JP2006352202A - 電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数依存性が極力少ないＲＦ接地回路を有し、かつ、チップ面積を増加させることのない電力増幅器を提供する。
【解決手段】電力増幅用バイポーラトランジスタ１へベースバイアス電流をエミッタフォロワにより供給する第２のバイポーラトランジスタ２のベースとアースとの間には、第１及び第２のダイオード５，６が、各々のアノードが第２のバイポーラトランジスタ２のベース側に位置するように直列接続されると共に、当該ベースには、エミッタ接地された第３のバイポーラトランジスタ３のコレクタが接続される一方、第３のバイポーラトランジスタ３のベースは、第１及び第２のダイオード５，６の段間に接続されており、第３のバイポーラトランジスタ３により周波数依存性が極めて小さなＲＦ接地効果が得られるようになっている。
【選択図】図１

Description

本発明は、バイポーラトランジスタを使用した電力増幅器に係り、特に、マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）で構成された無線通信装置用の電力増幅器のさらなる小型化と共に線形出力特性の向上等を図ったものに関する。

近年、携帯電話や無線データ通信装置が一般家庭で大きく普及した理由の一つとして、無線通信装置の生産コスト削減及び小型化を挙げることができる。今後のさらなる普及、発展のため、これら携帯電話等の無線回路の構成に多く用いられているマイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）についても、その他の部品同様、生産コストの削減、小型化をさらに進める必要がある。
また、近年のデータ通信量の増大により、直交振幅変調（ＱＡＭ）に代表される多値変調が導入されつつあり、無線送信回路は変調精度を確保するため、平均送信出力を基点とした線形出力範囲が従来と比べてより高出力となるよう、すなわち、より大きな出力バックオフを有することが所望されている。

このような要請に対して、小型で、かつ、線形出力特性を改善した電力増幅回路が種々提案されている。
図６には、そのような線形出力特性の改善を図った従来の電力増幅器の一回路構成が示されており、以下、同図を参照しつつ、この従来回路について説明する。
この電力増幅器は、ＡＢ級あるいはＢ級動作で用いられるもので、電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂを中心に構成されたものとなっている。そして、この電力増幅器のベースバイアス回路は、バイポーラトランジスタ２Ｂと対地キャパシタ１６を有してなるエミッタフォロワ部と、ダイオード５Ｂ，６Ｂ及び抵抗器１１Ｂを有してなる温度補償部とから構成されたものとなっており、電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂのベース・エミッタ間電流ＩBE1Bを供給するようになっている。

また、この回路には、電力増幅回路の動作のオン、オフ制御のため、シャットダウン制御端子２５Ｂが設けられており、当該端子２５Ｂへの電圧印加の有無によってオン・オフ制御が可能となっている。なお、このシャットダウン制御端子２５Ｂとバイポーラトランジスタ２Ｂのコレクタが接続されるコレクタ端子２４Ｂとは、必要に応じて相互に接続されて用いられることもある。なお、この場合、シャットダウン制御端子２５Ｂへの印加電圧にバイポーラトランジスタ２Ｂのコレクタから漏洩する無線周波数（ＲＦ）信号が重畳され、回路動作に悪影響を与える可能性があるために、必要に応じてＲＦ接地回路がシャットダウン制御端子２５Ｂとコレクタ端子２４Ｂ間に接続されて用いられる。

かかる構成における回路動作を説明すれば、まず、一般に、ＡＢ級あるいはＢ級電力増幅器は、信号入力端子２１Ｂから入力されるＲＦ信号の増大に伴って、電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂのベース・エミッタ間電流ＩBE1Bも増加する動作特性を有している。
ベース・エミッタ間電流ＩBE1Bの増加は、入力されるＲＦ信号の増大に伴って電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂのベース・エミッタ間電圧ＶBE1Bの電圧振幅が増大する結果、電圧振幅最小値がベース・エミッタ間ダイオードをオフさせる領域まで達することにより、IBE1Bの電流振幅特性が上下非対称となることに起因するものである。

このため、エミッタフォロワ部を構成するバイポーラトランジスタ２Ｂは、ＩBE1Bの増加に対応して、そのコレクタ・エミッタ間電流ICE2B及びベース・エミッタ間電流ＩBE2Bを増加させようとする。このＩCE2B 及びＩBE2Bの増加、すなわち、換言すれば、ベースバイアス回路供給電流の増加には、バイポーラトランジスタ２Ｂのベース・エミッタ間電圧ＶBE2Bの上昇が必要となる。なお、この場合、シャットダウン制御端子２５Ｂへの印加電圧は、入力されるＲＦ信号の増大に対して常に一定であるとする。

ここで、この場合のエミッタフォロワ部を構成するバイポーラトランジスタ２Ｂの動作に着目し、特に、直流動作と、ＲＦ動作について見てみる。
最初に、直流動作について見ると、上述したＶBE2Bの上昇のためには、電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂのベース・エミッタ間電圧ＶBE1Bの降下が必要となり、それに対応するべく電力増幅用バイポーラトランジスタ１ＢのＩBE1Bが減少し、電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂの動作点が降下する。
これは、入力されるＲＦ信号の増大に伴うベースバイアス回路供給電流の増加が制限されることを意味しており、その結果、線形出力特性の劣化が予想される。

次に、ＲＦ動作について見ると、エミッタフォロワ部のバイポーラトランジスタ２Ｂのベースは、対地キャパシタ１６によってＲＦ接地され、そのエミッタには信号入力端子２１Ｂから入力されるＲＦ信号が印加される。したがって、バイポーラトランジスタ２Ｂのベース・エミッタ間電圧ＶBE2Bも、電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂのベース・エミッタ間電圧ＶBE1B同様に、入力されるＲＦ信号の増大に伴って電圧振幅が増大することとなる。このとき、エミッタフォロワ部のバイポーラトランジスタ２Ｂのエミッタ面積及び動作点を適切に設定することにより、ベースバイアス回路供給電流と電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂのベース・エミッタ間電流ＩBE1BのＲＦ特性を一致させることができる。この結果、直流動作で述べたような電力増幅用バイポーラトランジスタ１Ｂのベース・エミッタ間電圧ＶBE1Bの降下は発生せず、結局、先に述べたような線形出力特性劣化が防止されることとなる。

このように、この従来回路において、対地キャパシタ１６は、線形出力特性の良否を決定する重要な要素であり、一方、温度補償部の対地２段直列のダイオード５Ｂ，６Ｂの安定動作のためにも充分なＲＦ接地効果を確保する必要がある。なお、ベースバイアス回路内部の電圧は、０.０１Ｖ単位の時間平均電圧の変動でもエミッタフォロワ出力電流に大きな影響を与える。
上述のような従来回路については、非特許文献１などにおいて公知となっている。

Youn Sub Noh and Chul Soon Park，「PCS/W-CDMA Dual-Band MMIC Power Amplifier With a Newly Proposed Liniearizing Bias Circuit」，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUIT，２００２年９月，Vol.37、No.9、p.1096-1099

しかしながら、上記従来回路においては、対地キャパシタによるＲＦ接地効果に周波数依存性があるため、例えば、携帯電話などで使用される８００ＭＨｚ帯などの比較的低い周波数でＲＦ接地効果を得るために必要な容量値が大きくなり、チップ面積が増加する問題があった。
本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、比較的低い周波数においてもＲＦ接地効果を保持し、かつ、チップ面積を増加させることのない電力増幅器を提供するものである。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る電力増幅器は、
電力増幅用の第１のバイポーラトランジスタを有し、当該第１のバイポーラトランジスタが第２のバイポーラトランジスタを用いたエミッタフォロワ回路の出力によってベースバイアス電流の供給を受けて増幅動作がなされるよう構成されてなる電力増幅器であって、
前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタにはコレクタ端子が接続される一方、前記第２のバイポーラトランジスタのベースは、第１の抵抗器を介して外部からの制御電圧が印加される制御端子に接続され、
前記第２のバイポーラトランジスタのベースとアースとの間には、第１及び第２のダイオードが、各々のアノードが前記第２のバイポーラトランジスタのベース側に位置するように直列接続されて設けられると共に、第２のバイポーラトランジスタのベースには、エミッタ接地された第３のバイポーラトランジスタのコレクタが接続され、当該第３のバイポーラトランジスタのベースは前記第１及び第２のダイオードの段間に接続されてなるものである。
上記構成において、前記第２のバイポーラトランジスタのベースと前記第１の抵抗器との間に、第２の抵抗器を接続し、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器との間に、前記第３のバイポーラトランジスタのコレクタ及び前記第１のダイオードのアノードを接続しても好適である。
また、電力増幅用の第１のバイポーラトランジスタは、第３の抵抗器を介してベースバイアス電流が供給される構成としても好適である。
また、第２のバイポーラトランジスタのコレクタとアースとの間に第１のキャパシタを接続した構成としても好適である。
さらに、第２のバイポーラトランジスタのコレクタとコレクタ端子との間に第４の抵抗器を接続した構成としても好適である。
またさらに、制御端子とコレクタ端子とを接続した構成としてもよい。

本発明によれば、ＲＦ接地素子を従来の容量性から抵抗性のものに代えて回路構成したので、従来のような周波数依存性がなくなり、そのため、従来と異なり、無線通信装置などにおける比較的低い周波数帯、例えば、８００ＭＨｚ帯などにおいてもチップ面積を増加させることなく、十分なＲＦ接地効果を得ることができ、ひいては安定した線形出力特性の電力増幅器を提供することができるという効果を奏するものである。

以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図５を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態における電力増幅器の第１の構成例について、図１を参照しつつ説明する。
この電力増幅器は、電力増幅用バイポーラトランジスタ（第１のバイポーラトランジスタ）１を有すると共に、第２のバイポーラトランジスタ２を中心としてなるベースバイアス回路が設けられて構成されたものとなっている。

以下、具体的な接続について説明すれば、まず、電力増幅用バイポーラトランジスタ１は、ＮＰＮ型トランジスタが用いられており、そのベースは信号入力端子２１に接続される一方、コレクタは信号出力端子２２に接続されると共に、第１のコレクタ端子２３にも接続されたものとなっている。そして、電力増幅用バイポーラトランジスタ１のエミッタは、接地されている。

この電力増幅用バイポーラトランジスタ１のベース電流供給のため、ＮＰＮ型の第２のバイポーラトランジスタ２を中心にベース電流供給手段としてのベースバイアス回路が次述するように構成されたものとなっている。
すなわち、第２のバイポーラトランジスタ２は、そのエミッタが電力増幅用バイポーラトランジスタ１のベースに接続される一方、コレクタは第２のコレクタ端子２４に接続されており、さらに、ベースは、第１の抵抗器１１を介してシャットダウン制御端子２５に接続されている。本発明の実施の形態において、第２のバイポーラトランジスタ２はエミッタフォロワ回路を構成したものとなっている。
なお、第１及び第２のコレクタ端子２３，２４には、外部から電源電圧が印加されるようになっている。また、シャットダウン制御端子２５は、その印加電圧によって電力増幅器のオン、オフ制御に用いられるようになっている。

また、第２のバイポーラトランジスタ２のベースとアースとの間には、ベースバイアスの温度補償のため、第１及び第２のダイオード５，６が、各々のアノードがベース側となるように直列接続されて設けられている。
そして、ＮＰＮ型の第３のバイポーラトランジスタ３が、そのコレクタと第２のバイポーラトランジスタ２のベースとが接続される一方、エミッタが接地されると共に、ベースが第１及び第２のダイオード５，６の相互の接続点に接続されて設けられている。
なお、上述の回路は、例えば、マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）にしたものなどが好適である。

次に、かかる構成における電力増幅器の動作について説明する。
なお、電力増幅器としての全体的な増幅動作は、従来回路と基本的に同様であるので、特に、第２のバイポーラトランジスタ２のベースに対地キャパシタが接続された従来回路（図６参照）と異なる点を中心に説明することとする。
まず、本発明の実施の形態において、第３のバイポーラトランジスタ３のベースには、第１及び第２のダイオード５，６の段間電圧が印加されることとなり、その大きさは、第２のバイポーラトランジスタ２のベース電圧の約１／２である。

この電力増幅器において、電力増幅用バイポーラトランジスタ１のベース・エミッタ間電圧ＶBE1と第２のバイポーラトランジスタ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE2は、共に各々のトランジスタがＡＢ級あるいはＢ級で動作するように設定されているため、第３のバイポーラトランジスタ３のベース・エミッタ間電圧ＶBE3も同様に、ＡＢ級あるいはＢ級で動作するよう設定されることとなる。
また、第３のバイポーラトランジスタ３のエミッタ面積は、電力増幅用バイポーラトランジスタ１のエミッタ面積に比して充分小さくても有効である。したがって、第３のバイポーラトランジスタ３のベース・エミッタ間電流ＩBE3及びコレクタ・エミッタ間電流ＩCE3は、電力増幅器全体の消費電力に比して無視できる程度の電流量となる。

さらに、第３のバイポーラトランジスタ３のコレクタインピーダンスは、バイポーラトランジスタ内部のコレクタ抵抗とエミッタ抵抗からなり、図６に示された従来回路における対地キャパシタ１６と同様にＲＦ接地効果を有する。

図４には、本発明の実施の形態における第３のバイポーラトランジスタ３のＲＦ接地効果を従来回路と比較するため、ＲＦ接地回路のＲＦ通過特性ＳパラメータＳ２１の計算結果が示されており、以下、同図について説明する。
まず、この図４の特性線図は、本発明の実施の形態の電力増幅器におけるＲＦ接地効果を従来回路と比較するために、特に、図３（ａ）及び図３（ｂ）に示された回路について周波数変化に対するＳパラメータＳ２１を計算した結果である。

すなわち、図３（ａ）は、従来回路におけるＲＦ接地回路部分を、また、図３（ｂ）は、本発明の実施の形態の電力増幅器におけるＲＦ接地回路部分を、それぞれ構成したものである。なお、それぞれの構成要素の符号は、図３（ａ）については、図６に示された従来回路における対応する構成要素と同一の符号とし、また、図３（ｂ）については、図１に示された構成例における対応する構成要素と同一の符号を付したものとなっている。
それぞれの構成については、既に述べた通りであるので、再度の詳細な説明は省略することとする。

なお、図４におけるＳパラメータＳ２１は、図３に示された回路において、第３のトランジスタ３のエミッタ面積を２.６μｍ×１０μｍであるとし、また、対地キャパシタ１６の容量値Ｃ１６を、０.５ｐＦ、１.０ｐＦ及び３.０ｐＦにそれぞれ設定した場合について算出を行ったものである。
ここで、第３のバイポーラトランジスタ３と対地キャパシタ１６のチップ面積を比較して見ると、例えば、第３のバイポーラトランジスタ３を３０μｍ×４０μｍのチップ面積とした場合、対地キャパシタ１６は、容量値Ｃ１６＝０.５ｐＦで３６μｍ×４０μｍとなり、両者ほぼ同等のチップ面積となる。

図４において、横軸は周波数であり、縦軸はＳパラメータＳ２１の値であり、ＳパラメータＳ２１は、その値が小さいほどＲＦ減衰量が大、すなわち、ＲＦ接地効果が大きいことを意味する。
また、同図において、実線の特性線は、本発明の実施の形態におけるＲＦ接地回路である図３（ｂ）の特性を示している。
さらに、従来のＲＦ接地回路の特性は、対地キャパシタ１６の容量値Ｃ１６＝０.５ｐＦの場合を二点鎖線で、容量値Ｃ１６＝１.０ｐＦの場合を一点鎖線で、容量値Ｃ１６＝３.０ｐＦの場合を点線で、それぞれ示されている。

この図４によれば、第３のバイポーラトランジスタ３のＲＦ接地効果は、周波数５ＧＨｚで対地キャパシタ１６の０.５ｐＦ相当、２.６ＧＨｚで１.０ｐＦ相当、９００ＭＨｚで３.０ｐＦ相当のＲＦ接地効果を発揮することが確認できる。したがって、携帯電話で使用される８００ＭＨｚなどの比較的低い周波数は、対地キャパシタ１６の代替えとしての第３のバイポーラトランジスタ３を用いることができ、それによって集積回路化におけるチップ面積が確実に削減されることとなる。

次に、第２の構成例について図２を参照しつつ説明する。なお、図１に示された構成例における構成要素と同一の構成要素には、同一の符号を付してその詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
この第２の構成例においては、まず、第２のバイポーラトランジスタ２の発振防止のために、そのベースと第１の抵抗器１１のベース側の端部との間に、第２の抵抗器１２が直列接続されて設けられている。

また、第２のバイポーラトランジスタ２のエミッタと電力増幅用バイポーラトランジスタ１との間には、第３の抵抗器１３が直列接続されて設けられており、かかる第３の抵抗器１３を介して電力増幅用バイポーラトランジスタ１のベース・エミッタ間電流ＩBE1が供給されることにより、電力増幅用バイポーラトランジスタ１の熱暴走の抑圧がなされるようになっている。
この第３の抵抗器１３は、さらに、第２のバイポーラトランジスタ２のエミッタへ流入するＲＦ信号量も制限する機能を果たすため、第２のバイポーラトランジスタ２のＲＦ動作を調整する役割を果たすものとなっている。

さらに、第２のバイポーラトランジスタ２のコレクタは、第４の抵抗器１４を介してシャットダウン制御端子２５に接続されると共に、コレクタとアースとの間には、対地キャパシタとしての第１のキャパシタ１５が接続されている。
第２のバイポーラトランジスタ２のコレクタをシャットダウン制御端子２５へ接続する構成とした場合、第２のバイポーラトランジスタ２のコレクタからシャットダウン制御端子２５へのＲＦ信号の漏洩が生ずるため、その影響を低減する観点から、第１のキャパシタ１５は、ＲＦ接地回路としての役割を果たすものとなっている。また、第１のキャパシタ１５は、同時に、電力増幅器を多段に接続構成し、各々のシャットダウン制御端子を一つに束ねた場合に、一方の電力増幅器から他方の電力増幅器へシャットダウン制御端子を経由したＲＦ信号の漏洩を低減する機能も果たすものとなっている。

また、第４の抵抗器１４は、第２のバイポーラトランジスタ２の発振防止の役割を果たし、第２のバイポーラトランジスタ２には、この第４の抵抗器１４を介して電圧が印加されることとなる。

図５には、図２に示された構成例における第１のダイオード５のアノードのインピーダンス変化と、図２に示された構成例において、第３のバイポーラトランジスタ３に代えて、従来と同様に第２のバイポーラトランジスタ２とアースとの間に対地キャパシタ１６を用いた場合における第１のダイオード５のインピーダンス変化の計算結果がスミスチャートで示されている。以下、同図について説明する。

まず、図５の計算結果を得るにあたり従来回路の対地キャパシタ１６の容量値は０.５ｐＦとした。また、周波数の範囲は、１０ＭＨｚ乃至６ＧＨｚである。
図５において、図２の構成例における第１のダイオード５のアノードのインピーダンス変化は、符号（ｂ）が付された近傍の太目の実線により、また、対地キャパシタ１６を用いた場合の第１のダイオード５のアノードのインピーダンス変化は、符号（ａ）が付された点線により、それぞれ示されている。
同図によれば、本発明の実施形態における回路は、低周波インピーダンスが従来回路に比して充分低く、ＲＦ接地効果に優れていることが確認できる。

なお、図２に示された構成例においては、図１に示された構成に対して、第２の抵抗器１２乃至第４の抵抗器１４、及び、第１のキャパシタ１５を付加した構成としたが、これらの構成要素は、全て同時に付加されなければならないものではなく、いずれか一つ、又は、任意の複数の構成要素を付加するような構成としても勿論よいものである。

本発明の実施の形態における電力増幅器の第１の回路構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態における電力増幅器の第２の回路構成例を示す回路図である。 周波数変化に対するＳパラメータＳ２１の計算に用いたＲＦ接地回路の構成を示す回路図であり、図３（ａ）は従来のＲＦ接地回路の回路図であり、図３（ｂ）は本発明の実施の形態におけるＲＦ接地回路の回路図である。 本発明の実施の形態における電力増幅器の周波数変化に対するＳパラメータＳ２１の変化特性の計算結果を従来回路と共に示す特性線図である。 本発明の実施の形態における電力増幅器の２段直列接続されたダイオードのアノード側のインピーダンス変化の計算結果を従来回路のものと共に示すスミスチャートである。 従来の電力増幅器の一回路構成例を示す回路図である。

符号の説明

１…電力増幅用バイポーラトランジスタ
２…第２のバイポーラトランジスタ
３…第３のバイポーラトランジスタ
５…第１のダイオード
６…第２のダイオード
１５…第１のキャパシタ
２１…信号入力端子
２２…信号出力端子
２５…シャットダウン制御端子

Claims (6)

1. 電力増幅用の第１のバイポーラトランジスタを有し、当該第１のバイポーラトランジスタが第２のバイポーラトランジスタを用いたエミッタフォロワ回路の出力によってベースバイアス電流の供給を受けて増幅動作がなされるよう構成されてなる電力増幅器であって、
   前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタにはコレクタ端子が接続される一方、前記第２のバイポーラトランジスタのベースは、第１の抵抗器を介して外部からの制御電圧が印加される制御端子に接続され、
   前記第２のバイポーラトランジスタのベースとアースとの間には、第１及び第２のダイオードが、各々のアノードが前記第２のバイポーラトランジスタのベース側に位置するように直列接続されて設けられると共に、第２のバイポーラトランジスタのベースには、エミッタ接地された第３のバイポーラトランジスタのコレクタが接続され、当該第３のバイポーラトランジスタのベースは前記第１及び第２のダイオードの段間に接続されてなることを特徴とする電力増幅器。
2. 前記第２のバイポーラトランジスタのベースと前記第１の抵抗器との間に、第２の抵抗器を接続し、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器との間に、前記第３のバイポーラトランジスタのコレクタ及び前記第１のダイオードのアノードを接続したことを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。
3. 前記電力増幅用の第１のバイポーラトランジスタは、第３の抵抗器を介してベースバイアス電流が供給されることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電力増幅器。
4. 前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタとアースとの間に第１のキャパシタを接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項３いずれか記載の電力増幅器。
5. 前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタとコレクタ端子との間に第４の抵抗器を接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項４いずれか記載の電力増幅器。
6. 前記制御端子と前記コレクタ端子とを接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項５いずれか記載の電力増幅器。

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