JP2006262074A - Level shift circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、低電圧レベルのディジタル信号を高電圧レベルのディジタル信号に変換するレベルシフト回路に関する。 The present invention relates to a level shift circuit for converting a low voltage level digital signal into a high voltage level digital signal.
図8は従来のレベルシフト回路の一例の回路図である(例えば、特許文献1参照)。このレベルシフト回路は、高電圧側の電源電圧をVDD1、低電圧側の電源電圧をVSSとする低電圧系のディジタル回路が出力する低電圧レベルのディジタル信号INを、高電圧側の電源電圧をVDD1よりも高いVDD2、低電圧側の電源電圧をVSSとする高電圧系のディジタル回路用の相補信号OUT、OUTxにレベルシフトするものである。 FIG. 8 is a circuit diagram of an example of a conventional level shift circuit (see, for example, Patent Document 1). This level shift circuit outputs a low-voltage-level digital signal IN output from a low-voltage digital circuit in which a high-voltage power supply voltage is VDD1 and a low-voltage power supply voltage is VSS. The level is shifted to complementary signals OUT and OUTx for a high voltage digital circuit in which VDD2 is higher than VDD1 and the power supply voltage on the low voltage side is VSS.
即ち、このレベルシフト回路は、高電位(以下、Hレベルという)を電源電圧VDD1、低電位(以下、Lレベルという)を電源電圧VSSとする低電圧レベルのディジタル信号INを、Hレベルを電源電圧VDD2、Lレベルを電源電圧VSSとする相補信号OUT、OUTxにレベルシフトするものである。 That is, this level shift circuit supplies a low voltage level digital signal IN with a high potential (hereinafter referred to as H level) as a power supply voltage VDD1 and a low potential (hereinafter referred to as L level) as a power supply voltage VSS, and a H level as a power supply. The voltage is shifted to the complementary signals OUT and OUTx having the voltage VDD2 and L level as the power supply voltage VSS.
図8中、800は低電圧レベルのディジタル信号である入力信号IN用の入力端子、801は電源電圧VDD1、VSS間で動作する反転回路であり、入力信号INを反転してなる反転入力信号INxを生成するものである。 In FIG. 8, 800 is an input terminal for an input signal IN which is a digital signal at a low voltage level, 801 is an inverting circuit operating between the power supply voltages VDD1 and VSS, and an inverting input signal INx obtained by inverting the input signal IN. Is generated.
802は入力信号INをレベルシフトしてなる高電圧レベルのディジタル信号である出力信号OUT用の出力端子、803は入力信号INを反転レベルシフトしてなる高電圧レベルのディジタル信号である反転出力信号OUTx用の反転出力端子である。
804は電源電圧VDD2、VSS間で動作する基本レベルシフト回路であり、相補入力信号IN、INxを入力して、これら相補入力信号IN、INxをレベルシフトしてなる相補出力信号OUT、OUTxを出力するものである。 Reference numeral 804 denotes a basic level shift circuit that operates between the power supply voltages VDD2 and VSS, and inputs complementary input signals IN and INx and outputs complementary output signals OUT and OUTx obtained by level shifting the complementary input signals IN and INx. To do.
基本レベルシフト回路804において、805は反転出力信号OUTxをプルアップするためのpチャネルMOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)(以下、pMOSFETという)、806は出力信号OUTをプルアップするためのpMOSFET、807は反転出力信号OUTxをプルダウンするためのnチャネルMOSFET(以下、nMOSFETという)、808は出力信号OUTをプルダウンするためのnMOSFETである。
In the basic level shift circuit 804,
809はpMOSFET805による反転出力信号OUTxのプルアップを補充して加速するためのpMOSFETであり、電源電圧としてVDD2が与えられるものである。810はpMOSFET806による出力信号OUTのプルアップを補充して加速するためのpMOSFETであり、電源電圧としてVDD2が与えられるものである。
811はpMOSFET809の導通(以下、ONという)、非導通(以下、OFFという)を制御する制御回路である。この制御回路811において、812〜814は縦列接続された反転回路であり、出力信号OUTを反転遅延するものである。815は出力信号OUTと反転回路814の出力信号とをNOR処理するNOR回路、816はNOR回路815の出力信号を反転する反転回路である。これら反転回路812〜814、816およびNOR回路815は電源電圧VDD2、VSS間で動作するものである。
A
817はpMOSFET810のON、OFFを制御する制御回路である。この制御回路817において、818〜820は縦列接続された反転回路であり、反転出力信号OUTxを反転遅延するものである。821は反転出力信号OUTxと反転回路820の出力信号とをNOR処理するNOR回路、822はNOR回路821の出力信号を反転する反転回路である。これら反転回路818〜820、822およびNOR回路821は電源電圧VDD2、VSS間で動作するものである。
図9〜図11はこのレベルシフト回路の動作を説明するための回路図である。まず、図9に示すように、入力信号IN=Lレベルである場合、nMOSFET807=OFF状態、反転入力信号INx=Hレベル、nMOSFET808=ON状態となる。また、出力信号OUT=Lレベル、pMOSFET805=ON状態、反転出力信号OUTx=Hレベル、pMOSFET806=OFF状態となる。
9 to 11 are circuit diagrams for explaining the operation of the level shift circuit. First, as shown in FIG. 9, when the input signal IN = L level, the
また、反転回路814の出力=Hレベル、反転回路816の出力=Hレベル、pMOSFET809=OFF状態となる。また、反転回路820の出力=Lレベル、反転回路822の出力=Hレベル、pMOSFET810=OFF状態となる。
Further, the output of the inverting
この状態から、図10に示すように、入力信号IN=Hレベルになると、nMOSFET807=ON状態となり、反転出力信号OUTx=Lレベル、pMOSFET806=ON状態となる。また、反転入力信号INxは、反転回路801の遅延時間ΔT1だけ遅延してLレベルとなり、nMOSFET808=OFF状態となる。この結果、pMOSFET806は出力信号OUTをプルアップし始める。
From this state, as shown in FIG. 10, when the input signal IN = H level, the
また、反転出力信号OUTx=Lレベルになると、NOR回路821と反転回路822の合成遅延時間ΔT2だけ遅延して反転回路822の出力=Lレベルとなり、pMOSFET810=ONとなり、pMOSFET810は、pMOSFET806による出力信号OUTのプルアップを補充して加速する。
Further, when the inverted output signal OUTx = L level, the output of the
そして、反転出力信号OUTx=Lレベルになった時から、反転回路818〜820の合成遅延時間ΔT3が経過すると、図11に示すように、反転回路820の出力=Hレベルとなり、更に、NOR回路821と反転回路822の合成遅延時間ΔT2が経過すると、反転回路822の出力=Hレベル、pMOSFET810=OFF状態となり、pMOSFET810による出力信号OUTのプルアップ加速動作は終了する。
Then, when the combined delay time ΔT3 of the inverting
このように、図8に示す従来のレベルシフト回路は、電源電圧VDD1をHレベルとする入力信号INおよび反転入力信号INxに対して、電源電圧をVDD2(>VDD1)とする基本レベルシフト回路804を設けている。このため、nMOSFET807、808の駆動能力をpMOSFET805、806よりも大きくする必要がある。しかし、このようにすると、出力信号OUTおよび反転出力信号OUTxのプルアップ速度がプルダウン速度よりも遅くなってしまう。
As described above, the conventional level shift circuit shown in FIG. 8 has the basic level shift circuit 804 that sets the power supply voltage to VDD2 (> VDD1) with respect to the input signal IN and the inverted input signal INx that set the power supply voltage VDD1 to the H level. Is provided. For this reason, it is necessary to make the driving capability of the nMOSFETs 807 and 808 larger than that of the
そこで、図8に示す従来のレベルシフト回路は、pMOSFET809、810と制御回路811、817を設け、出力信号OUTのプルアップ時には、pMOSFET806による出力信号OUTのプルアップをpMOSFET810で補充して加速し、反転出力信号OUTxのプルアップ時には、pMOSFET805による反転出力信号OUTのプルアップをpMOSFET809で補充して加速し、出力信号OUTおよび反転出力信号OUTxのプルアップ速度とプルダウン速度を一致させるようにしている。
しかしながら、図8に示す従来のレベルシフト回路では、入力信号INがLレベルからHレベルに変化すると、この変化は、nMOSFET807、NOR回路821および反転回路822を経由してpMOSFET810のゲートに伝達し、pMOSFET810がON状態となり、pMOSFET810により出力信号OUTのプルアップが加速されて、出力信号OUTはLレベルからHレベルに変化する。
However, in the conventional level shift circuit shown in FIG. 8, when the input signal IN changes from the L level to the H level, this change is transmitted to the gate of the pMOSFET 810 via the nMOSFET 807, the
これに対して、入力信号INがHレベルからLレベルに変化すると、この変化は、反転回路801を経由し、反転入力信号INxのHレベルからLレベルへの変化としてnMOSFET808のゲートに伝達し、nMOSFET808がON状態となり、出力信号OUTはHレベルからLレベルに変化する。
On the other hand, when the input signal IN changes from the H level to the L level, this change is transmitted to the gate of the
このように、図8に示す従来のレベルシフト回路では、入力信号INがLレベルからHレベルに変化した際のpMOSFET810への信号経路と、入力信号INがHレベルからLレベルに変化した際のnMOSFET808への信号経路の回路トポロジーが大きく異なり、製造プロセスのバラツキに対して、それぞれの信号経路の遅延特性の感度が異なるため、製造プロセスのバラツキにより、出力信号OUTのデューティ比が変化してしまうという問題点がある。反転出力信号OUTxについても同様のことが言える。
As described above, in the conventional level shift circuit shown in FIG. 8, the signal path to the
本発明は、かかる点に鑑み、製造プロセスのバラツキによる出力信号のデューティ比の変化を小さく抑えることができるようにしたレベルシフト回路を提供することを目的とする。 In view of the above, an object of the present invention is to provide a level shift circuit capable of suppressing a change in duty ratio of an output signal due to variations in manufacturing processes.
本発明は、第1の電圧を供給する第1の電源線にソースを接続した第1導電型の第1、第2のFET(field effect transistor)と、第1の電圧よりも低い第2の電圧を供給する第2の電源線にソースを接続した第2導電型の第3、第4のFETを有し、第2、第4のFETのドレインを第1のFETのゲートおよび第1の出力端子に接続し、第1、第3のFETのドレインを第2のFETのゲートおよび第2の出力端子に接続し、第3のFETのゲートに、第1の電圧より低く、第2の電圧より高い第3の電圧を高電位とし、第2の電圧を低電位とする入力信号が与えられ、第4のFETのゲートに、前記入力信号を反転した反転入力信号が与えられる基本レベルシフト回路を有するレベルシフト回路であって、第1の電源線と第1のFETのドレインとの間に第1導電型の第5、第6のFETを順不同にカスコード接続し、第1の電源線と第2のFETのドレインとの間に第1導電型の第7、第8のFETを順不同にカスコード接続し、第1の出力端子と第5のFETのゲートとの間に第1の反転遅延回路を接続し、第1の出力端子を第6のFETのゲートに接続し、第2の出力端子と第7のFETのゲートとの間に第2の反転遅延回路を接続し、第2の出力端子を第8のFETのゲートに接続してなるものである。 According to the present invention, first and second field effect transistors (FETs) of a first conductivity type in which a source is connected to a first power supply line that supplies a first voltage, and a second voltage lower than the first voltage are provided. A second power supply type third and fourth FET having a source connected to a second power supply line for supplying a voltage; the drains of the second and fourth FETs are connected to the gate of the first FET and the first FET; Connected to the output terminal, the drains of the first and third FETs are connected to the gate of the second FET and the second output terminal, and the gate of the third FET is lower than the first voltage, A basic level shift in which an input signal having a third voltage higher than the voltage as a high potential and a second voltage as a low potential is provided, and an inverted input signal obtained by inverting the input signal is provided to the gate of the fourth FET. A level shift circuit having a circuit, the first power supply line and the first FET gate The fifth and sixth FETs of the first conductivity type are cascode-connected in random order between the first power source line and the drain of the second FET. Cascode-connected in random order, a first inversion delay circuit is connected between the first output terminal and the gate of the fifth FET, and the first output terminal is connected to the gate of the sixth FET. The second inversion delay circuit is connected between the second output terminal and the gate of the seventh FET, and the second output terminal is connected to the gate of the eighth FET.
本発明によれば、基本レベルシフト回路に対して、第1の電源線と第1のFETのドレインとの間に第1導電型の第5、第6のFETを順不同にカスコード接続し、第1の電源線と第2のFETのドレインとの間に第1導電型の第7、第8のFETを順不同にカスコード接続し、第1の出力端子と第5のFETのゲートとの間に第1の反転遅延回路を接続し、第1の出力端子を第6のFETのゲートに接続し、第2の出力端子と第7のFETのゲートとの間に第2の反転遅延回路を接続し、第2の出力端子を第8のFETのゲートに接続しているので、製造プロセスのバラツキによる出力信号のデューティ比の変化を小さく抑えることができる。 According to the present invention, the fifth and sixth FETs of the first conductivity type are cascode-connected in random order between the first power supply line and the drain of the first FET with respect to the basic level shift circuit, First and seventh FETs of the first conductivity type are cascode-connected in random order between one power supply line and the drain of the second FET, and between the first output terminal and the gate of the fifth FET. The first inversion delay circuit is connected, the first output terminal is connected to the gate of the sixth FET, and the second inversion delay circuit is connected between the second output terminal and the gate of the seventh FET. In addition, since the second output terminal is connected to the gate of the eighth FET, it is possible to suppress a change in the duty ratio of the output signal due to variations in the manufacturing process.
図1は本発明の一実施形態の回路図である。本発明の一実施形態は、高電圧側の電源電圧をVDD1(例えば、1.2V)、低電圧側の電源電圧をVSS(例えば、0V)とする低電圧系のディジタル回路が出力する低電圧レベルのディジタル信号INを、高電圧側の電源電圧をVDD1よりも高いVDD2(例えば、3.3V)、低電圧側の電源電圧をVSSとする高電圧系のディジタル回路用の相補信号OUT、OUTxにレベルシフトするものである。 FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. In one embodiment of the present invention, a low voltage output from a low voltage digital circuit in which a power supply voltage on the high voltage side is VDD1 (eg, 1.2 V) and a power supply voltage on the low voltage side is VSS (eg, 0 V). Complementary signals OUT and OUTx for a high-voltage digital circuit having a high-level power supply voltage VDD2 (eg, 3.3 V) higher than VDD1 and a low-voltage power supply voltage VSS. Level shift.
即ち、本発明の一実施形態は、Hレベルを電源電圧VDD1、Lレベルを電源電圧VSSとする低電圧レベルのディジタル信号INを、Hレベルを電源電圧VDD2、Lレベルを電源電圧VSSとする相補信号OUT、OUTxにレベルシフトするものである。 In other words, according to an embodiment of the present invention, a low-voltage-level digital signal IN in which the H level is the power supply voltage VDD1, the L level is the power supply voltage VSS, the H level is the power supply voltage VDD2, and the L level is the power supply voltage VSS. The level is shifted to signals OUT and OUTx.
図1中、100は低電圧レベルのディジタル信号である入力信号IN用の入力端子、101は電源電圧VDD1と接地電圧VSSとの間で動作する反転回路であり、入力信号INを反転してなる反転入力信号INxを生成するものである。この反転回路101は、例えば、1個のプルアップ用のpMOSFETと1個のプルダウン用のnMOSFETからなるCMOS構成の反転回路である。
In FIG. 1, 100 is an input terminal for an input signal IN which is a digital signal at a low voltage level, 101 is an inverting circuit which operates between the power supply voltage VDD1 and the ground voltage VSS, and is obtained by inverting the input signal IN. The inverting input signal INx is generated. The
102は入力信号INをレベルシフトしてなる高電圧レベルのディジタル信号である出力信号OUT用の出力端子、103は入力信号INを反転レベルシフトしてなる高電圧レベルのディジタル信号である反転出力信号OUTx用の反転出力端子である。
104は電源電圧VDD2、VSS間で動作する基本レベルシフト回路であり、相補入力信号IN、INxを入力して、これら相補入力信号IN、INxをレベルシフトしてなる相補出力信号OUT、OUTxを出力するものである。 A basic level shift circuit 104 operates between the power supply voltages VDD2 and VSS. The complementary input signals IN and INx are input, and complementary output signals OUT and OUTx obtained by level-shifting the complementary input signals IN and INx are output. To do.
基本レベルシフト回路104において、105は反転出力信号OUTxをプルアップするためのpMOSFET、106は出力信号OUTをプルアップするためのpMOSFET、107は反転出力信号OUTxをプルダウンするためのnMOSFET、108は出力信号OUTをプルダウンするためのnMOSFETである。
In the basic
109、110はpMOSFET105による反転出力信号OUTxのプルアップを補充して加速するためのpMOSFET、111、112はpMOSFET106による出力信号OUTのプルアップを補充して加速するためのpMOSFETである。
109 and 110 are pMOSFETs for supplementing and accelerating the pull-up of the inverted output signal OUTx by the
113はpMOSFET109のON、OFFを制御する制御回路であり、114〜116は出力信号OUTを反転遅延する反転遅延回路を構成する縦列接続された反転回路である。117はpMOSFET111のON、OFFを制御する制御回路であり、118〜120は反転出力信号OUTxを反転遅延する反転遅延回路を構成する縦列接続された反転回路である。
反転回路114〜116、118〜120は、電源電圧VDD2、VSS間で動作するものであり、例えば、1個のプルアップ用のpMOSFETと1個のプルダウン用のnMOSFETからなるCMOS構成の反転回路とされており、遅延時間を同一とするものである。
The inverting
なお、入力端子100はnMOSFET107のゲートおよび反転回路101の入力端子に接続され、反転回路101の出力端子はnMOSFET108のゲートに接続されている。低電圧系のディジタル回路から入力信号INと共に反転入力信号INxが与えられる場合には、反転回路101は不要である。
The
また、pMOSFET105、106のソースはVDD2電源線に接続され、nMOSFET107、108のソースはVSS電源線に接続され、pMOSFET105およびnMOSFET107のドレインは、pMOSFET106のゲートおよび反転出力端子103に接続され、pMOSFET106およびnMOSFET108のドレインはpMOSFET105のゲートおよび出力端子102に接続されている。
The sources of the
また、pMOSFET109、110はVDD2電源線とpMOSFET105のドレインとの間にカスコード接続され、pMOSFET109のゲートは反転回路116の出力端子に接続され、反転回路114の入力端子およびpMOSFET110のゲートは出力端子102に接続されている。
The
なお、pMOSFET109のゲートを反転回路116の出力端子に接続し、pMOSFET110のゲートを出力端子102に接続する代わりに、pMOSFET109のゲートを出力端子102に接続し、pMOSFET110のゲートを反転回路116の出力端子に接続するようにしても良い。
Instead of connecting the gate of the
また、pMOSFET111、112はVDD2電源線とpMOSFET106のドレインとの間にカスコード接続され、pMOSFET111のゲートは反転回路120の出力端子に接続され、反転回路118の入力端子およびpMOSFET112のゲートは反転出力端子103に接続されている。
The
なお、pMOSFET111のゲートを反転回路120の出力端子に接続し、pMOSFET112のゲートを反転出力端子103に接続する代わりに、pMOSFET111のゲートを反転出力端子103に接続し、pMOSFET112のゲートを反転回路120の出力端子に接続するようにしても良い。
Instead of connecting the gate of the
図2〜図6は本発明の一実施形態の動作を説明するための回路図である。本発明の一実施形態においては、図2に示すように、入力信号IN=Lレベルである場合、nMOSFET107=OFF状態、反転入力信号INx=Hレベル、nMOSFET108=ON状態となる。また、出力信号OUT=Lレベル、pMOSFET105=ON状態、反転出力信号OUTx=Hレベル、pMOSFET106=OFF状態となる。
2 to 6 are circuit diagrams for explaining the operation of the embodiment of the present invention. In the embodiment of the present invention, as shown in FIG. 2, when the input signal IN = L level, the
また、pMOSFET110=ON状態、反転回路116の出力=Hレベル、pMOSFET109=OFF状態となる。また、pMOSFET112=OFF状態、反転回路120の出力=Lレベル、pMOSFET111=ON状態となる。
Further, the
この状態から、図3に示すように、入力信号IN=Hレベルになると、nMOSFET107=ON状態となり、反転出力信号OUTx=Lレベル、pMOSFET106=ON状態、pMOSFET112=ON状態となる。また、反転入力信号INxは、反転回路101の遅延時間ΔT1だけ遅延してLレベルとなり、nMOSFET108=OFF状態となる。
As shown in FIG. 3, when the input signal IN = H level from this state, the
この結果、pMOSFET106は出力信号OUTをプルアップし始めると共に、pMOSFET111、112は、pMOSFET106による出力信号OUTのプルアップを補充して加速する。そして、出力信号OUT=Hレベルになると、pMOSFET105=OFF状態、pMOSFET110=OFF状態となる。
As a result, the
そして、反転出力信号OUTx=Lレベルになった時から、反転回路118〜120の合成遅延時間ΔT3が経過すると、図4に示すように、反転回路120の出力=Hレベルとなり、pMOSFET111=OFF状態となり、pMOSFET111、112による出力信号OUTのプルアップ加速動作は終了する。
Then, when the combined delay time ΔT3 of the inverting
また、出力信号OUT=Hレベルになった時から、反転回路114〜116の合成遅延時間ΔT3が経過すると、反転回路116の出力=Lレベル、pMOSFET109=ON状態となる。
When the combined delay time ΔT3 of the inverting
この状態から、図5に示すように、入力信号IN=Lレベルになると、nMOSFET107=OFF状態となる。また、反転入力信号INxは、反転回路101の遅延時間ΔT1だけ遅延してHレベルとなり、nMOSFET108=ON状態、出力信号OUT=Lレベル、pMOSFET105=ON状態、pMOSFET110=ON状態となる。
From this state, as shown in FIG. 5, when the input signal IN = L level, the
この結果、pMOSFET105は反転出力信号OUTxをプルアップし始めると共に、pMOSFET109、110は、pMOSFET105による反転出力信号OUTxのプルアップを補充して加速する。そして、反転出力信号OUTx=Hレベルになると、pMOSFET106=OFF状態、pMOSFET112=OFF状態となる。
As a result, the
そして、出力信号OUT=Lレベルになった時から、反転回路114〜116の合成遅延時間ΔT3が経過すると、図6に示すように、反転回路116の出力=Hレベルとなり、pMOSFET109=OFF状態となり、pMOSFET109、110による出力信号OUTのプルアップ加速動作は終了する。
When the combined delay time ΔT3 of the inverting
また、反転出力信号OUTx=Hレベルになった時から、反転回路118〜120の合成遅延時間ΔT3が経過すると、反転回路120の出力=Lレベル、pMOSFET110の状態=ON状態となり、図2に示す状態と同一となる。
Further, when the combined delay time ΔT3 of the inverting
図7は図8に示す従来のレベルシフト回路および本発明の一実施形態の動作(シミュレーション結果)を示す波形図である。図7中、(A)は図8に示す従来のレベルシフト回路における入力信号INおよび出力信号OUTを示し、(B)は本発明の一実施形態における入力信号INおよび出力信号OUTを示している。 FIG. 7 is a waveform diagram showing the operation (simulation result) of the conventional level shift circuit shown in FIG. 8 and one embodiment of the present invention. 7A shows the input signal IN and the output signal OUT in the conventional level shift circuit shown in FIG. 8, and FIG. 7B shows the input signal IN and the output signal OUT in one embodiment of the present invention. .
また、TAは、図8に示す従来のレベルシフト回路において、入力信号INがLレベルからHレベルに変化した後、出力信号OUTがLレベルからHレベルに変化するまでの遅延時間を示し、TBは、本発明の一実施形態において、入力信号INがLレベルからHレベルに変化した後、出力信号OUTがLレベルからHレベルに変化するまでの遅延時間を示している。 TA represents a delay time until the output signal OUT changes from L level to H level after the input signal IN changes from L level to H level in the conventional level shift circuit shown in FIG. In the embodiment of the present invention, the delay time from when the input signal IN changes from the L level to the H level until the output signal OUT changes from the L level to the H level is shown.
本発明の一実施形態によれば、出力信号OUTのプルアップの遅延時間は、図8に示す従来のレベルシフト回路の場合よりも(TA−TB)だけ短くなっているが、これは、本発明の一実施形態がNOR回路815、821および反転回路816、822を設けないようにした結果である。
According to one embodiment of the present invention, the pull-up delay time of the output signal OUT is shorter by (TA-TB) than that of the conventional level shift circuit shown in FIG. One embodiment of the invention is a result of not providing the NOR
以上のように、本発明の一実施形態では、入力信号INがLレベルからHレベルに変化すると、この変化は、nMOSFET107を経由してpMOSFET112のゲートに伝達し、pMOSFET112がON状態となり、pMOSFET111、112により、pMOSFET106による出力信号OUTのプルアップが加速されて、出力信号OUTはLレベルからHレベルに変化する。
As described above, in one embodiment of the present invention, when the input signal IN changes from the L level to the H level, this change is transmitted to the gate of the
即ち、本発明の一実施形態によれば、図8に示す従来のレベルシフト回路が有するNOR回路821および反転回路822に相当する回路を設けず、反転出力端子103をpMOSFET112のゲートに直接接続しているので、入力信号INがLレベルからHレベルに変化した際のpMOSFET112への信号経路の遅延を小さくし、入力信号INがLレベルからHレベルに変化した際のpMOSFET112への信号経路と、入力信号INがHレベルからLレベルに変化した際のnMOSFET108への信号経路の遅延差の絶対値を小さくすることができる。
That is, according to one embodiment of the present invention, the circuit corresponding to the NOR
したがって、製造プロセスにバラツキが発生した場合であっても、入力信号INがLレベルからHレベルに変化した際のpMOSFET112への信号経路と、入力信号INがHレベルからLレベルに変化した際のnMOSFET108への信号経路との間の遅延差のバラツキを小さくすることができ、出力信号OUTのデューティ比の変化を小さく抑えることができる。
Therefore, even when the manufacturing process varies, the signal path to the
また、本発明の一実施形態では、入力信号INがHレベルからLレベルに変化すると、この変化は、反転回路101およびnMOSFET108を経由してpMOSFET110のゲートに伝達し、pMOSFET110がON状態となり、pMOSFET109、110により、pMOSFET105による反転出力信号OUTxのプルアップが加速されて、反転出力信号OUTxはLレベルからHレベルに変化する。
In one embodiment of the present invention, when the input signal IN changes from the H level to the L level, this change is transmitted to the gate of the
即ち、本発明の一実施形態によれば、図8に示す従来のレベルシフト回路が有するNOR回路815および反転回路816に相当する回路を設けず、出力端子102をpMOSFET110のゲートに直接接続しているので、入力信号INがHレベルからLレベルに変化した際のpMOSFET110への信号経路の遅延を小さくすることができる。
That is, according to one embodiment of the present invention, no circuit corresponding to the NOR
したがって、製造プロセスにバラツキが発生した場合であっても、入力信号INがHレベルからLレベルに変化した際のpMOSFET110への信号経路の遅延のバラツキを小さくすることができ、反転出力信号OUTxのデューティ比の変化を小さく抑えることができる。
Therefore, even when variations occur in the manufacturing process, variations in the signal path delay to the
なお、本発明の一実施形態においては、例えば、VDD2を3.3V、VDD1を1.2V、VSSを0Vとした場合について説明したが、本発明は、この場合に限らず、VDD2>VDD1>VSSの関係にある場合に広く適用することができる。 In the embodiment of the present invention, for example, VDD2 is set to 3.3V, VDD1 is set to 1.2V, and VSS is set to 0V. However, the present invention is not limited to this case, and VDD2> VDD1> The present invention can be widely applied when the relationship is VSS.
100…入力端子
101…反転回路
102…出力端子
103…反転出力端子
104…基本レベルシフト回路
105、106…pMOSFET
107、108…nMOSFET
109〜112…pMOSFET
113…制御回路
114〜116…反転回路
117…制御回路
118〜120…反転回路
800…入力端子
801…反転回路
802…出力端子
803…反転出力端子
804…基本レベルシフト回路
805、806…pMOSFET
807、808…nMOSFET
809、810…pMOSFET
811…制御回路
812〜814…反転回路
815…NOR回路
816…反転回路
817…制御回路
818〜820…反転回路
821…NOR回路
822…反転回路
DESCRIPTION OF
107, 108 ... nMOSFET
109-112 ... pMOSFET
DESCRIPTION OF
807, 808 ... nMOSFET
809, 810 ... pMOSFET
811 ...
Claims (2)
前記第1の電圧よりも低い第2の電圧を供給する第2の電源線にソースを接続した第2導電型の第3、第4のFETを有し、
前記第2、第4のFETのドレインを前記第1のFETのゲートおよび第1の出力端子に接続し、
前記第1、第3のFETのドレインを前記第2のFETのゲートおよび第2の出力端子に接続し、
前記第3のFETのゲートに、前記第1の電圧より低く、前記第2の電圧より高い第3の電圧を高電位とし、前記第2の電圧を低電位とする入力信号が与えられ、
前記第4のFETのゲートに、前記入力信号を反転した反転入力信号が与えられる基本レベルシフト回路を有するレベルシフト回路であって、
前記第1の電源線と前記第1のFETのドレインとの間に第1導電型の第5、第6のFETを順不同にカスコード接続し、
前記第1の電源線と前記第2のFETのドレインとの間に第1導電型の第7、第8のFETを順不同にカスコード接続し、
前記第1の出力端子と前記第5のFETのゲートとの間に第1の反転遅延回路を接続し、
前記第1の出力端子を前記第6のFETのゲートに接続し、
前記第2の出力端子と前記第7のFETのゲートとの間に第2の反転遅延回路を接続し、
前記第2の出力端子を前記第8のFETのゲートに接続してなる
ことを特徴とするレベルシフト回路。 A first conductivity type first and second FET having a source connected to a first power supply line for supplying a first voltage;
A second conductivity type third and fourth FET having a source connected to a second power supply line for supplying a second voltage lower than the first voltage;
Connecting drains of the second and fourth FETs to a gate and a first output terminal of the first FET;
Connecting drains of the first and third FETs to a gate and a second output terminal of the second FET;
An input signal is applied to the gate of the third FET, the third voltage being lower than the first voltage and higher than the second voltage being a high potential and the second voltage being a low potential.
A level shift circuit having a basic level shift circuit in which an inverted input signal obtained by inverting the input signal is given to a gate of the fourth FET;
Cascade-connected in random order the fifth and sixth FETs of the first conductivity type between the first power supply line and the drain of the first FET,
Cascade connection of the first conductivity type seventh and eighth FETs in random order between the first power supply line and the drain of the second FET,
A first inversion delay circuit is connected between the first output terminal and the gate of the fifth FET;
Connecting the first output terminal to the gate of the sixth FET;
A second inversion delay circuit is connected between the second output terminal and the gate of the seventh FET;
A level shift circuit comprising: the second output terminal connected to the gate of the eighth FET.
ことを特徴とする請求項1記載のレベルシフト回路。
2. The level shift circuit according to claim 1, further comprising an inverting circuit that operates between the third voltage and the second voltage, and that inverts the input signal to generate the inverted input signal.
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR100881457B1 (en) | 2007-02-01 | 2009-02-06 | 삼성전자주식회사 | The level shifter of semiconductor device and the method for duty ratio control thereof |
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-
2005
- 2005-03-17 JP JP2005076579A patent/JP2006262074A/en active Pending
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