続されるとともに入力信号Ｘ１が入力される一方の入力抵抗Ｒ１１、および、演算増幅器３０ａの反転入力端子に接続されるとともに出力信号Ｙ１が入力される他方の入力抵抗Ｒ１１と、帰還キャパシタとしてのキャパシタＣ１１とを備えている。また、同じ抵抗値を持つ２つの入力抵抗Ｒ１１・Ｒ１２は減算器２を構成している。積分器３ｂは、非反転入力端子を接地した演算増幅器３０ｂと、入力抵抗Ｒ２２と、帰還キャパシタとしてのキャパシタＣ２２とを備えている。

加算器３ｃは、一端が積分器３ａの出力に接続された抵抗Ｒａ１と、積分器３ｂの出力に接続された反転増幅器３０ｃと、一端が反転増幅器３０ｃの出力に接続された抵抗Ｒａ２と、抵抗Ｒａ１の他端と抵抗Ｒａ２の他端とが接続されて入力となる反転増幅器３１ｃとを備えている。

ローパスフィルタ４は、それぞれが図２のローパスフィルタの構成に等しいローパスフィルタ４ａ・４ｂ・４ｃを備えている。これに合わせて、制御信号発生器７から出力される制御信号Ｓｃｔｒｌはローパスフィルタ４ａ・４ｂ・４ｃの全てに入力される。

図４のスイッチング増幅器１のリミットサイクル周波数は、図９のスイッチング増幅器１０１と同様に式（３）で与えられる。ただし、ローパスフィルタ４（４ａ・４ｂ・４ｃ）のカットオフ周波数が可変であるため、ローパスフィルタ４（４ａ・４ｂ・４ｃ）のカットオフ周波数を制御することで、リミットサイクル周波数を制御することができる。本実施の形態では、ローパスフィルタ４をコンパレータ５の前に設置したが、ローパスフィルタ４をフィードバックパスに設置する構成でも良い。

本実施の形態では、外部参照信号Ｓｒｅｆとして、周期一定の矩形波信号を与える。スイッチング増幅器１は、リミットサイクル周波数が外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数と同じになるように自動制御する。具体的には、リミットサイクル周波数をωｌｉｍ，参照信号の基本周波数をωｒｅｆとすると、ωｌｉｍ＞ωｒｅｆの場合にはローパスフィルタ４のカットオフ周波数を下げるように、ωｌｉｍ＜ωｒｅｆの場合にはローパスフィルタ４のカットオフ周波数を上げるように制御する。

本実施の形態に係るスイッチング増幅器１によれば、以下のことが言える。

従来のスイッチング増幅器は、入力信号の電圧値が高い場合に、リミットサイクル周波数が低い周波数に変調されるという問題があった。上記変調により、リミットサイクル周波数が信号帯域近くまで変調される場合、スイッチング増幅器の出力信号は、リミットサイクル周波数付近にパワーを持つので、信号帯域内に希望信号以外の周波数成分が現れることになる。したがって、低いリミットサイクル周波数で動作するスイッチング増幅器に高振幅の入力信号を与える場合、スイッチング増幅器のノイズ特性が劣化することがある。一方、図１および図４のスイッチング増幅器１では、リミットサイクル周波数を自動制御することで、リミットサイクル周波数の変調を抑えることができる。外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数を信号帯域外に設定することで、低リミットサイクル周波数で動作させても、高いＳ／Ｎ比が得られる。

次に、図５および図６に、スイッチング増幅器の出力信号のパワースペクトルについてのシミュレーション結果を示す。

図５は、図４のスイッチング増幅器１に入力信号Ｘ１として（ａ）低振幅（−６０ｄＢＦＳ）の正弦波を入力した場合、（ｂ）高振幅（−０．５ｄＢＦＳ）の正弦波を入力した場合の出力信号Ｙ１のパワースペクトルである。図６は、従来（図９）のスイッチング増幅器１０１に入力信号Ｘ１０１として（ａ）低振幅（−６０ｄＢＦＳ）の正弦波を入力した場合、（ｂ）高振幅（−０．５ｄＢＦＳ）の正弦波を入力した場合の出力信号Ｙ１０１のパワースペクトルである。図５および図６において、横軸は周波数、縦軸はパワースペクトルを示す。

１段目の積分器３ａ・１０３ａのユニティゲイン周波数ｆｉｎｔ１を０．８９ＭＨｚ、２段目の積分器３ｂ・１０３ｂのユニティゲイン周波数ｆｉｎｔ２を０．１８ＭＨｚ、外部参照信号Ｓｒｅｆの基本周波数を０．２５ＭＨｚとした。また、従来のスイッチング増幅器１０１のローパスフィルタ１０６のカットオフ周波数ｆｃｕｔを０．８ＭＨｚとした。入力信号の周波数はすべて１ｋＨｚとした。

出力信号Ｙ１・Ｙ１０１のパワースペクトルは、サンプリング間隔０．１８ｍｓｅｃでゼロ次ホールドした出力信号をフーリエ変換することで求めた。ゼロ次ホールドする際、エイリアシングの影響を防ぐため、アンチエイリアスフィルタとして、カットオフ周波数２．８ＭＨｚのチェビシェフフィルタを使用した。

低振幅の正弦波を入力した場合［図５（ａ），図６（ａ）］、出力信号Ｙ１・Ｙ１０１は、リミットサイクル周波数付近で大きなパワーを持つ。高振幅の正弦波を入力した場合、図４のスイッチング増幅器の出力信号Ｙ１は、リミットサイクル周波数付近で大きなパワーを持つ［図５（ｂ）］。これに対し、従来のスイッチング増幅器１０１の出力信号Ｙ１０１は、リミットサイクル周波数の変調に伴い、広い周波数帯でパワーを持っている［図６（ｂ）］。信号帯域内のスイッチング増幅器の発振によるパワー（リミットサイクル周波数付近のパワー）は、ノイズとなるため、従来のスイッチング増幅器１０１のノイズ性能は劣化している。図５（ｂ）の結果では、信号帯域（０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）でのＳＮＤＲ＝７９．４ｄＢ、図６（ｂ）の結果では、信号帯域（０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）でのＳＮＤＲ＝５６．６ｄＢであった。図５（ｂ）および図６（ｂ）の比較から、リミットサイクル周波数を制御することで、高振幅入力時のノイズ性能を改善できることが分かる。

このように、本実施の形態のスイッチング増幅器１によれば、ローパスフィルタ４のカットオフ周波数を制御する制御信号発生器７を備えているので、リミットサイクル周波数を自動制御することができ、リミットサイクル周波数の変調を抑えることができる。従って、従来のように、入力信号の電圧値が高い場合に、リミットサイクル周波数が低い周波数に変調されることを避けることができる。ローパスフィルタ４のカットオフ周波数を信号帯域外に設定することで、低リミットサイクル周波数で動作させても、高いＳ／Ｎ比が得られる。

以上により、入力信号の電圧値が変化しても信号帯域内に希望信号以外の周波数成分が現れにくいスイッチング増幅器を実現することができる。

また、スイッチング増幅器１によれば、制御信号発生器７は、出力信号Ｙ１の周波数すなわち１ビット信号の周波数と、外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数との差に基づいて、ローパスフィルタ４のカットオフ周波数を制御する。従って、外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数を所望の周波数とすることにより、ローパスフィルタ４のカットオフ周波数を制御することができる。

また、スイッチング増幅器１によれば、制御信号発生器７は、外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数と、出力信号Ｙ１の周波数すなわち１ビット信号の周波数との差がゼロとなるようにローパスフィルタ４のカットオフ周波数を制御する。従って、１ビット信号の周波数を外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数と等しくすることができる。

また、スイッチング増幅器１によれば、制御信号発生器７は、出力信号Ｙ１の周波数すなわち１ビット信号の周波数と、外部参照信号Ｓｒｅｆの周波数とを、信号のゼロクロス点を計数することで検出する。従って、パルス状の信号など、基本周期を知りたい信号に対して周波数を容易に検出することができる。

また、図１や図４のスイッチング増幅器１によれば、ループフィルタ３の出力はローパスフィルタ４の入力に接続され、ローパスフィルタ４の出力はコンパレータ５の入力に接続され、コンパレータ５の出力はドライバ６の入力に接続される。さらに、フィードバックパスは、ドライバ６の出力が直接スイッチング増幅器１の入力にフィードバックされる経路であり、スイッチング増幅器１の入力において入力信号Ｘ１と出力信号Ｙ１との差が計算されて、ループフィルタ３に入力される。

このような構成では、コンパレータ５の入力端子と、積分器を用いたフィルタであるループフィルタ３の出力端子との間に、ローパスフィルタ４が配置されるので、当該ローパスフィルタ４はスイッチング増幅器１の入力信号Ｘ１に対してアンチエイリアスフィルタとして動作する。従って、入力信号Ｘ１の帯域外ノイズを除去することができる。例えばノイズシェープされた低ビットの信号がデジタル−アナログ変換器を通して直接スイッチング増幅器１に入力される場合、シェーピングされた帯域外の量子化ノイズも同時に入力されるが、ローパスフィルタ４によって上記帯域外の量子化ノイズも減衰させることができるため、より高い性能を得ることができる。以上により、Ｓ／Ｎ特性のよいスイッチング増幅器を実現することができる。

また、当該構成によれば、ローパスフィルタ４から生じるノイズおよび歪の影響を緩和することができる。言い換えると、ローパスフィルタ４を抵抗とキャパシタとを用いて構成する場合に抵抗の値を大きくすることができるため、回路面積の削減を行うことができる。

また、当該構成によれば、抵抗とキャパシタとを用いるローパスフィルタ４の抵抗値およびキャパシタンスのばらつきの影響を受けてリミットサイクル周波数が大きく変化してしまうことを回避する、または、リミットサイクル周波数を入力信号振幅等に応じて変化させ、ダイナミックレンジとスイッチング周波数とのトレードオフの最適化を行うために、ローパスフィルタ４の抵抗を例えば抵抗とＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間抵抗との直列接続により構成される可変抵抗に置換える場合、ドレイン−ソース間抵抗の抵抗値が入力信号Ｘ１に応じて変化して歪を発生しても、スイッチング増幅器１は上記歪を低減することが可能である。従って、従来に比べリミットサイクル周波数を自動調整しやすくなる。

また、当該構成によれば、リミットサイクル周波数制御を行う場合でも、信号帯域内の信号伝達関数の変化がほとんど無い。そのため、リミットサイクル周波数の制御を行う場合に、ローパスフィルタがフィードバックパス上にある場合よりも信号のエラーが少ない。以下、これについて具体的に説明する。

図１および図４の構成において、スイッチング増幅器１の出力ｏｕｔｐｕｔは、

で与えられる。このスイッチング増幅器１の信号伝達関数ＳＴＦ１は次式、

で与えられる。ここで、ｉｎｐｕｔはスイッチング増幅器１への入力、ｅｒｒｏｒはコンパレータ５の量子化ノイズである。また、Ｈ（ｊω）はループフィルタ３の伝達関数，Ｌ（ｊω）はローパスフィルタ４の伝達関数である。

一方、ローパスフィルタがフィードバックパス上にある構成において、スイッチング増幅器の出力ｏｕｔｐｕｔは、次式、

で与えられる。このスイッチング増幅器の信号伝達関数ＳＴＦ２は、

で与えられる。

ループフィルタを２次（積分器２個），ローパスフィルタを１次のフィルタとした場合の例を示す。ループフィルタ，ローパスフィルタの伝達関数を、次式、

で与える。ここで、ω_ｉｎｔ１，ω_ｉｎｔ２は積分器の帯域、ω_ｌｐｆはローパスフィルタのカットオフ周波数である。これをＳＴＦ１，ＳＴＦ２に代入すると、次式、

を得る。通常、帯域内の信号をエラー無く後段に伝達するため、信号帯域内（０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）で、ＳＴＦ＝１となるようにω_ｉｎｔ１，ω_ｉｎｔ２，ω_ｌｐｆを決める。信号帯域内の伝達関数を考える。信号帯域内でのωは、ω_ｉｎｔ１，ω_ｉｎｔ２，ω_ｌｐｆに比べて十分小さいので、ｊωの低次の項（０次，１次）のみを考える。この場合、次式、

を得る。上記のＳＴＦ１，ＳＴＦ２を比較する。ローパスフィルタのカットオフ周波数ω_ｌｐｆを変化させることで、リミットサイクル周波数の制御を行う。信号伝達関数ＳＴＦ１はω_ｌｐｆの項を含まないため、リミットサイクル周波数の制御を行っても信号伝達関数の変化がない。それに対して信号伝達関数ＳＴＦ２では、ω_ｌｐｆの変化に応じて信号伝達関数も変化する。ただし、ω_ｌｐｆの変化量Δω_ｌｐｆがω_ｉｎｔ２に比べて十分小さい場合（Δω_ｌｐｆ≪ω_ｉｎｔ２）は、信号伝達関数の変化は無視できる。

スイッチング増幅器では、帯域内の信号をエラー無く後段に伝達するため、信号帯域内では、ＳＴＦ＝１であることが望ましい。上記のＳＴＦ１では、リミットサイクル周波数の制御を行ってもＳＴＦ＝１を保っている。一方、ＳＴＦ２では、ω_ｌｐｆを大きく変化させる場合、ＳＴＦ＝１からずれてしまい、エラーを生じる場合がある。

一方、上記スイッチング増幅器１の比較対象となったスイッチング増幅器のように、ループフィルタの出力がコンパレータの入力に接続され、コンパレータの出力がドライバの入力に接続され、フィードバックパスがローパスフィルタを含んでおり、ドライバの出力がローパスフィルタの入力に接続され、ローパスフィルタの出力がスイッチング増幅器の入力に接続され、スイッチング増幅器の入力においてスイッチング増幅器の入力信号とローパスフィルタの出力信号との差が計算されてループフィルタに入力される構成のものでは、フィードバックパスをＩＣ外部に出すことで、ローパスフィルタの外付けが可能になる。

また、スイッチング増幅器１によれば、制御信号発生器７は、スイッチング増幅器１の発振周波数（リミットサイクル周波数）が信号帯域外になるようにローパスフィルタ４のカットオフ周波数を制御するので、リミットサイクル周波数付近のパワーがノイズにならない。

また、スイッチング増幅器１によれば、ローパスフィルタ４はＭＯＳＦＥＴ：Ｍ１・Ｍ２のドレイン−ソース間抵抗という可変抵抗を含み、可変抵抗の抵抗値が変化することによりカットオフ周波数が可変となる。従って、ローパスフィルタ４のカットオフ周波数を抵抗値の変化という簡単な方法で制御することができる。
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について、図７および図８を用いて説明すれば以下の通りである。なお、前記実施の形態と同じ機能を有する部材には同じ符号を付し、その説明を省略する。

図９の従来のスイッチング増幅器１０１では、図６（ａ）に示すように、低振幅信号を入力する場合に、出力信号はリミットサイクル周波数付近に大きなパワーを持つ。このように、特定周波数にパワーが集中し、大きなパワーを持つ場合、周囲の機器に悪影響を与える「電磁妨害」を引き起こす場合がある。

本実施の形態では、図４のスイッチング増幅器１に与える外部参照信号Ｓｒｅｆとして、基本周波数が一定帯域内で常に変動する信号を用いることで、実施の形態１で得た効果に加えて、さらに上記電磁妨害の問題を解決する。基本周波数が一定帯域内で常に変動する外部参照信号Ｓｒｅｆを用いて、実施の形態１と同様の制御、すなわち、リミットサイクル周波数を外部参照信号Ｓｒｅｆの基本周波数と同じとする制御を行う場合、リミットサイクル周波数が一定帯域内で常に変動することになる。リミットサイクル周波数が一定帯域内で常に変動しているので、出力信号Ｙ１のパワーは上記帯域内に拡散する。そのため、出力信号Ｙ１が、特定周波数に大きなパワーを持つことを防ぐことができる。

図７に、このようなスイッチング増幅器１１全体の回路構成を示す。スイッチング増幅器１１は、図４のスイッチング増幅器１において、外部参照信号Ｓｒｅｆを、三角波を制御電圧とする電圧制御発振器８１から発生させるようにしたものである。電圧制御発振器８１に三角波を入力することで、電圧制御発振器８１は、制御電圧が周期的に変動するため、基本周波数が一定帯域内で常に変動する外部参照信号Ｓｒｅｆを発生する。ここでは、基本周波数が０．２５ＭＨｚ〜０．３５ＭＨｚの周波数帯域内で常に変動するような外部参照信号Ｓｒｅｆを発生する。図８にスイッチング増幅器１１の出力信号Ｙ１のパワースペクトルについてのシミュレーション結果を示す。入力信号Ｘ１として、振幅−６０ｄＢＦＳ，周波数１ｋＨｚの正弦波を与えた。変調器のパラメータは実施の形態１と同じとした。図８において、横軸は周波数、縦軸はパワースペクトルを示す。出力信号Ｙ１のパワースペクトルは、サンプリング間隔０．１８ｍｓｅｃでゼロ次ホールドした出力信号をフーリエ変換することで求めた。ゼロ次ホールドする際、エイリアシングの影響を防ぐため、アンチエイリアスフィルタとして、カットオフ周波数２．８ＭＨｚのチェビシェフフィルタを使用した。

図７のスイッチング増幅器１１に基本周波数が一定帯域内で常に変動する外部参照信号Ｓｒｅｆを与えた場合のシミュレーション結果（図８）と、図９の従来のスイッチング増幅器１０１のシミュレーション結果［図６（ａ）］とを比較する。図８では、リミットサイクル周波数の制御により、０．２５ＭＨｚ〜０．３５ＭＨｚの周波数帯にパワーが拡散している。また、出力信号Ｙ１のパワーの最大値は−１２．０ｄＢである。それに対して、図６（ａ）では、リミットサイクル周波数付近にパワーが集中している。出力信号Ｙ１０１のパワーの最大値は２．０ｄＢである。図８と図６（ａ）との比較から、基本周波数が一定帯域内で常に変動する参照信号を用いることで、スイッチング増幅器の出力信号が特定周波数に大きなパワーを持つことを防げることが分かる。出力信号が特定周波数に大きなパワーをもつことを防げるため、基本周波数が一定帯域内で常に変動する外部参照信号Ｓｒｅｆを用いた図７のスイッチング増幅器１１は、電磁妨害を起こしにくい。

本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、Ｄ級アンプに好適に使用することができる。

本発明の第１の実施形態を示すものであり、スイッチング増幅器の構成を示すブロック図である。 図１のスイッチング増幅器が備えるローパスフィルタの構成を示す回路図である。 （ａ）は図１のスイッチング増幅器が備える制御信号発生器の構成を示す回路ブロック図、（ｂ）は（ａ）の制御信号発生器の動作を示すタイミングチャートである。 図１のスイッチング増幅器において、ループフィルタを２次、ローパスフィルタを３次とした場合の構成を示す回路ブロック図である。 （ａ）および（ｂ）は、図４のスイッチング増幅器の出力信号のパワースペクトルのシミュレーション結果を示すグラフである。 （ａ）および（ｂ）は従来のスイッチング増幅器の出力信号のパワースペクトルのシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態を示すものであり、スイッチング増幅器の構成を示すブロック図である。 図７のスイッチング増幅器の出力信号のパワースペクトルのシミュレーション結果を示すグラフである。 従来技術を示すものであり、スイッチング増幅器の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１、１１ スイッチング増幅器
３ ループフィルタ（フィルタ）
３ａ、３ｂ 積分器
４ ローパスフィルタ
５ コンパレータ（非同期型コンパレータ）
６ ドライバ
７ 制御信号発生器（周波数制御手段）
Ｓｒｅｆ 外部参照信号

Claims (10)

1. 複数の積分器を備えたフィルタと、
   上記フィルタから出力された後の信号から１ビット信号を生成して出力する非同期型コンパレータと、
   上記１ビット信号をスイッチング増幅して出力するドライバとを備えたスイッチング増幅器であって、
   上記フィルタの入力は上記スイッチング増幅器の入力であり、上記ドライバの出力は上記スイッチング増幅器の出力であり、上記ドライバの出力から上記フィルタの入力へのフィードバックパスを備え、
   上記フィルタと上記非同期型コンパレータと上記ドライバとを含む経路と、上記フィードバックパスとで構成されるループに、さらにカットオフ周波数が可変のローパスフィルタが挿入されており、
   上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御する周波数制御手段を備えていることを特徴とするスイッチング増幅器。
2. 上記周波数制御手段は、上記１ビット信号の周波数と外部参照信号の周波数との差に基づいて、上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング増幅器。
3. 上記周波数制御手段は、上記外部参照信号の周波数と上記１ビット信号の周波数との差がゼロとなるように上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング増幅器。
4. 上記周波数制御手段は、上記１ビット信号の周波数と上記外部参照信号の周波数とを、信号のゼロクロス点を計数することで検出することを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング増幅器。
5. 上記フィルタの出力は上記ローパスフィルタの入力に接続され、
   上記ローパスフィルタの出力は上記非同期型コンパレータの入力に接続され、
   上記非同期型コンパレータの出力は上記ドライバの入力に接続され、
   上記フィードバックパスは、上記ドライバの出力が直接上記スイッチング増幅器の入力にフィードバックされる経路であり、
   上記スイッチング増幅器の入力において上記スイッチング増幅器の入力信号と上記ドライバの出力信号との差が計算されて、上記フィルタに入力されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のスイッチング増幅器。
6. 上記フィルタの出力は上記非同期型コンパレータの入力に接続され、
   上記非同期型コンパレータの出力は上記ドライバの入力に接続され、
   上記フィードバックパスは上記ローパスフィルタを含んでおり、上記ドライバの出力は上記ローパスフィルタの入力に接続され、上記ローパスフィルタの出力は上記スイッチング増幅器の入力に接続され、
   上記スイッチング増幅器の入力において上記スイッチング増幅器の入力信号と上記ローパスフィルタの出力信号との差が計算されて、上記フィルタに入力されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のスイッチング増幅器。
7. 上記周波数制御手段は、上記スイッチング増幅器のリミットサイクル周波数が信号帯域外になるように上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載のスイッチング増幅器。
8. 上記周波数制御手段は、上記スイッチング増幅器のリミットサイクル周波数が信号帯域外の一定帯域内で変動するように上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を制御することを特徴とする請求項７に記載のスイッチング増幅器。
9. 上記ローパスフィルタは可変抵抗を含み、上記可変抵抗の抵抗値が変化することによりカットオフ周波数が可変となることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載のスイッチング増幅器。
10. 請求項１ないし９のいずれか１項に記載のスイッチング増幅器を備えていることを特徴とするオーディオ機器。

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