JP2006226992A - 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法 - Google Patents

Abstract

【課題】良好な電圧−周波数変換精度を保持する。
【解決手段】コンデンサの充電を行うための可変電流源と、第１電圧を印加するための第１抵抗と、第２電圧を印加するための第２抵抗と、を有し、可変電流源の電流量を、第１電圧及び第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、充電電圧が基準電圧を超えたときの比較部の比較結果に応じて、コンデンサの放電を行う放電回路と、を有し、比較回路から第１電圧及び第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置であって、第１抵抗又は第２抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、基準電圧を第１抵抗又は第２抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路、を備えたことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば二次電池に充電されている残量電圧を検出するために好適である、電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法に関する。

＝＝＝従来の電圧−周波数変換装置の構成＝＝＝
＜＜＜全体構成＞＞＞
図５を参照しつつ、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図５は、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。

図５に示す電圧−周波数変換装置１００は、誤差増幅器１０２、電流源ＩＡ、可変電流源ＩＢ、ＩＣ、抵抗ＲＡ、ＲＢ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０４、１０６、基準電圧源１０８、コンパレータ１１０、コンデンサ１１２、スイッチ素子１１４、制御ロジック回路１１６を有するものである。

電流源ＩＡ、抵抗ＲＡ、及びＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０４のソース・ドレインは電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０４のゲートに電圧ＶＩＮ（−）が印加されるとともに抵抗ＲＡに電流源ＩＡからの電流が供給されることによって、抵抗ＲＡの一端には電圧Ｖ１が発生する。この電圧Ｖ１の値は、電圧ＶＩＮ（−）の値によって定まる電圧である。一方、可変電流源ＩＢ、抵抗ＲＢ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０６は電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０６のゲートに電圧ＶＩＮ（＋）が印加されるとともに抵抗ＲＢに可変電流源ＩＢからの電流が供給されることによって、抵抗ＲＢの一端には電圧Ｖ２が発生する。この電圧Ｖ２の値は、電圧ＶＩＮ（＋）の値によって定まる電圧である。

誤差増幅器１０２の一方の入力は電圧Ｖ１が発生する抵抗ＲＡの一端と接続され、他方の入力は電圧Ｖ２が発生する抵抗ＲＢの一端と接続される。即ち、誤差増幅器１０２は、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１と等しくするための負帰還動作を、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧に応じて行う。可変電流源ＩＢは誤差増幅器１０２からの出力電圧で制御されて電流量が調整される。ここで、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１と等しくすべく誤差増幅器１０２が可変電流源ＩＢに対して負帰還動作を行っている場合において、例えば、電圧ＶＩＮ（＋）が電圧ＶＩＮ（−）より低くなることに伴って、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１よりも低く且つ電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧が大きくなった場合、誤差増幅器１０２は、このとき発生した電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧をゼロとすべく、可変電流源ＩＢの電流を現時点での電流よりも大きくするための出力電圧を発生する。

可変電流源ＩＣから発生する電流量は、誤差増幅器１０２の出力電圧に応じて制御される。即ち、誤差増幅器１０２が可変電流源ＩＢの電流を大きくするための出力電圧を発生すると、可変電流源ＩＣはこの出力電圧に従ってより大きい電流を発生する。可変電流源ＩＣ及びコンデンサ１１２は、電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されており、コンデンサ１１２は、可変電流源ＩＣから発生する電流を充電することとなる。即ち、コンデンサ１１２は、可変電流源ＩＣから発生する電流が大きい程、急速な充電を行うことが可能となり、一方、可変電流源ＩＣから発生する電流が小さい程、低速な充電を行うことが可能となる。

コンパレータ１１０は、コンデンサ１１２の非接地側の一端に発生する充電電圧と、基準電圧源１０８から発生する一定の基準電圧ＶＲＥＦとを比較するものである。図５においては、コンパレータ１１０の＋（非反転入力）端子にはコンデンサ１１２の充電電圧が印加され、コンパレータ１１０の−（反転入力）端子には基準電圧ＶＲＥＦが印加されている。そのため、コンパレータ１１０は、コンデンサ１１２の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さい場合にはローレベルを出力し、コンデンサ１１２の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合にはハイレベルを出力する。即ち、コンパレータ１１０は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧に応じた矩形の周波数信号を出力することとなる。

スイッチ素子１１４は、コンデンサ１１２と並列接続されている。尚、スイッチ素子１１４としては、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等を採用することができる。

制御ロジック回路１１６は、コンパレータ１１０の出力と接続されており、スイッチ素子１１４のオンオフを制御するものである。即ち、制御ロジック回路１１６は、コンパレータ１１０の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子１１４をオンする。この一定期間、コンデンサ１１２の充電電圧は、スイッチ素子１１４を介して放電されることとなる。

＝＝＝従来の電圧−周波数変換装置の動作＝＝＝
図５及び図７を参照しつつ、電圧−周波数変換装置１００の動作について説明する。図７は、電圧−周波数変換装置１００において、コンデンサ１１２の一端に現れる充電電圧と、コンパレータ１１０から出力される周波数信号との関係を示す波形図である。尚、コンデンサ１１２の充電電圧が上昇する度合い（傾斜）は、可変電流源ＩＣから供給される電流の大きさに応じて異なる。即ち、コンデンサ１１２の充電電圧が上昇する際の傾斜は、可変電流源ＩＣから供給される電流が大きくなる程、急となる方向へ変化し、一方、可変電流源ＩＣから供給される電流が小さくなる程、緩やかとなる方向へ変化することとなる。

例えば図７の期間ＴＡの波形となる際の動作について説明する。電圧ＶＩＮ（−）に対して電圧ＶＩＮ（＋）がＶＩＮ（−）±ΔＶの関係にある場合、即ち、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がΔＶである場合、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の間には、この差電圧ΔＶに相当する差電圧Ｖ１−Ｖ２が初めに発生することとなる。そこで、誤差増幅器１０２は当該差電圧Ｖ１−Ｖ２をゼロとするための出力電圧を発生する。例えば、差電圧ΔＶが正である場合、電圧Ｖ１＜電圧Ｖ２となっているため、誤差増幅器１０２は可変電流源ＩＢから供給される電流を減少させるための出力電圧を発生する。この出力電圧は可変電流源ＩＣから供給される電流も増加させることとなる。一方、差電圧ΔＶが負である場合、電圧Ｖ１＞電圧Ｖ２となっているため、誤差増幅器１０２は可変電流源ＩＢから供給される電流を増加させるための出力電圧を発生する。この出力電圧は可変電流源ＩＣから供給される電流も減少させることとなる。このように、可変電流源ＩＣは誤差増幅器１０２から得られる出力電圧に応じた電流を発生し、コンデンサ１１２は可変電流源ＩＣからの電流が供給されて充電を行う。こうして、コンデンサ１１２の充電電圧は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧をゼロとするための、期間ＴＡの如き傾きをもって上昇することとなる。尚、コンデンサ１１２の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さい状態の場合、コンパレータ１１０の出力はローレベルである。

その後、コンデンサ１１２の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合、コンパレータ１１０の出力はハイレベルとなる。制御ロジック回路１１６は、コンパレータ１１０の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子１１４をオンする。即ち、コンデンサ１１２のための放電経路が形成される。従って、コンデンサ１１２はスイッチ素子１１４を介して直ちに放電を行う。尚、制御ロジック回路１１６がスイッチ素子１１４をオンする一定期間は、コンデンサ１１２が放電を完了するために要する期間であって、コンデンサ１１２の容量等を考慮して制御ロジック回路１１６内に予め定められるものである。そして、コンデンサ１１２の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さくなった場合、コンパレータ１１０の出力は再びローレベルとなる。従って、コンパレータ１１０は、コンデンサ１１２の充電電圧に対して周期ＴＯの周波数信号を出力することとなる。

従って、電圧−周波数変換装置１００は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧を、当該差電圧に対応する周波数信号に変換することとなる。

＝＝＝電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の適用例＝＝＝
電圧−周波数変換装置１００は、例えば二次電池に充電されている残量電圧等を求めるための装置として採用することができる。

図６は、二次電池を内蔵するバッテリーパックを示す概略構成図である。図６において、バッテリーパック２００は、二次電池２０１、検出抵抗２０２、マイクロコンピュータ２０３（又はロジック集積回路でもよい）等を内蔵している。二次電池２０１及び検出抵抗２０２は、二次電池２０１を電源として用いる電子機器と電気接続される＋端子と−端子との間に直列接続される。二次電池２０１が充電又は放電を行うことによって、検出抵抗２０２はその両端に電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）を発生することとなる。例えば、バッテリーパック２００が電子機器に装着された場合、二次電池２０１は当該電子機器に電源を与えるために放電を行い、検出抵抗２０２のａ方向（紙面上方向）に向かって放電電流が流れる。即ち、二次電池２０１が放電を行う場合、電圧ＶＩＮ（＋）は電圧ＶＩＮ（−）より低くなる。更に、二次電池２０１の放電量が少ない程、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧は大きくなる。一方、バッテリーパック２００が充電器（不図示）に装着された場合、二次電池２０１は充電を行い、検出抵抗２０２のｂ方向（紙面下方向）に向かって充電電流が流れる。即ち、二次電池２０１が充電を行う場合、電圧ＶＩＮ（＋）は電圧ＶＩＮ（−）より高くなる。更に、二次電池２０１の充電量が多い程、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧は大きくなる。

上記の電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）は、二次電池２０１が放電を行っている際の残量電圧や、二次電池２０１が充電を行っている際の充電電圧を求めるための基となる電圧情報として、マイクロコンピュータ２０３に供給される。マイクロコンピュータ２０３は、電圧−周波数変換装置１００を内蔵している。そして、マイクロコンピュータ２０３は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）が印加されることで発生する電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の大小と、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧とを検出し、当該差電圧をゼロとする可変電流源ＩＣの電流の大きさに応じた周波数信号を得ることができる。更に、マイクロコンピュータ２０３は、得られた周波数信号に対して適宜のプログラム処理を実行し、二次電池２０１が電子機器に装着されている際の残量電圧や当該残量電圧の使用可能時間、充電中の充電電圧等を算出することができる。
特開２００２−１０７４２８

電圧−周波数変換装置１００に使用される抵抗ＲＡ及び抵抗ＲＢは、当該抵抗自体又は当該抵抗周囲の温度変化に依存して抵抗値が変化してしまう温度特性を有している。

電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がΔＶであり、このときの電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）から定まる電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧Ｖ１−Ｖ２がゼロではない場合、誤差増幅器１０２は、電圧Ｖ１−Ｖ２をゼロとするための出力電圧を発生する。コンデンサ１１２は、このときの可変電流源ＩＣからの電流が供給されて充電を行う。例えば、抵抗ＲＡ及び抵抗ＲＢの抵抗値が温度特性に依存せずに変化していないときの、コンデンサ１１２の充電電圧の上昇の傾きを期間ＴＡの傾きとする。即ち、抵抗ＲＡ及び抵抗ＲＢの抵抗値が温度特性に依存せずに変化していない場合、コンパレータ１１０からは周期ＴＯの周波数信号が出力される状態となっている。

ところで、この状態から、抵抗ＲＡ及び抵抗ＲＢの少なくとも一方の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、誤差増幅器１０２から発生する出力電圧は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がΔＶであるにも関わらず、当該差電圧ΔＶに対応する差電圧Ｖ１−Ｖ２をゼロとする出力電圧から変動してしまうこととなる。この結果、コンパレータ１１０から出力される周波数信号の周波数が本来あるべき周波数からずれてしまう問題を生じることとなる。

具体例として、図７の期間ＴＢにおいて、抵抗ＲＢの抵抗値がそれ自体の温度特性に依存して大きくなった場合（例えば抵抗ＲＢの抵抗値が２倍の抵抗値に変化した場合）を考えてみる。誤差増幅器１０２が電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧をゼロとするための出力電圧を発生する負帰還動作によって、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１と等しくなっている状態から、抵抗ＲＢの抵抗値が温度特性に依存して２倍の抵抗値となった場合、このときの電圧Ｖ２は電圧Ｖ１よりも高い電圧値へと変化する。そこで、誤差増幅器１０２は、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１と等しい電圧に戻すべく、可変電流源ＩＢから供給される電流を、今までの電流の１／２の電流値に変更するための出力電圧を発生する。これによって、可変電流源ＩＢのみならず、可変電流源ＩＣから供給される電流も、今までの電流の１／２の電流値に変更されることとなる。この結果、コンデンサ１１２に対する可変電流源ＩＣからの単位時間あたりの電流供給量が１／２に減少するため、コンデンサ１１２が充電を行う際の上昇の傾きは、期間ＴＡのときの傾きの１／２となる。従って、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がΔＶであるにも関わらず、コンパレータ１１０からは本来あるべき周期ＴＯ（破線）の２倍の周期２ＴＯを有する周波数信号が誤発生してしまう問題があった。

例えば、電圧−周波数変換装置１００をバッテリーパック２００内で使用するマイクロコンピュータ２０３に内蔵し、当該バッテリーパック２００を電子機器に装着した場合、二次電池２０１の残量電圧を検出することが可能となる。しかしながら、マイクロコンピュータ２０３はコンパレータ１１０から得られる周波数信号の周波数を基に残量電圧を求めるため、上記の誤った周波数信号が発生するようでは、求めた残量電圧が本来求めるべき残量電圧から大きく外れてしまい、電子機器の使用者に多大な迷惑をかけてしまうこととなる。

図８は、電圧−周波数変換装置の入出力特性を示す特性図である。尚、図８において、横軸は電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧［Ｖ］を示し、縦軸はコンパレータ１１０から出力される周波数信号［Ｈｚ］を示している。そして、上記の電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧と周波数信号とは、理想的には実線の如く比例関係を有することとなる。ところが、抵抗ＲＡ及び抵抗ＲＢの少なくとも一方が温度特性に依存してその抵抗値が変化した場合、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧とコンパレータ１１０から出力される周波数信号の周波数との関係は、実線の特性から一点鎖線側又は破線側へずれてしまうことになる。

そこで、本発明は、電圧−周波数変換装置を構成する抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合でも、良好な電圧−周波数変換精度を保持することを目的とする。

前記課題を解決するための発明は、コンデンサの充電を行うための可変電流源と、第１電圧を印加するための第１抵抗と、第２電圧を印加するための第２抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較部の比較結果に応じて、前記コンデンサの放電を行う放電回路と、を有し、前記比較部から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置であって、前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路、を備えたことを特徴とする。

また、コンデンサの充電を行うための可変電流源と、第１電圧を印加するための第１抵抗と、第２電圧を印加するための第２抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較回路の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧の放電を行う放電回路と、を備え、前記比較回路から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法であって、前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する、ことを特徴とする。

本発明によれば、電圧−周波数変換装置を構成する抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合であっても、良好な電圧−周波数変換精度を保持することが可能となる。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

＝＝＝電圧−周波数変換装置の構成＝＝＝
＜＜＜全体構成＞＞＞
図１を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図１は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。

図１に示す電圧−周波数変換装置３００は、コンデンサ３０２と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４（可変電流源）と、電流量調整回路３０６と、コンパレータ３０８（比較回路）と、制御ロジック回路３１０及びスイッチ素子３１２（放電回路）と、基準電圧制御回路３１４とを有するものである。

電流量調整回路３０６は、電流源３１６、抵抗値Ｒ１の第１抵抗３１８、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２０（第１電圧用トランジスタ）、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２（第１電流供給用トランジスタ）、抵抗値Ｒ２の第２抵抗３２４、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２６（第２電圧用トランジスタ）、誤差増幅器３２８（電流量調整用誤差増幅器）を有する。

電流源３１６、抵抗３１８、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２０のソース・ドレインは、電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。そして、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２０のゲートに電圧ＶＩＮ（−）が印加された場合、電流源３１６と第１抵抗３１８の接続点には、電圧ＶＩＮ（−）＋Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２０のゲート・ソース間電圧＋電流源３１６からの電流が供給されたときの抵抗３１８の両端電圧で表される電圧Ｖ１が発生する。つまり、電流源３１６からの電流が一定である場合、電圧Ｖ１は電圧ＶＩＮ（−）の値から定まる電圧となる。一方、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のソース・ドレイン、第２抵抗３２４、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２６は、電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。そして、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２６のゲートに電圧ＶＩＮ（＋）が印加された場合、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレインと抵抗３２４の接続点には、電圧ＶＩＮ（＋）＋Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２６のゲート・ソース間電圧＋Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２からの電流が供給されたときの第２抵抗３２４の両端電圧で表される電圧Ｖ２が発生する。つまり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２からの電流が一定である場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＩＮ（−）の値から定まる電圧となる。誤差増幅器３２８の一方の入力端子には電圧Ｖ１が印加され、他方の入力端子には電圧Ｖ２が印加される。そして、誤差増幅器３２８は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の差電圧をゼロとすべく、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１と等しくするための出力電圧を、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のゲートに制御電圧として帰還する。これにより、電圧Ｖ１＜電圧Ｖ２であった場合には、誤差増幅器３２８は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２を等しくすべくＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流を減少させるための出力電圧を発生する。一方、電圧Ｖ１＞電圧Ｖ２であった場合には、誤差増幅器３２８は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２を等しくすべくＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流を増加させるための出力電圧を発生する。この結果、誤差増幅器３２８の負帰還動作によって電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２は等しくなった状態で安定することとなる。従って、誤差増幅器３２８からは、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の大小と差電圧とに応じた大きさの出力電圧が発生することとなる。

Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４のソース・ドレインとコンデンサ３０２は、電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。更に、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４のゲートは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のゲートと接続されるとともに誤差増幅器３２８の出力と接続されている。即ち、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４、３２２は、誤差増幅器３２８の出力電圧を各々の制御電圧として共通に制御されている。従って、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４からコンデンサ３０２に供給されるドレイン電流は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流の増減に伴って増減することとなる。換言すれば、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流が減少した場合、コンデンサ３０２が充電を行う際の傾きは緩やかとなる方向に変化し、一方、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流が増加した場合、コンデンサ３０２が充電を行う際の傾きは急となる方向に変化する。

コンパレータ３０８は、コンデンサ３０２の非接地側の一端に発生する充電電圧が＋端子に印加されるとともに、基準電圧制御回路３１４から発生する基準電圧ＶＲＥＦ′が−端子に印加される。そして、コンパレータ３０８は、充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′よりも低い期間ではローレベルを出力し、充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′を超えたときにはハイレベルを出力する。即ち、コンパレータ３０８は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた周波数の周波数信号を出力することとなる。

スイッチ素子３１２は、コンデンサ３０２と並列接続されており、コンデンサ３０２の充電電圧の放電を行うための放電径路を形成するものである。尚、スイッチ素子３１２としては、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等を採用することができる。

制御ロジック回路３１０の入力はコンパレータ３０８の出力と接続されており、コンパレータ３０８の出力がローレベルからハイレベルへ立ち上がったときの変化（立上り変化）を検出し、スイッチ素子３１２を一定期間オンするための制御信号を発生する。尚、スイッチ素子３１２をオンする一定期間とは、コンデンサ３０２の充電電圧を放電させるために十分な期間であり、この一定期間は制御ロジック回路３１０内にハードウエアにて予め定められているものとする。

＜＜＜基準電圧制御回路の構成例＞＞＞
基準電圧制御回路３１４は、可変電流源３３０（反比例可変電流源）、第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３、コンデンサ３３２（充放電用コンデンサ）、コンデンサ３３４（サンプルホールド用コンデンサ）、バッファ３３６（出力回路）、タイミング制御回路３３８（スイッチ制御回路）を有し、バッファ３３６の出力が基準電圧ＶＲＥＦ′としてコンパレータ３０８の−端子に印加される。尚、第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３は請求項に言うスイッチ回路であり、当該スイッチ回路としては、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等を採用することができる。

可変電流源３３０、第１スイッチ素子ＴＧ１、コンデンサ３３２は、電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。第３スイッチ素子ＴＧ３はコンデンサ３３２と並列接続されている。第２スイッチ素子ＴＧ２は、コンデンサ３３２の非接地側の一端とコンデンサ３３４の非接地側の一端との間に接続されている。タイミング制御回路３３８は、第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３の開閉タイミングを制御するものである。例えば、タイミング制御回路３３８は、予め定められたハードウエアロジックによって、第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３の開閉タイミングを制御することが可能である。

尚、タイミング制御回路３３８は、第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３の開閉タイミングを制御するための制御信号を出力することとなるが、その制御信号の発生タイミングは後述する図３に示す通りである。第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３の開閉のための制御信号を出力するため、タイミング制御回路３３８は、例えば所定周波数の発振回路（不図示）と、当該発振回路から得られる発振信号を２値化した後に所定周波数の矩形波に分周する分周器（不図示）と、第２スイッチ素子ＴＧ２用の第１タイマ（不図示）と、第３スイッチ素子ＴＧ３用の第２タイマ（不図示）と、期間Ｔｂ１、Ｔｂ２だけパルスを各々発生することが可能な個別の単安定マルチバイブレータ等の第１及び第２パルス発生回路（不図示）等を有している。

先ず、第１スイッチ素子ＴＧ１を開閉するための制御信号は、例えば分周器から得られる矩形波とすることができる。この制御信号の１周期は期間Ｔａ及び期間Ｔｂを加算した期間であり、期間Ｔａにおいてハイレベルとなり、期間Ｔｂにおいてローレベルとなる。

また、第２スイッチ素子ＴＧ２を開閉するための制御信号は、第１タイマと第１パルス発生回路を用いることにより発生することができる。例えば、タイミング制御回路３３８は、第１スイッチ素子ＴＧ１を開閉するための制御信号がハイレベルからローレベルへ立ち下がることを検出し、このときの立ち下がり変化を契機としてリセットされている第１タイマの計時を開始させる。この第１タイマは第１の一定時間を計時するとオーバーフロー信号を発生する。このオーバーフロー信号が第１パルス発生回路に供給されることにより、第２スイッチ素子ＴＧ２を開閉するための制御信号を発生することができる。

更に、第３スイッチ素子ＴＧ３を開閉するための制御信号も、第２タイマと第２パルス発生回路を用いることにより同様に発生させることができる。つまり、タイミング制御回路３３８は、第１タイマが第１の一定時間を計時してオーバーフロー信号を出力した後、このオーバーフロー信号を契機としてリセットされるとともに第２の一定時間を計時するように第２タイマを制御する。この第２タイマは第２の一定時間を計時したときも同様にオーバーフロー信号を発生する。このオーバーフロー信号が第２パルス発生回路に供給されることにより、第３スイッチ素子ＴＧ３を開閉するための制御信号を発生することができる。

尚、第１タイマ及び第２タイマが各々計時する第１及び第２の一定時間の合計は、期間Ｔｂ−（前半一部期間Ｔｂ１＋後半一部期間Ｔｂ２）未満である。また、第２スイッチ素子ＴＧ２及び第３スイッチ素子ＴＧ３を各々開閉させる制御信号のハイレベルとなる期間Ｔｂ１、Ｔｂ２は期間Ｔｂの前半と後半とに分けられているが、これに限定されるものではない。例えば、期間Ｔｂ１、Ｔｂ２ともに期間Ｔｂの中間以降にあってもよい。これにより、コンデンサ３３２の非接地側の一端に発生する充電電圧Ｖがより確実に安定したタイミングで基準電圧ＶＲＥＦ′を得ることが可能となる。

また、タイミング制御回路３３８から第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３を開閉するための制御信号を上記の如くハードウエアで発生させても良いが、ソフトウエアを用いて発生させてもよい。この場合、タイミング制御回路３３８の構成をより簡素化することが可能となる。

コンデンサ３３４の非接地側の一端に発生する電圧はバッファ３３６に印加され、バッファ３３６から出力される電圧は基準電圧ＶＲＥＦ′としてコンパレータ３０８の−端子に印加される。

＜＜＜反比例可変電流源の構成例＞＞＞
ここで、可変電流源３３０は、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２に反比例する電流を供給する電流源である。可変電流源３３０は、例えば図２に示すように、誤差増幅器４０２、第３抵抗４０４、基準電圧源４０６、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８、４１０（トランジスタ）から構成される。尚、第３抵抗４０４は、第２抵抗３２４と同一抵抗値Ｒ２を有し、且つ、同一の温度特性を有するものである。

誤差増幅器４０２の一方の入力端子には、基準電圧源４０６から発生する基準電圧ＶＸが印加される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８のソース・ドレイン及び第３抵抗４０４は、電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されている。そして、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８のゲートは誤差増幅器４０２の出力端子と接続され、第３抵抗４０４の非接地側の一端は誤差増幅器４０２の他方の入力端子と接続されている。つまり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８のドレイン電流が誤差増幅器４０２の出力電圧によって制御されるとともに誤差増幅器４０２の他方の入力端子に帰還されるため、第３抵抗４０４の非接地側の一端には電圧ＶＸが発生した状態で、誤差増幅器４０２の帰還動作が安定することとなる。このとき、第３抵抗４０４を流れるＰ型ＭＯＳＦＥＴ４０８のドレイン電流ＩＤは、ＩＤ＝ＶＸ／Ｒ２で表されることとなる。即ち、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８のドレイン電流ＩＤは、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２に反比例した電流となる。しかも、第３抵抗４０４は第２抵抗３２４と同一の温度特性を有するものであるため、温度特性に依存して第２抵抗３２４及び第３抵抗４０４の抵抗値は同じ割合で変化するため、第３抵抗４０４を流れる電流ＩＤは第２抵抗３２４を流れる電流に確実に反比例することとなる。換言すれば、第２抵抗３２４を流れる電流に確実に反比例する電流ＩＤが第３抵抗４０４に流れるように、誤差増幅器４０２の出力電圧によってＰ型ＭＯＳＦＥＴ４０８のゲートは制御されることとなる。

Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４１０は、ソースが電源ＶＤＤと接続され、ゲートが誤差増幅器４０２の出力端子と接続されている。即ち、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４１０がＰ型ＭＯＳＦＥＴ４０８と同一サイズで構成される場合、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４１０のドレイン電流もＩＤとなる。

以上の構成を可変電流源３３０として採用することができる。この場合、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４１０のドレイン出力が、可変電流源３３０の電流出力となる。

＜＜＜電流源３１６の構成例＞＞＞
また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４１０と同一サイズのＰ型ＭＯＳＦＥＴ４１２を更に備えてもよい。このＰ型ＭＯＳＦＥＴ４１２のソースは電源ＶＤＤと接続され、ゲートは誤差増幅器４０２の出力端子と接続されている。これにより、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４１２のドレイン電流もＩＤとなる。上記の誤差増幅器４０２、第３抵抗４０４、基準電圧源４０６、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８、４１２からなる可変電流源を、図１の電流源３１６と置き換えてもよい。この場合、第１抵抗３１８及び第２抵抗３２４を同一抵抗値であり且つ同一の温度特性を有するものに設定すれば、第１抵抗３１８を流れる電流が温度特性に依存して変化したとしても、第１抵抗３１８の抵抗値Ｒ１に反比例する電流が電流源３１６から供給されることによって、電圧Ｖ１を一定に保持することができる。即ち、誤差増幅器３２８は、他方の入力である電圧Ｖ２の変化のみによって誤差増幅動作を行うこととなり、コンパレータ３０８に印加される基準電圧ＶＲＥＦ′を確実に定めることが可能となる。

＝＝＝電圧−周波数変換装置の動作＝＝＝
＜＜＜基準電圧制御回路の動作＞＞＞
図１及び図３を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置３００に用いる基準電圧制御回路３１４の動作について説明する。図３は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置に用いる基準電圧制御回路の動作を示す波形図である。尚、可変電流源３３０から供給される電流の初めの大きさは、説明の便宜上、コンデンサ３３２が実線の電圧Ｖを図示の傾きでもって充電する電流の大きさとする。また、タイミング制御回路３３８から出力される第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３を開閉するための制御信号は、これらのスイッチ素子ＴＧ１乃至ＴＧ３を開くときにハイレベルとなり、これらのスイッチ素子ＴＧ１乃至ＴＧ３を閉じるときにローレベルとなるものとする。

先ず、期間Ｔａにおいて、タイミング制御回路３３８から、第１スイッチ素子ＴＧ１にはハイレベルの制御信号が供給され、第２スイッチ素子ＴＧ２及び第３スイッチ素子ＴＧ３にはローレベルの制御信号が供給される。これにより、第２スイッチ素子ＴＧ２及び第３スイッチ素子ＴＧ３が開いた状態で、第１スイッチ素子ＴＧ１のみが閉じることとなる。これにより、コンデンサ３３２は、完全に放電された状態から、可変電流源３３０から供給される電流の大きさに従って充電を行う。この結果、コンデンサ３３２の非接地側の一端に発生する充電電圧Ｖは、図３の実線の如く上昇することとなる。尚、コンデンサ３３２が充電を行っている期間Ｔａは第１期間である。

その後、期間Ｔｂにおいては、タイミング制御回路３３８から、第１スイッチ素子ＴＧ１には全期間Ｔｂに亘ってローレベルの制御信号が供給され、第２スイッチ素子ＴＧ２には期間Ｔｂの前半一部期間Ｔｂ１に亘ってハイレベルとなる制御信号が供給され、更に、第３スイッチ素子ＴＧ３には期間Ｔｂの後半一部期間Ｔｂ２に亘ってハイレベルとなる制御信号が供給される。これにより、期間Ｔａから期間Ｔｂになると、第１スイッチ素子ＴＧ１が開くため、コンデンサ３３２は充電動作を停止して期間Ｔａの最後の充電電圧が実線の如く保持されることとなる。このコンデンサ３３２の充電電圧が保持されている期間は第２期間である。そして、第２スイッチ素子ＴＧ２が期間Ｔｂ内における期間Ｔｂ１のみ閉じると、コンデンサ３３２の充電電圧はコンデンサ３３４によってサンプルホールドされ、このサンプルホールド電圧がバッファ３３６に印加される。これにより、バッファ３３６に印加された電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′としてコンパレータ３０８の−端子に印加されることとなる。その後、第３スイッチ素子ＴＧ３が期間Ｔｂ内における期間Ｔｂ２のみ閉じると、コンデンサ３３２の充電電圧は第３スイッチ素子ＴＧ３が閉じたことを契機として放電される。この期間Ｔｂ２は第３期間である。

上記のように、期間Ｔａ及び期間Ｔｂにおける第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３の開閉を繰り返し行うことにより、バッファ３３６からは可変電流源３３０の電流の大きさに応じた基準電圧ＶＲＥＦ′が出力されることとなる。

＜＜＜全体動作＞＞＞
図１、図２、図３及び図４を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置３００の動作について説明する。図４は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の動作を示す波形図である。尚、電圧−周波数変換装置３００は、例えば図６のバッテリーパック２００に用いられるものとする。また、説明の便宜上、電圧−周波数変換装置３００の動作を、図４に示す期間ＴＡと期間ＴＢとに分けて説明する。期間ＴＡでは第２抵抗３２４の抵抗値が温度特性に依存せず変化していないこととし、期間ＴＢでは第２抵抗３２４の抵抗値が温度特性に依存して変化したこととする。

［期間Ａ］
先ず、バッテリーパック２００が電子機器に装着されると、二次電池２０１に充電されている電圧は当該電子機器の電源電圧として供給されることとなる。即ち、検出抵抗２０２にはａ方向の放電電流が流れ、電圧ＶＩＮ（＋）＜電圧ＶＩＮ（−）の関係を有し、且つ、放電電流の大きさに応じて差電圧がΔＶとなる電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）がマイクロコンピュータ２０３内部の電圧−周波数変換装置３００に印加される。すると、第１抵抗３１８の一端に発生する電圧Ｖ１と第２抵抗３２４の一端に発生する電圧Ｖ２との差電圧Ｖ１−Ｖ２（Ｖ１＞Ｖ２）が、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧ΔＶに応じて発生する。そこで、誤差増幅器３２８は電圧Ｖ２を電圧Ｖ１と等しくすべく、当該誤差増幅器３２８の出力電圧でもってＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のゲート電圧を制御し、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流を増加させる。同時に、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２を等しくするための誤差増幅器３２８の出力電圧は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４のゲートにも制御電圧として印加される。従って、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４のドレイン電流はＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流の増加に伴って増加し、コンデンサ３０２はこのときのＰ型ＭＯＳＦＥＴ３０４のドレイン電流によって充電されることとなる。

一方、基準電圧制御回路３１４では、コンデンサ３３２に充電された図３の実線に示す充電電圧が、コンデンサ３３４でサンプルホールドされた後にバッファ３３６に印加され、基準電圧ＶＲＥＦ′としてコンパレータ３０８の−端子に印加されている。

そして、コンパレータ３０８は、＋端子に印加されるコンデンサ３０２の非接地側の一端に発生する充電電圧と、−端子に印加される基準電圧ＶＲＥＦ′とを比較することとなる。コンデンサ３０２の非接地側の一端に発生する充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′よりも小さい場合には、コンパレータ３０８はローレベルを出力する。その後、コンデンサ３０２の非接地側の一端に発生する充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′を超えると、コンパレータ３０８はハイレベルを出力する。制御ロジック回路３１０は、コンパレータ３０８からのローレベルからハイレベルへの立上り変化が入力されることにより、スイッチ素子３１２を一定期間のみ閉じる。これにより、コンデンサ３０２の充電電圧がスイッチ素子３１２を介して放電され、コンデンサ３０２の非接地側の一端の電圧が再び基準電圧ＶＲＥＦ′よりも小さくなり、コンパレータ３０８の出力は再びローレベルとなる。コンデンサ３０２が上記の充電動作及び放電動作を繰り返すことにより、コンパレータ３０８からは周期ＴＯを有する周波数信号が出力されることとなる。

［期間ＴＢ］
第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２が温度特性に依存して変化したものとする。例えば、説明の便宜上、抵抗値Ｒ２が２倍の抵抗値２Ｒ２に変化した場合について説明する。
ここで、第１抵抗３１８は第２抵抗３２４と同一抵抗値及び同一温度特性を有するものとしており、また、電流源３１６は第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２に反比例する電流を供給するため、電圧Ｖ１は一定に保持される。つまり、誤差増幅器３２８に印加される電圧のうち電圧Ｖ２が変化することとなる。

期間ＴＡでは、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２が等しくなった状態で、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２に対する誤差増幅器３２８の帰還動作は安定している。しかし、期間ＴＢでは、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２が２倍の抵抗値２Ｒ２に変化するため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流が期間ＴＡのときのままでは、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１よりも大きくなることとなる。そこで、誤差増幅器３２８は、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２が２倍となったことに伴って、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流を１／２に減少させるための出力電圧を発生する。この結果として、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１と再び等しくするための負帰還動作が働く。従って、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４から出力されるドレイン電流も、期間ＴＡのときと比べて１／２となる。そのため、期間ＴＢにおいて、コンデンサ３０２が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きは、期間ＴＡのときと比べて１／２となって緩やかとなる。

一方、基準電圧制御回路３１４において、可変電流源３３０から発生する電流は、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２が２倍となることに伴って１／２となる。従って、図３に示すように、期間Ｔａにおいてコンデンサ３３２が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きは、実線に比べて一点鎖線に示す如く１／２となる。従って、期間Ｔｂにおいてコンデンサ３３２に保持される充電電圧は、実線に比べて１／２となる。よって、図４に示すように、期間ＴＢにおいてコンパレータ３０８の−端子に印加される基準電圧ＶＲＥＦ′は、期間ＴＡのときと比べて１／２となる。

このように、図４に示す期間ＴＢでは、コンデンサ３０２の非接地側の一端に発生する充電電圧の上昇の傾きが期間ＴＡのときの１／２になるとともに、基準電圧ＶＲＥＦ′も期間ＴＡのときの１／２となるため、コンパレータ３０８からは期間ＴＡのときと同様に周期ＴＯの周波数信号が得られることとなる。

尚、本実施形態においては、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２が温度特性に依存して２倍に変化した場合について説明したが、これに限定されるものではない。つまり、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２が温度特性に依存して大きくなった場合でも、或いは小さくなった場合でも、上記と同様に動作するものである。
これにより、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２が温度特性に依存して変化した場合であっても、コンパレータ３０８からは周波数変動のない周波数信号を得ることが可能となる。
つまり、図８に示す実線の特性を確実に得ることができ、マイクロコンピュータ２０３によって、二次電池２０１の残量電圧を確実に求めることが可能となる。

ここで、第１抵抗３１８の抵抗値Ｒ１、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２、第３抵抗４０４の抵抗値Ｒ２をそれぞれＲとし、コンデンサ３０２の容量をＣとし、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧をΔＶ（正又は負の場合あり）とし、電流源３１６を流れる電流をＩとし、コンパレータ３０８のスレッショルド電圧（−端子の入力電圧）をＶ（＝ＶＲＥＦ′）とする。

先ず、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧ΔＶ＝０において、コンパレータ３０８から出力される周波数信号の周期をｔ１とすると、
ｔ１＝ＣＶ／Ｉ
となる。
また、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧ΔＶが０以外の場合において、コンパレータ３０８から出力される周波数信号の周期をｔ２とすると、
ｔ２＝ＣＶ／（Ｉ＋ΔＶ／Ｒ）
となる。

例えば、コンパレータ３０８から出力される周波数信号のパルス数（周波数信号の立上り又は立下り）がいくつであるのかを検出して、二次電池２０１の残量電圧等を検出する場合、マイクロコンピュータ２０３で使用する所定周波数のクロックＣＬＫを利用することができる。クロックＣＬＫの周期をＴとし、上記のパルス数を計数するのに要する時間をＢＴとする。尚、Ｂは、この時間を定めるための係数である。

すると、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧＝０の場合において、コンパレータ３０８から出力される周波数信号に含まれる、時間ＢＴあたりのパルス数ｆ１は、
ｆ１＝（１／ｔ１）・ＢＴ＝（Ｉ／ＣＶ）・ＢＴ
となる。
同様にして、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧ΔＶが０以外の場合において、コンパレータ３０８から出力される周波数信号に含まれる、時間ＢＴあたりのパルス数ｆ２は、
ｆ２＝（１／ｔ２）・ＢＴ＝（（ＩＲ＋ΔＶ）／ＣＲＶ）・ＢＴ
となる。
時間ＢＴあたりのパルス数ｆ１及びｆ２の差Δｆは、
Δｆ＝ｆ２−ｆ１＝（ΔＶ／ＣＲＶ）・ＢＴ ・・・（１）
となる。

次に、基準電圧制御回路３１４において、コンデンサ３３２の容量をＣ２とし、可変電流源３３０を流れる電流を電流源３１６と同様にＩとする。また、コンデンサ３３２が充電を行うのに要する時間をＡＴとする。尚、Ａはこの時間を定めるための係数である。
この場合、コンパレータ３０８の−端子に印加される電圧Ｖは、
Ｖ＝（ＡＴ・ＶＸ／Ｒ）／Ｃ２ ・・・（２）
となる。
これにより、（１）式に（２）式を代入し、
Δｆ＝（ΔＶ・Ｃ２・Ｂ）／（Ｃ・ＶＸ・Ａ） ・・・（３）
となる。
即ち、（３）式にはＲが含まれないため、コンパレータ３０８から出力される周波数信号は、第１抵抗３１８、第２抵抗３２４の温度特性の影響を受けることなく出力されることとなる。

＝＝＝バッテリーパックの適用例＝＝＝
図１の電圧−周波数変換装置３００を有するバッテリーパック２００の適用対象としては、例えば図９に示すノート型パーソナルコンピュータ５００が挙げられる。このノート型パーソナルコンピュータ５００の側面に設けられたバッテリー挿入口５０２にバッテリーパック２００を挿入且つ装着することによって、ノート型パーソナルコンピュータ５００を動作させるための電源を供給することが可能となる。また、バッテリーパック２００内部のマイクロコンピュータ２０３によって求められた二次電池２０１の残量電圧（又は使用可能時間でもよい）は、ディスプレイ５０４の端部、又は小型ディスプレイ５０６を専用に設けて表示させることが可能である。二次電池２０１の残量電圧の表示方法としては、バーを用いたインジケーター表示でもよいし、数字表示でもよい。

また、電圧−周波数変換装置３００を有するバッテリーパック２００のその他の適用対象としては、デジタルカメラや携帯電話機等が挙げられる。
つまり、電圧−周波数変換装置３００を適用することで電圧−周波数の変換精度を向上させることができるため、適切な電圧−周波数変換結果を要する如何なる携帯型の電子機器に対しても、適用する効果は大である。

以上説明したことから明らかなように、コンデンサ３０２の充電を行うためのＰ型ＭＯＳＦＥＴ３０４と、電圧ＶＩＮ（−）を印加するための第１抵抗３１８と、電圧ＶＩＮ（＋）を印加するための第２抵抗３２４と、を有し、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３０４のドレイン電流を、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた大きさの電流に調整する電流量調整回路３０６と、コンデンサ３０２の非接地側の一端側に発生する充電電圧と基準電圧ＶＲＥＦ′との大小を比較するコンパレータ３０８と、充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′を超えたときのコンパレータ３０８の比較結果に応じて、コンデンサ３０２の放電を行う放電回路としての制御ロジック回路３１０及びスイッチ素子３１２と、を有し、コンパレータ３０８から電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置３００であって、第１抵抗３１８又は第２抵抗３２４の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、コンパレータ３０８からの周波数信号の周波数を一定とするために、基準電圧ＶＲＥＦ′を第１抵抗３１８又は第２抵抗３２４の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路３１４、を備えたことを特徴とするものである。これによれば、第１抵抗３１８又は第２抵抗３２４の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合であっても、この温度特性の影響を受けない周波数信号をコンパレータ３０８から得ることができ、即ち、第１抵抗３１８又は第２抵抗３２４の温度特性に起因して、電圧−周波数変換装置３００の電圧−周波数変換精度が悪化することを確実に防止することができ、良好な電圧−周波数変換精度を保持することが可能となる。

ここで、電流量調整回路３０６は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた電流を、第２抵抗３２４及びコンデンサ３０２に供給するための電流量調整用の誤差増幅器３２８、を有するものである。

そして、基準電圧制御回路３３６は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた電流が供給される、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２と反比例する電流を発生する可変電流源３３０と、充放電用のコンデンサ３３２と、可変電流源３３０からの電流を用いてコンデンサ３３２の充電を第１期間（図３の期間Ｔａ）のみ行い、その後、コンデンサ３３２の充電電圧を第２期間（図３の期間Ｔｂの開始から第３スイッチ素子ＴＧ３が閉じるまでの期間）のみ保持し、その後、コンデンサ３３２の充電電圧の放電を第３期間（期間Ｔｂ２）のみ行うためのスイッチ回路としての第１スイッチ素子ＴＧ１、第２スイッチ素子ＴＧ２、第３スイッチ素子ＴＧ３と、これらのスイッチ回路の開閉動作を制御するタイミング制御回路３３８と、コンデンサ３３２の保持電圧を用いて基準電圧ＶＲＥＦ′を出力するバッファ３３６と、を有するものである。

詳しくは、基準電圧制御回路３１４は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた電流が供給される、第２抵抗３２４の抵抗値と反比例する電流を発生する可変電流源３３０と、充放電用のコンデンサ３３２と、可変電流源３３０からの電流を用いてコンデンサ３３２の充電を行うために、第１期間（図３の期間Ｔａ）のみ閉じる第１スイッチ素子ＴＧ１と、第１スイッチ素子ＴＧ１が開いている期間Ｔｂにおいて、コンデンサ３３２の充電電圧を用いて基準電圧ＶＲＥＦ′を出力するために、第２期間（図３の期間Ｔｂの開始から第３スイッチ素子ＴＧ３が閉じるまでの期間）のみ閉じる第２スイッチ素子ＴＧ２と、第１スイッチ素子ＴＧ１が開いている期間Ｔａにおいて、第２スイッチ素子が第２期間のみ閉じた後、コンデンサ３３２の充電電圧の放電を行うために、第３期間（期間Ｔｂ２）のみ閉じる第３スイッチ素子ＴＧ３と、第１乃至第３スイッチ素子ＴＧ１乃至ＴＧ３の開閉を制御するタイミング制御回路３３８と、を有するものである。

更に詳しくは、基準電圧制御回路３１４は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた電流が供給される、第２抵抗３２４の抵抗値と反比例する電流を発生する可変電流源３３０と、充放電用のコンデンサ３３２と、サンプルホールド用のコンデンサ３３４と、可変電流源３３０の出力と、充放電電圧が発生するコンデンサ３３２の非接地側の一端との間に接続された第１スイッチ素子ＴＧ１と、コンデンサ３３２の一端と、サンプルホールド電圧が発生するコンデンサ３３４の非接地側の一端との間に接続された第２スイッチ素子ＴＧ２と、コンデンサ３３２と並列接続された第３スイッチ素子ＴＧ３と、第１乃至第３スイッチ素子ＴＧ１乃至ＴＧ３の開閉を制御するタイミング制御回路３３８と、コンデンサ３３４の非接地側の一端に発生するサンプルホールド電圧を基準電圧ＶＲＥＦ′として出力するためのバッファ３３６と、を有し、タイミング制御回路３３８は、可変電流源３３０からの電流を用いてコンデンサ３３２の充電を行うために、第１スイッチ素子ＴＧ１を第１期間（図３の期間Ｔａ）のみ閉じ、第１スイッチ素子ＴＧが開いている期間Ｔｂにおいて、コンデンサ３３４がコンデンサ３３２の充電電圧をサンプルホールドするために、第２スイッチ素子ＴＧ２を第２期間（図３の期間Ｔｂの開始から第３スイッチ素子ＴＧ３が閉じるまでの期間）のみ閉じ、第１スイッチ素子ＴＧ１が開いている期間Ｔｂにおいて、第２スイッチ素子ＴＧ２が第２期間のみ閉じた後、コンデンサ３３２の充電電圧の放電を行うために、第３スイッチ素子ＴＧ３を第３期間（期間Ｔｂ２）のみ閉じるものである。

このような基準電圧制御回路３１４を設けることにより、可変電流源３３０からは、第２抵抗３２４の抵抗値Ｒ２に反比例する電流がコンデンサ３３２に供給されるため、コンデンサ３３２に充電される電圧のレベルを、コンデンサ３０２が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きに応じて変更することができる。具体的には、コンデンサ３０２が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きが第２抵抗３２４の抵抗値の変化に伴ってｎ倍に変化した場合、基準電圧ＶＲＥＦ′もｎ倍に変化することとなる。これにより、第２抵抗３２４の温度特性に起因して、電圧−周波数変換装置３００の電圧−周波数変換精度が悪化することを確実に防止することができ、良好な電圧−周波数変換精度を保持することが可能となる。

また、可変電流源３３０は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた電流が供給される、第２抵抗３２４と同一の温度特性を有する第３抵抗４０４と、第３抵抗４０４に発生する電圧及び定電圧ＶＸの差電圧に応じて動作する誤差増幅器４０２と、誤差増幅器４０２の出力を用いて第３抵抗４０４に供給する電流量を調整するＰ型ＭＯＳＦＥＴ４０８と、を有し、第３抵抗４０４を流れる電流を上記の反比例する電流とするものである。この可変電流源３３０によれば、第２抵抗３２４の抵抗値に反比例する電流を簡易な構成で確実に発生することができる。

また、電流量調整回路３０６は、第１抵抗３１８と直列接続される電流源３１６と、第１抵抗３１８と直列接続されるＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２０（第１電圧用トランジスタ）と、第２抵抗３２４と直列接続されるＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２２（第１電流供給用トランジスタ）と、第２抵抗３２４と直列接続されるＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２６（第２電圧用トランジスタ）と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２０のゲート電圧（ＶＩＮ（−））で定まる第１抵抗３１８の一端の電圧Ｖ１と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２６のゲート電圧（ＶＩＮ（＋））で定まる第２抵抗３２４の一端の電圧とに応じて、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２２のドレイン電流を調整するためのゲート電圧を出力電圧として発生する誤差増幅器３２８と、を有し、可変電流源３０４は、誤差増幅器３２８からの出力電圧に応じて、コンデンサ３０２を充電するための電流量が調整されるＰ型ＭＯＳＦＥＴ３０４（第２電流供給用トランジスタ）、を有するものである。

ここで、電流源３１６は、可変電流源３３０と同一の構成としてもよい。即ち、可変電流源３３０は、誤差増幅器４０２、第３抵抗４０４、基準電圧源４０６、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８、４１０からなるものであるのに対し、電流源３１６を、誤差増幅器４０２、第３抵抗４０４、基準電圧源４０６、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８、４１２からなる構成としてもよい。この場合、電流源３１６では、可変電流源３３０におけるＰ型ＭＯＳＦＥＴ４１０の代わりにＰ型ＭＯＳＦＥＴ４１２を設けることとなる。これにより、可変電流源３３０と電流源３１６に対して同一の構成を用いるため、第２抵抗３２４の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合であっても、コンパレータ３０８から出力される周波数信号の周期のばらつきをより確実に防止することが可能となる。

更に、電流源３１６は、可変電流源３３０の構成のうち、誤差増幅器４０２、第３抵抗４０４、基準電圧源４０６、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４０８を共用してもよい。こうすることにより、回路素子数を削減することが可能となる。

また更に、第１抵抗３１８と第２抵抗３２４は、同一の温度特性を有し、且つ、同一の抵抗値を有する抵抗であることとしてもよい。これによれば、電圧Ｖ１を一定とした状態で、電圧Ｖ２の変化のみに対して誤差増幅器３２８が誤差増幅動作を行うこととなる。

また、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）は、二次電池２０１の電流が流れる検出抵抗２０２の両端に発生する電圧であることとしてもよい。これによれば、二次電池２０１が放電動作を行っているときの残量電圧や、二次電池２０１が充電を行っているときの充電電圧等を確実に求めることが可能となる。

また、電圧−周波数変換装置３００は、集積回路とすることが可能である。これによれば、外付け部品が不要となるために、マイクロコンピュータ２０３の小型化やバッテリーパック２００の小型化が可能となり、コストダウンとともに様々な電子機器への適用が可能となる。

以上、本発明にかかる電圧−周波数変換装置及び電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法について説明したが、上記の説明は、本発明の理解を容易とするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

本発明にかかる電圧−周波数変換装置を示す回路ブロック図である。 本発明にかかる電圧−周波数変換装置において、基準電圧制御回路に用いる可変電流源の一例を示す回路図である。 本発明にかかる電圧−周波数変換装置に用いる基準電圧制御回路の動作を示す波形図である。 本発明にかかる電圧−周波数変換装置の動作を示す波形図である。 従来の電圧−周波数変換装置を示す回路ブロック図である。 電圧−周波数変換装置が採用される一例としてバッテリーパックを示す回路ブロック図である。 従来の電圧−周波数変換装置の動作を示す波形図である。 電圧−周波数変換装置の入出力特性を示す特性図である。 バッテリーパックが適用される電子機器の一例を示す図である。

符号の説明

２００ バッテリーパック
２０１ 二次電池
２０２ 検出抵抗
２０３ マイクロコンピュータ
３００ 電圧−周波数変換装置
３０２ コンデンサ
３０４ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（第２電流供給用トランジスタ）
３０６ 電流量調整回路
３０８ コンパレータ
３１０ 制御ロジック回路
３１２ スイッチ素子
３１４ 基準電圧制御回路
３１６ 電流源
３１８ 第１抵抗
３２０ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（第１電圧用トランジスタ）
３２２ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（第１電流供給用トランジスタ）
３２４ 第２抵抗
３２６ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（第２電圧用トランジスタ）
３２８ 誤差増幅器
３３０ 可変電流源
３３２ コンデンサ（充放電用コンデンサ）
３３４ コンデンサ（サンプルホールド用コンデンサ）
３３６ バッファ
３３８ タイミング制御回路
ＴＧ１ 第１スイッチ素子
ＴＧ２ 第２スイッチ素子
ＴＧ３ 第３スイッチ素子

Claims (13)

1. コンデンサの充電を行うための可変電流源と、
   第１電圧を印加するための第１抵抗と、第２電圧を印加するための第２抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、
   前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、
   前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較回路の比較結果に応じて、前記コンデンサの放電を行う放電回路と、を有し、
   前記比較回路から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置であって、
   前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路、
   を備えたことを特徴とする電圧−周波数変換装置。
2. 前記電流量調整回路は、
   前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流を、前記第１抵抗又は前記第２抵抗の何れか一方と、前記コンデンサとに供給するための電流量調整用誤差増幅器、
   を有することを特徴とする請求項１に記載の電圧−周波数変換装置。
3. 前記基準電圧制御回路は、
   前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第１抵抗又は前記第２抵抗の何れか一方の抵抗値と反比例する電流を発生する反比例可変電流源と、
   充放電用コンデンサと、
   前記反比例可変電流源からの電流を用いて前記充放電用コンデンサの充電を第１期間のみ行い、その後、前記充放電用コンデンサの充電電圧を第２期間のみ保持し、その後、前記充放電用コンデンサの充電電圧の放電を第３期間のみ行うためのスイッチ回路と、
   前記スイッチ回路の開閉動作を制御するスイッチ制御回路と、
   前記充放電用コンデンサの保持電圧を用いて前記基準電圧を出力する出力回路と、
   を有することを特徴とする請求項２に記載の電圧−周波数変換装置。
4. 前記基準電圧制御回路は、
   前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第１抵抗又は前記第２抵抗の何れか一方の抵抗値と反比例する電流を発生する反比例可変電流源と、
   充放電用コンデンサと、
   前記反比例可変電流源からの電流を用いて前記充放電用コンデンサの充電を行うために、第１期間のみ閉じる第１スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子が開いている期間において、前記充放電用コンデンサの充電電圧を用いて前記基準電圧を出力するために、第２期間のみ閉じる第２スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子が開いている期間において、前記第２スイッチ素子が前記第２期間のみ閉じた後、前記充放電用コンデンサの充電電圧の放電を行うために、第３期間のみ閉じる第３スイッチ素子と、
   前記第１乃至第３スイッチ素子の開閉を制御するスイッチ制御回路と、
   を有することを特徴とする請求項２に記載の電圧−周波数変換装置。
5. 前記基準電圧制御回路は、
   前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第１抵抗又は前記第２抵抗の何れか一方の抵抗値と反比例する電流を発生する反比例可変電流源と、
   充放電用コンデンサと、
   サンプルホールド用コンデンサと、
   前記反比例可変電流源の出力と、充放電電圧が発生する前記充放電用コンデンサの一端との間に接続された第１スイッチ素子と、
   前記充放電用コンデンサの一端と、サンプルホールド電圧が発生する前記サンプルホールド用コンデンサの一端との間に接続された第２スイッチ素子と、
   前記充放電用コンデンサと並列接続された第３スイッチ素子と、
   前記第１乃至第３スイッチ素子の開閉を制御するスイッチ制御回路と、
   前記サンプルホールド用コンデンサの一端に発生するサンプルホールド電圧を前記基準電圧として出力するためのバッファと、を有し、
   前記スイッチ制御回路は、
   前記反比例可変電流源からの電流を用いて前記充放電用コンデンサの充電を行うために、前記第１スイッチ素子を第１期間のみ閉じ、
   前記第１スイッチ素子が開いている期間において、前記サンプルホールド用コンデンサが前記充放電用コンデンサの充電電圧をサンプルホールドするために、前記第２スイッチ素子を第２期間のみ閉じ、
   前記第１スイッチ素子が開いている期間において、前記第２スイッチ素子が前記第２期間のみ閉じた後、前記充放電用コンデンサの充電電圧の放電を行うために、前記第３スイッチ素子を第３期間のみ閉じる、
   ことを特徴とする請求項２に記載の電圧−周波数変換装置。
6. 前記反比例可変電流源は、
   前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第１抵抗又は前記第２抵抗の何れか一方と同一の温度特性を有する第３抵抗と、
   前記第３抵抗に発生する電圧及び定電圧の差電圧に応じて動作する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力を用いて前記第３抵抗に供給する電流量を調整するトランジスタと、を有し、
   前記第３抵抗を流れる電流を前記反比例する電流とする、ことを特徴とする請求項３乃至５の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
7. 前記電流量調整回路は、
   前記第１抵抗と直列接続される電流源と、
   前記第１抵抗と直列接続される第１電圧用トランジスタと、
   前記第２抵抗と直列接続される第１電流供給用トランジスタと、
   前記第２抵抗と直列接続される第２電圧用トランジスタと、
   前記第１電圧用トランジスタの制御電圧（前記第１電圧）で定まる前記第１抵抗の一端の電圧と、前記第２電圧用トランジスタの制御電圧（前記第２電圧）で定まる前記第２抵抗の一端の電圧とに応じて、前記第１電流供給用トランジスタの電流量を調整するための制御電圧を発生する電流量調整用誤差増幅器と、を有し、
   前記可変電流源は、
   前記電流量調整用誤差増幅器からの制御電圧に応じて、前記コンデンサを充電するための電流量が調整される第２電流供給用トランジスタ、を有する、
   ことを特徴とする請求項２乃至６の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
8. 前記電流源は、前記反比例可変電流源と同一の構成であることを特徴とする請求項７に記載の電圧−周波数変換装置。
9. 前記反比例可変電流源は、前記電流源に共用されることを特徴とする請求項７に記載の電圧−周波数変換装置。
10. 前記第１抵抗と前記第２抵抗は、同一の温度特性を有し、且つ、同一の抵抗値を有する抵抗であることを特徴とする請求項７乃至９の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
11. 前記第１電圧用トランジスタ及び前記第２電圧用トランジスタの制御電圧は、二次電池の電流が流れる検出抵抗の両端に発生する電圧である、ことを特徴とする請求項７乃至１０の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
12. 集積回路であることを特徴とする請求項１乃至１１の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
13. コンデンサの充電を行うための可変電流源と、
    第１電圧を印加するための第１抵抗と、第２電圧を印加するための第２抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、
    前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、
    前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較回路の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧の放電を行う放電回路と、を備え、
    前記比較部から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法であって、
    前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第１抵抗又は前記第２抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する、
    ことを特徴とする電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法。
    
    

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