JP2006211057A

JP2006211057A - Triplexer

Info

Publication number: JP2006211057A
Application number: JP2005017401A
Authority: JP
Inventors: Tomokazu Komazaki; 友和駒崎
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2005-01-25
Filing date: 2005-01-25
Publication date: 2006-08-10

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To realize miniaturization while maintaining characteristics in a triplexer for separating signals in three frequency bands. SOLUTION: The triplexer is provided with a branching circuit 111 including first-third passive elements L1, C1, and C2 in which a received signal is inputted to one end, a first filter 105 which has a first passing band and is connected serially to the other end of the first passive element L1, a second filter 106 which has a second passing band higher than the first passing band and is connected serially to the other end of the second passive element C1, and a third filter 107 which has a third passing band higher than the second passing band and is connected serially to the other end of the third passive element C3. COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、３つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサに関する。 The present invention relates to a triplexer that separates signals in three frequency bands.

近年、移動体通信機器の急速な普及に伴い、３つの周波数帯域を１つのアンテナで受信して分離する分波器（トリプルプレクサ）や、２つの周波数帯域の信号を１つのアンテナで受信して分離する分波器（デュプレクサ）が開発されている。 In recent years, with the rapid spread of mobile communication devices, a duplexer (triple plexer) that receives and separates three frequency bands with a single antenna and a signal with two frequency bands are received with a single antenna. A duplexer is being developed.

また、移動体通信端末機器にＧＰＳ(Global Position System)機能が要求されるようになり、ＧＰＳ機能の追加はデュアルバンド端末機器用の分波器に付加部品を追加することによって対応されている。特許文献１には、ＣＤＭＡ、ＧＰＳ、ＰＣＳ(Personal Communication System)帯域のフィルタを１つのアンテナに接続し、各周波数帯域に分離された信号を３つの出力端子から出力するトリプルプレクサが記載されている。このトリプルプレクサは、ＬＣ回路を組み合わせた構成で、積層チップ型構造で実現されている。また、特許文献１の回路構成をＬＴＣ基板を用いて構成したトリプルプレクサが製品化されている。 In addition, a GPS (Global Position System) function is required for mobile communication terminal equipment, and the addition of the GPS function is supported by adding an additional component to the duplexer for the dual band terminal equipment. Patent Document 1 describes a tripleplexer that connects a CDMA, GPS, and PCS (Personal Communication System) band filter to one antenna, and outputs a signal separated into each frequency band from three output terminals. Yes. This triple plexer is configured with a combination of LC circuits and is realized in a laminated chip type structure. Further, a tripleplexer in which the circuit configuration of Patent Document 1 is configured using an LTC substrate has been commercialized.

また、特許文献２には、送信用フィルタ及び受信用フィルタを１つの圧電基板に搭載し、共振周波数の近い共振回路が隔離されるように共振回路を配置し、送信用フィルタと受信用フィルタとの間において圧電基板上に溝を設け、送信用フィルタと受信用フィルタとの間の結合及び干渉を抑制した分波器が記載されている。
特開２００３−１９８３０９号公報特開２００２−３３００５７号公報野口、寺田、坂本、駒崎「国内用ＣＤＭＡ携帯端末の小型化に貢献するＳＡＷフィルタアンテナ分波器」沖テクニカルレビュー、第１９０号、Ｖｏｌ．６９、Ｎｏ．２、ｐｐ．５４−５７．２００２松浦、柴崎、崎山「８００ＭＨｚ帯ＧＳＭと１．８ＧＨｚ帯ＰＣＮデュアルバンド端末用ＳＡＷ分波器」電子情報通信学会電子デバイス研究会、ＥＤ９９−２６６、ＭＷ９９−１９９、ＩＣＤ９９−２４１（２０００−１）、ｐｐ４７−５２松下電子「トリプレクサ（分波器）を製品化」［２００４年５月３０日検索］、インターネット＜URL:http://industrial.panasonic.com/jp/news/nr200309MC002/nr2003.9MC002.html＞ Further, in Patent Document 2, a transmission filter and a reception filter are mounted on one piezoelectric substrate, and a resonance circuit is arranged so that resonance circuits having close resonance frequencies are isolated. Describes a duplexer in which a groove is provided on a piezoelectric substrate in between to suppress coupling and interference between a transmission filter and a reception filter.
JP 2003-198309 A JP 2002-330057 A Noguchi, Terada, Sakamoto, Komazaki “SAW filter antenna duplexer contributing to miniaturization of domestic CDMA mobile terminals” Oki Technical Review, No. 190, Vol. 69, no. 2, pp. 54-57.2002 Matsuura, Shibasaki, Sakiyama "800 MHz band GSM and 1.8 GHz band PCN dual band terminal SAW duplexer" IEICE Electron Device Society, ED99-266, MW99-199, ICD99-241 (2000-1), pp47-52 Matsushita Electronics “Production of Triplexer” (Search May 30, 2004), Internet <URL: http://industrial.panasonic.com/jp/news/nr200309MC002/nr2003.9MC002.html>

特許文献１に記載のトリプレクサは、低域通過ＬＣフィルタ、高域通過ＬＣフィルタ及び帯域通過ＬＣフィルタによる構成であり、このトリプレクサの性能は並列共振回路、直列共振回路の特性に依存している。つまり、このトリプレクサでは、高Ｑ特性のＬＣ共振回路の実現が課題であり、高Ｑ特性の共振回路を実現するためにはＬＣ共振回路の形状が大きくなる問題がある。また、各周波数帯域の共振回路間で高アイソレーション特性が得られない問題もある。また、積層チップ型構造を用いているので小型化に限界がある。 The triplexer described in Patent Document 1 is configured by a low-pass LC filter, a high-pass LC filter, and a band-pass LC filter, and the performance of the triplexer depends on the characteristics of the parallel resonance circuit and the series resonance circuit. That is, in this triplexer, the realization of an LC resonance circuit with high Q characteristics is a problem, and there is a problem that the shape of the LC resonance circuit becomes large to realize a resonance circuit with high Q characteristics. There is also a problem that high isolation characteristics cannot be obtained between the resonant circuits in each frequency band. Further, there is a limit to miniaturization because of the use of a laminated chip type structure.

特許文献２には、送信用フィルタ及び受信用フィルタを１つの圧電基板上に形成することにより小型化を図り、共振周波数の近いフィルタ回路を離して配置すること及び両フィルタ間に溝を形成することにより、両フィルタ間の結合及び干渉を低減するデュプレクサが記載されているが、３つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサの小型化及び性能向上については記載されていない。 In Patent Document 2, the transmission filter and the reception filter are formed on one piezoelectric substrate to reduce the size, and the filter circuits having the resonance frequencies close to each other are arranged apart, and a groove is formed between the two filters. Thus, a duplexer that reduces the coupling and interference between the two filters is described, but the size reduction and performance improvement of the triplexer that separates the signals in the three frequency bands are not described.

本発明の目的は、３つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサにおいて、特性を維持しつつ小型化を図ることを目的とする。 An object of the present invention is to reduce the size of a triplexer that separates signals in three frequency bands while maintaining the characteristics.

本発明に係るトリプレクサは、一端に受信信号が入力される第１乃至第３受動素子を含む分波回路と、第１通過帯域を有しかつ第１受動素子の他端に直列に接続された第１フィルタと、第１通過帯域よりも高い第２通過帯域を有しかつ第２受動素子の他端に直列に接続された第２フィルタと、第２通過帯域よりも高い第３通過帯域を有しかつ第３受動素子の他端に直列に接続された第３フィルタと、を備えたことを特徴とする。 A triplexer according to the present invention includes a branching circuit including first to third passive elements to which a reception signal is input at one end, a first pass band, and is connected in series to the other end of the first passive element. A first filter, a second filter having a second passband higher than the first passband and connected in series to the other end of the second passive element, and a third passband higher than the second passband And a third filter connected in series to the other end of the third passive element.

このトリプレクサによれば、各周波数帯域用のフィルタに対して１つの受動素子を分波素子として設けるので、トリプレクサの小型化が可能である。例えば、第１乃至第３フィルタを圧電基板上に形成するとともに、分波回路を構成する受動素子を１つの圧電基板上に形成すればさらに小型化を図ることができる。 According to this triplexer, since one passive element is provided as a demultiplexing element for each frequency band filter, the triplexer can be miniaturized. For example, when the first to third filters are formed on the piezoelectric substrate and the passive elements constituting the demultiplexing circuit are formed on one piezoelectric substrate, the size can be further reduced.

また、分波回路を構成する受動素子によって各フィルタの減衰帯域における減衰量を大きくすることができるので、分波回路の減衰特性を向上させることができる。また、あるフィルタについて考えると、他のフィルタと他のフィルタに接続された受動素子とによる直列共振により、そのフィルタの減衰帯域に減衰極を持たせることができ、この減衰極によって他のフィルタの通過帯域における減衰量を大きくすることができる。この結果、各フィルタ間のアイソレーションを向上させることができ、各フィルタの特性の向上を図ることができる。 In addition, since the attenuation in the attenuation band of each filter can be increased by the passive elements constituting the demultiplexing circuit, the attenuation characteristics of the demultiplexing circuit can be improved. In addition, when considering a certain filter, an attenuation pole can be provided in the attenuation band of the filter due to series resonance by another filter and a passive element connected to the other filter, and the attenuation pole of the other filter can be provided by this attenuation pole. The amount of attenuation in the pass band can be increased. As a result, the isolation between the filters can be improved, and the characteristics of the filters can be improved.

（１）第１実施形態
〔トリプレクサの回路構成〕
図１は、本発明の第１実施形態に係るトリプレクサ１００の回路構成図である。 (1) First Embodiment [Circuit Configuration of Triplexer]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a triplexer 100 according to the first embodiment of the present invention.

このトリプレクサ１００は、３つの周波数帯域の信号をそれぞれ分離する分波器である。本実施形態では、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式の周波数帯域、ＧＰＳ(Global Position System)方式の周波数帯域、ＰＣＳ(Personal Communication System)方式の周波数帯域の各信号を分離する分波器を例に挙げて説明する。 The triplexer 100 is a duplexer that separates signals in three frequency bands. In this embodiment, a duplexer that separates signals in a frequency band of CDMA (Code Division Multiple Access), a frequency band of GPS (Global Position System), and a frequency band of PCS (Personal Communication System) is taken as an example. I will give you a description.

トリプレクサ１００は、分波回路１１１と、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５と、ＧＰＳ用フィルタ１０６と、ＰＣＳ用フィルタ１０７とを備えている。 The triplexer 100 includes a branching circuit 111, a CDMA filter 105, a GPS filter 106, and a PCS filter 107.

分波回路１１１は、インダクタＬ１と、キャパシタＣ１と、キャパシタＣ２とを備えている。インダクタＬ１、キャパシタＣ１及びＣ２のそれぞれの一端はアンテナ１０１に接続されている。 The demultiplexing circuit 111 includes an inductor L1, a capacitor C1, and a capacitor C2. One end of each of the inductor L1 and the capacitors C1 and C2 is connected to the antenna 101.

ＣＤＭＡ用フィルタ１０５はＣＤＭＡ方式の信号を分離するためのフィルタ回路である。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、分波回路１１１のインダクタＬ１に直列に接続され、インダクタＬ１を介してアンテナ１０１に接続されている。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、アンテナ１０１で受信した信号からＣＤＭＡ方式の周波数帯域の信号を分離して出力端子１０８から出力する。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、複数のＳＡＷ（表面弾性波）共振器を含んで構成されるＳＡＷフィルタである。図２は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の回路構成例である。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、直列腕共振器Ｓ２１〜Ｓ２４と、並列腕共振器Ｐ２１〜Ｐ２３と、有極用のインダクタＬｐ２とを備えている。直列腕共振器Ｓ２１〜Ｓ２４は、入力端子Ｐ１側から出力端子Ｐ３側に向かってこの順番に縦続接続されている。入力端子Ｐ１はインダクタＬ１に接続されている。直列腕共振器Ｓ２４は出力端子Ｐ３に接続されている。入力端子Ｐ２及び出力端子Ｐ４は、接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。並列腕共振器Ｐ２１〜Ｐ２３の一端は、直列腕共振器Ｓ２１とＳ２２との間のノード、直列腕共振器Ｓ２２とＳ２３との間のノード、直列腕共振器Ｓ２３とＳ２４との間のノードにそれぞれ接続されている。また、並列腕共振器Ｐ２１〜Ｐ２３の他端はインダクタＬｐ２の一端に接続されており、インダクタＬｐ２の他端は、入力端子Ｐ２及び出力端子Ｐ４に接続されている。 The CDMA filter 105 is a filter circuit for separating CDMA signals. The CDMA filter 105 is connected in series to the inductor L1 of the branching circuit 111, and is connected to the antenna 101 via the inductor L1. The CDMA filter 105 separates a signal in the CDMA frequency band from the signal received by the antenna 101 and outputs it from the output terminal 108. The CDMA filter 105 is a SAW filter including a plurality of SAW (surface acoustic wave) resonators. FIG. 2 is a circuit configuration example of the CDMA filter 105. The CDMA filter 105 includes series arm resonators S21 to S24, parallel arm resonators P21 to P23, and a polarized inductor Lp2. The series arm resonators S21 to S24 are cascaded in this order from the input terminal P1 side to the output terminal P3 side. The input terminal P1 is connected to the inductor L1. The series arm resonator S24 is connected to the output terminal P3. The input terminal P2 and the output terminal P4 are connected to the ground potential (GND). One end of each of the parallel arm resonators P21 to P23 is a node between the series arm resonators S21 and S22, a node between the series arm resonators S22 and S23, and a node between the series arm resonators S23 and S24. Each is connected. The other ends of the parallel arm resonators P21 to P23 are connected to one end of the inductor Lp2, and the other ends of the inductor Lp2 are connected to the input terminal P2 and the output terminal P4.

ＧＰＳ用フィルタ１０６は、ＧＰＳ方式の信号を分離するためのフィルタ回路である。ＧＰＳ用フィルタ１０６は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の通過帯域（第１通過帯域）よりも高い第２通過帯域を持つ。ＧＰＳ用フィルタ１０６は、分波回路１１１のキャパシタＣ１に直列に接続され、キャパシタＣ１を介してアンテナ１０１に接続されている。ＧＰＳ用フィルタ１０６は、アンテナ１０１で受信した信号からＧＰＳ方式の周波数帯域の信号を分離して出力端子１０９から出力する。ＧＰＳ用フィルタ１０６は、複数のＳＡＷ（表面弾性波）共振器を含んで構成されるＳＡＷフィルタである。図３は、ＧＰＳ用フィルタ１０６の回路構成例である。ＧＰＳ用フィルタ１０６は、直列腕共振器Ｓ３１〜Ｓ３３と、並列腕共振器Ｐ３１〜Ｐ３２と、有極用のインダクタＬｐ３とを備えている。直列腕共振器Ｓ３１〜Ｓ３３は、入力端子Ｐ５側から出力端子Ｐ７側に向かってこの順に縦続接続されている。入力端子Ｐ５はキャパシタＣ１に接続されている。直列腕共振器Ｓ３３は出力端子Ｐ７に接続されている。入力端子Ｐ６及び出力端子Ｐ８は、接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。並列腕共振器Ｐ３１〜Ｐ３２は、直列腕共振器Ｓ３１とＳ３２との間のノード、直列腕共振器Ｓ３２とＳ３３との間のノードにそれぞれ接続されている。また、並列腕共振器Ｐ３１〜Ｐ３２の他端はインダクタＬｐ３の一端に接続され、インダクタＬｐ３の他端は入力端子Ｐ６及び出力端子Ｐ８に接続されている。 The GPS filter 106 is a filter circuit for separating GPS signals. The GPS filter 106 has a second pass band higher than the pass band (first pass band) of the CDMA filter 105. The GPS filter 106 is connected in series to the capacitor C1 of the branching circuit 111 and is connected to the antenna 101 via the capacitor C1. The GPS filter 106 separates a GPS frequency band signal from the signal received by the antenna 101 and outputs the signal from the output terminal 109. The GPS filter 106 is a SAW filter including a plurality of SAW (surface acoustic wave) resonators. FIG. 3 is a circuit configuration example of the GPS filter 106. The GPS filter 106 includes series arm resonators S31 to S33, parallel arm resonators P31 to P32, and a polarized inductor Lp3. The series arm resonators S31 to S33 are cascaded in this order from the input terminal P5 side to the output terminal P7 side. The input terminal P5 is connected to the capacitor C1. The series arm resonator S33 is connected to the output terminal P7. The input terminal P6 and the output terminal P8 are connected to the ground potential (GND). The parallel arm resonators P31 to P32 are connected to a node between the series arm resonators S31 and S32 and a node between the series arm resonators S32 and S33, respectively. The other ends of the parallel arm resonators P31 to P32 are connected to one end of the inductor Lp3, and the other ends of the inductor Lp3 are connected to the input terminal P6 and the output terminal P8.

ＰＣＳ用フィルタ１０７はＰＣＳ方式の信号を分離するためのフィルタ回路である。ＰＣＳ用フィルタ１０７は、ＧＰＳ用フィルタ１０６の通過帯域（第２通過帯域）よりも高い通過帯域を持つ。ＰＣＳ用フィルタ１０７は、分波回路１１１のキャパシタＣ２に直列に接続されており、キャパシタＣ２を介してアンテナ１０１に接続されている。ＰＣＳ用フィルタ１０７は、アンテナ１０１で受信した信号からＰＣＳ方式の周波数帯域の信号を分離して出力端子１１０から出力する。ＰＣＳ用フィルタ回路１０７は、複数のＳＡＷ（表面弾性波）共振器を含んで構成されるＳＡＷフィルタである。図４は、ＰＣＳ用フィルタ１０７の回路構成例である。ＰＣＳ用フィルタ１０７は、直列腕共振器Ｓ４１〜Ｓ４３と、並列腕共振器Ｐ４１〜Ｐ４４と、有極用インダクタＬｐ４とを備えている。直列腕共振器Ｓ４１〜Ｓ４３は、入力端子Ｐ９側から出力端子Ｐ１１側に向かってこの順番に縦続接続されている。入力端子Ｐ９はアンテナ１０１に接続されている。直列腕共振器Ｓ４３は出力端子Ｐ１１に接続されている。入力端子Ｐ１０及び出力端子Ｐ１２は、接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。並列腕共振器Ｐ４１〜Ｐ４４の一端は、入力端子Ｐ９と直列腕共振器Ｓ４１との間のノード、直列腕共振器Ｓ４１とＳ４２との間のノード、直列腕共振器Ｓ４２とＳ４３との間のノード、及び直列腕共振器Ｓ４３と出力端子Ｐ１１との間のノードにそれぞれ接続されている。また、並列腕共振器Ｐ４１〜Ｐ４４の他端はインダクタＬｐ４の一端に接続されており、インダクタＬｐ４の他端は、入力端子Ｐ１０及び出力端子Ｐ１２に接続されている。 The PCS filter 107 is a filter circuit for separating PCS signals. The PCS filter 107 has a higher pass band than the pass band (second pass band) of the GPS filter 106. The PCS filter 107 is connected in series to the capacitor C2 of the branching circuit 111, and is connected to the antenna 101 via the capacitor C2. The PCS filter 107 separates a PCS frequency band signal from the signal received by the antenna 101 and outputs it from the output terminal 110. The PCS filter circuit 107 is a SAW filter including a plurality of SAW (surface acoustic wave) resonators. FIG. 4 is a circuit configuration example of the PCS filter 107. The PCS filter 107 includes series arm resonators S41 to S43, parallel arm resonators P41 to P44, and a polarized inductor Lp4. The series arm resonators S41 to S43 are cascaded in this order from the input terminal P9 side to the output terminal P11 side. The input terminal P9 is connected to the antenna 101. The series arm resonator S43 is connected to the output terminal P11. The input terminal P10 and the output terminal P12 are connected to the ground potential (GND). One end of each of the parallel arm resonators P41 to P44 is a node between the input terminal P9 and the series arm resonator S41, a node between the series arm resonators S41 and S42, and between the series arm resonators S42 and S43. The node is connected to a node between the series arm resonator S43 and the output terminal P11. The other ends of the parallel arm resonators P41 to P44 are connected to one end of the inductor Lp4, and the other ends of the inductor Lp4 are connected to the input terminal P10 and the output terminal P12.

〔シミュレーション〕
次に上記で説明した第１実施形態に係るトリプレクサ１００の特性をシミュレーションにより計算する。〔simulation〕
Next, the characteristics of the triplexer 100 according to the first embodiment described above are calculated by simulation.

（シミュレーション原理）
第１実施形態に係るトリプレクサ１００の減衰特性をシミュレーションするための原理について説明する。 (Simulation principle)
The principle for simulating the attenuation characteristic of the triplexer 100 according to the first embodiment will be described.

図５は、トリプレクサ１００のシミュレーションに用いる等価回路である。同図（ａ）は、アンテナ１０１で受信した信号からＣＤＭＡ周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ１００の等価回路であり、同図（ｂ）はＧＰＳ周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路であり、同図（ｂ）はＰＣＳ周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路である。 FIG. 5 is an equivalent circuit used for the simulation of the triplexer 100. FIG. 4A is an equivalent circuit of the triplexer 100 when a signal in the CDMA frequency band is separated from a signal received by the antenna 101, and FIG. 4B is an equivalent circuit when a signal in the GPS frequency band is separated. FIG. 5B is an equivalent circuit for separating signals in the PCS frequency band.

本シミュレーションでは、図５（ａ）〜（ｃ）の各場合においてトリプレクサ１００のＦ行列を求め、各Ｆ行列から各フィルタ１０５〜１０７に対する動作伝達係数Ｓをそれぞれ求め、各動作伝達係数Ｓから各フィルタ１０５〜１０７の減衰特性α（ω）をそれぞれ計算する。 In this simulation, the F matrix of the triplexer 100 is obtained in each case of FIGS. 5A to 5C, the motion transfer coefficient S for each of the filters 105 to 107 is obtained from each F matrix, and each motion transfer coefficient S The attenuation characteristics α (ω) of the filters 105 to 107 are calculated.

図５（ａ）〜（ｃ）の等価回路のＦ行列の各要素Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄは、数１で与えられる。 Each element A, B, C, and D of the F matrix of the equivalent circuit of FIGS.

図５（ａ）の場合は、数１において、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１はＣＤＭＡ用フィルタ１０５のＦ行列の各要素、Ｚ１はインダクタＬ１のインピーダンス値ｊωＬ１である。また、Ｙ２３は、ＧＰＳ用フィルタ１０６と、ＰＣＳ用フィルタ１０７とを並列接続した場合のアンテナ１０１から見た並列アドミタンスである。 5A, in Equation 1, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the CDMA filter 105, and Z1 is the impedance value jωL1 of the inductor L1. Y23 is parallel admittance viewed from the antenna 101 when the GPS filter 106 and the PCS filter 107 are connected in parallel.

図５（ｂ）の場合は、数１において、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１はＧＰＳ用フィルタ１０６のＦ行列の各要素、Ｚ１はキャパシタＣ１のインピーダンス値１／（ｊωＣ１）である。また、Ｙ２３の代わりに、Ｙ１３を用いる。Ｙ１３は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５と、ＰＣＳ用フィルタ１０７とを並列接続した場合のアンテナ１０１から見た並列アドミタンスである。 In the case of FIG. 5B, in Equation 1, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the GPS filter 106, and Z1 is the impedance value 1 / (jωC1) of the capacitor C1. Further, Y13 is used instead of Y23. Y13 is a parallel admittance viewed from the antenna 101 when the CDMA filter 105 and the PCS filter 107 are connected in parallel.

図５（ｃ）の場合は、数１において、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１はＰＣＳ用フィルタ１０７のＦ行列の各要素、Ｚ１はキャパシタＣ２のインピーダンス値１／（ｊωＣ２）である。また、Ｙ２３の代わりに、Ｙ１２を用いる。Ｙ１２は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５と、ＧＰＳ用フィルタ１０６とを並列接続した場合のアンテナ１０１から見た並列アドミタンスである。 In the case of FIG. 5C, in Equation 1, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the PCS filter 107, and Z1 is the impedance value 1 / (jωC2) of the capacitor C2. Further, Y12 is used instead of Y23. Y12 is the parallel admittance viewed from the antenna 101 when the CDMA filter 105 and the GPS filter 106 are connected in parallel.

上記のようにして求めた各周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ１００のＦ行列を用いて、各フィルタ１０５〜１０７に対する動作伝達係数Ｓを数２のように求める。但し、駆動抵抗＝終端抵抗１（Ω）とした。 Using the F matrix of the triplexer 100 in the case of separating the signals of the respective frequency bands obtained as described above, the operation transfer coefficient S for each of the filters 105 to 107 is obtained as in Expression 2. However, the driving resistance = the terminating resistance 1 (Ω).

従って、減衰係数α（ω）は、動作伝達係数Ｓによって数３のように求められる。 Accordingly, the attenuation coefficient α (ω) is obtained as shown in Equation 3 by the motion transmission coefficient S.

（シミュレーション結果）
図６には、シミュレーションに用いたＳＡＷ共振器の櫛歯電極の交差長及び対数を示す。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の各直列腕共振器Ｓ２１〜Ｓ２４の対数は何れも１００とし、Ｓ２１及びＳ２４の交差長を１００μｍ、直列腕共振器Ｓ２２及びＳ２３の交差長を５０μｍとした。また、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の各並列腕共振器Ｐ２１〜Ｐ２３の対数は何れも１１０とし、交差長はいずれも１１０μｍとした。ＧＰＳ用フィルタ１０６の各直列腕共振器Ｓ３１〜Ｓ３３の対数は何れも７０とし、直列腕共振器Ｓ３１及びＳ３３の交差長を７０μｍ、Ｓ３２の交差長を３５μｍとした。また、ＧＰＳ用フィルタ１０６の各並列腕共振器Ｐ３１〜Ｐ３２の対数は何れも１００とし、交差長はいずれも１００μｍとした。ＰＣＳ用フィルタ１０７の各直列腕共振器Ｓ４１〜Ｓ４３の対数は何れも５７とし、交差長を何れも３５μｍとした。また、ＰＣＳ用フィルタ１０７の並列腕共振器Ｐ４１及びＰ４４の対数及び交差長はそれぞれ９０、１８μｍとし、並列腕共振器Ｐ４２及びＰ４３の対数及び交差長はそれぞれ１２０、２７μｍとした。 (simulation result)
FIG. 6 shows the cross length and logarithm of the comb-tooth electrode of the SAW resonator used in the simulation. The logarithm of each of the series arm resonators S21 to S24 of the CDMA filter 105 is 100, the cross length of S21 and S24 is 100 μm, and the cross length of the series arm resonators S22 and S23 is 50 μm. The logarithm of each parallel arm resonator P21 to P23 of the CDMA filter 105 is 110, and the crossing length is 110 μm. The logarithm of each of the series arm resonators S31 to S33 of the GPS filter 106 is 70, the cross length of the series arm resonators S31 and S33 is 70 μm, and the cross length of S32 is 35 μm. Further, the logarithm of each parallel arm resonator P31 to P32 of the GPS filter 106 is 100, and the crossing length is 100 μm. The logarithms of the series arm resonators S41 to S43 of the PCS filter 107 are all 57, and the crossing length is 35 μm. In addition, the logarithm and crossing length of the parallel arm resonators P41 and P44 of the PCS filter 107 were 90 and 18 μm, respectively, and the logarithm and crossing length of the parallel arm resonators P42 and P43 were 120 and 27 μm, respectively.

上記数３を用いて、ＣＤＭＡ帯域の信号を分離する場合（図５（ａ））のトリプレクサ１００の減衰特性を計算した計算結果を図６に示す。また、図示省略するが、ＧＰＳ帯域の信号を分離する場合（図５（ｂ））及びＰＣＳ帯域の信号を分離する場合（図５（ｃ））のトリプレクサ１００の減衰特性も計算した。ここでは、インダクタＬ１＝４．５ｎＨ、キャパシタＣ１＝Ｃ２＝３．５ｐＦとした。 FIG. 6 shows a calculation result obtained by calculating the attenuation characteristic of the triplexer 100 in the case where the signal of the CDMA band is separated using the above Equation 3 (FIG. 5A). Although not shown, the attenuation characteristics of the triplexer 100 in the case of separating the GPS band signal (FIG. 5B) and the case of separating the PCS band signal (FIG. 5C) were also calculated. Here, the inductor L1 = 4.5 nH and the capacitor C1 = C2 = 3.5 pF.

また、各フィルタ１０５〜１０７の減衰極の位置、及び各フィルタ１０５〜１０７の通過特性、他のフィルタにおける減衰量を減衰係数α（ω）の計算結果から求めた。図８（ａ）には、各フィルタ１０５〜１０７の減衰極の位置、図８（ｂ）には各フィルタ１０５〜１０７の通過特性、及び他のフィルタの周波数帯域における減衰量を示す。 Further, the positions of the attenuation poles of the filters 105 to 107, the pass characteristics of the filters 105 to 107, and the attenuation amounts of the other filters were obtained from the calculation result of the attenuation coefficient α (ω). FIG. 8A shows the positions of the attenuation poles of the filters 105 to 107, and FIG. 8B shows the pass characteristics of the filters 105 to 107 and the attenuation in the frequency band of other filters.

図７及び図８（ａ）を参照すると、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、低域側に８４１ＭＨｚの減衰極を持ち、高域側に９２１．９ＭＨｚと１９９９ＭＨｚの減衰極を持つ。通過帯域の高域側近傍に９２１．９ＭＨｚの１つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、１つ目の減衰極のさらに低域側に１９９９ＭＨｚの２つ目の減衰極を持つことによりＧＰＳ用フィルタ１０６及びＰＣＳ用フィルタ１０７の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図８（ｂ）を参照すると、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、ＧＰＳ用フィルタ１０６の周波数帯域において３２．８ｄＢの減衰量、ＰＣＳ用フィルタ１０７の周波数帯域において４３．１ｄＢの減衰量であり、ＧＰＳ用フィルタ１０６及びＰＣＳ用フィルタ１０７の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。 7 and 8A, the CDMA filter 105 has an attenuation pole of 841 MHz on the low frequency side, and attenuation poles of 921.9 MHz and 1999 MHz on the high frequency side. By having the first attenuation pole of 921.9 MHz near the high band side of the pass band, a steep attenuation characteristic can be obtained on the low band side of the pass band and further on the lower band side of the first attenuation band. By having the second attenuation pole of 1999 MHz, a sufficient attenuation can be secured in the frequency band of the GPS filter 106 and the PCS filter 107. Referring to FIG. 8B, the CDMA filter 105 has an attenuation of 32.8 dB in the frequency band of the GPS filter 106, and an attenuation of 43.1 dB in the frequency band of the PCS filter 107. It can be seen that high attenuation is ensured in both frequency bands 106 and the PCS filter 107.

次に、ＧＰＳ用フィルタ１０６は、低域側に１４４８ＭＨｚと１２０２ＭＨｚの２つの減衰極を持ち、高域側に１６２５ＭＨｚと１９８９ＭＨｚの２つの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に１４４８ＭＨｚの１つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、１つ目の減衰極のさらに低域側に１２０２ＭＨｚの２つ目の減衰極を持つことによりＣＤＭＡ用フィルタ１０５の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。また、通過帯域の高域側近傍に１６２５ＭＨｚの１つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、１つ目の減衰極のさらに高域側において１９８９ＭＨｚの２つ目の減衰極を持つことによりＰＣＳ用フィルタ１０７の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図８（ｂ）を参照すると、ＧＰＳ用フィルタ１０６は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の周波数帯域において３４．１ＭＨｚの減衰量、ＰＣＳ用フィルタ１０７の周波数帯域において４７．３ＭＨｚの減衰量であり、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＰＣＳ用フィルタ１０７の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。 Next, the GPS filter 106 has two attenuation poles of 1448 MHz and 1202 MHz on the low frequency side, and two attenuation poles of 1625 MHz and 1989 MHz on the high frequency side. By having the first attenuation pole of 1448 MHz in the vicinity of the low band side of the pass band, a steep attenuation characteristic can be obtained on the low band side of the pass band, and 1202 MHz on the lower band side of the first attenuation band. By having the second attenuation pole, a sufficient attenuation can be secured in the frequency band of the CDMA filter 105. In addition, by having the first attenuation pole of 1625 MHz near the high band side of the pass band, a steep attenuation characteristic can be obtained on the high band side of the pass band, and on the higher band side of the first attenuation band. By having the second attenuation pole of 1989 MHz, a sufficient attenuation can be secured in the frequency band of the PCS filter 107. Referring to FIG. 8B, the GPS filter 106 has an attenuation of 34.1 MHz in the frequency band of the CDMA filter 105 and an attenuation of 47.3 MHz in the frequency band of the PCS filter 107. It can be seen that high attenuation is ensured in both frequency bands of 105 and PCS filter 107.

次に、ＰＣＳ用フィルタ１０７は、低域側に１９１５ＭＨｚ、１７１２ＭＨｚ、１２０２ＭＨｚの３つの減衰極を持ち、高域側に２０４１ＭＨｚの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に１９１５ＭＨｚの１つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側において急峻な減衰量を確保するとともに、１つ目の減衰極のさらに低域側に１７１２ＭＨｚの２つ目の減衰極及び１２０２ＭＨｚの３つ目の減衰極を持つことによりＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＧＰＳ用フィルタ１０６において十分な減衰量を確保することができる。図８（ｂ）を参照すると、ＰＣＳ用フィルタ１０７は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の周波数帯域において６２．４ＭＨｚの減衰量、ＧＰＳ用フィルタ１０６の周波数帯域において５５．３ＭＨｚの減衰量であり、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＧＰＳ用フィルタ１０６の両フィルタの周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。 Next, the PCS filter 107 has three attenuation poles of 1915 MHz, 1712 MHz, and 1202 MHz on the low frequency side, and has an attenuation pole of 2041 MHz on the high frequency side. By having the first attenuation pole of 1915 MHz near the low band side of the pass band, a steep attenuation amount is secured on the low band side of the pass band, and at the lower band side of the first attenuation pole, 1712 MHz. By having the second attenuation pole and the third attenuation pole of 1202 MHz, a sufficient attenuation can be secured in the CDMA filter 105 and the GPS filter 106. Referring to FIG. 8B, the PCS filter 107 has an attenuation of 62.4 MHz in the frequency band of the CDMA filter 105 and an attenuation of 55.3 MHz in the frequency band of the GPS filter 106. It can be seen that high attenuation is ensured in the frequency bands of both the filter 105 and the GPS filter 106.

以上述べた様に、このトリプレクサ１００では、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＧＰＳ用フィルタ１０６、及びＰＣＳ用フィルタ１０７のそれぞれが通過帯域の両側において急峻かつ十分な減衰量を持ち、また、他のフィルタの周波数帯域において十分な減衰量を持ち、各フィルタ間のアイソレーションが高いことが分かる。 As described above, in the triplexer 100, each of the CDMA filter 105, the GPS filter 106, and the PCS filter 107 has a steep and sufficient attenuation on both sides of the pass band, and the frequency of other filters. It can be seen that there is sufficient attenuation in the band and that the isolation between the filters is high.

特に、ＧＰＳ用フィルタ１０６の低域側の２つ目の減衰極（１２０２ＭＨｚ）、ＰＣＳ用フィルタ１０７の低域側の３つ目の減衰極（１２０２ＭＨｚ）がアイソレーション特性に大きく寄与している。具体的には、ＧＰＳ用フィルタ１０６の低域側の２つ目の減衰極（１２０２ＭＨｚ）は、図５（ｂ）において、並列アドミタンスＹ１３に含まれるインダクタＬ１と、インダクタＬ１から見たＣＤＭＡ用フィルタ１０５の容量Ｃｃｄとの直列共振周波数ｆ＝１／［２π＊ＳＱＲＴ（Ｌ１＊Ｃｃｄ）］によるものである。また、ＰＣＳ用フィルタ１０７の低域側の３つ目の減衰極（１２０２ＭＨｚ）は、図５（ｃ）において、並列アドミタンスＹ１２に含まれるインダクタＬ１と、インダクタＬ１から見たＣＤＭＡ用フィルタ１０５の容量Ｃｃｄとの直列共振周波数ｆ＝１／［２π＊ＳＱＲＴ（Ｌ１＊Ｃｃｄ）］によるものである。 In particular, the second attenuation pole (1202 MHz) on the low frequency side of the GPS filter 106 and the third attenuation pole (1202 MHz) on the low frequency side of the PCS filter 107 greatly contribute to the isolation characteristics. Specifically, the second attenuation pole (1202 MHz) on the low frequency side of the GPS filter 106 is the inductor L1 included in the parallel admittance Y13 and the CDMA filter viewed from the inductor L1 in FIG. This is due to the series resonance frequency f = 1 / [2π * SQRT (L1 * Ccd)] with the capacitance Ccd of 105. Further, the third attenuation pole (1202 MHz) on the low frequency side of the PCS filter 107 is the capacitance of the inductor L1 included in the parallel admittance Y12 and the capacity of the CDMA filter 105 viewed from the inductor L1 in FIG. 5C. This is based on the series resonance frequency f = 1 / [2π * SQRT (L1 * Ccd)] with Ccd.

〔素子偏差〕
次に、上記シミュレーションをインダクタＬ１、キャパシタＣ１、Ｃ２の値を変化させて減衰特性を計算し、その結果に基づいて素子偏差を考察する。 (Element deviation)
Next, the attenuation characteristics are calculated by changing the values of the inductor L1 and the capacitors C1 and C2 in the simulation, and the element deviation is considered based on the result.

図９（ａ）は、キャパシタＣ１＝Ｃ２＝３．５ｐＦとし、インダクタＬ１を３．８ｎＨ〜８ｎＨに変化させた場合における、各フィルタ１０５〜１０７の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。ここでは通過帯域特性は、３ｄＢ減衰幅である。また、減衰帯域特性は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の３０ｄＢ減衰周波数、ＧＰＳ用フィルタ１０６及びＰＣＳ用フィルタ１０７の２５ｄＢ減衰周波数である。同図を参照すると、Ｌ１が４ｎＨ以上６ｎＨ以下の範囲で通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 9A shows the passband characteristics and attenuation band characteristics of the filters 105 to 107 when the capacitor C1 = C2 = 3.5 pF and the inductor L1 is changed from 3.8 nH to 8 nH. Here, the passband characteristic is a 3 dB attenuation width. The attenuation band characteristics are the 30 dB attenuation frequency of the CDMA filter 105 and the 25 dB attenuation frequency of the GPS filter 106 and the PCS filter 107. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values in a range where L1 is 4 nH or more and 6 nH or less.

図９（ｂ）は、インダクタＬ１＝４．５ｎＨ、キャパシタＣ２＝３．５ｐＦとし、キャパシタＣ１を１．５ｐＦ〜２０ｐＦに変化させた場合における、各フィルタ１０５〜１０７の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、Ｃ２が２ｐＦ以上２０ｐＦ以下の範囲で通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。なお、本シミュレーションでは、Ｃ１を２０ｐＦまで変化させて各フィルタ１０５〜１０７の減衰特性を計算したが、Ｃ１の値は２０ｐＦを超えて大きくしても通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たすと考えられるので、２０ｐＦを超えるＣ２を用いても良い。 FIG. 9B shows the passband characteristics and attenuation band characteristics of the filters 105 to 107 when the inductor L1 = 4.5 nH and the capacitor C2 = 3.5 pF, and the capacitor C1 is changed from 1.5 pF to 20 pF. It is. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values when C2 is in the range of 2 pF to 20 pF. In this simulation, the attenuation characteristic of each of the filters 105 to 107 was calculated by changing C1 to 20 pF. However, even if the value of C1 exceeds 20 pF, passband characteristics and attenuation band characteristics are required. Since it is considered that the standard value is satisfied, C2 exceeding 20 pF may be used.

図９（ｃ）は、インダクタＬ１＝４．５ｎＨ、キャパシタＣ１＝３．５ｐＦとし、キャパシタＣ２を１．５ｐＦ〜２０ｐＦに変化させた場合における、各フィルタ１０５〜１０７の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、Ｃ１が２ｐＦ以上２０ｐＦ以下の範囲で通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 9C shows the passband characteristics and attenuation band characteristics of the filters 105 to 107 when the inductor L1 = 4.5 nH, the capacitor C1 = 3.5 pF, and the capacitor C2 is changed from 1.5 pF to 20 pF. It is. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values when C1 is in the range of 2 pF to 20 pF.

図９（ａ）〜（ｃ）の結果から、インダクタＬ１を４ｎＨ以上６ｎＨ以下、キャパシタＣ１及びＣ２を２ｐＦ以上２０ｐＦ以下としてトリプレクサ１００を構成すれば、各フィルタ１０５〜１０７の通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格を満たすことが分かる。 From the results of FIGS. 9A to 9C, if the triplexer 100 is configured by setting the inductor L1 to 4 nH to 6 nH and the capacitors C1 and C2 to 2 pF to 20 pF, the passband characteristics and attenuation bands of the filters 105 to 107 are obtained. It can be seen that the characteristics meet the required standards.

〔トリプレクサの実装例〕
図１０は、本実施形態に係るトリプレクサ１００の実装例である。このトリプレクサ１００は、１つの圧電基板１２０上に形成されている。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＧＰＳ用フィルタ１０６、ＰＣＳ用フィルタ１０７を構成する各ＳＡＷ共振器は、圧電基板１２０上に互いに対向する櫛歯状電極のパターンを形成することによって構成されている。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＧＰＳ用フィルタ１０６は、圧電基板１２０上において同一の表面弾性波伝搬路（第１表面弾性波伝搬路と称す）に並んで配置されている。ＰＣＳ用フィルタ１１０は、圧電基板１２０上において第１表面弾性波伝搬路とは異なる第２表面弾性波伝搬路上に配置されている。ここでは、第１表面弾性波伝搬路と第２表面弾性波伝搬路とは平行である。第１表面弾性波伝搬路では、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の直列腕共振器、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の並列腕共振器、ＧＰＳ用フィルタ１０６の直列腕共振器、ＧＰＳ用フィルタ１０６の並列腕共振器の順番に配置する。これは、共振周波数の近い共振器同士を離して配置することによって、各フィルタ間の結合及び干渉を低減するためである。図８（ａ）を参照すると、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の直列腕共振器の共振周波数（直列腕共振器の１つ目の高域側減衰極）は９２１．９ＭＨｚ、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の並列腕共振器の共振周波数（並列腕共振器の低域側減衰極）は８４１ＭＨｚであり、ＧＰＳ用フィルタ１０６の直列腕共振器の共振周波数（直列腕共振器の１つ目の高域側減衰極）は１６２５ＭＨｚであり、ＧＰＳ用フィルタ１０６の並列腕共振器の共振周波数（並列腕共振器の１つ目の低域側減衰極）は１４４８ＭＨｚである。従って、共振周波数の近いＣＤＭＡ用フィルタ１０５の直列腕共振器（９２１．９ＭＨｚ）とＧＰＳ用フィルタ１０６の並列腕共振器（１４４８ＭＨｚ）との間の距離が大きくなるように、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＧＰＳ用フィルタ１０６を配置する。 [Triplexer implementation example]
FIG. 10 is a mounting example of the triplexer 100 according to the present embodiment. The triplexer 100 is formed on one piezoelectric substrate 120. Each SAW resonator constituting the CDMA filter 105, the GPS filter 106, and the PCS filter 107 is configured by forming comb-like electrode patterns facing each other on the piezoelectric substrate 120. The CDMA filter 105 and the GPS filter 106 are arranged side by side on the same surface acoustic wave propagation path (referred to as a first surface acoustic wave propagation path) on the piezoelectric substrate 120. The PCS filter 110 is arranged on a second surface acoustic wave propagation path different from the first surface acoustic wave propagation path on the piezoelectric substrate 120. Here, the first surface acoustic wave propagation path and the second surface acoustic wave propagation path are parallel. In the first surface acoustic wave propagation path, the series arm resonator of the CDMA filter 105, the parallel arm resonator of the CDMA filter 105, the series arm resonator of the GPS filter 106, and the parallel arm resonator of the GPS filter 106 are arranged in this order. To place. This is to reduce the coupling and interference between the filters by disposing the resonators having similar resonance frequencies apart from each other. Referring to FIG. 8A, the resonance frequency of the series arm resonator of the CDMA filter 105 (the first high-frequency attenuation pole of the series arm resonator) is 921.9 MHz, and the parallel arm resonance of the CDMA filter 105. The resonance frequency of the resonator (the low-band attenuation pole of the parallel arm resonator) is 841 MHz, and the resonance frequency of the series-arm resonator of the GPS filter 106 (the first high-band attenuation pole of the series arm resonator) is The resonance frequency of the parallel arm resonator of the GPS filter 106 (the first low-frequency attenuation pole of the parallel arm resonator) is 1448 MHz. Therefore, the CDMA filter 105 and the GPS are arranged so that the distance between the series arm resonator (921.9 MHz) of the CDMA filter 105 having a close resonance frequency and the parallel arm resonator (1448 MHz) of the GPS filter 106 is increased. A filter 106 is disposed.

また、第２表面弾性波伝搬路では、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の並列腕共振器（８４１ＭＨｚ）側にＰＣＳ用フィルタ１０７の並列腕共振器（１７１２ＭＨｚ）を配置し、ＧＰＳ用フィルタ１０６のの直列腕共振器（１６２５ＭＨｚ）側にＰＣＳ用フィルタ１０７の直列腕共振器（１９１５ＭＨｚ）を配置する。 In the second surface acoustic wave propagation path, the parallel arm resonator (1712 MHz) of the PCS filter 107 is arranged on the parallel arm resonator (841 MHz) side of the CDMA filter 105, and the series arm resonance of the GPS filter 106 is performed. The series arm resonator (1915 MHz) of the PCS filter 107 is arranged on the side of the resonator (1625 MHz).

また、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５とＧＰＳ用フィルタ１０６の間において圧電基板１２０上に溝１２１を形成している。溝１２１によって、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５とＧＰＳ用フィルタ１０６との間の結合及び干渉をさらに低減している。また、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＧＰＳ用フィルタ１０６と、ＰＣＳ用フィルタ１０７との間において圧電基板１２０上に溝１２２を形成している。溝１２２によって、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５とＰＣＳ用フィルタ１０７との間の結合及び干渉、並びに、ＧＰＳ用フィルタ１０６とＰＣＳ用フィルタ１０７との間の結合及び干渉をさらに低減している。 A groove 121 is formed on the piezoelectric substrate 120 between the CDMA filter 105 and the GPS filter 106. The groove 121 further reduces the coupling and interference between the CDMA filter 105 and the GPS filter 106. A groove 122 is formed on the piezoelectric substrate 120 between the CDMA filter 105 and the GPS filter 106 and the PCS filter 107. The groove 122 further reduces the coupling and interference between the CDMA filter 105 and the PCS filter 107 and the coupling and interference between the GPS filter 106 and the PCS filter 107.

図１１は、本実施形態に係るトリプレクサ１００の他の実装例である。この実装例でも、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＧＰＳ用フィルタ１０６、ＰＣＳ用フィルタ１０７を１つの圧電基板１２０上に形成する。但し、この実装例では、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＧＰＳ用フィルタ１０６、ＰＣＳ用フィルタ１０７を同一の表面弾性波伝搬路上に配置している。この実装例においても、各フィルタ１０５〜１０７はフィルタ間の結合及び干渉を低減するように、共振周波数の近い共振器同士の間の距離が大きくなるように配置している。具体的には、共振周波数１４４８ＭＨｚであるＧＰＳ用フィルタ１０６の並列腕共振器、共振周波数１６２５ＭＨｚであるＧＰＳ用フィルタ１０６の直列腕共振器、共振周波数８４１ＭＨｚであるＣＤＭＡ用フィルタ１０５の並列腕共振器、共振周波数９２１．９ＭＨｚであるＣＤＭＡ用フィルタ１０５の直列腕共振器、共振周波数１９１５ＭＨｚであるＰＣＳ用フィルタ１０７の直列腕共振器、共振周波数１７１２ＭＨｚであるＰＣＳ用フィルタ１０７の並列腕共振器の順番に配置する。この実装例では、共振周波数の近いＧＰＳ用フィルタ１０６とＰＣＳ用フィルタ１０７との間の距離が大きくなるように、ＧＰＳ用フィルタ１０６とＰＣＳ用フィルタ１０７との間にＣＤＭＡ用フィルタ１０５を配置したことにより、各フィルタ１０５〜１０７間の結合及び干渉を低減している。また、各フィルタ１０５〜１０７に含まれる直列腕共振器及び並列腕共振器を、共振周波数がより近い共振器間の距離がより大きくなるように配置している。即ち、共振周波数の近い共振器が隣接しないように、各フィルタ１０５〜１０７において直列腕共振器及び並列腕共振器が配置されている。 FIG. 11 shows another implementation example of the triplexer 100 according to the present embodiment. Also in this mounting example, the CDMA filter 105, the GPS filter 106, and the PCS filter 107 are formed on one piezoelectric substrate 120. However, in this implementation example, the CDMA filter 105, the GPS filter 106, and the PCS filter 107 are arranged on the same surface acoustic wave propagation path. Also in this mounting example, the filters 105 to 107 are arranged so that the distance between the resonators having similar resonance frequencies is increased so as to reduce the coupling and interference between the filters. Specifically, a parallel arm resonator of the GPS filter 106 having a resonance frequency of 1448 MHz, a series arm resonator of the GPS filter 106 having a resonance frequency of 1625 MHz, a parallel arm resonator of the CDMA filter 105 having a resonance frequency of 841 MHz, A series arm resonator of the CDMA filter 105 having a resonance frequency of 921.9 MHz, a series arm resonator of the PCS filter 107 having a resonance frequency of 1915 MHz, and a parallel arm resonator of the PCS filter 107 having a resonance frequency of 1712 MHz are arranged in this order. To do. In this implementation example, the CDMA filter 105 is disposed between the GPS filter 106 and the PCS filter 107 so that the distance between the GPS filter 106 and the PCS filter 107 having a resonance frequency close to each other is increased. Thus, the coupling and interference between the filters 105 to 107 are reduced. Further, the series arm resonator and the parallel arm resonator included in each of the filters 105 to 107 are arranged so that the distance between the resonators having the closer resonance frequencies is larger. That is, the series arm resonator and the parallel arm resonator are arranged in each of the filters 105 to 107 so that the resonators having similar resonance frequencies are not adjacent to each other.

インダクタＬ１は、例えば、圧電基板１２０上に方形スパイラルインダクタ、円形スパイラルインダクタによって形成する。方形スパイラルインダクタ及び円形スパイラルインダクタは、圧電基板上に金属パターンを形成する。また、インダクタＬ１は、ボンディングワイヤ、チップインダクタを圧電基板１２０上に実装しても良い。図１２（ｂ）は、方形スパイラルインダクタの構成例である。方形スパイラルインダクタのインダクタンス値Ｌは、巻数ｎ、ａを最外周の半径、ｂを最内周の半径とした場合に、Ｌ＝５．５５＊［（ａ＋ｂ）／２］＊ｎ^５／３ｌｏｇ_１０［４（ａ＋ｂ）／（ｂ−ａ）］により求めることができる。 The inductor L1 is formed on the piezoelectric substrate 120 by a square spiral inductor or a circular spiral inductor, for example. A square spiral inductor and a circular spiral inductor form a metal pattern on a piezoelectric substrate. Further, as the inductor L1, a bonding wire or a chip inductor may be mounted on the piezoelectric substrate 120. FIG. 12B is a configuration example of a rectangular spiral inductor. The inductance value L of the rectangular spiral inductor is L = 5.55 * [(a + b) / 2] * n ^5/3 log, where the number of turns n and a is the outermost radius and b is the innermost radius. ₁₀ [4 (a + b) / (b−a)].

上式において、ａ＝０．２ｍｍ、ｂ＝０．６ｍｍ、ｎ＝１とした場合、Ｌ１＝５．３５ｎＨとなる。従って、このような方形スパイラルインダクタを用いれば、４ｎＨ以上６ｎＨ以下のインダクタンス値を持つインダクタＬ１を小型に構成することができる。 In the above formula, when a = 0.2 mm, b = 0.6 mm, and n = 1, L1 = 5.35 nH. Therefore, when such a rectangular spiral inductor is used, the inductor L1 having an inductance value of 4 nH or more and 6 nH or less can be configured in a small size.

また、各フィルタ１０８〜１０９の有極用インダクタＬｐ２、Ｌｐ３、Ｌｐ４もインダクタＬ１と同様に構成することができる。 The polarized inductors Lp2, Lp3, Lp4 of the filters 108 to 109 can also be configured in the same manner as the inductor L1.

キャパシタＣ１及びＣ２は、ＭＩＭ(Metal Insulator Metal)キャパシタを圧電基板１２０に形成することによって構成することができる。図１２（ａ）は、ＭＩＭキャパシタの構成例である。同図に示すように、ＭＩＭキャパシタは、容量絶縁膜を第１及び第２電極で挟んだ構成であり、微細加工プロセスに適している。ＭＩＭキャパシタの容量Ｃは、容量絶縁膜の比誘電率をεｒ、真空の誘電率をε０、第１及び第２電極間の距離をｄ、第１電極と第２電極とが対向する面積をＷ＊Ｌとすると、Ｃ＝εｒ＊ε０＊（Ｗ＊Ｌ）／ｄによって決定される。容量絶縁膜にシリコン酸化膜を用いてεｒ＝４．８とし、Ｗ＝１００μｍ、Ｌ＝１００μｍ、ｄ＝１０００Åとすると、Ｃ＝４．２ｐＦ／（１００μｍ）^２となるので、ＭＩＭキャパシタによってキャパシタＣ１及びＣ２を大型化することなく構成することができる。また、キャパシタＣ１及びＣ２は、ディスクリートのチップ部品であるチップキャパシタを圧電基板１２０上に実装しても良い。また、キャパシタＣ１は、圧電基板１２０を容量絶縁膜として利用し、圧電基板１２０上にキャパシタＣ１及びＣ２の電極となる２つの電極パターンを形成することにより構成しても良い。 The capacitors C1 and C2 can be configured by forming MIM (Metal Insulator Metal) capacitors on the piezoelectric substrate 120. FIG. 12A shows a configuration example of the MIM capacitor. As shown in the figure, the MIM capacitor has a configuration in which a capacitive insulating film is sandwiched between first and second electrodes, and is suitable for a microfabrication process. The capacitance C of the MIM capacitor is that the relative dielectric constant of the capacitive insulating film is εr, the dielectric constant of vacuum is ε0, the distance between the first and second electrodes is d, and the area where the first electrode and the second electrode face each other is W. * L is determined by C = εr * ε0 * (W * L) / d. If εr = 4.8 using a silicon oxide film as the capacitor insulating film, W = 100 μm, L = 100 μm, and d = 1000 Ｃ, C = 4.2 pF / (100 μm) ^2. And C2 can be comprised without enlarging. As the capacitors C 1 and C 2, chip capacitors that are discrete chip components may be mounted on the piezoelectric substrate 120. The capacitor C1 may be configured by using the piezoelectric substrate 120 as a capacitive insulating film and forming two electrode patterns on the piezoelectric substrate 120 to serve as the electrodes of the capacitors C1 and C2.

〔作用効果〕
本実施形態によれば、ＣＤＭＡ用フィルタ、ＧＰＳ用フィルタ、ＰＣＳ用フィルタをそれぞれインダクタＬ１、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２を介して１つのアンテナに接続して各方式の周波数帯域の信号を分離するので、ＣＤＭＡ方式、ＧＰＳ方式、ＰＣＳ方式の３つの周波数帯域の信号を１つのアンテナで受信処理できるトリプレクサを提供することができる。 [Function and effect]
According to the present embodiment, the CDMA filter, the GPS filter, and the PCS filter are connected to one antenna via the inductor L1, the capacitor C1, and the capacitor C2, respectively, so that the frequency band signals of the respective systems are separated. It is possible to provide a triplexer that can receive and process signals in three frequency bands of CDMA, GPS, and PCS with a single antenna.

本実施形態によれば、ＣＤＭＡ用フィルタ、ＧＰＳ用フィルタ、ＰＣＳ用フィルタをＳＡＷ共振器を用いて構成するとともに、分波回路を構成するインダクタＬ１を方形スパイラルインダクタ、円形スパイラルインダクタ、ボンディングワイヤ、チップインダクタ等で圧電基板上に設け、分波回路を構成するキャパシタをＭＩＭキャパシタ等で圧電基板上に設けることにより、各フィルタ及び分波回路を１つの圧電基板上に実装することが可能となり、ＣＤＭＡ方式、ＧＰＳ方式、ＰＣＳ方式の３つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサの小型化を図ることができる。また、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、Ｃ２を用いて分波回路を簡易に構成することができる。 According to the present embodiment, the CDMA filter, the GPS filter, and the PCS filter are configured using SAW resonators, and the inductor L1 that configures the demultiplexing circuit is a square spiral inductor, a circular spiral inductor, a bonding wire, and a chip. By providing an inductor or the like on the piezoelectric substrate and a capacitor constituting the demultiplexing circuit on the piezoelectric substrate by an MIM capacitor or the like, each filter and demultiplexing circuit can be mounted on one piezoelectric substrate, and CDMA It is possible to reduce the size of a triplexer that separates signals in three frequency bands of the system, GPS system, and PCS system. Further, the branching circuit can be simply configured using the inductor L1 and the capacitors C1 and C2.

また、インダクタＬ１と、ＧＰＳ用フィルタ及びＰＣＳ用フィルタの減衰特性において、インダクタＬ１とＣＤＭＡ用フィルタとの直列共振を利用して減衰極が形成されるので、ＧＰＳ用フィルタ及びＰＣＳ用フィルタのそれぞれにおいて、他のフィルタの通過帯域での減衰特性を向上させることができる。 Further, in the attenuation characteristics of the inductor L1, the GPS filter, and the PCS filter, an attenuation pole is formed by using the series resonance of the inductor L1 and the CDMA filter. Therefore, in each of the GPS filter and the PCS filter The attenuation characteristics in the passband of other filters can be improved.

〔第２実施形態〕
図１３は、本発明の第２実施形態に係るトリプレクサ２００の回路構成図である。本実施形態に係るトリプレクサ２００は、分波回路２１１の構成が第１実施形態と異なる。即ち、インダクタＬ１の代わりに分波線路ｒ１、キャパシタＣ１の代わりに分波線路ｒ２、キャパシタＣ２の代わりに分波線路ｒ３を用い、また、アンテナ１０１と各分波線路ｒ１〜ｒ３の間のノードと、接地電位との間にインダクタＬｐが接続されている。この分波回路２１１は、分波線路ｒ１〜ｒ３とインダクタＬｐとによって各周波数帯域の信号を分離する。ＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＧＰＳ用フィルタ１０６、ＰＣＳ用フィルタ１０７の構成は、それぞれ図２、図３、図４と同様に構成することができる。 [Second Embodiment]
FIG. 13 is a circuit configuration diagram of a triplexer 200 according to the second embodiment of the present invention. The triplexer 200 according to the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the branching circuit 211. That is, the branch line r1 is used instead of the inductor L1, the branch line r2 is used instead of the capacitor C1, the branch line r3 is used instead of the capacitor C2, and the node between the antenna 101 and each of the branch lines r1 to r3 is used. And the ground potential are connected to an inductor Lp. The demultiplexing circuit 211 separates signals in each frequency band by the demultiplexing lines r1 to r3 and the inductor Lp. The configurations of the CDMA filter 105, the GPS filter 106, and the PCS filter 107 can be configured in the same manner as in FIGS. 2, 3, and 4, respectively.

〔シミュレーション〕
次に上記で説明した第２実施形態に係るトリプレクサ２００の特性をシミュレーションにより計算する。〔simulation〕
Next, the characteristics of the triplexer 200 according to the second embodiment described above are calculated by simulation.

（シミュレーション原理）
第２実施形態に係るトリプレクサ２００の減衰特性をシミュレーションするための原理について説明する。 (Simulation principle)
A principle for simulating the attenuation characteristic of the triplexer 200 according to the second embodiment will be described.

図１４は、トリプレクサ２００のシミュレーションに用いる等価回路である。同図（ａ）は、アンテナ１０１で受信した信号からＣＤＭＡ周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ２００の等価回路であり、同図（ｂ）はＧＰＳ周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路であり、同図（ｂ）はＰＣＳ周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路である。 FIG. 14 is an equivalent circuit used for the simulation of the triplexer 200. FIG. 4A is an equivalent circuit of the triplexer 200 when a signal in the CDMA frequency band is separated from a signal received by the antenna 101, and FIG. 4B is an equivalent circuit when a signal in the GPS frequency band is separated. FIG. 5B is an equivalent circuit for separating signals in the PCS frequency band.

本シミュレーションでは、図１４（ａ）〜（ｃ）の各場合においてトリプレクサ２００のＦ行列を求め、各Ｆ行列から各フィルタ１０５〜１０７に対する動作伝達係数Ｓをそれぞれ求め、各動作伝達係数Ｓから各フィルタ１０５〜１０７の減衰特性α（ω）をそれぞれ計算する。 In this simulation, the F matrix of the triplexer 200 is obtained in each case of FIGS. 14A to 14C, the motion transfer coefficient S for each of the filters 105 to 107 is obtained from each F matrix, and each motion transfer coefficient S is determined from each motion transfer coefficient S. The attenuation characteristics α (ω) of the filters 105 to 107 are calculated.

図１４（ａ）〜（ｃ）の等価回路のＦ行列の各要素Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄは、数４で与えられる。 Each element A, B, C, and D of the F matrix of the equivalent circuit of FIGS.

図１４（ａ）の場合は、数４において、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１はＣＤＭＡ用フィルタ１０５のＦ行列の各要素、Ａ０、Ｂ０、Ｃ０、Ｄ０は分波線路ｒ１のＦ行列の各要素である。Ｙ２３は、アンテナ１０１から見たＧＰＳ用フィルタ１０６、ＰＣＳ用フィルタ１０７、インダクタＬｐの並列アドミタンスである。 In the case of FIG. 14A, in Equation 4, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the CDMA filter 105, and A0, B0, C0, and D0 are elements of the F matrix of the branch line r1. It is. Y23 is a parallel admittance of the GPS filter 106, the PCS filter 107, and the inductor Lp as viewed from the antenna 101.

図１４（ｂ）の場合は、数４において、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１はＧＰＳ用フィルタ１０６のＦ行列の各要素、Ａ０、Ｂ０、Ｃ０、Ｄ０は分波線路ｒ２のＦ行列の各要素である。また、Ｙ２３の代わりにＹ１３を用いる。Ｙ１３は、アンテナ１０１から見たＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＰＣＳ用フィルタ１０７、インダクタＬｐの並列アドミタンスである。 In the case of FIG. 14B, in Equation 4, A1, B1, C1, and D1 are the elements of the F matrix of the GPS filter 106, and A0, B0, C0, and D0 are the elements of the F matrix of the branch line r2. It is. Further, Y13 is used instead of Y23. Y13 is a parallel admittance of the CDMA filter 105, the PCS filter 107, and the inductor Lp as viewed from the antenna 101.

図１４（ｃ）の場合は、数４において、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１はＰＣＳ用フィルタ１０７のＦ行列の各要素、Ａ０、Ｂ０、Ｃ０、Ｄ０は分波線路ｒ２のＦ行列の各要素である。また、Ｙ２３の代わりにＹ１３を用いる。Ｙ１２は、アンテナ１０１から見たＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＧＰＳ用フィルタ１０６、インダクタＬｐの並列アドミタンスである。 In the case of FIG. 14C, in Equation 4, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the PCS filter 107, and A0, B0, C0, and D0 are elements of the F matrix of the branch line r2. It is. Further, Y13 is used instead of Y23. Y12 is a parallel admittance of the CDMA filter 105, the GPS filter 106, and the inductor Lp as viewed from the antenna 101.

上記のようにして求めた各周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ２００のＦ行列を用いて上述した数２から各フィルタ１０５〜１０７に対する動作伝達係数Ｓをそれぞれ求め、各動作伝達係数Ｓを用いて上述した数３から各フィルタ１０５〜１０７に対する減衰係数α（ω）をそれぞれ求める。 Using the F matrix of the triplexer 200 in the case of separating the signals of the respective frequency bands obtained as described above, the motion transfer coefficients S for the filters 105 to 107 are obtained from the above equation 2, and the motion transfer coefficients S are determined. Using the above equation 3, the attenuation coefficient α (ω) for each of the filters 105 to 107 is obtained.

（シミュレーション結果）
本シミュレーションに用いるＳＡＷ共振器の櫛歯電極の交差長及び対数も図５と同様である。 (simulation result)
The crossing length and logarithm of the comb electrodes of the SAW resonator used in this simulation are the same as in FIG.

ＣＤＭＡ帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ２００の減衰特性を数３を用いて計算した結果を図１５に示す。また、図示省略するが、ＧＰＳ帯域及びＰＣＳ帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ２００の減衰特性も計算した。ここでは、分波線路ｒ１を４．５ｃｍ、分波線路ｒ２及びｒ３を０ｃｍ、インダクタＬｐ＝１．０ｎＨとした。 FIG. 15 shows the result of calculating the attenuation characteristic of the triplexer 200 in the case of separating the signals in the CDMA band by using Equation 3. Although not shown, the attenuation characteristics of the triplexer 200 when the signals of the GPS band and the PCS band are separated were also calculated. Here, the branch line r1 is 4.5 cm, the branch lines r2 and r3 are 0 cm, and the inductor Lp = 1.0 nH.

また、各フィルタ１０５〜１０７の減衰極の位置、及び各フィルタ１０５〜１０７の通過特性、他のフィルタにおける減衰量を減衰係数α（ω）の計算結果から求めた。図１６（ａ）には、各フィルタ１０５〜１０７の減衰極の位置、図１６（ｂ）には各フィルタ１０５〜１０７の通過特性、他のフィルタにおける減衰量を示す。 Further, the positions of the attenuation poles of the filters 105 to 107, the pass characteristics of the filters 105 to 107, and the attenuation amounts of the other filters were obtained from the calculation result of the attenuation coefficient α (ω). FIG. 16A shows the positions of the attenuation poles of the filters 105 to 107, and FIG. 16B shows the pass characteristics of the filters 105 to 107 and the attenuation amounts of the other filters.

図１５及び図１６（ａ）を参照すると、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、低域側に８４１ＭＨｚの減衰極を持ち、高域側に９２５．１ＭＨｚと２００２ＭＨｚの減衰極を持つ。通過帯域の高域側近傍に９２５．１ＭＨｚの１つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、１つ目の減衰極のさらに高域側に２００２ＭＨｚの減衰極を持つことによりＣＤＭＡ用フィルタ１０５の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図１６（ｂ）を参照すると、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５は、ＧＰＳ用フィルタ１０６の周波数帯域において３２．２ｄＢの減衰量、ＰＣＳ用フィルタ１０７の周波数帯域において４２．２ｄＢの減衰量であり、ＧＰＳ用フィルタ１０６及びＰＣＳ用フィルタ１０７の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。 15 and 16A, the CDMA filter 105 has an attenuation pole of 841 MHz on the low frequency side and attenuation poles of 925.1 MHz and 2002 MHz on the high frequency side. By having the first attenuation pole of 925.1 MHz near the high band side of the pass band, a steep attenuation characteristic can be obtained on the high band side of the pass band and at the higher band side of the first attenuation band. By having an attenuation pole of 2002 MHz, a sufficient attenuation can be ensured in the frequency band of the CDMA filter 105. Referring to FIG. 16B, the CDMA filter 105 has an attenuation of 32.2 dB in the frequency band of the GPS filter 106 and an attenuation of 42.2 dB in the frequency band of the PCS filter 107. It can be seen that high attenuation is ensured in both frequency bands 106 and the PCS filter 107.

次に、ＧＰＳ用フィルタ１０６は、低域側に１４４８ＭＨｚと１０２８ＭＨｚの２つの減衰極を持ち、高域側に１６２８ＭＨｚと１９８９ＭＨｚの２つの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に１４４８ＭＨｚの１つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、１つ目の減衰極のさらに低域側に１０２８ＭＨｚの減衰極を持つことによりＣＤＭＡ用フィルタ１０５の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。また、通過帯域の高域側近傍に１６２８ＭＨｚの１つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、１つ目の減衰極のさらに高域側において１９８９ＭＨｚの減衰極を持つことによりＰＣＳ用フィルタ１０７の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図１６（ｂ）を参照すると、ＧＰＳ用フィルタ１０６は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の周波数帯域において３７．６ＭＨｚの減衰量、ＰＣＳ用フィルタ１０７の周波数帯域において４３．４ＭＨｚの減衰量であり、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＰＣＳ用フィルタ１０７の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。 Next, the GPS filter 106 has two attenuation poles of 1448 MHz and 1028 MHz on the low frequency side, and two attenuation poles of 1628 MHz and 1989 MHz on the high frequency side. By having the first attenuation pole of 1448 MHz in the vicinity of the low band side of the pass band, a steep attenuation characteristic can be obtained on the low band side of the pass band, and 1028 MHz on the lower band side of the first attenuation pole. By having an attenuation pole, a sufficient attenuation can be secured in the frequency band of the CDMA filter 105. In addition, by having the first attenuation pole of 1628 MHz in the vicinity of the high band side of the pass band, a steep attenuation characteristic can be obtained on the high band side of the pass band, and on the higher band side of the first attenuation band. By having an attenuation pole of 1989 MHz, a sufficient attenuation can be ensured in the frequency band of the PCS filter 107. Referring to FIG. 16B, the GPS filter 106 has an attenuation of 37.6 MHz in the frequency band of the CDMA filter 105 and an attenuation of 43.4 MHz in the frequency band of the PCS filter 107. It can be seen that high attenuation is ensured in both frequency bands of 105 and PCS filter 107.

次に、ＰＣＳ用フィルタ１０７は、低域側に１９１５ＭＨｚ、１７１２ＭＨｚ、１０２８ＭＨｚの３つの減衰極を持ち、高域側に２０４７ＭＨｚの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に１９１５ＭＨｚの１つ目、１７１２ＭＨｚの２つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側において急峻な減衰量を確保するとともに、２つ目の減衰極のさらに低域側において１０２８ＭＨｚの３つ目の減衰極を持つことによりＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＧＰＳ用フィルタ１０６の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。また、通過帯域の高域側に２０４７ＭＨｚの減衰極を有することにより、通過帯域の高域側において急峻かつ十分な減衰量を確保している。図１６（ｂ）を参照すると、ＰＣＳ用フィルタ１０７は、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５の周波数帯域において６１．３ＭＨｚの減衰量、ＧＰＳ用フィルタ１０６の周波数帯域において５２．６ＭＨｚの減衰量であり、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５及びＧＰＳ用フィルタ１０６の両フィルタの周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。 Next, the PCS filter 107 has three attenuation poles of 1915 MHz, 1712 MHz, and 1028 MHz on the low frequency side, and has an attenuation pole of 2047 MHz on the high frequency side. By having the first attenuation pole of 1915 MHz and the second attenuation pole of 1712 MHz in the vicinity of the low band side of the pass band, a steep attenuation amount is secured on the low band side of the pass band, and further, the second attenuation pole is further increased. By having the third attenuation pole of 1028 MHz on the low frequency side, a sufficient attenuation can be secured in the frequency band of the CDMA filter 105 and the GPS filter 106. Further, by having an attenuation pole of 2047 MHz on the high band side of the pass band, a steep and sufficient attenuation amount is secured on the high band side of the pass band. Referring to FIG. 16B, the PCS filter 107 has an attenuation of 61.3 MHz in the frequency band of the CDMA filter 105 and an attenuation of 52.6 MHz in the frequency band of the GPS filter 106. It can be seen that high attenuation is ensured in the frequency bands of both the filter 105 and the GPS filter 106.

以上述べた様に、このトリプレクサ２００では、ＣＤＭＡ用フィルタ１０５、ＧＰＳ用フィルタ１０６、及びＰＣＳ用フィルタ１０７のそれぞれが通過帯域の両側において急峻かつ十分な減衰量を持ち、また、他のフィルタの周波数帯域において十分な減衰量を持ち、各フィルタ間のアイソレーションが高いことが分かる。 As described above, in the triplexer 200, each of the CDMA filter 105, the GPS filter 106, and the PCS filter 107 has a steep and sufficient amount of attenuation on both sides of the pass band, and the frequency of other filters. It can be seen that there is sufficient attenuation in the band and that the isolation between the filters is high.

特に、ＧＰＳ用フィルタ１０６の低域側の２つ目の減衰極（１０２８ＭＨｚ）、ＰＣＳ用フィルタ１０７の低域側の３つ目の減衰極（１０２８ＭＨｚ）がアイソレーション特性に大きく寄与している。具体的には、ＧＰＳ用フィルタ１０６の低域側の２つ目の減衰極（１０２８ＭＨｚ）は、図１４（ｂ）において、並列アドミタンスＹ１３に含まれる分波線路ｒ１及び分波線路ｒ１側から見たＣＤＭＡ用フィルタ１０５の容量Ｃｃｄとの直列共振周波数ｆ＝１／［２π＊ＳＱＲＴ（ｒ１＊Ｃｃｄ）］（但し、ｒ１は分波線路ｒ１のインダクタンスを意味する）によるものである。また、ＰＣＳ用フィルタ１０７の低域側の３つ目の減衰極（１２０２ＭＨｚ）は、図１４（ｃ）において、並列アドミタンスＹ１２に含まれる分波線路ｒ１及び分波線路ｒ１側から見たＣＤＭＡ用フィルタ１０５の容量Ｃｃｄとの直列共振周波数ｆ＝１／［２π＊ＳＱＲＴ（ｒ１＊Ｃｃｄ）］（但し、ｒ１は分波線路ｒ１のインダクタンスを意味する）によるものである。 In particular, the second attenuation pole (1028 MHz) on the low frequency side of the GPS filter 106 and the third attenuation pole (1028 MHz) on the low frequency side of the PCS filter 107 greatly contribute to the isolation characteristics. Specifically, the second attenuation pole (1028 MHz) on the low frequency side of the GPS filter 106 is viewed from the demultiplexing line r1 and demultiplexing line r1 side included in the parallel admittance Y13 in FIG. 14B. Further, this is due to the series resonance frequency f = 1 / [2π * SQRT (r1 * Ccd)] (where r1 means the inductance of the demultiplexing line r1) with the capacitance Ccd of the CDMA filter 105. Further, the third attenuation pole (1202 MHz) on the low frequency side of the PCS filter 107 is for CDMA as viewed from the demultiplexing line r1 and the demultiplexing line r1 side included in the parallel admittance Y12 in FIG. 14C. This is due to the series resonance frequency f = 1 / [2π * SQRT (r1 * Ccd)] (where r1 means the inductance of the demultiplexing line r1) with the capacitor Ccd of the filter 105.

〔素子偏差〕
次に、上記シミュレーションを分波線路ｒ１〜ｒ３の長さ、インダクタＬｐのインダクタンス値を変化させて減衰特性を計算し、その結果に基づいて素子偏差を考察する。 (Element deviation)
Next, in the above simulation, the attenuation characteristics are calculated by changing the length of the branch lines r1 to r3 and the inductance value of the inductor Lp, and the element deviation is considered based on the result.

図１７（ａ）は、分波線路ｒ２＝ｒ３＝０ｃｍとし、分波線路ｒ１を３．１５ｃｍから４．７５ｃｍまで変化させた場合の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、分波線路ｒ１が３．２ｃｍ以上４．５ｃｍ以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17A shows passband characteristics and attenuation band characteristics when the branch line r2 = r3 = 0 cm and the branch line r1 is changed from 3.15 cm to 4.75 cm. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values in the range of the demultiplexing line r1 of 3.2 cm to 4.5 cm.

図１７（ｂ）は、分波線路ｒ１＝４ｃｍ、ｒ３＝０ｃｍとし、分波線路ｒ２を０ｃｍ〜０．３ｃｍまで変化させた場合の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、分波線路ｒ２が０ｃｍ以上０．２ｃｍ以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17B shows passband characteristics and attenuation band characteristics when the branch line r1 = 4 cm and r3 = 0 cm, and the branch line r2 is changed from 0 cm to 0.3 cm. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristic and the attenuation band characteristic satisfy the required standard value in the range of the demultiplexing line r2 from 0 cm to 0.2 cm.

図１７（ｃ）は、分波線路ｒ１＝４ｃｍ、ｒ２＝０ｃｍとし、分波線路ｒ３を０ｃｍ〜０．１５ｃｍまで変化させた場合の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、分波線路ｒ３が０ｃｍ以上０．１３ｃｍ以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17C shows passband characteristics and attenuation band characteristics when the branch line r1 = 4 cm and r2 = 0 cm, and the branch line r3 is changed from 0 cm to 0.15 cm. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values in the range of the demultiplexing line r3 from 0 cm to 0.13 cm.

図１７（ｄ）は、分波線路ｒ１＝４ｃｍ、ｒ２＝ｒ３＝０ｃｍとし、インダクタＬｐを５ｎＨから２０ｎＨまで変化させた場合の通過特性及び減衰特性である。同図を参照すると、インダクタンスＬｐが７ｎＨ以上２０ｎＨ以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17D shows pass characteristics and attenuation characteristics when the branch line r1 = 4 cm, r2 = r3 = 0 cm, and the inductor Lp is changed from 5 nH to 20 nH. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values when the inductance Lp is in the range of 7 nH to 20 nH.

図１７（ａ）〜（ｄ）の結果から、分波線路ｒ１を０ｃｍ以上０．２ｃｍ以下、分波線路ｒ２を０ｃｍ以上０．２ｃｍ以下、分波線路ｒ３を０ｃｍ以上０．１３ｃｍ以下、インダクタンスを７ｎＨ以上２０ｎＨ以下としてトリプレクサ２００を構成すれば、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格を満たすことが分かる。 From the results of FIGS. 17A to 17D, the demultiplexing line r1 is 0 cm to 0.2 cm, the demultiplexing line r2 is 0 cm to 0.2 cm, the demultiplexing line r3 is 0 cm to 0.13 cm, and the inductance If the triplexer 200 is configured with 7 nH to 20 nH, it can be seen that the passband characteristics and attenuation band characteristics satisfy the required standards.

〔トリプレクサの実装例〕
本実施形態に係るトリプレクサ２００も図１０及び図１１と同様に実装される。分波線路ｒ１〜ｒ３は、圧電基板１２０上に金属パターンを形成することにより構成することができる。また、インダクタＬｐは、第１実施形態におけるインダクタＬ１と同様に、圧電基板１２０上に方形スパイラルインダクタ、円形スパイラルインダクタによって形成することができる。また、インダクタＬｐは、ボンディングワイヤ、チップインダクタを圧電基板１２０上に実装しても良い。 [Triplexer implementation example]
The triplexer 200 according to the present embodiment is also mounted in the same manner as in FIGS. The demultiplexing lines r 1 to r 3 can be configured by forming a metal pattern on the piezoelectric substrate 120. The inductor Lp can be formed on the piezoelectric substrate 120 by a square spiral inductor or a circular spiral inductor, similarly to the inductor L1 in the first embodiment. Further, as the inductor Lp, a bonding wire or a chip inductor may be mounted on the piezoelectric substrate 120.

〔作用効果〕
本実施形態に係るトリプレクサ２００は、第１実施形態に係るインダクタＬ１、キャパシタＣ１、Ｃ２の代わりに、分波線路ｒ１〜ｒ３及びインダクタＬｐを用いて分波回路を構成するため、分波回路の構成が簡略化され、分波回路を小型化できる。 [Function and effect]
Since the triplexer 200 according to the present embodiment configures the branching circuit using the branching lines r1 to r3 and the inductor Lp instead of the inductor L1 and the capacitors C1 and C2 according to the first embodiment, The configuration is simplified and the branching circuit can be miniaturized.

（３）第１実施形態と第２実施形態との比較
上記シミュレーションの結果、通過帯域の特性は、第１実施形態と第２実施形態とで略同一であるが、減衰帯域での特性は第１実施形態の場合の方が減衰量が大きい。これは、第１実施形態では、分波回路にインダクタンスＬ１及びキャパシタＣ１、Ｃ２を用いたので、インダクタンスＬ１及びキャパシタンスＣ１、Ｃ２よる減衰量が寄与しているためと考えられる。 (3) Comparison between the first embodiment and the second embodiment As a result of the simulation, the characteristics of the passband are substantially the same in the first embodiment and the second embodiment, but the characteristics in the attenuation band are the same. In the case of one embodiment, the amount of attenuation is larger. This is presumably because, in the first embodiment, since the inductance L1 and the capacitors C1 and C2 are used in the branching circuit, the attenuation amount due to the inductance L1 and the capacitances C1 and C2 contributes.

図１８は、第１実施形態及び第２実施形態において、通過帯域のインピーダンス、他の２つのフィルタの並列インピーダンスを比較する図である。 FIG. 18 is a diagram comparing the impedance of the passband and the parallel impedance of the other two filters in the first embodiment and the second embodiment.

同図を参照すると、第１実施形態及び第２実施形態ともに、通過帯域のインピーダンスの絶対値はＧＰＳ用フィルタにおいて最も大きく、次がＰＣＳ用フィルタであり、最も低いのがＣＤＭＡ用フィルタである。ただし、第２実施形態における通過帯域のインピーダンスの絶対値は、第１実施形態における通過帯域のインピーダンスの絶対値よりも小さい。また、通過帯域のインピーダンスの位相角は、ＣＤＭＡ用フィルタ、ＧＰＳ用フィルタ、ＰＣＳ用フィルタのそれぞれにおいて、第１実施形態と第２実施形態とでは異なる。 Referring to the figure, in both the first embodiment and the second embodiment, the absolute value of the impedance in the passband is the largest in the GPS filter, the next is the PCS filter, and the lowest is the CDMA filter. However, the absolute value of the impedance of the pass band in the second embodiment is smaller than the absolute value of the impedance of the pass band in the first embodiment. The phase angle of the passband impedance differs between the first embodiment and the second embodiment in each of the CDMA filter, GPS filter, and PCS filter.

減衰帯域の位相角は、ＣＤＭＡ用フィルタでは第１実施形態と第２実施形態とでは略同一であるが、ＧＰＳ用とＰＣＳ用では第１実施形態と第２実施形態とでは異なる。 The phase angle of the attenuation band is substantially the same in the first and second embodiments for the CDMA filter, but is different between the first and second embodiments for GPS and PCS.

以上から、簡単な分波回路を用いて高性能のトリプレクサを得るためには、以下の条件を満たすことが必要と考えられる。即ち、「ＣＤＭＡ用フィルタの絶対値を小さく、ＧＰＳ用フィルタのインピーダンスの絶対値を最も高く、ＰＣＳ用フィルタのインピーダンスをＧＰＳ用フィルタよりも低くすること」、及び、「ＧＰＳ用フィルタとＰＣＳ用フィルタの並列インピーダンスの位相角は実施例１では正に、実施例２では負になるようにすること」が条件である。 From the above, in order to obtain a high-performance triplexer using a simple branching circuit, it is considered necessary to satisfy the following conditions. That is, “the absolute value of the CDMA filter is small, the absolute value of the impedance of the GPS filter is the highest, and the impedance of the PCS filter is lower than that of the GPS filter” and “the GPS filter and the PCS filter The phase angle of the parallel impedance is to be positive in the first embodiment and negative in the second embodiment.

第１実施形態に係るトリプレクサの回路構成図。The circuit block diagram of the triplexer which concerns on 1st Embodiment. ＣＤＭＡ用フィルタの回路構成例。3 is a circuit configuration example of a CDMA filter. ＧＰＳ用フィルタの回路構成例。The circuit structural example of the filter for GPS. ＰＣＳ用フィルタの回路構成例。The circuit structural example of the filter for PCS. 第１実施形態に係るトリプレクサにおいて各周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路。6 is an equivalent circuit in the case of separating signals in each frequency band in the triplexer according to the first embodiment. 各フィルタを構成するＳＡＷ共振器の構成例。The structural example of the SAW resonator which comprises each filter. 第１実施形態に係る各フィルタの減衰特性。The attenuation characteristic of each filter concerning a 1st embodiment. 第１実施形態に係る各フィルタの減衰極の位置（ａ）、各フィルタの通過帯域特性、他のフィルタにおける減衰量（ｂ）。The position (a) of the attenuation pole of each filter according to the first embodiment, the passband characteristics of each filter, and the attenuation (b) in other filters. 第１実施形態に係る素子偏差。The element deviation which concerns on 1st Embodiment. トリプレクサの実装例。Implementation example of triplexer. トリプレクサの実装例。Implementation example of triplexer. キャパシタ及びインダクタの構成例。The structural example of a capacitor and an inductor. 第２実施形態に係るトリプレクサの回路構成図。The circuit block diagram of the triplexer which concerns on 2nd Embodiment. 第２実施形態に係るトリプレクサにおいて各周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路。The equivalent circuit in the case of isolate | separating the signal of each frequency band in the triplexer which concerns on 2nd Embodiment. 第２実施形態に係る各フィルタの減衰特性。The attenuation characteristic of each filter concerning a 2nd embodiment. 第２実施形態に係る各フィルタの減衰極の位置（ａ）、各フィルタの通過帯域特性、他のフィルタにおける減衰量（ｂ）。The position (a) of the attenuation pole of each filter which concerns on 2nd Embodiment, the pass-band characteristic of each filter, and the attenuation amount (b) in another filter. 第２実施形態に係る素子偏差。The element deviation which concerns on 2nd Embodiment. 第１実施形態と第２実施形態との比較Comparison between the first embodiment and the second embodiment

Explanation of symbols

１００、２００トリプレクサ
１０１アンテナ
１０５ＣＤＭＡ用フィルタ
１０６ＧＰＳ用フィルタ
１０７ＰＣＳ用フィルタ
１０８、１０９、１１０出力端子
100, 200 Triplexer 101 Antenna 105 CDMA filter 106 GPS filter 107 PCS filter 108, 109, 110 Output terminal

Claims

A branching circuit including first to third passive elements to which a reception signal is input at one end;
A first filter having a first passband and connected in series to the other end of the first passive element;
A second filter having a second passband higher than the first passband and connected in series to the other end of the second passive element;
A third filter having a third passband higher than the second passband and connected in series to the other end of the third passive element;
A triplexer characterized by comprising:

The triplexer according to claim 1, wherein the first filter, the second filter, and the third filter are surface acoustic wave filters.

The triplexer according to claim 2, wherein the first filter, the second filter, and the third filter are formed on a piezoelectric substrate.

The triplexer according to claim 3, wherein the branching circuit is further formed on the piezoelectric substrate.

5. The triplexer according to claim 3, wherein the first passive element is an inductor, and the second and third passive elements are capacitors. 6.

The triplexer according to claim 5, wherein the inductor is a bonding wire or a strip line.

The triplexer according to claim 5, wherein the inductor is a spiral inductor.

The triplexer according to claim 5, wherein the capacitor is a MIM capacitor.

The inductance value of the first passive element is 4 nH or more and 6 nH or less,
The capacitance value of the second passive element is 2 pF or more and 20 pF or less,
The triplexer according to claim 5, wherein a capacitance value of the third passive element is 2 pF or more and 20 pF or less.

The first filter and the second filter are formed on a first surface acoustic wave propagation path on the piezoelectric substrate, and the third filter is formed on the piezoelectric substrate with the first surface acoustic wave propagation path. The triplexer according to claim 3, wherein the triplexers are formed on different second surface acoustic wave propagation paths.

The first filter and the second filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 13. A triplexer according to item 10.

The triplexer according to claim 11, wherein a groove is formed on the piezoelectric substrate in at least one of the filters.

The first filter, the second filter, and the third filter are arranged side by side along the same surface acoustic wave propagation path on the piezoelectric substrate. Triplexer.

The first filter, the second filter, and the third filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 13. A triplexer according to item 13.

The triplexer according to claim 14, wherein a groove is formed on the piezoelectric substrate in at least one of the filters.

A branching circuit including first to third lines to which a reception signal is input at one end, and an inductor connected to the one end of the first to third lines and a ground potential;
A first filter having a first passband and connected in series to the other end of the first line;
A second filter having a second passband higher than the first passband and connected in series to the other end of the second line;
A third filter having a third passband higher than the second passband and connected in series to the other end of the third line;
A triplexer characterized by comprising:

The triplexer according to claim 16, wherein the first filter, the second filter, and the third filter are surface acoustic wave filters.

The triplexer according to claim 17, wherein the first filter, the second filter, and the third filter are formed on a piezoelectric substrate.

The triplexer according to claim 18, wherein the branching circuit is further formed on the piezoelectric substrate.

The triplexer according to claim 16, wherein the inductor is a bonding wire or a strip line.

The triplexer according to claim 16, wherein the inductor is a spiral inductor.

The first line is 3.2 cm or more and 4.5 cm or less,
The second line is 0 cm or more and 0.2 cm or less,
The third line is 0 cm or more and 0.13 cm or less,
The triplexer according to claim 16, wherein an inductance value of the inductor is not less than 7 nH and not more than 20 nH.

The first filter and the second filter are formed on a first surface acoustic wave propagation path on the piezoelectric substrate, and the third filter is formed on the piezoelectric substrate with the first surface acoustic wave propagation path. The triplexer according to claim 18, wherein the triplexers are formed on different second surface acoustic wave propagation paths.

The first filter and the second filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 26. A triplexer according to item 23.

The triplexer according to claim 24, wherein a groove is formed on the piezoelectric substrate in at least one of the filters.

The first filter, the second filter, and the third filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 27. A triplexer according to item 26.