JP2006262098A

JP2006262098A - ハウリングキャンセラ

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Publication number: JP2006262098A
Application number: JP2005076941A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Sawara; 伸一佐原; Hiroshi Okumura; 啓奥村; Keimei Fujita; 啓明藤田
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2005-03-17
Filing date: 2005-03-17
Publication date: 2006-09-28

Abstract

【課題】長い残響音に対応し、かつ短い周期で更新する適応フィルタを備え、効率的にハウリングをキャンセルできるハウリングキャンセラを提供する。
【解決手段】チャンネルディバイダ１０は、中高周波数帯域の信号をディレイ回路１１に出力する。中低周波数帯域の信号はダウンサンプリングしてディレイ回路１５に出力する。適応フィルタ１２は、サンプリング周波数が高く、伝達関数が短い。一方で適応フィルタ１６は、サンプリング周波数が低く、伝達関数が長い。それぞれの出力する模擬信号を加算器１３と加算器１９で入力信号から差し引く。これにより残響音の長い低音域のハウリングを効率的に抑制しながら、高音域のハウリングまで効率的に抑制することが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、適応フィルタを用いて音響空間の伝達特性に適応して拡声装置のハウリング発生を防止するハウリングキャンセラに関する。

一般に講堂やホール等で拡声装置を用いた場合、スピーカから出力された音声は、ある伝達関数をもつ音響経路を経て再びマイクロフォンに入力される。つまり、マイクロフォン−増幅器−スピーカ−音響経路−マイクロフォン、の経路で閉ループが形成される。この閉ループのゲインが１を越えるとスピーカからマイクロフォンに帰還した音声が増大してハウリングの発生となる。

このハウリングを効率的に防止するために、適応フィルタ（アダプティブ・ディジタル・フィルタ）を用いてハウリングの発生を防止するハウリングキャンセラが提案されている（例えば非特許文献１参照）。

図７は上記のハウリングキャンセラを示した図である。マイクロフォン１０１およびスピーカ１０４は講堂やホール等、同一の音響空間に設置されている。ここで、マイクロフォン１０１から入力された音声信号は、フロントエンドのマイクロフォンアンプで増幅されたのちＡ／Ｄコンバータによってディジタル信号ｙ（ｋ）に変換される。

信号ｙ（ｋ）は、加算器１０２を介して増幅器１０３に供給され、増幅される。Ｇ（ｚ）は、増幅器１０３の伝達関数である。増幅器１０３から出力された信号ｘ（ｋ）は、Ｄ／Ａコンバータによって音声信号に変換された後にスピーカ１０４から発音される。

スピーカ１０４から発音された音声は音響帰還路１０５を経てマイクロフォン１０１に帰還する。音響帰還路１０５は、スピーカ１０４からマイクロフォン１０１に至る音響経路である。Ｈ（ｚ）は音響帰還路１０５の伝達関数である。音響帰還路１０５を介して帰還される帰還信号ｄ（ｋ）は、話者等の音源が発生する音源信号ｓ（ｋ）とともにマイクロフォン１０１に入力される。マイクロフォン１０１は、この入力された音声をディジタル信号に変換してｙ（ｋ）として出力する。

このような拡声装置では、マイクロフォン１０１−増幅器１０３−スピーカ１０４−音響帰還路１０５−マイクロフォン１０１の経路で閉ループが形成される。この閉ループのゲインが１を超えると、帰還信号ｄ（ｋ）が増大されてハウリング発生となる。同図に示す拡声装置では、このようなハウリングの発生を防止するために、ディレイ回路１０６、適応フィルタ１０７および加算器１０２を含むハウリングキャンセラを有している。

ディレイ回路１０６は、増幅器１０３の出力信号ｘ（ｋ）を音響帰還路１０５の時間遅延に対応した遅延時間τを付与して信号ｘ（ｋ−τ）として適応フィルタ１０７に出力するものである。適応フィルタ１０７は、図８に示すようにフィルタ部１０７ａおよびフィルタ係数推定部１０７ｂを有しており、信号ｘ（ｋ−τ）は、フィルタ部１０７ａおよびフィルタ係数推定部１０７ｂの両方に入力される。

フィルタ部１０７ａは、音響帰還路１０５の伝達関数Ｈ（ｚ）を模擬した伝達関数Ｆ（ｚ）でマイクロフォン１０１から入力される信号を減衰するようにフィルタ係数が設定されている。したがって、適応フィルタ１０７から出力された信号ｄｏ（ｋ）は、音響帰還路１０５の伝達関数Ｈ（ｚ）を模擬した伝達関数Ｆ（ｚ）で信号ｘ（ｋ−τ）をフィルタリングした信号であるため、スピーカ１０４から音響帰還路１０５を伝達してマイクロフォン１０１に再入力される帰還信号ｄ（ｋ）を模擬したものとなる。

加算器１０２は、マイクロフォン１０１から入力された信号ｙ（ｋ）（ここで、ｙ（ｋ）は音源信号と帰還信号を加算した信号）から、帰還信号ｄ（ｋ）を模擬した信号ｄｏ（ｋ）を減算して信号ｅ（ｋ）を算出する。これにより、入力信号から帰還信号が除去され、ハウリングをキャンセルすることができる。

フィルタ係数推定部１０７ｂは、適応アルゴリズムを用いて信号ｘ（ｋ−τ）およびｅ（ｋ）に基づいて伝達関数Ｆ（ｚ）が伝達関数Ｈ（ｚ）に一致または近似するようにフィルタ部１０７ａのフィルタ係数を逐次更新する。この結果、信号ｄ（ｋ）を模擬した信号ｄｏ（ｋ）が得られ、ハウリング発生を防止することができる。
稲積，今井，小西，："ＬＭＳアルゴリズムを用いた拡声系のハウリング防止"，日本音響学会講演論文集ｐｐ．４１７−４１８（１９９１，３）

上記のハウリングキャンセラは、帰還信号の全周波数帯域を同じ適応フィルタで除去しようとしていた。しかし、一般的な音響空間における残響時間は周波数によって異なる。すなわち、周波数が高いほど吸音されやすく、一般的には、残響時間は低音ほど長く、高音ほど短い。

残響時間に対して適応フィルタの伝達関数が短い場合、ハウリング発生の可能性が高くなる。すなわち、長い残響における帰還信号を除去することができなくなり、閉ループで増大してハウリングの発生となる。

一方で、更新間隔を開けて伝達関数の長い適応フィルタを用いることも考えられるが、この方式では、ハウリングに対する適応が遅れるため、音場環境に変化があって伝達関数Ｈ（ｚ）に変化があったとき、適応フィルタが同定できるまでにハウリングが発生してしまうという問題点があった。

従来は、帰還信号の全周波数帯域を同じ適応フィルタで除去しようとしていたため、上記のように長い残響に対応することと、短い周期で更新することの相反する条件を同時に満たすことができない状況であった。

この発明は、周波数帯域を分割して帰還信号を除去することにより、効率的にハウリングをキャンセルできるハウリングキャンセラを提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、スピーカに出力される信号を周波数帯域毎に複数の成分信号に分割する分割手段を備えるとともに、各成分信号毎に、成分信号を所定の時間遅延して遅延信号を出力する遅延手段と、遅延信号をフィルタリングしてスピーカからマイクロフォンに至る帰還音声信号の模擬信号を出力し、模擬信号で帰還音声信号をキャンセルした後の誤差信号と遅延信号とを基にして音響帰還路の伝達関数を推定する適応フィルタと、帰還音声信号から模擬信号を減算して誤差信号を出力する加算器と、を設け、前記各適応フィルタは、処理する成分信号の周波数帯域に応じたサンプリング周波数で動作することを特徴とする。

この発明では、スピーカに出力する信号を周波数帯域毎に分割するチャンネルディバイダを備えている。例えば中高周波数帯域と中低周波数帯域とに分割する。中高周波数帯域の信号は伝達関数の短い適応フィルタに入力し、中低周波数帯域の信号はダウンサンプリングして伝達関数の長い適応フィルタに入力する。これにより残響時間の長い低音域のハウリングを抑制しながら高音域のハウリングまで効率的に抑制することができる。

請求項２に記載の発明は、スピーカに出力される信号を周波数帯域毎に複数の成分信号に分割する分割手段を備えるとともに、各成分信号毎に、成分信号を所定の時間遅延して遅延信号を出力する遅延手段と、遅延信号をフィルタリングしてスピーカからマイクロフォンに至る帰還音声信号の模擬信号を出力し、模擬信号で帰還音声信号をキャンセルした後の誤差信号と遅延信号とを基にして音響帰還路の伝達関数を推定する適応フィルタと、帰還音声信号から模擬信号を減算して誤差信号を出力する加算器と、をそれぞれ複数設け、前記各適応フィルタは、処理する成分信号の周波数帯域に応じたサンプリング周波数で動作し、伝達関数の更新間隔の大きい適応フィルタが帰還音声信号をキャンセルした後の誤差信号を、更新間隔の小さい適応フィルタがさらにキャンセルするように接続することを特徴とする。

この発明では、遅延手段からの出力信号を更新間隔の異なる複数の適応フィルタに入力する。適応フィルタで入力信号をキャンセルした後の誤差信号をその適応フィルタよりも更新間隔の小さい適応フィルタでさらにキャンセルする。これにより、ハウリングの発生を高精度に抑制できる。

以上のように、この発明によれば、入力信号を複数の周波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域で適応フィルタがハウリングをキャンセルするので、残響音の長い低音域のハウリングを効率的に抑制しながら、高音域のハウリングまで効率的に抑制することが可能となる。

以下、本発明の実施形態の拡声装置について図を用いて詳細に説明する。

［第１実施形態］
図１は本発明の第１実施形態に係る拡声装置のブロック図である。同図に示すように、この拡声装置は、音声信号が入力されるマイクロフォン１、フロントエンドのアンプであるマイクロフォンアンプ２、入力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ３、Ａ／Ｄコンバータ３に接続されるハウリングキャンセラ４、ハウリングキャンセラ４の出力側に接続されるハウリングキャンセラ５、ハウリングキャンセラ５の出力側に接続され、音質調整、増幅等をする増幅器６、増幅器６の出力信号をアナログ音声信号に変換するＤ／Ａコンバータ７、Ｄ／Ａコンバータ７に接続され、音声信号を増幅するパワーアンプ８、パワーアンプ８から出力された音声信号から音声を発音するスピーカ９、および増幅器６の出力信号を複数の周波数帯域に分割して出力するチャンネルディバイダ１０からなり、マイクロフォン１およびスピーカ９は講堂やホール等に配置される。

ハウリングキャンセラ４は、マイクロフォン１から信号を入力する加算器１３、加算器１３に信号を入力する適応フィルタ１２、およびチャンネルディバイダ１０から出力された信号を所定時間遅延したのち適応フィルタ１２に供給するディレイ回路１１を備えている。

ハウリングキャンセラ５は、チャンネルディバイダ１０から出力された信号をダウンサンプリングするサンプリングレートコンバータ１４、サンプリングレートコンバータ１４から出力された信号を所定時間遅延したのち出力するディレイ回路１５、ディレイ回路１５の出力信号をフィルタリングする適応フィルタ１６、適応フィルタ１６の出力信号を元のサンプリングレートにアップサンプリングするサンプリングレートコンバータ１７、サンプリングレートコンバータ１７の出力信号とハウリングキャンセラ４の出力信号を入力する加算器１９、および加算器１９の出力信号をダウンサンプリングして適応フィルタ１６に入力するサンプリングレートコンバータ１８を備えている。

マイクロフォン１に入力された音声信号はフロントエンドのマイクロフォンアンプ２を経てＡ／Ｄコンバータ３でディジタル信号に変換されて加算器１３に入力される。加算器１３は、マイクロフォン１からの入力信号から適応フィルタ１２の出力信号を差し引いて出力する。加算器１３の出力信号は、加算器１９に入力され、加算器１９は適応フィルタ１６の出力信号を差し引いて出力する。加算器１９の出力信号は、増幅器６で増幅、音質調整等された後、Ｄ／Ａコンバータ７でアナログ音声信号に変換され、パワーアンプ８で増幅後スピーカ９に入力される。スピーカ９は入力された音声信号から音声を発音する。ここでスピーカ９から発音された音声はマイクロフォン１に帰還信号として再入力される。

このような構成においては、マイクロフォン１−増幅器６−スピーカ９−マイクロフォン１、の経路で閉ループが形成される。この閉ループのゲインが１を越えるとスピーカからマイクロフォンに帰還する音声が増大してハウリングの発生となる。

ハウリングキャンセラ４は、ディレイ回路１１、および適応フィルタ１２により、マイクロフォン１から入力された音声信号が増幅器６およびスピーカ９、マイクロフォン１が設置されている音響空間を伝搬して再度マイクロフォン１に帰還信号として入力されるまでの一連の音声伝達経路の伝達関数を模擬するものである。

また、ハウリングキャンセラ５は、ディレイ回路１５、および適応フィルタ１６により、マイクロフォン１から入力された音声信号が増幅器６およびスピーカ９、マイクロフォン１が設置されている音響空間を伝搬して再度マイクロフォン１に帰還信号として入力されるまでの一連の音声伝達経路の伝達特性を模擬するものである。

チャンネルディバイダ１０は、増幅器６の出力信号を複数の周波数帯域に分割する。チャンネルディバイダ１０は、分割した信号をそれぞれディレイ回路１１とサンプリングレートコンバータ１４に入力する。ディレイ回路１１には中高周波数帯域の信号を入力し、サンプリングレートコンバータ１４には中低周波数帯域の信号を入力する。中低周波数帯域の信号はサンプリングレートコンバータ１４でダウンサンプリングされる。なお、ハウリングキャンセラ５の出力信号をハウリングキャンセラ４に入力するように接続してもよい。中低周波数帯域の信号を入力するハウリングキャンセラにダウンサンプリングを行うサンプリングレートコンバータを備えていれば前段（入力側）に中低周波数帯域の信号を入力するハウリングキャンセラを接続してもよい。

ディレイ回路１１およびディレイ回路１５は、スピーカ９からマイクロフォン１に帰還する帰還信号の時間遅延を推定した時間遅延を付与するものである。ディレイ回路１１で時間遅延を付与されて出力した信号は適応フィルタ１２に入力され、ディレイ回路１５で時間遅延を付与されて出力した信号は適応フィルタ１６に入力される。なお、チャンネルディバイダ１０の出力側とディレイ回路１５を接続し、ディレイ回路１５の出力信号がサンプリングレートコンバータ１４に入力されるようにしてもよい。

適応フィルタ１２および適応フィルタ１６は、音響帰還経路の伝達関数を模擬するフィルタであり、ディレイ回路１１およびディレイ回路１５が遅延した信号をそれぞれフィルタリングする。適応フィルタ１２は、フィルタリングした信号を加算器１３に出力する。加算器１３は、模擬信号をマイクロフォン１の入力信号から差し引く。加算器１９は、フィルタリングした信号をサンプリングレートコンバータ１７に出力する。サンプリングレートコンバータ１７は、適応フィルタ１６の出力信号をアップサンプリングして加算器１９に出力する。加算器１９は、模擬信号を加算器１３の出力信号から差し引く。

図２は、ハウリングキャンセラを詳細に示した図である。同図（Ａ）はハウリングキャンセラ４を示した図であり、同図（Ｂ）は、ハウリングキャンセラ５を示した図である。同図（Ａ）に示すように、適応フィルタ１２は、フィルタ部１２ａおよびフィルタ係数推定部１２ｂからなるもので、フィルタ部１２ａおよびフィルタ係数推定部１２ｂにはそれぞれディレイ回路１１から出力された信号が入力される。フィルタ部１２ａはスピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号を模擬した模擬信号を出力して、加算器１３でマイクロフォン１の入力信号から模擬信号を差し引くようにする。模擬信号は、フィルタ部１２ａの伝達関数に従って上記ディレイ回路１１から出力された信号を基に決定される。フィルタ係数推定部１２ｂは、ディレイ回路１１から出力された信号と入力信号から模擬信号を差し引いた後の誤差信号とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号が実際にマイクロフォンに帰還する帰還信号に一致もしくは近似するようにフィルタ部１２ａの伝達関数を更新するものである。適応アルゴリズムは、例えばＬＭＳ(ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ)アルゴリズムを用いる。

同図（Ｂ）に示すように、適応フィルタ１６は、フィルタ部１６ａおよびフィルタ係数推定部１６ｂからなるもので、フィルタ部１６ａおよびフィルタ係数推定部１６ｂにはそれぞれディレイ回路１５から出力された信号が入力される。これらの信号は、サンプリングレートコンバータ１４でダウンサンプリングされている。フィルタ部１６ａはスピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号を模擬した模擬信号を出力して、サンプリングレートコンバータ１７でアップサンプリングして、加算器１９で加算器１３の出力信号から模擬信号を差し引くようにする。模擬信号は、フィルタ部１６ａの伝達関数に従って上記ディレイ回路１５から出力された信号を基に決定される。フィルタ係数推定部１６ｂは、ディレイ回路１５から出力された信号と加算器１９で模擬信号を差し引いた誤差信号のうちサンプリングレートコンバータ１８でダウンサンプリングされた信号とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号が実際にマイクロフォンに帰還する帰還信号に一致もしくは近似するようにフィルタ部１６ａの伝達関数を更新するものである。適応アルゴリズムは、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いる。

このような適応フィルタを備えたハウリングキャンセラは、入力信号から模擬信号を差し引いた後の信号である現在の誤差信号とディレイ回路から出力される過去の誤差信号とを元に、模擬信号が帰還信号に一致または近似するようにフィルタ係数を更新していくので、ハウリングが発生して一定周波数の持続音が入力されたときに、時間経過とともにその持続音をキャンセルすることが可能である。

なお、ディレイ回路１１およびディレイ回路１５がないと、マイクロフォン１に入力した信号は、それぞれの加算器に入力されるとともに遅延なく適応フィルタにも入力される。適応フィルタは、誤差信号を小さくするようにフィルタ係数を更新するので、フィルタ係数の更新が進むにつれて、それぞれの加算器では入力された信号が適応フィルタの出力信号によって全てキャンセルされるようになってしまう。このため、音源信号のキャンセルを防止しつつ帰還信号を模擬信号によってキャンセルするためにはディレイ回路が不可欠である。

上記のように適応フィルタ１２は、チャンネルディバイダ１０から中高周波数帯域の信号が入力され、適応フィルタ１６は、中低周波数帯域の信号がダウンサンプリングされて入力される。中高周波数帯域の信号は、Ａ／Ｄコンバータでディジタル信号化されたときのサンプリング周波数をそのまま入力するが、中低周波数帯域の信号はサンプリングレートコンバータ１４でダウンサンプリングされてサンプリング周波数は低くなっている。このサンプリング周波数を高くするほど、模擬信号が帰還信号に近似することとなり、キャンセル後の音質への影響を小さくすることができる。ただし、信号が中低音帯域に限られていれば、高音域の信号は無くなるためにサンプリング周波数を低くしても音質への影響は小さい。

一方で、一般的な音響空間における残響時間は周波数によって異なり、残響時間は低音ほど長く、高音ほど短い。残響時間が長い場合、すなわち音響帰還路の伝達関数が長い場合には、適応フィルタの伝達関数も長くする必要が生じる。

そこで本実施形態では、中高周波数帯域の信号が入力される適応フィルタ１２は、サンプリング周波数は高いが、伝達関数を短く設定する。また、中低周波数帯域の信号が入力される適応フィルタ１６は、サンプリング周波数は低いが、伝達関数を長く設定する。

これにより、適応フィルタ１２はサンプリング周波数は高いが、伝達関数が短いため演算量が少なくすることができる。また、適応フィルタ１６は伝達関数は長いが、サンプリング周波数が低いのでやはり演算量を少なくすることができる。

次に、上記のように周波数帯域を分けて適応処理を行うハウリングキャンセラの動作について詳細に説明する。

図３は、第１実施形態に係る拡声装置の伝達特性を示すブロック図である。なお、同図においては、図１で示したマイクロフォンアンプ２、Ａ／Ｄコンバータ３、Ｄ／Ａコンバータ７、およびパワーアンプ８は省略している。同図に示すように、マイクロフォン１を介して入力された音声信号は、マイクロフォンアンプ２で増幅後、Ａ／Ｄ変換処理によりディジタル信号に変換されて加算器１３と加算器１９を介して増幅路２０に入力される。増幅路２０は、加算器１９から増幅器６を介してＤ／Ａコンバータ７に伝達する経路の伝達関数を示したものであり、その伝達関数は、Ｇ（ｚ）で表される。

増幅路２０から出力された信号ｘ（ｋ）は、Ｄ／Ａ変換処理によりアナログ音声信号に変換されてパワーアンプ８で増幅後、スピーカ９から音声を発音する。スピーカ９から発音された音声は音響帰還路２１を経てマイクロフォン１に帰還する。音響帰還路２１は、スピーカ９からマイクロフォン１に至る音響経路である。Ｈ（ｚ）は音響帰還路２１の伝達関数である。音響帰還路２１を介して帰還される帰還信号ｄ（ｋ）は、話者等の音源が発生する音源信号ｓ（ｋ）とともにマイクロフォン１に入力される。マイクロフォン１は、この入力された音声信号をディジタル信号に変換してｙ（ｋ）として出力する。

また、増幅路２０から出力された信号ｘ（ｋ）は、チャンネルディバイダ１０にも入力される。チャンネルディバイダ１０は、信号ｘ（ｋ）を中高周波数帯域の信号ｘ１（ｋ）と中低周波数帯域の信号ｘ２（ｋ）に分割する。中高周波数帯域の信号ｘ１（ｋ）はディレイ回路１１に入力され、中低周波数帯域の信号ｘ２（ｋ）はサンプリングレートコンバータ１４に入力される。サンプリングレートコンバータ１４は、信号ｘ２（ｋ）をダウンサンプリングする。ディレイ回路１１は、入力された信号ｘ１（ｋ）に対し、時間遅延を付与して出力する。同様にディレイ回路１５は、ダウンサンプリングされた信号ｘ２（ｋ）に対し時間遅延を付与して出力する。ここではそれぞれスピーカ９からマイクロフォン１に帰還する帰還音声信号の時間遅延を推定した時間遅延τを付与するものである。なお、ディレイ回路１５の遅延量は、サンプリングレートコンバータ１４とサンプリングレートコンバータ１７での処理時間を引いた値を設定するものである。ディレイ回路１１で時間遅延τを付与されて出力した信号ｘ１（ｋ−τ）は適応フィルタ１２に入力され、ディレイ回路１５で時間遅延τを付与されて出力した信号ｘ２（ｋ−τ）は適応フィルタ１６に入力される。

適応フィルタ１２は、図２（Ａ）に示したようにフィルタ部１２ａおよびフィルタ係数推定部１２ｂからなるもので、フィルタ部１２ａおよびフィルタ係数推定部１２ｂにはそれぞれディレイ回路１１から出力された信号ｘ１（ｋ−τ）が入力される。フィルタ部１２ａはスピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域を模擬した信号ｄ１（ｋ）を出力して、加算器１３でマイクロフォン１から再入力される信号ｙ（ｋ）から模擬信号ｄ１（ｋ）を差し引くようにする。模擬信号ｄ１（ｋ）は、伝達関数Ｆ１（ｚ）に従って上記ディレイ回路１１から出力された信号ｘ１（ｋ−τ）を基に決定される。フィルタ係数推定部１２ｂは、ディレイ回路１１から出力された信号ｘ１（ｋ−τ）と入力信号ｙ（ｋ）から模擬信号ｄ１（ｋ）を差し引いた誤差信号ｅ１（ｋ）とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号ｄ１（ｋ）が実際の帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域の信号に一致もしくは近似するようにフィルタ部１２ａのフィルタ係数を更新するものである。適応アルゴリズムは、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いる。信号ｅ１（ｋ）の２乗平均値Ｊ＝Ｅ［ｅ１（ｋ）^２］（ただし、Ｅ［・］は期待値）とすれば、Ｊを最小にするようなフィルタ係数が演算により推定され、推定されたフィルタ係数を用いてフィルタ部１２ａのフィルタ係数が更新される。

また、適応フィルタ１６は、フィルタ部１６ａおよびフィルタ係数推定部１６ｂからなるもので、フィルタ部１６ａおよびフィルタ係数推定部１６ｂにはそれぞれディレイ回路１１から出力された信号ｘ２（ｋ−τ）が入力される。ディレイ回路から出力される信号ｘ２（ｋ−τ）は、サンプリングレートコンバータ１４でダウンサンプリングされている。フィルタ部１６ａはスピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号ｄ（ｋ）のうち中低周波数帯域を模擬した信号ｄ２（ｋ）を出力して、加算器１９で加算器１３から入力される信号ｅ１（ｋ）から模擬信号ｄ２（ｋ）を差し引くようにする。模擬信号ｄ２（ｋ）は、伝達関数Ｆ２（ｚ）に従って上記ディレイ回路１５から出力された信号ｘ２（ｋ−τ）を基に決定される。フィルタ係数推定部１６ｂは、ディレイ回路１５から出力された信号ｘ２（ｋ−τ）と誤差信号ｅ１（ｋ）から模擬信号ｄ２（ｋ）を差し引いた信号ｅ２（ｋ）とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号ｄ２（ｋ）が実際の帰還信号ｄ（ｋ）のうち中低周波数帯域の信号に一致もしくは近似するようにフィルタ部１６ａのフィルタ係数を更新するものである。

以上のように、入力信号を複数の周波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域で適応フィルタがハウリングをキャンセルするので、適応精度が向上し、同定時間を短縮することが可能となる。すなわち、ハウリングキャンセラ４は、伝達関数は短いがサンプリング周波数が高いので高周波数帯域で発生するハウリングを効率的に抑制し、ハウリングキャンセラ５は、サンプリング周波数は低いが伝達関数が長く、ハウリングキャンセラ４が消去しきれなかった残響の長い低周波数帯域を効率的に抑制することができる。

なお、第１実施形態では、チャンネルディバイダ１０は、入力信号を中高周波数帯域の信号と中低周波数帯域の信号に分割したが、さらに複数の周波数帯域に分割してもよいものである。分割した周波数帯域の数に応じてディレイ回路、適応フィルタ、および加算器を備えればよい。

［第２実施形態］
次に、図４は本発明の第２実施形態に係る拡声システムのブロック図である。なお、第１実施形態に係る拡声システムと同様の部分には同様の符号を付して詳細な説明を省略する。同図に示すように、この例におけるハウリングキャンセラ２２のディレイ回路１１には、適応フィルタ１２に加え、適応フィルタ２４が接続されている。さらに適応フィルタ２４には加算器２５が接続されている。また、ハウリングキャンセラ２３のディレイ回路１５には適応フィルタ１６に加え、適応フィルタ２６が接続され、適応フィルタ２６には加算器２７が接続されている。

また、同図に示すように、加算器１３の出力端子には加算器２５が接続され、加算器２５の出力端子には加算器１９が接続され、さらに加算器１９の出力端子には加算器２７が接続されている。

ここで、適応フィルタ２４は、適応フィルタ１２に比してタップ数は少なく、フィルタ係数の更新間隔が短いものである。同様に適応フィルタ２６は、適応フィルタ１６に比してタップ数は少なく、フィルタ係数の更新間隔が短いものである。

この例において、適応フィルタ１２と適応フィルタ１６は、適応アルゴリズムとしてフィルタ係数更新に必要な演算量の少ないものを用いる。例えばＳＴＦＴ−ＣＳ（ＳｈｏｒｔＴｉｍｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍａｎｄＣｒｏｓｓＳｐｅｃｔｒｕｍ）法を用いる。一方で適応フィルタ２４と適応フィルタ２６は、フィルタ係数更新の速いＬＭＳ法を用いる。

適応フィルタ２４と適応フィルタ２６においてはフィルタ係数の更新を高速で行うため、タップ数が多くなると演算量が著しく増加するが、本実施形態では、適応フィルタ１２と適応フィルタ１６のタップ数を比較的に多くしているので適応フィルタ２４と適応フィルタ２６においてタップ数は短くして演算量を少なくすることができる。これにより、音響帰還路の伝達関数が急激に変動してハウリングが高速に成長しても適応フィルタ２４と適応フィルタ２６で抑制することが可能となる。

以下、上記のように周波数帯域を分け、さらにそれぞれ更新間隔の異なる複数の適応フィルタを接続する構成のハウリングキャンセラの動作について詳細に説明する。

図５は、第２実施形態に係る拡声装置の伝達特性を示すブロック図である。同図に示すように、マイクロフォン１を介して入力された音声信号は、マイクロフォンアンプ２で増幅後、Ａ／Ｄ変換処理によりディジタル信号ｙ（ｋ）に変換されて加算器１３、加算器２５、加算器１９、および加算器２７を介して増幅路２０に入力される。増幅路２０は、加算器１３、加算器２５、加算器１９、および加算器２７から増幅器６を介してＤ／Ａコンバータ７に伝達する経路の伝達関数を示したものであり、その伝達関数は、Ｇ（ｚ）で表される。

また、増幅路２０から出力された信号ｘ（ｋ）は、チャンネルディバイダ１０にも入力される。チャンネルディバイダ１０は、信号ｘ（ｋ）を中高周波数帯域の信号ｘ１（ｋ）と中低周波数帯域の信号ｘ２（ｋ）に分割する。中高周波数帯域の信号ｘ１（ｋ）はディレイ回路１１に入力され、中低周波数帯域の信号ｘ２（ｋ）はサンプリングレートコンバータ１４に入力される。サンプリングレートコンバータ１４は、信号ｘ２（ｋ）をダウンサンプリングしてディレイ回路１５に出力する。ディレイ回路１１は、入力された信号ｘ１（ｋ）に対し、時間遅延を付与して出力する。同様にディレイ回路１５は、入力された信号ｘ２（ｋ）に対し時間遅延を付与して出力する。ここではそれぞれスピーカ９からマイクロフォン１に帰還する帰還音声信号の時間遅延を推定した時間遅延τを付与するものである。ディレイ回路１５の遅延量は、サンプリングレートコンバータ１４とサンプリングレートコンバータ１７での処理時間を引いた値を設定するものである。ディレイ回路１１で時間遅延τを付与されて出力した信号ｘ１（ｋ−τ）は適応フィルタ１２と適応フィルタ２４に入力され、ディレイ回路１５で時間遅延τを付与されて出力した信号ｘ２（ｋ−τ）は適応フィルタ１６と適応フィルタ２６に入力される。

適応フィルタ１２は第１実施形態と同様であり、フィルタ部１２ａはスピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域を模擬した信号ｄ１（ｋ）を出力して、加算器１３でマイクロフォン１から再入力される信号ｙ（ｋ）から模擬信号ｄ１（ｋ）を差し引くようにする。模擬信号ｄ１（ｋ）は、伝達関数Ｆ１（ｚ）に従って上記ディレイ回路１１から出力された信号ｘ１（ｋ−τ）を基に決定される。フィルタ係数推定部１２ｂは、ディレイ回路１１から出力された信号ｘ１（ｋ−τ）と入力信号ｙ（ｋ）から模擬信号ｄ１（ｋ）を差し引いた信号ｅ１（ｋ）とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号ｄ１（ｋ）が実際の帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域の信号に一致もしくは近似するようにフィルタ部１２ａのフィルタ係数を更新するものである。適応アルゴリズムは、ＳＴＦＴ−ＣＳアルゴリズムを用いる。このような適応アルゴリズムを用いてフィルタ係数の更新を長い更新間隔で行う。

適応フィルタ２４は、スピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域を模擬した信号ｄ３（ｋ）を出力して、加算器２５で加算器１３から出力される信号ｅ１（ｋ）から模擬信号ｄ３（ｋ）を差し引くようにする。模擬信号ｄ３（ｋ）は、伝達関数Ｆ３（ｚ）に従って上記ディレイ回路１１から出力された信号ｘ１（ｋ−τ）を基に決定される。適応フィルタ２４は、ディレイ回路１１から出力された信号ｘ１（ｋ−τ）と信号ｅ１（ｋ）から模擬信号ｄ３（ｋ）を差し引いた信号ｅ３（ｋ）とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号ｄ３（ｋ）が実際の帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域の信号に一致もしくは近似するようにフィルタ係数を更新するものである。適応アルゴリズムは、ＬＭＳアルゴリズムを用いる。このような適応アルゴリズムを用いてフィルタ係数の更新を短い間隔で行う。

また、適応フィルタ１６はスピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号ｄ（ｋ）のうち中低周波数帯域を模擬した信号ｄ４（ｋ）を出力して、サンプリングレートコンバータ１７でアップサンプリングしたのち加算器１９で加算器２５から出力される信号ｅ３（ｋ）から模擬信号ｄ４（ｋ）を差し引くようにする。模擬信号ｄ４（ｋ）は、伝達関数Ｆ４（ｚ）に従って上記ディレイ回路１５から出力された信号ｘ２（ｋ−τ）を基に決定される。適応フィルタ１６は、ディレイ回路１５から出力された信号ｘ２（ｋ−τ）と信号ｅ３（ｋ）から模擬信号ｄ４（ｋ）を差し引いた信号ｅ４（ｋ）とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号ｄ４（ｋ）が実際の帰還信号ｄ（ｋ）のうち中低周波数帯域の信号に一致もしくは近似するように適応フィルタ１６のフィルタ係数を更新するものである。適応アルゴリズムは、ＳＴＦＴ−ＣＳアルゴリズムを用いる。このような適応アルゴリズムを用いてフィルタ係数の更新を長い更新間隔で行う。

適応フィルタ２６は、スピーカ９からマイクロフォン１への帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域を模擬した信号ｄ５（ｋ）を出力して、加算器２７で加算器１９から出力される信号ｅ４（ｋ）から模擬信号ｄ５（ｋ）を差し引くようにする。模擬信号ｄ５（ｋ）は、伝達関数Ｆ５（ｚ）に従って上記ディレイ回路１５から出力された信号ｘ２（ｋ−τ）を基に決定される。適応フィルタ２６は、ディレイ回路１５から出力された信号ｘ２（ｋ−τ）と信号ｅ４（ｋ）から模擬信号ｄ５（ｋ）を差し引いた信号ｅ５（ｋ）とを基にして、適応アルゴリズムを用い、模擬信号ｄ５（ｋ）が実際の帰還信号ｄ（ｋ）のうち中高周波数帯域の信号に一致もしくは近似するように適応フィルタ１６のフィルタ係数を更新するものである。適応アルゴリズムは、ＬＭＳアルゴリズムを用いる。このような適応アルゴリズムを用いてフィルタ係数の更新を短い間隔で行う。

以上のように、入力信号を複数の周波数帯域に分割し、さらにそれぞれ更新間隔の異なる複数の適応フィルタがハウリングをキャンセルするので、適応精度が向上し、同定時間を短縮することが可能となる。すなわち、ハウリングキャンセラ２２の適応フィルタ１２は、更新間隔が長く高精度に帰還信号を推定し、適応フィルタ２４は更新間隔が短いので急激にハウリングが発生してもキャンセルすることが可能となる。また、第２実施形態においては、第１実施形態に比して全体の演算量を少なくすることができる。

ハウリングキャンセラ２３は、ハウリングキャンセラ２２よりもサンプリング周波数は低いが伝達関数が長いのでハウリングキャンセラ２２が消去しきれなかった残響の長い低周波数領域の帰還信号を効率的に抑制することができる。さらに、ハウリングキャンセラ２２と同様に、適応フィルタ１６は、更新間隔が長く高精度に帰還信号を推定し、適応フィルタ２６は更新間隔が短いので急激にハウリングが発生してもキャンセルすることが可能となる。

なお、第２実施形態においても、チャンネルディバイダ１０は、入力信号を中高周波数帯域の信号と中低周波数帯域の信号に分割したが、さらに複数の周波数帯域に分割してもよいものである。分割した周波数帯域の数に応じてディレイ回路、適応フィルタ、および加算器を備えればよい。

また、それぞれのハウリングキャンセラにおいて３以上の複数の更新間隔が異なる適応フィルタを備えるようにしてもよい。適応フィルタの数を増やすことで大ホール等の大空間における音響設備においてもハウリングを抑制することが容易になる。

なお、第２実施形態においては適応フィルタと加算器を以下のような接続構成にしてもよい。

図６は第２実施形態の変形例に係る拡声システムのブロック図である。同図に示すようにこの変形例に係る拡声システムは、ハウリングキャンセラ２２とハウリングキャンセラ２３に替えてハウリングキャンセラ２８を備えている。ハウリングキャンセラ２８は、第２実施形態と同様の適応フィルタを備えているが、加算器１３の出力端子に加算器２５を接続、加算器２５の出力端子に加算器１９を接続、加算器１９の出力端子に加算器２７を接続している。

このように接続することで、更新間隔が長く精度のよい適応フィルタ１２と適応フィルタ２４で主としてハウリングを抑制し、その残差分を適応フィルタ１６と適応フィルタ２６で抑制することになる。したがって、急激に発生したハウリング等、適応フィルタ１２と適応フィルタ２４で抑制しきれなかった場合に適応フィルタ１６と適応フィルタ２６が効率的にハウリングを抑制することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る拡声システムのブロック図適応フィルタを詳細に説明するブロック図本発明の第１実施形態に係る拡声システムの伝達特性を示す図本発明の第２実施形態に係る拡声システムのブロック図本発明の第２実施形態に係る拡声システムの伝達特性を示す図本発明の第２実施形態の変形例に係る拡声システムのブロック図従来の拡声システムに係る適応伝達特性を示す図従来の適応フィルタを詳細に説明する図

符号の説明

１−マイクロフォン
２−マイクロフォンアンプ
３−Ａ／Ｄコンバータ
４，５，２２，２３，２８−ハウリングキャンセラ
６−増幅器
７−Ｄ／Ａコンバータ
８−パワーアンプ
９−スピーカ
１０−チャンネルディバイダ
１１，１５−ディレイ回路
１２，１６，２４，２６−適応フィルタ
１３，１９，２５，２７−加算器
１４，１７，１８−サンプリングレートコンバータ
２０−増幅路
２１−音響帰還路
１０１−従来の拡声システムにおけるマイクロフォン
１０２−従来の拡声システムにおける加算器
１０３−従来の拡声システムにおける増幅器
１０４−従来の拡声システムにおけるスピーカ
１０５−従来の拡声システムにおける音響帰還路
１０６−従来の拡声システムにおけるディレイ回路
１０７−従来の拡声システムにおける適応フィルタ

Claims

スピーカに出力される信号を周波数帯域毎に複数の成分信号に分割する分割手段を備えるとともに、
各成分信号毎に、
成分信号を所定の時間遅延して遅延信号を出力する遅延手段と、
遅延信号をフィルタリングしてスピーカからマイクロフォンに至る帰還音声信号の模擬信号を出力し、模擬信号で帰還音声信号をキャンセルした後の誤差信号と遅延信号とを基にして音響帰還路の伝達関数を推定する適応フィルタと、
帰還音声信号から模擬信号を減算して誤差信号を出力する加算器と、を設け、
前記各適応フィルタは、処理する成分信号の周波数帯域に応じたサンプリング周波数で動作することを特徴とするハウリングキャンセラ。
スピーカに出力される信号を周波数帯域毎に複数の成分信号に分割する分割手段を備えるとともに、
各成分信号毎に、
成分信号を所定の時間遅延して遅延信号を出力する遅延手段と、
遅延信号をフィルタリングしてスピーカからマイクロフォンに至る帰還音声信号の模擬信号を出力し、模擬信号で帰還音声信号をキャンセルした後の誤差信号と遅延信号とを基にして音響帰還路の伝達関数を推定する適応フィルタと、
帰還音声信号から模擬信号を減算して誤差信号を出力する加算器と、をそれぞれ複数設け、
前記各適応フィルタは、処理する成分信号の周波数帯域に応じたサンプリング周波数で動作し、
伝達関数の更新間隔の大きい適応フィルタが帰還音声信号をキャンセルした後の誤差信号を、更新間隔の小さい適応フィルタがさらにキャンセルするように接続することを特徴とするハウリングキャンセラ。