JP2006324652A - 半導体装置、および温度検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】構造面および製造面において、簡易で生産性に優れた小型で低コストの半導体装置および、当該半導体装置を高精度に動作させるための温度検出方法の提供を図る。
【解決手段】半導体装置１０は、半導体基板に形成した半導体素子によって温度検出をおこなう温度検出部１２と、半導体基板に設けられ、温度検出部１２の検出信号を外部出力するための温度検出部出力端子Ｔ３と、温度検出部出力端子Ｔ３に接続され、温度検出部１２に駆動電流を供給する電流発生手段と、温度検出部出力端子Ｔ３に接続され、温度検出部出力端子Ｔ３の電圧値を測定する電圧測定手段とを備え、電流発生手段から温度検出部１２に対して所定量の電流を供給した際に電圧測定手段によって測定された電圧値に基づいて温度検出をおこなう。
【選択図】 図１

Description

本発明は、主に自動車や自動二輪車のエンジンの制御をおこなうための、圧力検出および温度検出をおこなう半導体装置、および温度検出方法に関するものである。

従来、自動車等に用いられるエンジンの内部の圧力と温度の検出は、エンジン制御をおこなう上で不可欠である。図１４は、自動車用エンジンの概略図である。図１４に示したようなエンジン４０の基本的な動作を説明する。まず、吸気通路（インテーク・マニホールド）４４からシリンダー４９へ向かって空気が供給されている。また燃料は、フューエル・インジェクション４６より噴射され、吸気通路４４を流れる空気と供に、内燃機関のシリンダー４９の中へ供給されている。

シリンダー４９内ではピストン５０とバルブ４７、点火プラグ４８がそれぞれ同期を取りながら動作することにより、空気と燃料の混合気を、「吸気する」→「圧縮する」→「燃焼（点火・膨張）させる」→「排気する（排気ガス）」という一連の動作を繰り返しおこなわせることでエンジンとして動作する。
エンジンの回転数やパワーを制御するためには、吸気通路４４を流れる空気の量と、フューエル・インジェクション４６より噴射させる燃料の量を制御すればよい。吸気通路４４に流れる空気の量を制御するための機械的な弁がスロットルバルブ４３である。スロットルバルブ４３は、運転席にあるアクセルの踏み込み量に応じて開閉がおこなわれ、吸気通路４４に流れる空気の量を制御している。

さらに、スロットルバルブ４３にて制御された吸気通路４４内を流れる空気の量がどれくらいであるかを計測するために圧力センサ４１、および温度センサ４２が用いられている。この圧力センサ４１および温度センサ４２によって計測された値はエンジン制御装置（ＥＣＵ）４５に出力され、センサの値を元にエンジン制御装置（ＥＣＵ）４５がフューエル・インジェクション４６から噴射する燃料の量を制御する。これにより、シリンダー４９内での燃焼効率の向上・最適化を図っている。

近年、二酸化炭素排出量など環境負荷に対する制限が年々厳しくなっており、自動車・二輪車用のエンジンの燃焼効率の向上は環境負荷対策において最も効果的な分野である。したがって、燃焼効率の向上をおこなうにあたり、吸気通路の圧力と温度を測る検出手段が重要な役割を担っている。
従来、この内燃機関の吸気通路の圧力を計測するための圧力検出手段（圧力センサ）としては、拡散抵抗によるピエゾ抵抗効果を用いたものや、静電容量を用いたものなどの半導体式センサが知られている。また、温度を計測するための温度検出手段（温度センサ）としてはサーミスタを用いたものが一般的なものとして知られている。

さらに、圧力センサと温度センサを同一の基板上に形成したセンサチップ（例えば、下記特許文献１参照。）や、圧力センサの温度補償を直列接続されたダイオードによっておこなう半導体装置（例えば、下記特許文献２参照。）や、バイポーラトランジスタをダイオードとして用いた温度センサ（例えば、下記特許文献３参照。）などが開示されている。
特開２００２−１１６１０８号公報 特開平８−２２６８６２号公報 特開２００２−２０８６７７号公報

しかしながら、サーミスタは、圧力センサとは別の部品となるため、圧力センサと温度センサを一体化させる際の小型化が困難という問題や、部品点数が多いために組立工数（コスト）が増大するという問題があった。
また、特許文献１〜３はサーミスタ以外の温度検出素子を用いているが、特許文献１に記載のセンサチップは、温度検出素子として抵抗体を用いているが、抵抗体は温度検出素子として用いる場合、一般的に検出感度を大きくするにしたがって、抵抗体ごとに温度特性の製造ばらつきが生じてしまうという問題があった。

また、特許文献２および３に記載の半導体装置や温度センサは、温度検出素子としてダイオードを用いた構成となっているが、具体的な構成や温度検出素子に適した出力特性を得るための動作条件に関しては開示されていない。
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、構造面および製造面において、簡易で生産性に優れた小型で低コストの半導体装置および、当該半導体装置を高精度に動作させるための温度検出方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１の発明にかかる半導体装置は、半導体基板に形成した半導体素子によって温度検出をおこなうダイオードと、前記半導体基板に設けられ、前記ダイオードの検出信号を外部出力するための出力端子と、前記出力端子に接続され、前記ダイオードに駆動電流を供給する電流発生手段と、前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧値を測定する電圧測定手段とを備え、前記電流発生手段から前記ダイオードに対して所定量の電流を供給した際に前記電圧測定手段によって測定された電圧値に基づいて温度検出をおこなうことを特徴とする。

また、請求項２の発明にかかる半導体装置は、請求項１に記載の発明において、前記ダイオードは、前記電流発生手段から前記温度検出素子に対して０．１μＡ以上の電流を供給することを特徴とする。
また、請求項３の発明にかかる半導体装置は、請求項１または２に記載の発明において、前記ダイオードは、直列接続した複数のダイオードから構成されることを特徴とする。

また、請求項４の発明にかかる半導体装置は、請求項１〜３のいずれか一つに記載の発明において、前記ダイオードは、ベース電極とコレクタ電極とを短絡したｎｐｎトランジスタを用いたことを特徴とする。
また、請求項５の発明にかかる半導体装置は、請求項４に記載の発明において、前記ｎｐｎトランジスタは、前記ベース電極、前記コレクタ電極およびエミッタ電極を囲むように、前記ｎｐｎトランジスタの外部から漏れ込んだ電流を吸い上げるガードリング層を備えていることを特徴とする。

また、請求項６の発明にかかる半導体装置は、請求項４に記載の発明において、前記ｎｐｎトランジスタは、ｐ型半導体基板のウェル領域にｎ型半導体により形成されたコレクタ層と、前記コレクタ層の領域に、さらに不純物濃度の低いｐ型半導体により形成されたベース層と、前記ベース層の表面層に、不純物濃度の高いｐ型半導体を積層させ形成されたベース電極と、前記ベース層の表面層に、不純物濃度の高いｎ型半導体を積層させ形成されたエミッタ電極、前記コレクタ層の領域に、さらに、前記ベース層を囲むように不純物濃度の低いｎ型半導体を形成し、当該不純物濃度の低いｎ型半導体の表面層に不純物濃度の高いｎ型半導体を積層させ形成されたコレクタ電極と、前記ｐ型半導体基板の領域に、さらに、前記コレクタ層を囲むように不純物濃度の低いｐ型半導体を形成し、当該不純物濃度の低いｐ型半導体の表面層に不純物濃度の高いｐ型半導体を積層させ形成されたガードリング層と、を備えることを特徴とする。

また、請求項７の発明にかかる半導体装置は、請求項１〜６のいずれか一つに記載の発明において、前記半導体基板上に圧力を検出する、圧力検出素子が形成されていることを特徴とする。
また、上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項８の発明にかかる温度検出方法は、半導体基板に形成した半導体素子によって温度検出をおこなうダイオードによって温度検出をおこなう温度検出方法において、前記ダイオード対して所定量の電流を供給した際に測定された前記ダイオードの電圧値に基づいて温度検出をおこなうことを特徴とする。

以上述べた発明によれば、従来の温度検出のための駆動回路を有したシステムをそのまま用いて温度検出手段を駆動させることができる。また、ｎｐｎトランジスタは、リングガード層を設けることで隣接する他の素子ら流れこむ電流の影響を防ぐことができる。さらに、温度検出素子としてダイオードのみを用いることで、小型で温度検出精度の高い半導体装置を実現することができる。圧力検出素子と同一基板上に配置できることから必要最低限の面積の複合センサを実現することができる。

本発明にかかる半導体装置、および温度検出方法によれば、温度検出に所定の構造のダイオードを用いることで、小型化、低コスト化、量産性の向上を図ることができるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる半導体装置、および温度検出方法の好適な実施の形態を詳細に説明する。
（実施の形態１）
まず、この発明の実施の形態１にかかる半導体装置の構成について説明する。図１は、この発明の実施の形態１にかかる半導体装置の構成を示す説明図である。半導体装置１０は、同一基板上に配置された圧力検出部１１と、温度検出部１２と、電源端子Ｔ１と、圧力検出部出力端子Ｔ２と、温度検出部出力端子Ｔ３と、接地端子Ｔ４と、から構成される。さらに、圧力検出部１１は、圧力検出素子１１１と、デジタル／メモリ回路１１２と、Ｄ／Ａコンバータ１１３と、信号増幅回路１１４と、から構成される。

圧力検出部１１において、圧力検出素子１１１は、圧力の検出をおこない電気信号として出力する。デジタル／メモリ回路１１２は、感度・オフセット・温度特性の補正データを格納し、Ｄ／Ａコンバータ１１３へデータを供給する。Ｄ／Ａコンバータ１１３は、圧力検出素子１１１や信号増幅回路１１４の感度・オフセット・温度特性を補正する。信号増幅回路１１４は、圧力検出素子１１１から出力された電気信号を増幅する。

また、圧力検出部１１を構成する圧力検出素子１１１、デジタル／メモリ回路１１２、Ｄ／Ａコンバータ１１３、信号増幅回路１１４はすべて、電源端子Ｔ１と、接地端子Ｔ４とにそれぞれ接続されている。外部から供給される電圧により駆動され、信号増幅回路１１４によって増幅された圧力信号が圧力検出部出力端子Ｔ２より外部へ出力される構成となっている。

温度検出部１２は、ｎｐｎトランジスタ１２１により構成されている。ｎｐｎトランジスタ１２１は、ベース端子とコレクタ端子をショートさせるために結線されている。このように、ベース端子とコレクタ端子をショートすることにより、ベース・コレクタ間に存在するｐｎジャンクションは常に同電位に保たれるため機能せず、電気的には、ベース・エミッタ間のｐｎジャンクションのみが機能するように構成されている。したがって、ｎｐｎトランジスタ１２１は、ダイオードとして機能する。

図２は、温度検出部の等価回路を示す回路図である。図２に示したように、温度検出部１２は、ダイオード２００と等価である。なお、ｎｐｎトランジスタ１２１のベース・コレクタをショートした端子がダイオード２００に置き換えた場合のアノード端子であり、同様にコレクタ端子がカソード端子となる。ｎｐｎトランジスタ１２１のエミッタ端子（カソード端子）は接地端子Ｔ４に接続されており、ベース・コレクタのショート端子（アノード端子）は温度検出部出力端子Ｔ３に接続されている。これにより、温度検出部出力端子Ｔ３からは、ｎｐｎトランジスタ１２１のいわゆるダイオード順方向電圧Ｖｆが出力される形態となっている。

ここで、ｎｐｎトランジスタ１２１の断面および平面構成を図３−１と図３−２を用いて説明する。図３−１は、ｎｐｎトランジスタの断面図である。また、図３−２は、ｎｐｎトランジスタの平面図である。まず、図３−１に示した断面図を用いてｎｐｎトランジスタ１２１の構造を説明する。
本実施の形態では、基板としてｐ型半導体を用いる。このｐ型半導体の基板をｐ型基板３１とする。このｐ型基板３１にコレクタ層となるｎ型ウェル（井戸）３２が形成されており、このｎ型ウェル３２上には、ベース層となるｐ^- 型ベース層３３１が形成されている。さらにｐ^- ベース層３３１上にはエミッタ層となるｎ⁺ 型エミッタ層３６２が形成されており、ｎ型ウェル３２、ｐ^- 型ベース層３３１、ｎ⁺ 型エミッタ層３６２にて、コレクタ、ベース、エミッタが形成され、いわゆる横型のｎｐｎトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ１２１）となっている。

なお、ｐ⁺ 型とは、ｐ型半導体に正孔をもたらす不純物の濃度が高いことを表し、ｐ^- 型とはｐ型半導体に正孔をもたらす不純物の濃度が低いことを表す。同様にｎ⁺ 型とは、ｎ型半導体に電子をもたらす不純物の濃度が高いことを表し、ｎ^- 型とはｎ型半導体に電子をもたらす不純物の濃度が低いことを表す。ｐ型およびｎ型双方とも濃度の高低は、同一のデバイスを構成する同型の半導体と比較した相対的な濃度を基準としている。

なお、ｎ型ウェル３２のピックアップ（電極取り出し）として、n型ウェル３２の表面層にｎ^- 型コレクタ層３５と該ｎ^- 型コレクタ層３５の表面層にｎ⁺ 型コレクタ層３６１が形成されている。また、n型ウェル３２の表面層に形成されたｐ^- 型ベース層３３１のピックアップとして、ｐ^- 型ベース層３３１の表面層にｐ⁺ 型ベース層３４１が形成されている。

平面構造は、ピックアップとなるｎ⁺ 型エミッタ層（Ｅ）３６２と、ｐ⁺ 型ベース層（Ｂ）３４１が対向するように形成されている。これらｎ⁺ 型エミッタ層３６２と、ｐ⁺ 型ベース層３４１とを囲むようにｐ^- 型ベース層３３１が形成され、ｐ^- 型ベース層３３１を囲むようにｎ⁺ 型コレクタ層（ｃ）３６１が形成されている。さらに、ｎ⁺ 型コレクタ層（ｃ）３６１を囲むようにｎ型ウェル３２が形成されている。

ｎ型ウェル３２のピックアップであるｎ^- 型コレクタ層３５とｎ⁺ 型コレクタ層３６１は、ｎ型ウェル３２中にベース層を取り囲むようなドーナツ状に配置されている。さらにｎ型ウェル３２を囲むような形にて、ガードリングとなるｐ^- 型ガードリング層３２１とｐ⁺ 型ガードリング層３４２とがドーナツ状に配置されている。
また、ｐ型基板３１の最表面は、電極取り出しをおこなうためのｐ⁺ 型ベース層３４１、ｐ⁺ 型ガードリング層３４２、ｎ⁺ 型コレクタ層３６１およびｎ⁺ 型エミッタ層３６２以外は、絶縁層３７に覆われている。

なお、図示はしていないが、コレクタピックアップのｎ⁺ 型コレクタ層３６１とベースピックアップとなるｐ⁺ 型ベース層３４１は、Ａｌ（アルミニウム）配線によりショートされてアノード電極を形成し、温度検出部出力端子Ｔ３へと接続されており、また、同様にｎ⁺ 型エミッタ層３６２とｐ⁺ 型ガードリング層３４２はＡｌ配線を介して接地端子Ｔ４へと接続されている。

ところで、ｎｐｎトランジスタ１２１は、前述したｎ型ウェル３２、ｐ^- 型ベース層３３１、ｎ⁺ 型エミッタ層３６２のｎｐｎトランジスタ構造に加えて、ｐ^- 型ベース層３３１、ｎ型ウェル３２、ｐ型基板３１のｐｎｐトランジスタを寄生デバイスとして構造的に有してしまう。このような寄生デバイスを動作させてしまうとｐ型基板３１へ電流が流れる（漏れ出す）ことになり、本来のデバイス特性を損なってしまう。さらに、集積化の際に隣接するデバイスの誤動作を招いたり、ラッチアップを起こしたりと、種々の問題を引き起こしてしまう。

したがって、この寄生ｐｎｐトランジスタを動作させないようにするための施策が必要である。この寄生ｐｎｐトランジスタへの対策として機能するのが、先程説明をおこなったｐ^- 型ベース層３３１とｎ型ウェル３２のショートである。ｎ型ウェル３２とｐ^- 型ベース層３３１を同電位にすることで寄生ｐｎｐトランジスタのベース電流が流れるのを防ぐことができる。加えて、ｎ型ウェル３２とｐ型基板３１との間には逆バイアスがかかる形になるので電気的な分離を図れる。以上のようにして、ｐ型基板３１へ電流が漏れ出すのを抑制する効果が得られる。

また、さらに、ｐ型基板３１に微弱な電流が漏れた場合においても、その電流を吸い上げて隣接デバイスにまで到達させないようにするために、ｐ^- 型ガードリング層３２１とｐ⁺ 型ガードリング層３４２が、ｎ型ウェル３２を取り囲む形にて設けられている。つまり、隣接デバイスに対する電流漏れを防ぐ役割を持つのがガードリング層である。
以上のようにしてｎｐｎトランジスタ１２１は構成されている。なお、前述したｎｐｎトランジスタ１２１を形成する層のすべては、ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）を製造する際のプロセス（基板へのイオン注入と拡散との繰り返しによって作り上げるプロセス）にて同時に形成することが可能であり、ｎｐｎトランジスタ１２１を形成するにあたり、特別に工程を追加する必要が全く無い。

つまり、ｎｐｎトランジスタ１２１を用いることにより、一般的にＢｉＣＭＯＳ等で用いられるようなエピウエハでの素子分離や、ＳＯＩウエハ＋トレンチエッチングによる素子分離というような手法が不要となり、基板へのイオン注入と拡散との繰り返しによって作り上げられていく一般的なＣＭＯＳ回路ＩＣとの集積化（１チップ化）が可能となる。なおかつ、通常のＣＭＯＳ回路ＩＣからのコストアップを抑えるという利点も得られる。

図４は、ダイオードとの集積化（１チップ化）が可能なＣＭＯＳ回路ＩＣの具体例である過電圧保護回路の構成を示す回路図である。この過電圧保護回路５１は、分圧回路５２、インバータ回路５３およびスイッチング素子５４を備えており、被保護対象であるＣＭＯＳ集積回路５５と同一半導体基板上に形成されている。図４において、符号５１１は、外部から電源電圧が供給される外部電源端子、符号５１２は、外部から接地電位が供給される接地端子、符号５１３は、外部電源端子５１１に印加された電源電圧をＣＭＯＳ集積回路５５に供給する内部電源端子、符号５１４はＣＭＯＳ集積回路５５に接地電位を供給する接地端子である。

分圧回路５２は、例えば直列に接続された２個の抵抗素子５２１，５２２を備えている。第１の抵抗素子５２１の一端は外部電源端子５１１に接続され、他端は第２の抵抗素子５２２の一端に接続されている。第２の抵抗素子５２２の他端は接地端子５１２，５１４に接続されている。インバータ回路５３は、例えばｐ型の第１の高耐圧ＭＯＳトランジスタ（以下、第１のＰＤＭＯＳと称する）５３１と第３の抵抗素子５３２を備えている。この第１のＰＤＭＯＳ５３１において、そのソース端子は外部電源端子５１１に接続されており、そのゲート端子は第１の抵抗素子５２１と第２の抵抗素子５２２の接続ノード、すなわち分圧点に接続されている。また、第１のＰＤＭＯＳ５３１のドレイン端子は第３の抵抗素子５３２の一端に接続されている。第３の抵抗素子５３２の他端は接地端子５１２，５１４に接続されている。

スイッチング素子５４は、例えばｐ型の第２の高耐圧ＭＯＳトランジスタ（以下、第２のＰＤＭＯＳと称する）５４１を備えている。この第２のＰＤＭＯＳ５４１において、そのソース端子は外部電源端子５１１に接続されており、そのゲート端子は第１のＰＤＭＯＳ５３１のドレイン端子に接続されている。また、第２のＰＤＭＯＳ５４１のドレイン端子は内部電源端子５１３に接続されている。

次に、第１のＰＤＭＯＳ５３１および第２のＰＤＭＯＳ５４１の構造等について説明する。図５は、図４の過電圧保護回路を構成するｐ型の高耐圧ＭＯＳトランジスタの一例を示す断面図である。図５左側部分に、これらＰＤＭＯＳ５３１，５４１の構造の一例を示す縦断面図を示し、同図の右側部分に、ＰＤＭＯＳ５３１，５４１と同一半導体基板に集積されたＣＭＯＳのｎ型半導体からなるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５７６およびｐ型半導体からなるｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５７５の断面図を示す。ｐ型基板５６１の主面側にはｎ型半導体からなるｎウェル領域５６２が形成されている。このｎウェル領域５６２の表面層に、少し離れてｐ型半導体からなるｐオフセット領域５６７とｐソース領域５６５が形成されている。

ｐオフセット領域５６７の表面の一部には厚い酸化膜（ＬＯＣＯＳ）５６６が選択的に形成されている。ｐオフセット領域５６７の表面層において、この酸化膜５６６を挟んでｐ型半導体からなるｐソース領域５６５の反対側にｐドレイン領域５６８が形成されている。また、ｎウェル領域５６２において、ｐソース領域５６５の外側には、ｎウェル領域５６２より不純物濃度が高いｎ型半導体からなるｎベース領域５６３が形成されている。図５において、符号５６９はゲート絶縁膜であり、符号５７０はゲート電極であり、符号５７１はソース電極であり、符号５７２はドレイン電極である。

ここで、ｎ型ウェル３２（図３−１参照）は、図５に示したｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５７５のｎウェル領域５７３とＰＤＭＯＳ５３１、５４１のｎウェル領域５６２と同時に形成される。そのためｎ型ウェル３２を形成するための専用マスクおよびイオン注入などの工程は不要である。また、ｐ^- 型ガードリング層３２１とｐ^- 型ベース層３３１（図３−１参照）は、ＰＤＭＯＳ５３１、５４１のｐオフセット領域５６７と同時に形成される。そのためｐ^- 型ガードリング層３２１とｐ^- 型ベース層３３１を形成するための専用マスクおよびイオン注入などの工程は不要である。

同様に、ｎ^- 型コレクタ層３５（図３−１参照）は、ｎベース層５６３と同時に形成される。またｐ⁺ 型ベース層３４１とｐ⁺ 型ガードリング層３４２（図３−１参照）は、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５７５のソース・ドレイン領域と同時に形成され、ｎ⁺ 型コレクタ層３６１およびｎ⁺ 型エミッタ層３６２（図３−１参照）は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５７６のソース・ドレイン領域と同時に形成される。さらに、絶縁膜３７（図３−１参照）は、酸化膜５６６と同時に形成される。したがって、実質的には専用マスクや工程を追加せずに作成可能である。

さらに、ガードリング層を備えることでｎｐｎトランジスタ１２１を用いてダイオード機能を実現し、かつ正常に動作させると共に、集積化をおこなうにあたり、他の隣接デバイスへの影響を与えない構造となっている。したがって、ＣＭＯＳ回路ＩＣである圧力センサ（圧力検出部１１）と、温度センサ（温度検出部１２）との集積化（１チップ化）が図れ、温度・圧力を同時に計測する複合センサとしての半導体装置１０を低コストにて提供することが可能となる。

次に温度検出部１２の出力であるｎｐｎトランジスタ１２１のダイオード順方向電圧Ｖｆについて説明する。まず、図６を用いてダイオード順方向電圧Ｖｆの測定方法について述べる。図６は、温度検出部の出力を得るための駆動測定方法を示す回路図である。
図６に示したように、温度検出部１２の出力を得るため、ｎｐｎトランジスタ１２１が接続された温度検出部出力端子Ｔ３・接地端子Ｔ４間に、電流発生手段２１と、電圧検出手段２２を並列に接続する。電流発生手段２１により電流駆動をおこなうことで、電圧検出手段２２によって、温度検出部出力端子Ｔ３・接地端子Ｔ４間の電圧つまり、ｎｐｎトランジスタ１２１のダイオード順方向電圧Ｖｆを測定することができる。

図７は、図６に示した駆動測定方法の具体例を示す回路図である。図７に示したように、電源端子Ｔ１から抵抗体２１１を介して温度検出部出力端子Ｔ３に接続し、温度検出部出力端子Ｔ３・接地端子Ｔ４間にＡ／Ｄコンバータ２２１を接続する。このとき、（電源電圧−温度検出部出力端子Ｔ３の電圧）／（抵抗体２１１の抵抗値）＝電流値Ｉによって求められる電流値Ｉがｎｐｎトランジスタ１２１に流れることになる。このとき、Ａ／Ｄコンバータ２２１によって温度検出部出力端子Ｔ３・接地端子Ｔ４間の電圧の計測をおこなうことができる。

なお、以上述べた駆動測定方法の具体例は、あくまでも一つの回路例でありこれに限定するものではない。例えば、電流発生手段２１として、バイポーラトランジスタやＭＯＳを用いたバンドギャップ回路やカレントミラー回路、オペアンプを用いた電流発生回路等を用いてもよい。また、電圧検出手段２２として、Ａ／Ｄコンバータ２２１のようなアナログ量をデジタル量へ変換するような回路ではなく、オペアンプを用いた演算回路等のアナログ量の変換回路的な、例えば信号増幅回路や積分回路のようなものを用いてもよい。

ここで図８，図９を参照しながら、電流発生手段の条件（駆動電流量）とそれによって得られる順方向特性Ｖｆとの関係について説明をおこなう。
図８は、温度変化に対するダイオード順方向電圧Ｖｆの変化を表した図表である。図８において、縦軸は出力電圧［Ｖ］を表し、横軸は温度［℃］を表し、温度が上昇するにつれてダイオード順方向電圧Ｖｆは減少するという、負の温度特性を示す。この温度特性を直線近似（図表中に示した一次近似からなる、併記した二次近似は図示しない）した際の傾きを温度係数と呼び、１℃あたり何Ｖの電圧変化を起こすかという温度センサの感度を表す指標となる。例えば、図８に示す図表の特性の場合、−２．０７ｍＶ／℃の温度係数を有した特性であることがわかる。

また、図９は、ダイオード順方向電圧Ｖｆのバイアス電流依存性を表した図表である。図９において、縦軸は温度係数［ｍＶ／℃］を表し、横軸は対数表示によるバイアス電流［Ａ］を表す。図９に示したように、ダイオード順方向電圧Ｖｆの温度係数は、ダイオードに流す電流（バイアス電流）の値によって変化する。具体的には、ダイオード順方向電圧Ｖｆの温度係数は、バイアス電流の値の対数（Ｌｏｇ）に比例する形にてその絶対値が低下する（温度係数の値が０に近づく）特徴を有しており、バイアス電流が０．０１μＡ（図９に示した１．Ｅ−０８）時に−２．７ｍＶ／℃程度であった温度係数が、１ｍＡ時（図９に示した１．Ｅ−０３）には−１．６ｍＡ程度と、バイアス電流が大きくなるにしたがって、絶対値が小さくなる。

温度係数の絶対値が小さくなるということは、１℃あたりの出力電圧変化が小さくなるということである。つまり、温度検出部１２として、感度が鈍くなっていることを意味するため、温度係数の絶対値が小さくなるような状態は、避けなければならない。したがって、図９の結果より感度が高い温度検出部１２を実現するには、バイアス電流をより小さくした方がよいということがわかる。

次に、図１０〜図１２を用いて、温度検出の性能を表すもう一つの指標である非直線性ＥＲＲＯＲについて説明する。先程説明した温度係数は、温度に対する出力の変化を直線近似した際の傾きであったが、この近似した直線（理想線）からどの程度外れて曲がっているかを表した数値が非直線性ＥＲＲＯＲである。
一般的に、理想線からどの程度外れて曲がっているかの表現の仕方によって色々な計算方法があるが、ここでは−４０℃と１３０℃の時のダイオード順方向電圧Ｖｆの値を直線で結び、各温度でのダイオード順方向電圧Ｖｆの値がこの直線からどの程度離れているのかを基準にして非直線性ＥＲＲＯＲを表現する。なお、非直線性ＥＲＲＯＲの値の絶対値が小さければ小さいほどセンサの出力はより直線的であることを意味し、温度検出部１２の出力特性としてより好ましい状態といえる。

まず、図１０は、温度検出部出力端子Ｔ３からの出力の非直線性ＥＲＲＯＲの一例を示す図表である。図１０において、縦軸は非直線形ＥＲＲＯＲ［ｍＶ］を表し、横軸は温度［℃］を表す。図１０に示したのは、先程説明したように、−４０℃と１３０℃の時のダイオード順方向電圧Ｖｆの値を直線で結び、各温度でのダイオード順方向電圧Ｖｆの値がこの直線からどの程度離れているのかを基準にして求めた非直線性ＥＲＲＯＲの値である。

バイアス電流１０μＡ（図９に示した１．Ｅ−０５）時のダイオード順方向電圧Ｖｆの非直線性ＥＲＲＯＲは、５０℃時点で極大となり、−４０℃と１３０℃を直線で結んだ理想的な直線から＋３ｍＶ外れるような曲がりを持っているということが図１０の図表より読み取れる。
図１１は、図１０における極大点（曲がりのワースト値）のバイアス電流ごとの値を示す図表である。図１１において、縦軸は非線形ＥＲＲＯＲ［ｍＶ］を表し、横軸は対数表示によるバイアス電流［Ａ］を表す。バイアス電流が０．１μＡ（図１１に示した１．Ｅ−０７）を上回る領域においては非直線性ＥＲＲＯＲが４ｍＶ以下でほぼ飽和気味となる。また、バイアス電流が大きくなるにつれて非直線性ＥＲＲＯＲの値も徐々に小さくなるという傾向にあるが、バイアス電流が０．１μＡよりも下回る領域では、極端に非直線性ＥＲＲＯＲの値が増大し、温度検出部１２の出力特性が悪化するという傾向を有していることがわかる。

以上説明したように、ダイオード順方向電圧Ｖｆの温度係数、および非直線性ＥＲＲＯＲをまとめると、センサ感度（温度係数の絶対値）を大きくするためにはバイアス電流を小さくした方がよいが、バイアス電流が０．１μＡを下回る領域では非直線性が極端に悪化することがわかった。したがって、バイアス電流は０．１μＡ以上に設定することが望ましく、これにより、直線性のよい温度検出部１２の出力を得ることができる。

さらに、図１２は、非直線性ＥＲＲＯＲの値を温度係数の値で割り温度換算の値にして、温度測定の範囲（フルスケール＝１７０℃（−３０℃〜１４０℃））に対する割合を求めた値（非直線性ＥＲＲＯＲ［％ＦＳ］）を示す図表である。図１２において、縦軸は非直線形ＥＲＲＯＲ［％ＦＳ］を表し、横軸は対数表示によるバイアス電流［Ａ］を表す。
図１１を用いて説明したとおり、非直線性ＥＲＲＯＲ[ｍＶ]の電流依存性は０．１μＡを上回る領域ではほぼ飽和状態である。一方、図９を用いて説明したとおり、温度係数の電流依存性は０．１μＡを上回る領域においても直線的に値の絶対値が小さくなる傾向にある。つまり、バイアス電流が増えることにより、非直線性ＥＲＲＯＲ（曲がりの電圧誤差）[ｍＶ]は、ほぼ一定であるにもかかわらず、温度変化１℃あたりの電圧変化量は小さくなっていく。したがって、相対的に見ると、非直線性ＥＲＲＯＲ[ｍＶ]の値の大きさがセンサ感度に対して増加するという傾向を有していることになる。この特徴は、図１２に示した図表よりあきらかである。

測定温度フルスケールに対する非直線性ＥＲＲＯＲ[％ＦＳ]の値は、０．１μＡの際に最善となり、その後、徐々に悪化するという傾向を有していることより、例えば、バイアス電流の値を０．１μＡ〜１００μＡの領域に設定することにより、温度センサの非直線性ＥＲＲＯＲ[％ＦＳ]の値を０〜−１％ＦＳ以内に収めることが可能であり、よりよい温度検出部１２の出力特性（精度）を実現することができる。

（実施の形態２）
次にこの発明の実施の形態２にかかる半導体装置の構成について説明する。図１３は、この発明の実施の形態２にかかる半導体装置の構成を示す説明図である。半導体装置２０は、実施の形態１にかかる半導体装置１０の構成のうち、温度検出部１２と、温度検出部出力端子Ｔ３と接地端子Ｔ４間に接続されたツェナーダイオード１３が加わった点のみが異なった構成によって実現される。したがって、以下実施の形態２独自の構成からなる温度検出部１２とツェナーダイオード１２について説明をおこなう。

図１３における温度検出部１２は、ｎｐｎトランジスタ１２１，１２２，１２３，１２４，１２５の５個のｎｐｎトランジスタにより構成されており、ｎｐｎトランジスタ１２１〜１２５は、そのそれぞれがベース端子とコレクタ端子とをショートする形に結線されている。つまり、実施の形態１において説明したダイオード２００（ベース・コレクタをショートしたｎｐｎトランジスタ；図２参照）を５個直列に接続した構成になっている。さらに、温度検出部出力端子Ｔ３と接地端子Ｔ４との間に、ツェナーダイオード１３が温度検出部１２に並列に接続されている。

ベース・コレクタをショートしたｎｐｎトランジスタ１２１〜１２５を直列に接続することで、ダイオードの順方向電圧Ｖｆが足し合わされるため、温度変化に対するダイオード順方向電圧Ｖｆの変化（温度係数）はｎｐｎトランジスタが１個の場合と比較して５倍にすることが可能である。つまり、実施の形態２を用いることにより、温度センサの感度をより高めることが可能である。さらに、ツェナーダイオード１３は、外部よりサージが入力された際にツェナー動作をおこない、温度検出部１２をサージから保護するという役割を果たす。 以上のことから、本実施の形態２の構成により、サージ耐性に優れ、より感度の高い温度センサ出力を有する温度・圧力の検出が可能な複合センサとして用いることができる半導体装置２０を実現することができる。なお、本実施の形態では５個のｎｐｎトランジスタ１２１〜１２５の直列接続を説明として挙げたが、この５個はあくまでも一例であり、この数字に限定するものではない。

以上説明したように、本発明では、ｎｐｎトランジスタ１２１によるダイオードによって構成された温度検出部１２を有することで、高い温度検出精度を有するサーミスタと同等の機能を備えた圧力・温度検出が可能な半導体装置を必要最低限の基板面積で実現することができる。
また、抵抗体を用いて温度検出を行っていた場合は、温度検出感度が高くなるほど、製造ばらつきが大きくなり量産に適さないという難点があったが、本発明は製造ばらつきの少ないダイオードを用いることで、量産に適した構成となっている。

さらに、本発明にかかる半導体装置は、サーミスタを駆動させる回路をそのまま使用できるため、温度・圧力の検出が必要な被検出装置（例えば自動用エンジン）のシステムを変更させることなく従来のサーミスタを用いた検出素子と置き換えることができる。

以上のように、本発明にかかる半導体装置、および温度検出方法は、量産型の機器における圧力・温度検出に有用であり、特に、自動車用・二輪車用エンジン内部の圧力・温度検出に適している。

この発明の実施の形態１にかかる半導体装置の構成を示す説明図である。 温度検出部の等価回路を示す回路図である。 ｎｐｎトランジスタの断面図である。 ｎｐｎトランジスタの平面図である。 ダイオードとの集積化（１チップ化）が可能なＣＭＯＳ回路ＩＣの具体例である過電圧保護回路の構成を示す回路図である。 図４の過電圧保護回路を構成するｐ型の高耐圧ＭＯＳトランジスタの一例を示す断面図である。 温度検出部の出力を得るための駆動測定方法を示す回路図である。 図６に示した駆動測定方法の具体例を示す回路図である。 温度変化に対するダイオード順方向電圧Ｖｆの変化を表した図表である。 ダイオード順方向電圧Ｖｆのバイアス電流依存性を表した図表である。 温度検出部出力端子Ｔ３からの出力の非直線性ＥＲＲＯＲの一例を示す図表である。 図１０における極大点（曲がりのワースト値）のバイアス電流ごとの値を示す図表である。 非直線性ＥＲＲＯＲの値を温度係数の値で割り温度換算の値にして、温度測定の範囲（フルスケール）に対する割合を求めた値を示す図表である。 この発明の実施の形態２にかかる半導体装置の構成を示す説明図である。 自動車用エンジンの概略図である。

符号の説明

１０，２０ 半導体装置
１１ 圧力検出部
１２ 温度検出部
１３ ツェナーダイオード
２１ 電流発生手段
２２ 電圧検出手段
１１１ 圧力検出素子
１１２ デジタル／メモリ回路
１１３ Ｄ／Ａコンバータ
１１４ 信号増幅回路
１２１〜１２５ ｎｐｎトランジスタ
２００ ダイオード

Claims (8)

1. 半導体基板に形成した半導体素子を有し、温度検出を行う温度検出手段と、
   前記半導体基板に設けられ、前記温度検出手段の検出信号を外部出力するための出力端子と、
   前記出力端子に接続され、前記温度検出手段の半導体素子に駆動電流を供給する電流発生手段と、
   前記出力端子に接続され、前記出力端子の電圧値を測定する電圧測定手段とを備え、
   前記半導体素子はダイオードからなり、
   前記電流発生手段から前記温度検出手段に対して所定量の駆動電流を供給した際に前記電圧測定手段によって測定された電圧値に基づいて温度検出をおこなうことを特徴とする半導体装置。
2. 前記駆動電流が０．１μＡ以上であることを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記ダイオードは、直列接続した複数のダイオードから構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の半導体装置。
4. 前記ダイオードは、ベース電極とコレクタ電極とを短絡したｎｐｎトランジスタを用いたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の半導体装置。
5. 前記ｎｐｎトランジスタは、前記ベース電極、前記コレクタ電極およびエミッタ電極を囲むように、前記ｎｐｎトランジスタの外部から漏れ込んだ電流を吸い上げるガードリング層を備えていることを特徴とする請求項４に記載の半導体装置。
6. 前記ｎｐｎトランジスタは、ｐ型半導体基板の表面層に形成されたn型ウェル領域と、
   前記ウェル層の表面層に形成されたｐ型第１ベース層と、
   前記第１ベース層の表面層に形成された、前記第１ベース層より不純物濃度の高いｐ型第２ベース層と、
   前記第１ベース層の表面層に形成された、不純物濃度の高いｎ型エミッタ層と、
   前記第１ベース層を囲むように前記n型ウェル領域の表面層に形成されたｎ型第１コレクタ層と、
   前記第１コレクタ層の表面層に前記第１コレクタ層より不純物濃度の高いｎ型半導体により形成された第２コレクタ層と、
   前記半導体基板の表面層に、前記第１コレクタ層を囲むように形成された不純物濃度の低いｐ型第１半導体と、当該第１半導体の表面層に形成された、前記第１半導体層より不純物濃度の高いｐ型第２半導体とからなるガードリング層と、
   を備えることを特徴とする請求項４に記載の半導体装置。
7. 前記半導体基板上に圧力を検出する、圧力検出素子が形成されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の半導体装置。
8. 半導体基板に形成したダイオードによって温度検出をおこなう温度検出方法において、
   前記ダイオード対して所定量の駆動電流を供給した際に測定された前記１または複数個のダイオードの電圧値に基づいて温度検出をおこなうことを特徴とする温度検出方法。

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