JP2007060215A - パルス信号発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 パルスの周期を変化させてもパルス高が安定しているパルスを得る。
【解決手段】 コンパレータＵ１とトランジスタＱ２とにより、正弦波信号Ｖｉｎが所定の位相のときに電圧が階段状に変化する信号であって、当該正弦波信号Ｖｉｎが次周期の当該所定の位相となるまでに当該電圧が元の電圧へと回復する生成信号を生成する。この生成信号が印加されるステップリカバリダイオードＳＲＤでは、導通状態から遮断状態への状態遷移が当該生成信号における当該階段状の電圧変化によって生じる。コンデンサＣ３は、当該状態遷移によって生じる信号の変化を微分してパルス信号を得て、当該パルス信号を、負荷である半導体レーザＬＤへと出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、パルス信号を発生させる技術に関し、特に、波形が安定しているパルスを得る技術に関する。

半導体レーザや発光ダイオード等を利用した短パルス光源が生体計測等の様々な分野で利用されている。このような短パルス光源に必要となるパルス信号の発生装置には、１００ｐｓｅｃ以下のパルス幅のパルスを数１０ＭＨｚ以上の高い周波数で発振させる性能が求められている。

このようなパルス信号発生装置として、ステップ・リカバリ・ダイオード（以下ＳＲＤと称する）を用いるものや、アバランシェ・トランジスタを用いるもの等が知られている。

ＳＲＤを用いるパルス信号発生装置は、ＳＲＤのアノード・カソード間の電位差を変化させると極めて短い時間で導通状態から遮断状態へと遷移するというＳＲＤの遮断特性を利用するものが多数知られている（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４、特許文献５、特許文献６を参照）。

これらの各特許文献に開示されている技術は、いずれも基本的には同種の要素で構成されており、高周波電源あるいは高周波発振器からの信号を増幅する増幅器、一端を接地若しくは直流電圧源に接続したＳＲＤ、及び微分回路から構成されている。

ここで図４について説明する。同図は、従来のパルス発生回路の回路例を示している。なお、この回路は特許文献５や特許文献６においても従来例として示されている回路である。

図４の回路は、ＳＲＤの一方の端子（同図においてはアノード端子）を接地し、他方の端子（同図においてはカソード端子）の電位を変化させることでＳＲＤの端子間の電位差を変化させている。

図４において、抵抗Ｒ１１が負電源−Ｖｐｐに接続されているので、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ１がオフ状態にある場合にはＳＲＤのカソード電圧はアノード電圧（接地電位）よりも低くなっており、このときＳＲＤは導通状態となっている。ここで、トランジスタＴｒ１のバイアスとして矩形波信号をベース端子へ入力すると、バイアス信号の立ち上がりに同期してＳＲＤのカソード電圧が急激に上昇してアノード電圧（グランド電位）よりも高くなり、ＳＲＤは遮断状態となる。この急激な変化は、微分手段であるコンデンサＣ１１を通過して負荷抵抗Ｒ１２へと伝えられ、短パルスが出力される。
特公平２−９７２７号公報 特公平４−７４８７４号公報 特開平７−７９０４２号公報 特公平７−１０９９１１号公報 特開平１１−２２５０４９号公報 特開平１１−３３０９２０号公報

図４において、このバイアス信号の立ち下りでは、ＳＲＤは遮断状態から導通状態へと変化する。この変化は立ち上がり時ほどの高速なものではないものの、無視することのできない微分成分が発生する。この微分成分によって出力される信号は、上記の短パルスに比べてパルス幅も大きくパルス高も低い信号であるが、当該短パルスとは極性が逆のものであるため、この信号で半導体レーザや発光ダイオード等の発光素子を駆動すると、一瞬ではあるが逆方向の電圧が当該発光素子へ印加されてしまう。従って、このような場合には、この信号から発光素子を保護するための保護回路を追加する等の対策が必要となる。

この点に関し、上掲した特許文献４では、ＳＲＤに正弦波を印加してパルス信号を得る技術が開示されている。正弦波は矩形波に比べて信号の変化が滑らかであるので、この技術によれば、発光素子への逆方向の電圧は少なくなる。

しかし、この技術では、正弦波の周波数を変化させるとＳＲＤへ印加される信号の勾配が変化してしまうため、出力されるパルスのパルス高も変化してしまう。従って、周波数を変化させても同一波形のパルスが得られるようにするためには、正弦波の振幅やＳＲＤの一方の端子に接続される直流電圧源の電圧、更には微分手段であるコンデンサの静電容量を当該周波数の変化に応じて変化させる必要がある。

このように、当該技術では出力パルスの波形の制御が難しい。
本発明は上述した問題に鑑みてなされたものであり、その解決しようとする課題は、パルスの周期を変化させてもパルス高が安定しているパルスを得ることである。

本発明の態様のひとつであるパルス信号発生装置は、周期信号が所定の位相のときに電圧が階段状に変化する生成信号であって、当該周期信号が次周期の当該所定の位相となるまでに当該電圧が元の電圧へと回復する当該生成信号を生成する信号生成手段と、当該生成信号が印加されるステップリカバリダイオードであって、導通状態から遮断状態への状態遷移が当該生成信号における当該階段状の電圧変化によって生じる当該ステップリカバリダイオードと、当該状態遷移によって生じる信号の変化を微分してパルス信号を得る微分手段と、を有することを特徴とするものであり、この特徴によって前述した課題を解決する。

なお、上述した本発明に係るパルス信号発生装置において、当該信号生成手段は、当該生成信号の電圧が当該元の電圧へ回復する期間内であって電圧変化の勾配が当該階段状の変化におけるものよりも緩い期間において当該ステップリカバリダイオードの遮断状態から導通状態への状態遷移が生じるように当該生成信号を生成する、ように構成してもよい。

また、前述した本発明に係るパルス信号発生装置において、当該所定の位相だけ当該周期信号から位相のずれた矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段を更に有し、当該信号生成手段は、電圧値を当該矩形波信号の信号レベルに応じて異なる値へと切り替えることによって、当該生成信号における階段状の電圧変化を生成する、ように構成してもよい。

また、前述した本発明に係るパルス信号発生装置において、当該周期信号は正弦波信号でもよい。
なお、このとき、当該信号生成手段は、当該ステップリカバリダイオードの遮断状態から導通状態への状態遷移が生じる期間の当該生成信号を、直流電圧のオフセットを加えた当該正弦波信号としてもよい。

本発明によれば、以上のようにすることにより、パルスの周期を変化させてもパルス高が安定しているパルスが得られるという効果を奏する。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
まず図１について説明する。同図は本発明を実施するパルス信号発生装置の回路構成を示している。この装置では、ＳＲＤに印加する前の高周波信号の位相や電圧に基づいてＳＲＤへ印加する信号を制御する。具体的には、ＳＲＤの端子間の電圧を順方向電圧から逆方向電圧へと変化させてパルスを発生させるときには急峻に電圧を変化させる。その一方、ＳＲＤの端子間の電圧を逆方向電圧から順方向電圧へと戻すときには、その電圧変化の勾配を小さく且つ滑らかに変化させるようにして、不要なパルスの発生を抑制する。

図１において、Ｖは、本装置を駆動する直流電源から出力される電源電圧であり、Ｖｉ
ｎは、正弦波発振器から出力される正弦波信号である。

周期信号である正弦波信号Ｖｉｎは、カップリングコンデンサＣ１を経た後に抵抗Ｒ１、Ｒ２によってバイアスされてＮＰＮ型トランジスタＱ１のベースへと入力される。トランジスタＱ１のコレクタは電源Ｖに直接接続されており、トランジスタＱ１のエミッタにはグランド（基準接地電位）との間に抵抗Ｒ３が挿入されており、このエミッタから出力信号を得る。つまり、トランジスタＱ１はエミッタフォロアとして動作させている。

一方、抵抗Ｒ１、Ｒ２によってバイアスされている正弦波信号Ｖｉｎは抵抗Ｒ６を経てコンパレータＵｌの非反転入力側に入力されている。このコンパレータＵ１の反転入力側には、電源電圧Ｖを抵抗Ｒ４、Ｒ５で分圧した電圧が入力されている。従って、コンパレ
ータＵｌの出力は、この分圧電圧と非反転入力側の電圧との比較結果が出力される。なお、抵抗Ｒ５に並列に挿入されているコンデンサＣ２は、高周波信号のバイパス用である。

ここで、抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６の値は、コンパレータＵｌから出力される矩形波の位相とトランジスタＱｌのエミッタから出力される正弦波の位相との関係を規定する。本実施例では、当該矩形波の位相を、当該正弦波の位相よりもほぼ９０°遅らせるようにその値が設定される。

ＮＰＮ型トランジスタＱ２は、トランジスタＱｌから出力される正弦波信号を、コンパレータＵｌから出力される矩形波信号に応じて制御する。トランジスタＱ２のコレクタには、トランジスタＱｌの出力信号が抵抗Ｒ７を介して入力されており、トランジスタＱ２のベースには、コンパレータＵｌの出力信号が抵抗Ｒ８を介して入力されている。なお、トランジスタＱ２のエミッタはグランドへ直接接続されている。

ＳＲＤのアノードはインダクタＬを介してトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。ＳＲＤのカソードは、基準電圧源Ｖｓｒｄを介してグランドへ接続されており、基準電圧源Ｖｓｒｄによって、ＳＲＤのカソード電圧が決定されている。

図１のパルス信号発生装置の負荷である半導体レーザＬＤのカソードは、微分手段であるコンデンサＣ３を介してＳＲＤのアノードと接続されている。なお、半導体レーザＬＤのアノードはグランドに直接接続されている。

次に図２について説明する。同図は、図１に示した回路の各部の信号波形を示している。
図２において、（ａ）は、トランジスタＱ１のベース電圧信号、すなわち、バイアスされている正弦波信号の変化を表している。また、（ｂ）は、トランジスタＱ１のエミッタ電圧信号、すなわちトランジスタＱ１の出力信号の変化を表している。（ｃ）は、トランジスタＱ２のベース電圧信号、すなわち、コンパレータＵ１の出力電圧信号の変化を表している。（ｄ）は、トランジスタＱ２のコレクタ電圧信号、すなわち、ＳＲＤのアノード電圧信号の変化を表している。そして、（ｅ）は、半導体レーザＬＤを流れる電流の変化を表している。

図２の（ｃ）の波形を（ａ）及び（ｂ）の波形と対比すると分かるように、コンパレータＵｌは、トランジスタＱｌの入出力信号から位相が約９０°遅れている矩形波信号を出力する。すなわち、この出力信号により、トランジスタＱｌの出力信号が上昇している期間ではトランジスタＱ２はオフ状態とされ、下降している期間ではオン状態とされる。従って、トランジスタＱｌのエミッタ電圧がほぼ極大となるタイミングでトランジスタＱ２がオフ状態からオン状態へと遷移するのである。このとき、Ｑ２のコレクタ電圧は切り替えられ、トランジスタＱｌのエミッタ電圧の極大値からグランド電位へと急激に近づこうとする。

トランジスタＱ２のコレクタにはＳＲＤのアノード側が接続されている。ここで、ＳＲＤのカソード側の電位を決めている基準電圧源Ｖｓｒｄの電圧を、図２の（ｄ）に示すように、ＳＲＤのアノード側の電位（すなわち、トランジスタＱｌのエミッタ電圧）の極大値よりも若干低い値に設定しておく。このようにしておくことにより、トランジスタＱ２のオフ状態からオン状態への遷移によってＳＲＤへ印加している電圧は順方向から逆方向へと階段状に変化する。すると、前述したＳＲＤの遮断特性、すなわち、極めて短い時間で導通状態から遮断状態へと状態が遷移するという特性により、ＳＲＤを流れる電流値の変化は極めて急峻なものとなる。このような急峻な変化に応じてインダクタＬに生じる起電力をコンデンサＣ３で微分することにより、図２の（ｅ）に示すように、半導体レーザＬＤには非常に短いパルス幅の電流が流れる。なお、このパルスのパルス高は、ＳＲＤの遮断特性の方が元の正弦波信号Ｖｉｎの周波数よりも支配的であり、正弦波信号Ｖｉｎの周波数を変化させても、このパルス高の変化は極めて小さい。

一方、トランジスタＱ２がオン状態からオフ状態へと遷移するときには、トランジスタＱｌのエミッタ電圧（図２の（ｂ））は極小値の付近にある。このときには、トランジスタＱ２をオフ状態へと遷移させてもトランジスタＱ２のコレクタ電圧の変化、すなわち、ＳＲＤのアノード側の電位の変化（図２の（ｄ））は、トランジスタＱ２をオン状態へと遷移させるときに比べてはるかに緩やかなものとなる。特に、ＳＲＤが遮断状態から遷移状態へと状態が遷移するときにおけるＳＲＤのアノード側の電位の変化は、トランジスタＱｌのエミッタ電圧と同等のもの、つまり、直流電圧のオフセットが加わった正弦波信号Ｖｉｎと同等のものであるから、その変化の勾配は小さく、滑らかなものである。従って、半導体レーザＬＤへ印加される逆方向電圧が少なく抑えられる。

なお、半導体レーザＬＤへ印加するパルス信号のパルス高は、元の正弦波信号の振幅、若しくは基準電圧源Ｖｓｒｄの値を変化させることで調整することができる。また、このパルス信号のパルス高の調整は、コンパレータＵ１の出力信号を遅延させる遅延回路を挿入し、この遅延回路による遅延時間を制御することによっても可能である。

以上のように、図１に示したパルス信号発生装置によれば、高い繰り返し周波数で且つ安定した出力で短パルスを発生することができ、更に、パルスの出力の調節も容易に行うことができる。

なお、上述した実施形態においては、トランジスタＱ２を制御する信号である、正弦波信号Ｖｉｎに対して位相の遅れた信号の生成を、抵抗で分圧して得た電圧と正弦波信号との比較により行うようにしていたが、この代わりに、例えば、図１の回路の抵抗Ｒ６に代えて、図３Ａに示した微分回路や図３Ｂに示した積分回路等を挿入して所定量だけ位相のずれた信号を得るようにし、得られた信号をこの制御信号として用いるようにしてもよい。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は、上述した各実施形態に限定されることなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良・変更が可能である。
例えば、上述した実施形態においては、コンパレータＵ１から出力される矩形波信号の位相を、正弦波信号Ｖｉｎに対し約９０°遅らせる関係としたが、トランジスタＱ２を用いて構成されている制御回路の構成を変更してその制御論理を反転すると共に、コンパレータＵ１からの出力信号の位相を、正弦波信号Ｖｉｎに対し約９０°進めた関係としてもよい。

本発明を実施するパルス発生装置の回路構成を示す図である。 図１に示した回路の各部の信号波形を示す図である。 微分回路の回路例を示す図である。 積分回路の回路例を示す図である。 従来のパルス発生回路の回路例を示す図である。

符号の説明

Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ１１ コンデンサ
ＬＤ 半導体レーザ
Ｑ１、Ｑ２、Ｔｒ１ ＮＰＮ型トランジスタ
Ｒ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ１１、Ｒ１２ 抵抗
ＳＲＤ ステップリカバリダイオード
Ｕ１ コンパレータ
Ｖ 直流電源の電源電圧
Ｖｉｎ 正弦波信号
Ｖｓｒｄ 基準電圧源

Claims (5)

1. 周期信号が所定の位相のときに電圧が階段状に変化する生成信号であって、当該周期信号が次周期の当該所定の位相となるまでに当該電圧が元の電圧へと回復する当該生成信号を生成する信号生成手段と、
   前記生成信号が印加されるステップリカバリダイオードであって、導通状態から遮断状態への状態遷移が当該生成信号における前記階段状の電圧変化によって生じる当該ステップリカバリダイオードと、
   前記状態遷移によって生じる信号の変化を微分してパルス信号を得る微分手段と、
   を有することを特徴とするパルス信号発生装置。
2. 前記信号生成手段は、前記生成信号の電圧が前記元の電圧へ回復する期間内であって電圧変化の勾配が前記階段状の変化におけるものよりも緩い期間において前記ステップリカバリダイオードの遮断状態から導通状態への状態遷移が生じるように当該生成信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のパルス信号発生回路。
3. 前記所定の位相だけ前記周期信号から位相のずれた矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段を更に有し、
   前記信号生成手段は、電圧値を前記矩形波信号の信号レベルに応じて異なる値へと切り替えることによって、前記生成信号における階段状の電圧変化を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のパルス信号発生回路。
4. 前記周期信号が正弦波信号であることを特徴とする請求項１に記載のパルス信号発生回路。
5. 前記信号生成手段は、前記ステップリカバリダイオードの遮断状態から導通状態への状態遷移が生じる期間の前記生成信号を、直流電圧のオフセットを加えた前記正弦波信号とすることを特徴とする請求項４に記載のパルス信号発生回路。
   
   

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