JP2006303618A - スピーカ駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】 小規模且つ量子化に伴う誤差に起因して発生する再生音響への雑音を低減して良好な音質で音響を再生できる、デジタル音響信号によりスピーカを駆動するスピーカ駆動システムを提供する。
【解決手段】 デジタル音響信号に基づいてスピーカ１を駆動するスピーカ駆動システムであって、デジタル音響信号の階調を調整する階調調整手段４と、階調情報を維持して階調調整手段４の出力をシリアルデータに変換するシリアル変換手段５と、デジタル音響信号のデータの生成及び信号処理の際の量子化の誤差により生じる雑音と、データの不連続性により生じる歪とを、離散化されたデータ間の補間によって低減する雑音低減手段６とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、デジタル音響信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動システムに関する。

スピーカは、電気信号により振動板を振動させて空気の振動に換え、音響（音声及び音楽）を発するものである。従って、一般的には、この電気信号は音響と同様の波形を有するアナログ信号である。一方、昨今では携帯電話機や携帯型音楽プレーヤーをはじめ、ＣＤプレーヤやＭＤプレーヤなど、デジタル信号処理により音響を扱う機器が多く普及している。これらの機器に設置され、あるいは接続されるスピーカを鳴動させるために、これらの機器にはＤ／Ａコンバータ（Digital to Analogue Converter）が搭載され、アナログ変換された電気信号によってスピーカを駆動することが多い。

例えば携帯電話では、信号処理や伝送にはデジタル信号を用い、スピーカ直前に設けたＤ／Ａコンバータによってアナログ信号に変換している。アナログ信号は、振幅や時間変化が連続的であり、忠実に音響を再現できるが外部の電磁ノイズの影響を受け易い。一方、デジタル信号は、離散的な信号であり信号波形自体が忠実に音響を表したものではないが外部の電磁ノイズの影響は受けにくく、高速の信号処理や伝送などが可能である。このような特徴を生かし、回路や伝送線路上からの電磁ノイズを受け易い部分ではデジタル信号を用い、スピーカ直前でアナログ信号に戻している。即ち、電磁ノイズの影響を可能な限り減じた上で、忠実に音響を再生するようにしている。

ここで、Ｄ／Ａ変換の方法には様々なものがあるが、動作原理としてはコンデンサを用いる方法が一般的である。つまり、急峻な信号の変位であるデジタル信号がハイレベル（以下、適宜「Ｈ」と称す。）の時にコンデンサを充電し、ローレベル（以下、適宜「Ｌ」と称す。）の時に充電された電荷をコンデンサから放電する。このようにすることで、デジタル信号の急峻な変化を滑らかにし、離散的な信号から連続的な信号へと変換する。

ところで、デジタル信号も電気信号として自然界に存在する以上、物理的には離散しておらず、変化が非常に急峻なアナログ信号と見ることもできる。また、スピーカの振動板に急峻な変化のアナログ信号が与えられても、振動板はこの信号に対して追従できない。この点において、振動板は上述のコンデンサと同様の働きをする。従って、原理的にはデジタル信号を直接スピーカに入力することにより音響を発するようにすることは可能である。特許文献１（特開平９−４６７８７号公報）には、このようにデジタル信号を入力してスピーカを駆動する回路が示されている。これによると、複数ビットのデジタル信号で表されるデジタル音響信号を単一ビット（シリアル）のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形に変換し、このＰＷＭ波形をスピーカに入力することによって音響を再生している。

特許文献１に記載のスピーカ駆動回路は、回路規模も小さく、携帯電話や携帯型音楽プレーヤなどの小型機器への搭載には非常に適している。しかし、実際にこの原理を適用するには下記に述べるような課題を解決する必要がある。

例えば、携帯電話では会話の音声と、呼び出しメロディーなどの音楽との２種類の音響信号が扱われる。これらの音響信号をデジタル化（量子化）する際のサンプリング周波数と階調数とは、音声信号が８ｋＨｚ、１４ビットであり、音楽信号が４４．１ｋＨｚ、１６ビットである。尚、１４ビットは１６３８４階調、１６ビットは６５５３６階調に相当するものであるが、説明を容易にするため、以下適宜ビット数で表現する。また、音声信号と音楽信号との差異は、音楽信号に対して音声信号の方が時間に対する変化量が少なく、再生すべき周波数帯域も狭いためである。

ここで、このようにデジタル化された音響信号を階調を維持してシリアル化すると、１階調の周波数は、音声信号では約１３１ＭＨｚ（= 8000Hz * 16384階調）、音楽信号では約２．８９ＧＨｚ（= 44100Hz * 65536階調）となる。このシリアル化は機器に内蔵されるマイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のプロセッサによって行われる。従って、両者のうち比較的低周波数の音声信号であっても高速処理の可能なプロセッサを用いる必要がある。

そこで、階調数を減じれば、１階調当たりの周波数も低下するのでプロセッサへの負担を軽減することができるが、減らした階調数に応じて音質は低下する。上述したように、アナログ信号は連続的であり、デジタル信号は離散的である。そして、アナログ信号である元の音響信号をデジタル化（量子化）すると、量子化誤差と呼ばれる誤差が発生する。ここでさらにデジタル化された信号の階調数を減じる、つまり再量子化すると、量子化誤差に加えて、再量子化誤差も加わることとなる。量子化誤差や再量子化誤差は、再生される音響に対して可聴の雑音となって顕在化する。そこで、高音質が要求されるオーディオ機器などでは、ΔΣ変調器と称される回路を有して、量子化誤差や再量子化誤差を低減している（例えば、下記に示す特許文献２参照。）。

特開平９−４６７８７号公報（第６−１４段落、第１、３図） 特開平６−３３５０８２号公報（第１−８段落）

しかし、ΔΣ変調器は処理が複雑であり、周辺部品をも必要とする回路である。例えば携帯電話の音声信号など、音楽信号ほどの音質を要求されない音響信号では、要求以上の音質改善が期待できる半面、必要以上に回路規模が増大する。つまり、スピーカと一体化できるほど小規模なスピーカ駆動回路を得るために、Ｄ／Ａコンバータを使用せず、直接デジタル信号により駆動する特許文献１の原理を活用すると、雑音等による音質低下を改善する必要がある。しかし、このために常に特許文献２のようなΔΣ変調器を採用することは好ましくない。

本願発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、小規模且つ量子化に伴う誤差に起因して発生する再生音響への雑音を低減して良好な音質で音響を再生できる、デジタル音響信号によりスピーカを駆動するスピーカ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係るスピーカ駆動システムの特徴構成は、デジタル音響信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動システムであって、前記デジタル音響信号の階調を調整する階調調整手段と、階調情報を維持して前記階調調整手段の出力をシリアルデータに変換するシリアル変換手段と、前記デジタル音響信号のデータの生成及び信号処理の際の量子化の誤差により生じる雑音と前記データの不連続性により生じる歪とを、前記データ間の補間によって低減する雑音低減手段と、を備える点にある。

この特徴構成によれば、デジタル化や階調調整により生じた量子化誤差を、データ間の補間によって低減する。例えば、時間的に隣り合う２つのデータ間に新たなデータを補間することにより、離散的データであるデジタル信号の連続性を改善することができる。このデータの補間には、ΔΣ変調等の複雑な処理を用いずとも、２つのデータの平均値を補間するなどの簡易な処理を用いることができる。データを補間すると、見かけ上はサンプリング周波数を上げたことと等価となり、不連続性により生じた歪を是正し、量子化誤差を低減することができる。つまり、データの連続性が補間によって向上することにより、歪が低減できる。また、サンプリング周波数を上げたことと等価になることにより、いわゆる折り返し雑音と称される雑音の発生域をより高い周波数帯域に移動することができる。その結果、折り返し雑音が可聴周波数域から外れ、雑音を低減することができる。

また、前記信号処理に伴う周期的な背景雑音を低減する第二雑音低減手段を備えると好適である。

デジタル信号処理回路には、サンプリングクロックの周波数や一つのデータの周期などの周期的な信号源がある。そして、この周期的な信号源に起因して、スピーカから出力される再生音響に背景雑音が重畳される場合がある。そこで、例えばスピーカを駆動するシリアルデータの一つ分のデータの周期に基づいて生成した雑音低減信号と、スピーカを駆動する信号とを加算する雑音低減手段を設けると、データの周期に依存する背景雑音を抑制してさらに音質を向上することができる。

また、前記雑音低減手段は、前記データ間をそれらのデータの差に応じて等比配分することにより補間して前記雑音と前記歪とを低減し、前記第二雑音低減手段は、前記データ間を少なくともその間において一定のデータを反復することにより補間する信号に基づいて前記背景雑音を低減すると好適である。

離散化されたデータ間の補間には、それらのデータの差に応じて等比配分することによる等間隔補間や、それらのデータの何れか一方を反復することによる同値補間がある。離散化されたデータ間をそれらのデータの差に応じて等比配分することにより補間すると、離散化されたデータ間を滑らかに補間することができる。その結果、雑音や歪を良好に低減することができる。一方、同値補間は確実に存在するデータを反復して利用するので、連続性に着眼した等間隔補間に対して、例えば「音響の余韻」に着眼した補間といえる。上述の背景雑音は周期的な信号として現れるが、これが「余韻」を原因とするようなものであれば、同値補間を行った場合の補間信号に基づいて良好に背景雑音を低減することができる。また、厳密に同値補間をしなくとも、補間処理を加味した場合の１階調の周期に対応するデューティー５０％のパルス信号（音声信号としては中央値に該当する。）を、一定値として補間する方法でも、一定周期の背景雑音を低減できる。本願発明者の実験によれば、データ間を等比配分で補間した信号と、データ間を一定値で補間した信号とを用いて、良好に量子化に伴う歪及び雑音と、背景雑音とを低減できることが明らかとなっている。

また、前記階調調整手段は、前記デジタル音響信号の階調を減じることによって前記デジタル音響信号の階調を調整すると好適である。

上述したように、一般的なサンプリング周波数と階調数とに基づいてデジタル化された音響信号は、そのままではデータ量が多すぎて小規模なシステムでの処理が困難である。また、変換されたシリアル信号が表す階調数が多ければ、そのシリアル信号に応じて振動するスピーカの振動板の振動幅もほぼ階調数分の種類を持つ。振動板の振動幅は、音響の大きさにも関係し、振動幅の種類が増えるとスピーカから発せられる音響の大きさの大小も大きくなる。その結果、音声が聞き取れなくほど大きな音響を発する場合も考えられる。従って、階調調整手段においてこの階調数を減じて適切なデータ量に調整すると、小規模なシステムでの処理を可能とすることができると共に、適切な音量で音響信号を再生することができる。

また、前記シリアル変換手段は、前記デジタル音響信号をパルス幅変調することにより、シリアルデータに変換すると好適である。

単純にパラレルデータをシリアルデータに変換する、いわゆるシリアル−パラレル変換すると、シリアルデータをデコードするなどして情報を取り出さないと、階調情報を得ることができない。つまり、データの先頭と末尾を把握し、これを元に一つのデータの固まりを見つけ出し、そこから階調情報を取り出さなければならない。しかし、シリアル化の際に同時にパルス幅変調を行うことで、シリアルデータそのものがアナログ的な階調情報を有するようになる。その結果、このシリアルデータを直接スピーカに入力することが可能な状態となり、このシリアルデータに対する補正を実施すれば、歪や雑音を排して良好な音質で、小型機器にも搭載可能なスピーカ駆動システムを提供することができる。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１は、本発明に係るスピーカ駆動システムの一例を示すブロック図である。このスピーカ駆動システムは、例えば携帯電話において音声を出力するために利用されるものである。そして、好適には、図１に示すスピーカ駆動システムを集積回路化し、スピーカ１と一体化することで、省スペース化が要求される携帯電話に収納するものである。上述したΔΣ変調器を備えるような回路では規模が大きすぎて、小型のスピーカ１との一体化などは図れない。しかし、以下に説明する本発明に係るスピーカ駆動システムであれば、規模も小さく充分一体化できるものである。携帯電話には、着信メロディーのように音楽を出力するスピーカも備えているが、本実施形態では音声信号を扱う場合の例について説明する。

携帯電話に用いられる音声信号は、一般に１４ビットの階調を有するものである。しかし、携帯電話間でいわゆる通話を行う際に伝送される音声信号は、通信効率等を考慮して８ビットに圧縮されている。この圧縮方法は、地域によって異なる方式が採用されており、例えば日米ではμ−ｌａｗと称される圧縮形式が用いられ、欧州ではＡ−ｌｏｗと称される圧縮形式が用いられている。音声信号は、音楽信号に比べて周波数帯域が狭く、またその音質もそれほど高音質なものが要求されないため、何れの圧縮形式においても非線形の圧縮であり、その音声情報は歪を有している。このため、携帯電話が受信した音声信号Ｓ０をスピーカ１を通じて再生するには、まず、圧縮された音声信号Ｓ０を伸長する必要がある。伸長部２は、８ビットデータに圧縮された音声信号Ｓ０を１４ビットデータに伸長するデコーダ回路である。

１４ビットに伸長された音声信号Ｓ１は、図２（ａ）に示す正弦波に対応して、図２（ｂ）のようにコード化されている。音声信号Ｓ１の最上位ビットＳ１［１３］は符号を表し、１の時は振幅中心から正方向側（図２（ａ）上側）、０の時は振幅中心から負方向側（図２（ａ）下側）を示している。音声信号Ｓ１の下位１３ビットＳ１［１２：０］は振幅を表し、振幅中心（図２（ａ）のＡ点）で最大の数値となり、振幅最大（図２（ａ）のＢ、Ｃ点）で最小の数値となる。１４ビットでみた場合の音声信号Ｓ１は、図２（ａ）に示す正弦波の最小値Ｃ点が１０進数表記で０となり、以降波形の上昇に伴ってＡ点の８１９２まで数値が大きくなる。そして、Ａ点を挟んで１０進数表記の８１９２から１６３８３に大きく数値が飛び、その後は波形の上昇に伴ってＢ点の８１９２まで数値が小さくなる。従って、音声信号Ｓ１のコードはデジタル信号処理に適したコードではあっても、スピーカ１を駆動する場合に適した物理量を表すコードではないといえる。

そこで、図１に示すコード変換部３において、音声信号Ｓ１のコードをスピーカ１の駆動に適したコードに変換して新たな音声信号Ｓ２を得る。変換後のコードは図２（ｃ）に示すものである。図２（ａ）に示す波形の点Ｃから点Ａを経て点Ｃへと至る上昇に伴って、０、８１９１、８１９２、１６３８３と連続して上昇している。即ち、変換後の音声信号Ｓ２は、スピーカ１を駆動する場合に適した物理量を表したコードを有するものとなっている。尚、この変換は、音声信号Ｓ１の最上位ビットはそのままにして、最上位ビットが１の場合に下位１３ビットを反転させることで、容易に行うことができる。一例として、図３に示したように、Ｅｘ−ＯＲゲートを用いた論理回路で実現することができる。

上述した上記２つの伸長部２とコード変換部３とは、様々な形式で入力されるデジタル音響信号をスピーカ１の駆動に適したデジタル音響信号に変換する入力信号処理手段である。上述したように、圧縮方式にはμ−ｌｏｗ方式やＡ−ｌｏｗ方式があり、仕向け地に応じて入力信号処理手段を切り替え可能にしておくと、１つのシステムで複数の方式に対応可能となる。また、これらの方式を判別する判別手段を入力信号処理手段に備え、自動判別した結果に基づいて、切り替えるようにしてもよい。

コード変換部３において、スピーカ１の駆動に適したデジタル音響信号（音声信号Ｓ２）への変換を行うと、次に階調調整部（階調調整手段）４において、階調の調整を行う。上述したように、例えば、携帯電話では音声信号をデジタル化（量子化）する際のサンプリング周波数は８ｋＨｚである。現在の階調数１４ビットを維持してシリアル化すると、１階調の周波数は、音声信号では約１３１ＭＨｚ（= 8000Hz * 16384階調）となる。このシリアル化は機器に内蔵されるマイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のプロセッサによって行われる。従って、上記周波数を必要とすると、高速処理の可能なプロセッサを用いる必要がある。そこで、この階調数を減じて処理に必要な周波数を低速化する。

本実施形態においては、システムクロック３３ＭＨｚのプロセッサを用いた場合に実験的に最も明瞭な音声を得ることができた９ビットへ変換する場合を例として説明する。後述するように、この階調調整部４の後段にはパルス幅変調部（シリアル変換手段）５を備えており、ここでパルス幅変調されたシリアルの音響信号（音声信号Ｓ４）へと変換される。変換されたシリアル信号は、そのパルス幅に応じてスピーカ１の振動板を振動させることになる。この時、パルス幅の変動範囲が大きい、即ち階調が多いと、最低パルス幅と最大パルス幅との差が大きくなる。これに伴い、スピーカ１から発せられる音響の大きさの大小も大きくなり、パルス幅の広い部分では音声が聞き取れなくほど、大きな音となる場合がある。従って、この理由からもパルス幅変調部５への入力前に階調調整部４によって階調を調整している。本例では実験結果に基づいて、最も明瞭に音声を聞き取ることのできた９ビットへの変換している。しかし、これに限ることはなく図１に示したように階調調整部４の出力はＮビットであり、システムに応じて適宜選択すればよい。

階調調整部４では、１４ビットの音声信号Ｓ２の下位５ビットを削減することにより、階調数を調整する。つまり、図２（ｃ）に示すように音声信号Ｓ２［１３：５］を階調調整後の音声信号Ｓ３［８：０］としている。この階調調整部４は、このように単純な削減だけであれば、図３に示すコード変換部３と統合することもできる。つまり、図３の回路において、音声信号Ｓ１を音声信号Ｓ２に変換するＥｘ−ＯＲゲートを下位５ビット分設けないようにすればよい。この場合、回路の規模を削減する効果も得られる。

また、上記のような単純な削減ではなく、階調調整部４において四捨五入などの丸めこみを実施してもよい。例えば、図４に示すように階調調整前の音声信号Ｓ２の上位９ビット（Ｓ２［１３：５］）に、音声信号Ｓ２の最上位から１０ビット目（Ｓ２［４］）を加算することで、四捨五入を実現できる。尚、この際オーバーフローが生じる可能性があるので、加算器からのオーバーフロー信号ＣＹを用いてオーバーフロー時には音声信号Ｓ３の全ビットを１として最大値となるようにマスク処理をしている。加算器は、９ビット＋１ビットの１インクリメントアダーであり、ＯＲゲートを用いたオーバーフロー回路を付加しても小規模な回路で実現できる。

このようにして、階調調整部４で音声信号Ｓ３が９ビットとなると、階調数は５１２となる。この５１２階調のパラレルデータをシリアル変換手段としてのパルス幅変調（ＰＷＭ）部５が、シリアルデータに変換する。この音声信号Ｓ３の階調を維持してシリアル化すると、１階調の周波数は約４．１ＭＨｚ（= 8000Hz * 512階調）となる。そして、図５に示すように、１階調あたり最大約２４０ｎｓ（＝１／４．１ＭＨｚ）のパルスを階調に応じて連続させることにより、パルス幅変調を行うことができる。例えば、音声信号Ｓ３［８：０］が示す階調が１の場合はパルス幅Ｐの１つ分のパルスとし、階調が２の場合はパルス幅Ｐ２つ分のパルスとする。以下、階調に応じてパルス幅Ｐの個数を増やし、階調が５１１の最大の場合には、パルス幅Ｐの５１１ケ分のパルスとしている。尚、この場合は階調０〜５１１に対応して０〜５１１ケ分のパルス幅としているが、階調０〜５１１に対応して１〜５１２ケ分のパルス幅とするなどの設計変更は適宜行ってよい。

ところで、上述したように本実施形態においては、システムクロック３３ＭＨｚのプロセッサを用いて、スピーカ駆動システムの制御を行っている。従って、１階調当たりの周波数は、計算上３３ＭＨｚまで高速化できる。あるいは、一つの音声信号Ｓ３を複数回処理することができる。本実施形態の場合には、８回（＝３３／４．１）の処理が可能であるので、このうち７回で補間処理を行うことができる。ここで、補間処理とは、離散的な数値である音声信号のデータとデータとの間を適当な値のデータで埋めることである。例えば、１回の通常処理に加えて７回の補間処理を行うと、合計で８回の処理を行うこととなり、８ｋＨｚのサンプリング周波数を約８倍の６４ｋＨｚに上げたことと等価となる。これをオーバーサンプリングと称する。このオーバーサンプリング周波数は、上述した音楽信号のサンプリング周波数である４４．１ｋＨｚよりも高周波であり、音質を向上させる効果を有する。つまり、後述する補間処理と相まって、量子化及び再量子化に起因する量子化雑音を低減することができる。また、デジタル信号をアナログ信号に変換した場合に生じる折り返し雑音も高い周波数帯域へと移動することができ、これによっても音質を向上することができる。

図６は、折り返し雑音について説明する図である。図６（ａ）はオーバーサンプリングしない場合の折り返し雑音の出現について模式的に示した説明図である。元の音声信号はサンプリング周波数８ｋＨｚであり、図６に示すように中心から±４ｋＨｚに分布する周波数スペクトルを示す。そして、オーバーサンプリングを行わない場合は、４ｋＨｚを折り返し点として、８ｋＨｚを中心に元の音声信号のスペクトルが現れて、これが折り返し雑音となる。以降８ｋＨｚごとに同様の折り返し雑音が現れる。人間の可聴域の上限は概ね２０ｋＨｚ程度とされているが、図６（ａ）に示すように、折り返し雑音は可聴域内に存在する。従って、実際に雑音として聞こえてしまう。

図６（ｂ）はオーバーサンプリングを行った場合の折り返し雑音の出現について模式的に示した説明図である。例えば、７回のオーバーサンプリングを含めて８回の処理を行った場合には、折り返し点が、オーバーサンプリングしない場合に比べて８倍高い周波数である３２ｋＨｚに移動する。そして、この折り返し点で折り返した折り返し雑音の中心も、８倍高い周波数である６４ｋＨｚに移動する。６４ｋＨｚを中心として８ｋＨｚの幅を持つ折り返し雑音は、可聴域である２０ｋＨｚ以下の範囲内には達しないので、スピーカ１からの出力音響には影響しないことになる。このように、オーバーサンプリング処理を行うことにより、量子化及び再量子化に起因する量子化雑音を低減することができる。

オーバーサンプリングは、実際には量子化により失われているデータを補間することによって実現される。この補間には、種々のものがあり、図７にその一例を示す。図７（ａ）は、源信号であるアナログ信号である。図７（ｂ）は、このアナログ信号をサンプリング周波数に基づいて量子化したデジタル信号である。図７（ｃ）は、量子化された各データを複数回（ここでは４回）用いることで、各データの間を１つ以上（ここでは３つ）のデータで補間した同値補間の例である。図７（ｄ）は、量子化された各データの間を比例配分したデータによって補間した等間隔補間の例である。図７（ｃ）と（ｄ）とを比較すれば明らかなように、等間隔補間の方が源信号であるアナログ信号に近い形となる。従って、量子化による歪はこの等間隔補間を用いることで、良好に軽減することができる。

図１に示したブロック図では、シリアル変換手段であるパルス幅変調部５の出力をオーバーサンプリングし、雑音低減手段６としての等間隔補間部６ａにおいて等間隔補間を行っている。この雑音低減手段６によって、量子化雑音及び歪が低減された音声信号Ｓ５が出力される。

この音声信号Ｓ５をスピーカ１に入力すると、原因は明らかではないが数ｋＨｚの正弦波が現れてこれが背景雑音となる。実験観測によれば、この背景雑音の周波数はシステムクロック３３ＭＨｚの周波数にほぼ一致する周波数特性を有するものであった。そこで、システムクロックを反転させ、雑音低減手段６の出力である音声信号Ｓ５と足し合わせると、背景雑音を低減することができた。また、オーバーサンプリング処理を加味した場合の１階調の周期に対応するデューティー５０％のパルス信号（振幅中心の階調を示すＰＷＭ波形と等価）を音声信号Ｓ５と足し合わせることによっても背景雑音を低減することができた。さらに、実験を進めると、同値補間によりオーバーサンプリングを行って得た信号を反転し、音声信号Ｓ５と足し合わせることで、さらに良好に背景雑音を低減することができた。そこで、図１に示すように、第二雑音低減手段７を設け、ここで同値補間を行って音声信号Ｓ６を得て、この音声信号Ｓ６の反転信号と等間隔補間後の音声信号Ｓ５とを足し合わせる構成とした。これにより、背景雑音を良好に低減することができる。

上記説明した一連の音声信号処理の流れについて図８に基づいて説明する。尚、本例では図示を簡潔にするため、階調調整部４において音声信号を四捨五入等を用いず３ビットに削減するものとして説明する。

携帯電話間で伝送される８ビットの音声信号Ｓ０は、図に示すように１６進表記でＦ２（ｈ）、２進表記で１１１１００１０（ｂ）のパラレルデータである。尚、以下１６進表記の場合は数値の後ろに（ｈ）を、２進表記の場合は数値の後ろに（ｂ）を、１０進表記の場合は数値の後ろに（ｄ）を付して区別する。８ビットの音声信号Ｓ０は、伸長部２で伸長され、１４ビットの音声信号Ｓ１となる。音声信号Ｓ１は、３２８０（ｈ）、１１００１０１０００００００（ｂ）のパラレルデータである。この音声信号Ｓ１は、コード変換部３によってコード変換される。本例の音声信号Ｓ１は、最上位ビットが１であるので最上位ビットを除く下位１３ビットが全て反転され、２Ｄ７Ｆ（ｈ）、１０１１０１０１１１１１１１（ｂ）のパラレルデータの音声信号Ｓ２となる。

階調調整部４では、この１４ビットのコード変換後の音声信号Ｓ２をＮビットのパラレルデータである音声信号Ｓ３に変換する。本例では上述したように図示を簡潔にするためにＮ＝３とし、音声信号Ｓ２の上位３ビットを用いて音声信号Ｓ３を生成する。音声信号Ｓ３は、１０１（ｂ）、５（ｄ）のパラレルデータである。

音声信号Ｓ３は、パルス幅変調部５においてシリアルデータである音声信号Ｓ４に変換される。３ビットのパラレルデータは、０００（ｂ）〜１１１（ｂ）までで、０（ｄ）〜７（ｄ）の８つの階調を有する。図８に示したように、パルス幅変調によりシリアル変換された音声信号Ｓ４は、時間軸方向に８分割された周期のうち５つにおいてＨレベルとなるように変換されている。

シリアル変換された音声信号Ｓ４は、雑音低減手段６としての等間隔補間部６ａにおいて、１つ前のデータと現在のデータとを等比的に補間する。１つ前のデータと現在のデータとの間にいくつの補間データを設けるか、即ち、オーバーサンプリングする数は上述したようにシステムの周波数や音声信号の階調数等から計算される。本例では、図示を簡潔にするために、オーバーサンプリング数が３と計算されているとする。ここで、１つ前のデータが１（ｄ）であり、等間隔補間として間に３つのデータを補間する。現在のデータは５（ｄ）であるので、１と５との間に等比的に３つのデータを補間することとなる。３つのデータを補間すると、１つ前のデータと現在のデータとを併せて５つのデータとなり、１つ前のデータと現在のデータとの間には４つの間隔が生じることになる。即ち、
（現在のデータ−１つ前のデータ）／（補間数＋１）＝（５−１）／４＝１
となり、１＋１＝２、１＋１＋１＝３、１＋１＋１＋１＝４、の３つのデータが補間されることとなる。等間隔補間されたシリアルデータは音声信号Ｓ５として出力される。

一方、上述した背景雑音を低減するために、第二雑音低減手段７の同値補間部７ａでも補間処理が実施される。オーバーサンプリング数は、等間隔補間と同様である。同値補間では、１つ前のデータを反復して用いるので、図８に示したように１、１、１の３つのデータが補間される。同値補間されたシリアルデータは音声信号Ｓ６として同値補間部７ａから出力される。そして、加算部７ｂは、この音声信号Ｓ６のＨレベルとＬレベルとを反転した信号と、等間隔補間した音声信号Ｓ５とを信号レベルで加算し、スピーカ１を駆動する音声信号Ｓ７を出力する。スピーカ１は、この音声信号Ｓ７によって、良好に音声を再生する。

以上説明したように本発明によれば、Ｄ／Ａコンバータやそれに相当するコンデンサ等の周辺部品を必要とせず、小規模な論理回路によって信号処理されたデジタル信号を利用してスピーカを駆動することができる。論理回路は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）等の半導体を利用して、２入力ＮＡＮＤゲートを１ゲートとして換算した場合に約１００００ゲート以下の規模で構成できる。このため、これらの半導体論理回路を小型のスピーカに組み込むことも可能となる。その結果、まさにデジタル信号を直接スピーカに入力することによって、良好に音響（音声、音楽）を再生することが可能となる。

また、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、ＰＬＤに限らず専用の小型マイクロコンピュータや小型ＤＳＰのチップを用いてもよい。尚、何れの素子を用いた場合でも、上記説明した各部は、機能としての分担を示すものであり、必ずしも物理的に独立した部分を示すものには限定されない。例えば、図１において雑音低減手段６と第二雑音低減手段７とには、それぞれ等間隔補間部６ａと同値補間部７ａとが備えられている。しかし、これらを統合した補間部が物理的に設けられていれば、雑音低減手段６と第二雑音低減手段７とは一部において兼用されるものとなる。また、コード変換部３や階調調整部４、パルス幅変調部５等は、構成の容易さに応じて、ハードウェアに限らずソフトウェアを用いて実施してもよい。即ち、ハードウェアであってもソフトウェアであっても、上記説明した各部や各手段は、それらに相当する各機能を分担するものであれば本願に開示した実施形態には依存しないものである。

本発明に係るスピーカ駆動システムの一例を示すブロック図 図１のコード変換部による変換前後のコードを示す説明図 図２のコード変換を行う論理回路の一例を示す回路図 図１の階調調整部の一例を示す回路図 図１のパルス幅変調部によるパルス幅変調の一例を示す波形図 折り返し雑音の発生原理とオーバーサンプリングによる折り返し雑音の低減効果とを示す説明図 データの補間について説明するグラフ 図１のスピーカ駆動システムを用いた一連の信号処理を説明する模式図

符号の説明

１ スピーカ
４ 階調調整部（階調調整手段）
５ パルス幅変調部（シリアル変換手段）
６ 雑音低減手段
６ａ 等間隔補間部
７ 第二雑音低減手段
７ａ 同値補間部
７ｂ 加算部

Claims (5)

1. デジタル音響信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動システムであって、
   前記デジタル音響信号の階調を調整する階調調整手段と、
   階調情報を維持して前記階調調整手段の出力をシリアルデータに変換するシリアル変換手段と、
   前記デジタル音響信号のデータの生成及び信号処理の際の量子化の誤差により生じる雑音と前記データの不連続性により生じる歪とを、前記データ間の補間によって低減する雑音低減手段と、を備えるスピーカ駆動システム。
2. 前記信号処理に伴う周期的な背景雑音を低減する第二雑音低減手段を備える請求項１に記載のスピーカ駆動システム。
3. 前記雑音低減手段は、前記データ間をそれらのデータの差に応じて等比配分することにより補間して前記雑音と前記歪とを低減し、
   前記第二雑音低減手段は、前記データ間を少なくともその間において一定のデータを反復することにより補間する信号に基づいて前記背景雑音を低減する請求項２に記載のスピーカ駆動システム。
4. 前記階調調整手段は、前記デジタル音響信号の階調を減じることによって前記デジタル音響信号の階調を調整する請求項１に記載のスピーカ駆動システム。
5. 前記シリアル変換手段は、前記デジタル音響信号をパルス幅変調することにより、シリアルデータに変換する請求項１に記載のスピーカ駆動システム。

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