JP2006197635A

JP2006197635A - Ｒｆレシーバ

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Publication number: JP2006197635A
Application number: JP2006045800A
Authority: JP
Inventors: Thomas E Mcewan; マッキーワン，トーマス，イー．
Original assignee: University of California
Current assignee: University of California
Priority date: 1994-09-06
Filing date: 2006-02-22
Publication date: 2006-07-27
Anticipated expiration: 2015-08-29
Also published as: EP1411644A3; DE69533924T2; DE69536094D1; JPH10505211A; AU3462295A; EP1411644A2; EP0781473A1; JP3916649B2; US5630216A; CA2199123A1; JP3841826B2; CA2199123C; WO1996008086A1; ATE477618T1; ATE287147T1; DE69533924D1; EP1411644B1; EP0781473B1; EP0781473A4

Abstract

【課題】超再生のレシーバに関連した問題を取り扱い、当該問題への適切な解法を与える新規なＲＦレシーバを提供する。
【解決手段】ＲＦ信号を受信するための受信アンテナと、マイクロパワーＲＦ増幅器とを有するＲＦレシーバは、受信アンテナに接続され、１又は２以上の所望の同調周波数を決定するための周波数選択ネットワークと、周波数選択ネットワークに接続されるとともに、平均インピーダンスを有しており、ＲＦ信号を周期的にサンプリングして、ＲＦ信号のサンプル化されたレプリカを得るためのサンプリング混合器とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般に、ラジオ無線周波数（ＲＦ）トランスポンダーに関する。より詳細には、本発明は、遠隔制御システムの無線レシーバとして及び遠隔インタロゲーテッド（interrogated）ＲＦトランスポンダーとしての使用に適合できる新規な超再生マイクロパワーＲＦレシーバに関する。

超再生タイプのラジオ無線レシーバは、一般に、高周波数で低パワーのラジオ無線信号の受信器で使用され、このラジオ無線信号の受信器は、構造の小型サイズ、容易性、及び経済性のため自動車のガレージドアの開放装置、ポータブル電話、遠隔計器読取システム等において典型的に使用され得るようなものである。超再生レシーバの多くの製造業者は非常に低パワーの消費ユニットを設計することを目指すとともに、これらのユニットを低コストで大量生産することを目指している。典型的に、ラジオ無線レシーバの全体の回路は、アンテナに加え１つ又はいくつかの誘導素子を含み、単一の回路基板に収容される。この産業分野で従来提案され且つ使用されてきた各種の様式及びタイプの超再生のラジオ無線レシーバは、特にレシーバの固有パワーの消費が制限されるため、各種の程度の成功を経験してきた。

超再生のレシーバあるいは検出器は、オシレータがラジオ無線周波数より低い率で発振状態と非発振状態との間で自動的に切り換えられる超再生の回路である。切換周波数は、抑制周波数（quenching frequency）と呼ばれる。検出されるべき信号電圧は、フィードバックループに接続され、このフィードバックループは、発振を生じるトランジスタ増幅器に接続されている。

印加電圧が存在しない場合、抑制電圧（quench voltage）の各サイクル間に増加する発振は、入力回路内のノイズ電圧により決定される初期振幅で始まり、発振についての平衡値に対応する最終値に到達する。これらの発振は、それから、抑制電圧が発振状態を阻止すると、衰える。

より詳細には、従来の超再生のレシーバは、典型的に、アンテナと、該アンテナで受信される入力信号に応答する超再生の検出器と、を含む。従来の超再生のレシーバは、更に、受信信号を増幅するバッファ増幅器と、抑制オシレータ（quench oscillator）と、ローパスフィルタと、を含む。抑制オシレータは、また、検出器として作動し、抑制オシレータの出力は、ローパスフィルタを介して低周波信号として得られる。この低周波信号は、低周波増幅器及びバンドパスフィルタを介して信号レベル検出器に供給される。結果として生じる低周波信号が所与のレベルより高いときには、信号レベル検出器は、信号がレシーバに導入された旨の指示を与える。

従来の抑制オシレータは、一般に、１つのトランジスタを含み、次のように動作する。トランジスタが導通状態から非導通状態への遷移状態であると、トランジスタのコレクタ電圧は、充填時間定数に従って徐々に増加する。トランジスタの変化するコレクタ電圧は、コンデンサを介して当該トランジスタのエミッタに供給される。もしコレクタ電圧が最大値に到達すると、すなわち、もし抑制オシレータの発振インダクタを介して流れる電流が最小値に減少させられると、トランジスタのベースにはバイアス電圧が供給され、発振インダクタにより生じさせられる逆起電力のために、トランジスタを導通状態にする。従って、トランジスタは、急激に導通状態になる。

トランジスタがひとたび導通状態になると、発振インダクタは、逆起電力によりトランジスタを非導通状態にし、トランジスタのコレクタ電圧は、徐々に上昇する。このように、トランジスタは、導通状態と非導通状態との間で繰返して切り換えられ、発振を開始するようにする。このような切換に応答して、同調回路は、電圧及び電流に過渡的変化を生ずる。これらの状況下で、バッファ増幅器の出力は、同調回路に印加され、ある種の混合動作を実行する。この混合動作から生ずる変調信号は、ローパスフィルタに供給される。

現存する超再生のレシーバに改良を加える継続的な発展が試みられている。このような超再生のレシーバの例及びこれらのレシーバの発展の傾向は、次の特許に示されており、これらの全ての特許が参考としてここで含まれる：
ＵＳ特許Ｎｏ特許権者発行日
ＵＳ 3,883,809 バープランクその他（Ver Planch et al.） 1975. 5.13
ＵＳ 4,143,324 デービス（Davis） 1979. 3. 6
ＵＳ 4,307,465 ゲラー（Geller） 1981.12.22
ＵＳ 4,393,514 ミナクチ（Minakuchi） 1983. 7.12
ＵＳ 4,455,682 マスターズ（Masters） 1984. 6.19
ＵＳ 4,749,964 アシュ（Ash） 1988. 6. 7
ＵＳ 4,786,903 グリンダールその他（Grindahl et al.） 1988.11.22
ＵＳ 5,029,271 マイアーディルク（Meierdierck） 1991. 7. 2

バープランクその他の特許は、“超再生の混合器及び増幅器”と題するものであり、トンネルダイオードを含む超再生の回路を記載する。このトンネルダイオードは、ラジオ無線周波数の入力信号を増幅し、該入力信号を局所発振と混合して中間周波数出力を与えるように動作する。局所発振は、トンネルダイオードに印加される抑制周波数の発振の調波であり、超再生を生じる。

デービスの特許は、“トランジスタ化された超再生のラジオ無線周波数の検出器”と題するものであり、バイアス回路もベースデカップルコンデンサも利用しないトランジスタ化された超再生のラジオ無線周波数の検出器を記載する。検出器は、自己抑制であり、従来の超再生の検出器の場合よりもかなり高い抑制周波数で動作する。

ゲラーの特許は、“デジタル通信レシーバ”と題するものであり、２進符号化連続波ＲＦ信号を受信して検出する受信装置を記載する。２進信号は、超再生の検出器で検出される。検出された信号及びＤＣ基準電圧は、増幅器に印加され、この増幅器は、検出された信号に対応するが、ＤＣ基準電圧の軸のまわりで振幅が変化するようにシフトされた信号を生ずる。シフトされた信号及びＤＣ基準電圧は、比較器に印加され、この比較器は、シフトされた信号がＤＣ基準電圧より高いときに所定の電圧レベルの出力信号を生じ、シフトされた信号がＤＣ基準電圧より低いときに０ボルトの出力信号を生じる。

ミナクチその他の特許は、“超再生のレシーバ”と題するものであり、受信された信号を低周波数の信号に変換する抑制オシレータを含む超再生のレシーバを記載する。抑制オシレータは、トランジスタと、正フィードバック回路と、ＲＣ時間定数回路と、を含む。ベース電圧とＲＣ回路のＲＣ時間定数とを含む発振条件を修正する回路が与えられる。

マスターズの特許は、超再生のラジオ無線レシーバと題するものであり、レシーバの周波数が所定の同調周波数からシフトするのを避けるように特に適合する超再生タイプのラジオ無線レシーバを記載する。レシーバは超再生のラジオ無線回路及び関連したアンテナを含み、この関連したアンテナは、回路基板に取り付けられ、ラジオ無線の伝送波に対して反射性を有する壁部を含む収容器に受け入れられている。ラジオ無線レシーバは、金属部品の近くに設置され、同調周波数を安定に保つように適合されている。

アシュの特許は、“フィードバック回路にソーデバイス（Saw Surface acoustic wave Device）を有する超再生の検出器”と題するものであり、単一のトランジスタを利用し、出力を入力に結合するフィードバックループに表面音響波（surface acoustic wave）装置を有し、発振を生じさせる超再生の検出器を記載する。

グリンダールその他の特許は、“遠隔インタロゲーテッド（Interrogated）トランスポンダー”と題するものであり、発振回路と、検出器と、復調器と、論理回路とを一般に含む遠隔インタロゲーテッドトランスポンダーを示す。発振回路は、コルピッツ発振器を含み、このコルピッツ発振器は、増幅トランジスタに容量的にフィードバックされた平行同調タンク負荷を含む。同調タンクは、短縮された半波長のマイクロストリップのセクションから構成される。外部抑制回路は、ｎｐｎバイポーラ結合のスイッチングトランジスタを含む。このスイッチングトランジスタは、増幅トランジスタのソースに接続されている。外部抑制回路は、増幅トランジスタを周期的にターンオフして、同調されたバンク内の発振が止まるのを許容するように設けられている。

マイアーディルクの特許は“超再生の検出器”と題するものであり振幅のエンベロープ（この振幅のエンベロープに基づいて情報信号が伝えられる）を有する高周波の搬送波信号を受信する入力要素を含む改良された超再生の検出器を記載する。検出器は、また、第１及び第２の発振器と、情報信号に対応する出力信号を生ずる出力要素と、を含む。検出器は、出力要素の間でフィードバック部品の使用を特徴付ける。これらのフィードバック部品は、演算増幅器と、第１及び第２の発振器に接続された基準信号とを含み、演算増幅器の出力信号が、第１の増幅器を規定したトランジスタを抑制して当該増幅器のリニア部分で動作するように、使用されてもよい。

これらのタイプの超再生のレシーバは、一般に、簡単で比較的経済的である。しかしながら、これらのレシーバは、重大な不利な点に遭遇する。第一に、たとえ印加信号が存在しないとしても、これらのレシーバの多くは、連続的にターンオンされ、従って、比較的高いパワー消費を有し、これらは、レシーバの有用性を最小化するとともに、適用性を制限する。更に、発振回路が発振するために、共振周波数決定ネットワークに関連する損失は、発振トランジスタのパワー利得より低いべきである。しかしながら、低電流レベルでは、発振トランジスタから利用可能な利得は、共振周波数決定ネットワーク内での損失よりも小さく、再生動作は可能ではない。

従って、非常に低い電流レベルでの動作に適合できる新規なマイクロパワーＲＦレシーバについて、明確で且つなお満たされていない要求がある。

従って、本発明の目的は、従来の超再生のレシーバに関連した問題を取り扱い、当該問題への適切な解法を与える新規なＲＦレシーバを提供することにある。

本発明の他の目的は、非常に低い電流レベルでの動作に適合可能であり、非常に低いパワー消費を有する新規なＲＦレシーバを提供することにある。

本発明の更に他の目的は、遠隔制御システムの無線レシーバとして及び遠隔インタロゲーテッドＲＦレシーバとしての使用に適合可能である新規な超再生のマイクロパワーＲＦレシーバを提供することである。

本発明の更に他の目的は、自転車のガレージドアの開放装置、自動車、家庭、及び商業的なセキュリティシステムのキーレスエントリシステム、ポータブル且つコードレス電話、遠隔計器読取システム、遠隔測定器システム、ぺースメーカーのような医療移植、無線ドアベル及び炉のサーモスタットのような遠隔制御装置、ゴルフボールの追跡、雪崩の犠牲者の位置、及び、ＲＦレシーバが延びた有用な電池寿命を有するのを要求する同様な適用での使用に適合できる新規なＲＦレシーバを提供することにある。

本発明の他の目的は、簡単で低価格である新規なＲＦレシーバを提供することにある。

本発明の他の目的は、最小の誘導要素を含む新規なＲＦトランスポンダーを提供することにある。

簡潔に言えば、前記の及び別の目的は、新規なＲＦレシーバを提供することにより達成され、この新規なＲＦレシーバは所定の抑制周波数で一連のパルスを発生する外部抑制オシレータと、該抑制オシレータに接続されており、一連の周期的パルスを一連の指数的に減衰される駆動パルスに変換するパルス形成ネットワークと、を含む。オシレータは、これらの駆動パルスに接続されると共に、当該駆動パルスにより駆動され、アンテナは、変調されたＲＦ信号を受信するために、オシレータに接続されている。

信号抽出ネットワークは、また、抑制周波数信号を阻止して検出されたＲＦ信号を通過させるために、オシレータに接続されている。マイクロパワー増幅器は、検出されたＲＦ信号を増幅するために、信号抽出ネットワークに接続されている。好適な実施例において、オシレータは、負極でのみ導通し、トランジスタで形成されるコルピッツオシレータである。入力カップリングネットワークは、アンテナとコルピッツオシレータとの間に接続されている。論理インターフェース及びデータ論理回路は、増幅されたＲＦ信号を処理するために、マイクロパワー増幅器に接続されている。マイクロパワー増幅器は、自己安定増幅器を含み、この自己安定増幅器は、リニアモードで動作する１又は２以上のＣＭＯＳインバータと、パワー供給部とパワー供給ピンＶDDとの間に接続されており、非常に低い電流レベルに増幅器を自動的に維持する電流調節回路と、から構成されている。

ＲＦレシーバーの他の実施例は、典型的に３００ＭＨｚのオーダでの共振周波数で、０．１から１マイクロヘンリーの範囲での自己共振インダクタすなわち同調回路を含み、この自己共振インダクタすなわち同調回路は、ＲＦレシーバの動作周波数を定めるとともに、変調されたＲＦ信号を受信する。わずかに前方にバイアスされたショットキー検出器ダイオードは、自己共振同調回路とマイクロパワー増幅器との間に接続され、検出された音声あるいはデータパルスを通過させる。

本発明のＲＦレシーバの更に他の実施例は、典型的には３００ＭＨｚのオーダでＲＦ信号を受信する受信アンテナと、該受信アンテナに接続されており、１又は２以上の所望の同調周波数を定める周波数選択ネットワークと、を含む。サンプリング混合器は、周波数選択ネットワークに接続され、変調されたＲＦ信号を周期的にサンプリングし、ＲＦ信号のサンプルされたレプリカを得るようにする。

周波数選択ネットワークは、インピーダンス適合ネットワークとして動作し、整合された成端をアンテナに与えるともに高インピーダンス出力を与え、サンプリング回路の平均インピーダンスを整合するようにする。周波数選択ネットワークは、比較的長い負荷のない出力期間を有し、この期間で、周波数選択ネットワークは、非導通のサンプリング間隔でＲＦエネルギーを蓄積するとともに格納し、サンプリングの時に、格納されたエネルギーは実質的に抽出される。

サンプリング混合器は、次式で示されるように、多数のサンプリング周波数で変調されたＲＦ信号をサンプルする：
Ｆ（Ｓｉｇ）＝Ｆ（ＲＦ）−ｎＦ（ＬＯ）
ここで、Ｆ（Ｓｉｇ）は、検出されたＲＦ信号の周波数であり、Ｆ（ＲＦ）は、周波数選択ネットワークのＲＦフィルタリング周波数であり、ｎは整数であり、Ｆ（ＬＯ）は、局所オシレータにより設定されるサンプリング周波数であり、典型的には、３００ＫＨｚのオーダである。

典型的に、サンプリング混合器は、共通のカソード形態で２つのショットキーダイオードから形成され、局所オシレータのゲートパルスは、これらのショットキーダイオードの共通のカソードに供給されるようになっている。パルス発生器は、局所オシレータにより駆動され、矩形波の発振信号の切換速度を増加する。パルス形成ネットワークは、パルス発生器とショットキーダイオードの共通カソードとの間に接続され、パルス発生器の出力での発振矩形信号を速い上昇時間及び指数的に減衰する尾部を持つ高ピーク電流信号に変換する。

前記のレシーバは、自動車のガレージドアーの開放装置、キーレスエントリーシステム、ポータブルでコードレスの電話、遠隔計器読取システム、遠隔測定器システム、医療的移植、及び遠隔制御装置のような各種の適用において使用されるトランスポンダーの一部にされ得る。

米国政府は、ローレンスリバーモア国立研究所の活動について、米国エネルギー省とカリフォルニア大学との間の契約Ｎｏ．Ｗ−７４０５−ＥＮＧ−４８に従い、本発明の権利を有する。

図１は、本発明によるＲＦレシーバの回路図を示す。レシーバ１０は、一般に、コルピッツオシレータ１２を含み、このコルピッツオシレータ１２は、５０ＫＨｚのような所定周波数で動作する外部矩形波抑制（quench）オシレータにより、パルスを発生させられあるいは抑制させられる。パルス形成ネットワーク（ＰＦＮ）は、抑制オシレータ１４とコルピッツオシレータ１２との間に接続され、指数的に減衰する駆動パルスをコルピッツオシレータ１２に供給し、このコルピッツオシレータ１２は、負極性のみで導通する。コルピッツオシレータには、トランジスタ１５と該トランジスタ１５の（破線で示される）内部容量Ｃ１及びＣ２とから構成される。

抑制オシレータ１４の周波数は、アンテナ２０の一部であってもよい入力カップリングネットワーク１９のインダクタンスＬ、内部容量Ｃ１及びＣ２により定められるＲＦ同調回路１８のＱに最適化される。抑制オシレータ１４の周波数は、また、ＲＦ発振に最適化される。バンドパスフィルタ２１は、一般に、ＬＣネットワーク（このＬＣネットワークは、寄生容量−Ｃ３及びインダクタンスＬを含んでもよい）から構成され、アンテナ２０と入力カップリングネットワーク１９との間に接続されている。螺施共振器あるいは表面音響波（surface acousticwave(SAW)）フィルタ（図示せず）は、アンテナ２０と入力カップリングネットワークとの間に選択的に挿入され、信号を選択的に更に増加させるようにしてもよい。

コルピッツオシレータ１２は、抑制オシレータ１４により繰り返し停止させられ再同期させられるので、変調されたＲＦ信号が、アンテナ２０により受信されるときはいつでも、信号関連電流は、トランジスタ１５のコレクタ２３と電源レール２５との間に接続された信号抽出ネットワーク２２内に流れるようにされる。信号抽出ネットワーク２２は、ＲＦ及び抑制周波数を阻止し、より低い変調周波数信号を通過させる。

マイクロパワー増幅器２７は、これらの変調周波数信号を信号抽出ネットワーク２２から受信し、当該信号を増幅して論理インターフェース２８に供給し、当該インターフェース２８から、データ処理用の標準ＣＭＯＳ論理回路２９のようなデータ論理回路に供給される。

折曲状（sinusoidal）の抑制波形を使用する従来の回路と異なり、レシーバ１０は、パルス形成ネットワーク１６により発生させられる減衰指数信号を使用する。これらの減衰指数信号は、特に、非常に低い電流レベルで動作を可能にする。更に、トランジスタ１５のベースが入力カップリングネットワーク１９を介して接地電位にある状態で、供給レール２５の全電圧は、最適動作についてトランジスタ１５のベース・コレクタ結合の両端に現れる。レシーバ１０は、従来のレシーバより少ない部品を使用し、抑制オシレータに使用される伝統的な大きいインダクターを除去する。

図２は、図１に示されるＲＦレシーバ１０の第１実施例のより詳細な回路図である。入力カップリングネットワーク１９は、図１ではトランジスタ１５のベース３０に接続されているが、図２ではコレクタ２３に接続されて示されているという点で、図１の回路図は、図２の回路図と異なる。このような相違は、回路図の各種の設計の可能性を示すために提示され、好適な実施例が図２に示されている状態である。好適な実施例での入力カップリングネットワーク１９は、また、受信アンテナとして作用する。

コルピッツオシレータ１２が発振するために、入力カップリングインダクタンスし、寄生容量−Ｃ３、及び内部容量−Ｃ１、Ｃ２から構成される共振周波数決定ネットワークに関連する電力損失は、発振トランジスタ１５の電力利得より低いべきである。この目的のために、抑制オシレータ１４は、コルピッツオシレータ１２に関して外部に配置される。共振周波数決定ネットワークは、寄生容量Ｃ３とフィードバック経路としてのトランジスタ１５の内部容量Ｃ１及びＣ２を使用し、追加的な外部容量に関連する損失を最小にするようにする。

超再生のオシレータ／レシーバは、別個の抑制オシレータインダクターを含まない。この目的のために、抑制オシレータ１４は、抵抗及びコンデンサを使用するＣＭＯＳインバータから構成され、発振周波数を決定するようにする。更に、非常に低い動作電力を達成するために、トランジスタ１５の固有の寄生容量及び入力カップリングネットワーク１９の分散寄生容量Ｃ３を使用することにより、最小のコンデンサ要素が回路設計で使用される。

好適な実施例において、抑制オシレータ１４は、一般に、直列に接続された２つのインバータ４０，４１（Ｉ１＝７４ＨＣＯ０４）と、抵抗４２（Ｒ＝４．７メグオーム）と、インバータ４０の出力と、抵抗４２との間に接続されたコンデンサ４３（Ｃ＝２ピコファラッド）と、及び、インバータ４０の出力と接地側との間に接続された他のコンデンサ４４（Ｃ＝３３ファラッド）と、を含む。パルス形成ネットワーク１６は、第１の抵抗４５（Ｒ＝１キロオーム）を含み、この抵抗４５は、その一端がトランジスタ１５のエミッタに接続され、その他端が第２の抵抗４６（Ｒ＝４７キロオーム）及びコンデンサ４７（Ｃ＝３３ピコファラッド）に接続されている。抵抗４６は接地され、コンデンサ４７は、インバータ４０の出力に接続されている。

信号抽出ネットワーク２２は、供給レール２５と入力カップリングネットワーク１９との間に接続された抵抗４８（Ｒ＝２２０キロオーム）を含む。信号抽出ネットワーク２２は、更に、入力カップリングネットワーク１９と増幅器２７との間に接続されたカップリングコンデンサ４９（Ｃ＝０．１マイクロファラッド）と、及び、抵抗４８と接地側との間に接続されたバイパスコンデンサ５０（Ｃ＝４４ピコファラッド）と、を含む。信号抽出ネットワーク２２は、コルピッツオシレータ１２からのＲＦ信号が増幅器２７に結合されるのを阻止する一方、レシーバ１０により出力されるべきデータに対応するより低い周波数を通過させる。所望のデータ信号を示すエンベロープは、信号抽出ネットワーク２２の出力に現れ、図３Ｅに示されている。

図４Ａ、４Ｂ、４Ｃは、マイクロパワーベースバンド増幅器２７について３つの例となる代替設計を示す。他の設計も可能であることは明らかである。増幅器２７の重要な特徴は、供給レール２５（Ｖ_Ｓ）と増幅器５１の電源−ピンＶ_DDとの間に電流調整回路を含むことである。電流調整回路は、供給レール２５（Ｖ_Ｓ）と電源ピンＶ_DDとの間に接続された（１０メグオームのような）非常に高い抵抗値を有する抵抗５３と、電源ピンＶ_DDと接地側との間に接続されたバイパスコンデンサ５２（Ｃ＝２マイクロファラッド）と、を含む。

電流調整回路は、ＣＭＯＳ回路の生産変動、温度変化、及び電流変化に関わらず、自動的に増幅器５１を非常に低い電流レベルに維持する。代わりの設計において、本発明の範囲から逸脱することなしに、抵抗５３を定電流源で置き換え得ることが理解されるべきである。

増幅器５１は、リニアモードで動作する１又は２以上の通常のＣＭＯＳインバータ（Ｉｚ＝７４ＨＣＯ４又はＭＣ１４０６９）を含む。図４Ａは、多数のＣＭＯＳインバータ（すなわち５４．５５）を示すが、奇数個のインバータが代わりに選択され得るべきである。

これらのインバータ５４、５５がリニアモードで動作するようにするために、外部フィードバック抵抗経路５６Ａが、増幅器５１の出力と入力との間に、即ち点Ｘと点Ｘとの間に設けられている。この抵抗経路は、多くの方法で設計されることができ、これらの多くの方法のうちの３つが図４Ａ、Ｂ、及びＣにおいてそれぞれ符号５６Ａ、５６Ｂ、及び５６Ｃで示されている。これらの外部フィードバック抵抗経路は、インバータ５４、５５をリニアモードで動作させ、更に、増幅器５１の出力電圧をＶ_DD／２に等しくさせる。

フィードバック経路５６Ａは、図２及び４Ａにおいて好適なモードとして示されている。フィードバック経路５６Ａは、約２２メグオームの抵抗値を有する抵抗６０を含み、この抵抗６０は、２つのダイオード６１、６２（Ｄ＝１Ｎ４１４８）と直列に接続されている。これらのダイオード６１、６２は、並列に接続され、高い抵抗の経路を与えるようにする。フィードバック経路５６Ｂは、各々が約２２メグオームの抵抗値を有し直列に接続された２つの抵抗６５、６６と該抵抗６５、６６に接続された接地経路であって直列に接続された抵抗６７（Ｒ＝１メグオーム）及びコンデンサ６８（Ｃ＝０．１マイクロファラッド）から構成される接地経路と、を含む。フィードバック経路５６Ｃは、非常に高い抵抗値、例えばＲ＝４４メグオームを有する抵抗を含む。

図２に戻ると、論理インターフェイス２８は、電圧レベル中継器（トランスレータ）として機能し、出力増幅器２７の振れを論理回路２９のスレッシュホールドに基づいて中心位置決めする。論理インターフェイス２８は、供給レール２５と論理回路２９の入力との間に接続された第１の抵抗７７（Ｒ＝２２メグオーム）と、及び、増幅器２７と論理回路２９の入力との間に接続された第２の抵抗７６（Ｒ＝１０メグオーム）と、を含む。論理回路２９は、インバータ（Ｉ1＝７４ＨＣＯ４）を含むバイパスコンデンサＣＢ（Ｃ＝１０マイクロファラッド）は、高い周波数安定性のために、供給レール２５と接地側との間に接続されている。

図３Ａは、抑制オシレータ１４の矩形波発振信号の１期間を示し、当該発振信号は、パルス形成ネットワーク１６に供給される。図３Ｂに示されるように、パルス形成ネットワーク１６は、微分器として作用し、図３Ａの矩形波発振信号を速い上昇時間及び指数的減衰尾部を有する高ピーク電流信号に変換し、当該信号をコルピッツオシレータ１２に供給する。速い上昇時間の間に、すなわち高ピーク電流（０．１−１ｍＡ）の期間に、コルピッツオシレータには、発振させられる。なぜならば、高ピーク電流値は、トランジスタ１５の相互コンダクタンスを増加させるからであり、これは発振を支持する。しかしながら、図３Ｂの減衰尾部の間のある点で、コルピッツオシレータには抑制される。抑制オシレータ１４は、非常に低い電流レベルで発振するが、同時に、高ピーク電流スパイクを与えてコルピックオシレータ１２を駆動するようにする。

図３Ｃは、パルス形成ネットワーク１６により発生される速い上昇信号が負であるときにのみ、その後、短期間に、コルピッツオシレータ１２のトランジスタ１５がターンオンさせられることを示す。コルピッツオシレータ１２の発振周波数は、約３００ＭＨｚである。本例において、抑制オシレータ１４の発振周波数は、約５０ＫＨｚであり、抑制（quenching）は、約２０ミリ秒生じる。

オシレータ１２は、短期間発振し、発振は、ＲＦ入力カップリングネットワーク１９のＱに依存して減衰する。Ｑについての１つの定義は、発振が約３７％に減衰するサイクル数である。本例において、発振器間は、約３００ナノ秒（１００サイクル×３ナノ秒／サイクル）であり、これは２０マイクロ秒の全デューティサイクルの小部分（すなわち、デューティサイクルの１．５％）を示す。これは、アンテナ２０により受信されるＲＦ伝送リンクから入力連続データを低パワーで再復するという重要な区別できる特徴を与える。

図３Ｄは、デジタルデータを示す典型的なパルス化されたＲＦ波形を示し、図３Ｅは、レシーバ１０の出力で再生されたデータを示す。図３Ｄ及びＥは、図３Ａ、Ｂ、及びＣより長い時間スケールに基づいている。パルス化されたＲＦシグナルは、トランジスタ１５のベース・エミッタ結合で同期して整流され、ここで、抑制オシレータ１４により生成されるパルス化発振は、結合を駆動して導通状態にしたり非導通状態にし、受信されたＲＦパルスを有する同期整流を与えるようにする。同期ＲＦ信号の存在は、トランジスタ１５を流れる電流を増加させこれは、抽出され、増幅器２７にデータとして印加される。

このように設計されると、マイクロパワー増幅器２７は、通常のレシーバにより引き出される電流より低い桁の最小電流を１マイクロアンペアのオーダで引き出す。マイクロパワー増幅器２７の全機能は、ベースバンド増幅器の全機能であり、これは、オーディオあるいはデータ増幅器として動作することができる。図示されたマイクロパワー増幅器の増幅率は、約１０００である。

通常のレシーバに直面し且つ本件マイクロパワー増幅器２７により取り扱われる１つの重要な問題となる現象は、トーテムポール電流スパイキングである。この現象は、電圧出力がＶ_DD／２であるときに引き出される高パワー供給電流スパイクＩ_DDにより特徴付けられる。この電流スパイクは、４０から５０ミリアンペアの範囲であり得、電流すなわち電池を速く放出させ得る。電圧Ｖ_DDを減少させることにより、電流スパイクも減少させられ、増幅率は、ほぼ一定を維持する。本件マイクロパワー増幅器２７は、電流調整回路４８のために非常に近い電圧Ｖ_DDで動作し、このようにして、最小電流を引き出し、最小パワーを消費する。

本件発明のインベンティブな特徴は、レシーバ１０の低いパワー消費により例示される。前記の図示において、電源として使用されるアルカリ電池（Ｖｓ＝１．５ボルト）は、約３０年持続することが期待されるが、実際には、電池自身の貯蔵寿命により制限される。

図５は、図１のＲＦレシーバ１０を含むトランスポンダー８０のブロック図である。トランスポンダー８０は、ＲＦレシーバ１０に接続されたアンテナ２０（図１）のような受信アンテナを含む。アンテナ２０は、レシーバ１０の一部であってもよいことを気付くべきである。レシーバ１０の出力でのデータは、データ処理ネットワーク８２に伝達され、このネットワーク８２は、データを処理し、処理された情報を送信機（トランスミッター）８４に送り戻し、送信アンテナ８６から送信するようにする。送信機８４は、低い平均パワー消費のために低デューティサイクルで動作する通常の送信機であってもよい。

トランスポンダー８０についての１つの例示となる適用において、レシーバ１０により発生されるデータパルスは、データ処理ネットワーク８２により復号化され、このネットワーク８２は、トランスポンダー８０を使用するための使用者の権限の有効性を識別する受容符号を与える。データ処理ネットワーク８２は、使用者のユニットへの質問を発生し、このような質問を送信アンテナ８４を介して伝送してもよい。使用者のユニットは、それから、質問に自動的に応答し、当該応答をトランスポンダー８０に伝達し、当該トランスポンダー８０は、ルックアップテーブルによりこのような応答の正確さを確認する。いくつかの適用において、外部データは、各種のインストルメンツへの符号及び各種のインストルメンツからの符号を含み得る。送信機８４は、通常オフである。

図６は、本発明によるＲＦレシーバ１００の第２実施例の回路図である。レシーバ１００は、一般に、２つの回路セクションを含み、各セクションは、線１−１の各側にある。線１−１の右側の回路は、図１の回路と同様であり、従って、再び記述されない。線１−１の左側の回路は、典型的には０．１〜１マイクロヘンリーの範囲であり３００ＭＨｚのオーダの共振周波数を有する自己共振回路１０１を含む。共振回路１０１は、レシーバ１００の動作周波数を定め、また、いくつかの適用においてアンテナとして作用する。図１の入力カップリングネットワーク１９は、レシーバ１００の選択性を改善するために、適用され得る。

レシーバ１００は、更に、抵抗１０３（Ｒ＝２．２メグオーム）により（典型的には０．３ボルト）わずかに前方にバイアスされたショットキーダイオード１０２を含む。このような前方へのバイアスは、有用な整流が非常に低い信号レベルで生じる領域でダイオードＩＶ曲線にダイオード１０２の動作点を設定する。ＩＶ曲線が事実非リニアであるので、到来するＲＦ信号がダイオード１０２の両端の電圧を変化させると、対応するダイオード電流の変化は、主にユニポーラであり、すなわち、上方への電流の振れは、下方への電流の振れより大きく、結果としての平均信号ΔＩは、非零、すなわち正である。この電流変化ΔＩは、前方−電圧におけるわずかのシフトΔＶを生じさせ、このシフトΔＶは、ダイオード１０２と増幅器２７の入力との間に接続されたコンデンサ１０４（Ｃ＝０．４７マイクロファラッド）により結合される。電圧ΔＶは、検出されたＲＦ信号である。

漂遊容量１０５（破線にて示されている）は、整流されたＲＦパルスを平均化する。コンデンサ１０４は、ＤＣ成分が増幅器２７に流れるのを阻止するが、データパルスを通過させるＤＣ阻止コンデンサである。ＤＣ成分は除去され、この結果、増幅器２７は、飽和状態に駆動されない。

レシーバ１００は、図２のレシーバ１０より感度が低く選択性が低くあり得るが非常に少ないエネルギーを消費する。前述した図示において、電源として使用される１つのアルカリ電池（Ｖ_Ｓ＝１．５ボルト）は、約３００年持続することが期待されるが、実際には、電池自身の貯蔵寿命により制限される。

図７は、本発明によるＲＦレシーバ２００の第３実施例の回路図である。レシーバ２００は、一般に、２つの回路セクションを含み、各セクションは、線２−２の各側にある。線２−２の右側の回路は、図１の回路と同様であり、従って、再び記述されない。線２−２の左側の回路は、典型的に３００ＭＨｚのオーダのＲＦ信号を受信する受信アンテナ２０２を一般に含む。

受信された信号は、周波数選択ネットワーク（ＦＳＮ）２０４に印加され、このネットワーク２０４は、所望の（１又は複数の）同調周波数を決定し、ＲＦ信号をサンプリング混合器２０６に供給する。ＦＳＮ２０４は、フィルタとして作用し、１つ又はある範囲のＲＦ周波数のみが通過するのを許す。ＦＳＮ２０４は、タップを有するインダクター２０９に並列に接続されたコンデンサ２０７（Ｃ＝５マイクロファラッド）を含む共振ＬＣ回路から一般に構成される。このＬＣ回路は、インピーダンス適合ネットワークとして作用し、整合された成端をアンテナインピーダンス（典型的に７５オーム）に与えるようにし、更に、高いインピーダンス出力を与えてサンプリング混合器２０６の平均インピーダンス（典型的に１０キロオーム）を整合するようにする。

このインピーダンスの整合は、最適なパワー伝送が生じるのを許す。更に、本件ＦＳＮ２０４は、比較的長い負荷のかからない出力期間を有し、これにより、本件ＦＳＮ２０４は、非導通サンプリング間隔の間にエネルギーを蓄積して格納することになっている。サンプリングの時に、非常に低いインピーダンスは、ＦＳＮ２０４の両端に有効に配置され、このＦＳＮ２０４に格納されたエネルギーが実質的に抽出されるようにする。このようにして、ＦＳＮ２０４は、適合していない混合器に比して非常に有効な混合器を与える。

サンプリング混合器２０６は、周期的にＲＦ信号をサンプルし、ＲＦ信号のサンプルされたレプリカを得るようにし、これは、トランスポンダーリンクを介して伝送されるべきオーディオあるいはデータ情報を保持する。このレプリカは、検出されたＲＦ信号である。サンプリング混合器２０６は、次式で示されるように、受信されたＲＦ信号を多数のサンプリング周波数でサンプルする：
Ｆ（Ｓｉｇ）＝Ｆ（ＲＦ）−ｎＦ（ＬＯ）
ここで、Ｆ（Ｓｉｇ）は、検出されたＲＦ信号の周波数であり、Ｆ（ＲＦ）は、ＦＳＮ２０４のＲＦフィルタング周波数であり、ｎは整数であり、Ｆ（ＬＯ）は、局所オシレータ周波数（典型的に３００ＫＨｚ）により設定されたサンプリング周波数である。オーディオ／データ帯域幅は、０と１０ＫＨｚの間の範囲にある一方、ＲＦ周波数は、０と５００ＭＨｚの間の範囲にある。

サンプリング混合器２０６は、共通のカソード形態で２つのショットキーダイオード２１１，２１２を含む。ダイオード２１２のアノードは、ローパスフィルタ２１４に接続され、このローパスフィルタ２１１，２１２は、ショットキーダイオード２１１、２１２の出力でのオーディオ及び／又はデータ信号を平滑するとともに、ＲＦ及び局所オシレータ成分を取り除く。ローパスフィルタ２１４は、ショットキーダイオード２１２のアノードと接地側との間で並列に接続されたコンデンサ２１６（Ｃ＝１００ピコファラッド）と抵抗２１７（Ｒ＝１メグオーム）とから構成されるＲＣ回路で構成される。局所オシレータゲートパルスは、ショットキーダイオード２１１、２１２の共通カソードに供給され、ダイオード２１１、２１２を周期的に導通状態に駆動し、これにより、ＦＳＮ２０４からのＲＦ信号をサンプリングするようにする。サンプリング混合器２０６の出力は、それから、カップリングコンデンサ４９（Ｃ＝０．００１マイクロファラッド）を介して増幅器２７に供給される。

レシーバ２００は、更に、局所オシレータ２２５を含み、この局所オシレータ２２５は、水晶２２７により典型的に３００ＫＨｚの矩形波あるいは他の所望の発信周波数を発生する。水晶２２７は、コンデンサ２２８（Ｃ＝３３ピコファラッド）に直列に接続されるとともに、分路抵抗２２９（Ｒ＝１０メグオーム）の両端に接続され、且つ、インバータ２３０−（Ｉ１＝７４ＡＣＯ４）の入力端子と出力端子に接続されている。コンデンサ２３２（Ｃ＝２２ピコファラッド）は、インバータ２３０の入力と接地側との間に接続されている。インバータ２３０の供給ピンは、抵抗２３３（Ｒ＝４７キロオーム）を介して電流Ｖ’_DDに接続されている。電源Ｖ’_DDの電圧は、１．１と１．９ボルトの間の範囲であり、典型的な１．５ボルトの値を有する。分路コンデンサ２３５（Ｃ＝０．１マイクロファラッド）は、インバータ２３０の供給ピンと接地側との間に接続されている。

発振信号は、パルス発生器２５０に印加され、このパルス発生器２５０は、信号の上昇時間を減少することにより、より鋭い縁部を有する矩形波発振信号を与える。この目的のため、パルス発生器２５０は、インバータ２５１（Ｉ２＝７４ＡＣＯ４）を含み、このインバータ２５１の入力は、コンデンサ２５２（Ｃ＝１ナノファラッド）を介してインバータ２３０の出力に接続されている。分路抵抗２５３（Ｒ＝１０メグオーム）は、インバータ２５１の入力と出力との間に接続されている。インバータ２５１の電源ピンは、電源Ｖ’_DDに接続されるとともに、バイパスコンデンサ２５５（Ｃ＝０．１ファラッド）を介して接地されている。

速い上昇時間の矩形波は、それから、パルス形成ネットワーク（ＰＦＮ）２６０に供給され、このパルス形成ネットワーク２６０は、インバータ２５１の出力とショットキーダイオード２１１，２１２の共通カソードとの間に接続されたコンデンサ２６１（Ｃ＝２ピコファラッド）から構成され、このコンデンサ２６１は、続いて、分路抵抗２６２（Ｒ＝１キロオーム）に接続されている。パルス形成ネットワーク２６０の機能は、パルス形成ネットワーク１６（図１）の機能と同様である。パルス形成ネットワーク２６０は、微分器として作用し図３Ｂに示されるように、パルス発生器２５０の出力での速い上昇時間の矩形波信号を速い上昇時間及び指数的に減衰する尾部を持つ高ピーク電流信号に変換し、この高ピーク電流信号をショットキーダイオード２１１、２１２の共通カソードに印加する。パルス形成ネットワーク２６０の出力での負パルスは、サンプリング混合器２０６をバイアスさせ、当該サンプリング混合器２０６を駆動して導通状態にし、アンテナ２０２を介して受信されたＲＦ信号のサンプリングを行う。

ＦＳＮ２０４は、同調ＲＦ周波数を排他的に決定していないことに気付くべきである。レシーバ２００の主な利点は、かなり低いパワー消費と正確な受信周波数水晶オシレータ２２７により正確な周波数を定める能力である。前記の図示において、電源として使用されるあるアルカリ電池（Ｖs＝１．５ボルト）は約１０年持続することが期待されるが、実際には電池自体の貯蔵寿命により制限される。

本発明のいくつかの例示としての適用は、自動車のガレージドアの開放装置、自動車、家庭、及び商業的セキュリティシステムのキーレスエントリーシステム、ポータブル且つコードレス電話、遠隔測定器読取システム、遠隔計器システム、ペースメーカーのような医療的移植、無線ドアベル及び炉のサーモスタットのような遠隔制御装置、ゴルフボール追跡、なだれ犠牲者位置、及びＲＦレシーバが多年の連続的な電池動作を有するのを要求する同様の適用を含むが、これらの適用に限定されない。

本発明の前述の記載は、図示及び記述のために提示されてきた。本発明の前述の記載は、網羅的であることを意図されておらず、すなわち、記述された正確な形態に本発明を限定することを意図されておらず、他の変更は、前述の教示の点で可能である。

本発明の前記の及び他の特徴、並びにこれらの特徴を達成する様式は、以下、明らかになり、本発明は、それ自体、次の記載及び添付図面を参照することにより最も良く理解される。添付図面において、
本発明によるＲＦレシーバのブロック図形式での回路図である。図１のＲＦレシーバの第１実施例のより詳細な回路図である。図１及び図２のＲＦレシーバの異なる段階での各種の波形を示す。図１及び図２のＲＦレシーバの異なる段階での各種の波形を示す。図１及び図２のＲＦレシーバの異なる段階での各種の波形を示す。図１及び図２のＲＦレシーバの異なる段階での各種の波形を示す。図１及び図２のＲＦレシーバの異なる段階での各種の波形を示す。図１及び図２のＲＦレシーバにおいて使用されるマイクロパワー増幅器についての各種の設計を示す。図１及び図２のＲＦレシーバにおいて使用されるマイクロパワー増幅器についての各種の設計を示す。図１及び図２のＲＦレシーバにおいて使用されるマイクロパワー増幅器についての各種の設計を示す。図１、図６、及び図７のＲＦレシーバを含むトランスポンダーのブロック図である。本発明によるＲＦレシーバの第２実施例の回路図である。本発明によるＲＦレシーバの第３実施例の回路図である。

Claims

ＲＦ信号を受信するための受信アンテナと、マイクロパワーＲＦ増幅器とを有するＲＦレシーバであって、
ａ）前記受信アンテナに接続され、１又は２以上の所望の同調周波数を決定するための周波数選択ネットワークと、
ｂ）前記周波数選択ネットワークに接続されるとともに、平均インピーダンスを有しており、前記ＲＦ信号を周期的にサンプリングして、前記ＲＦ信号のサンプル化されたレプリカを得るためのサンプリング混合器と
を更に備え、
ｃ）前記周波数選択ネットワークは、インピーダンス適合ネットワークとして作用し、整合された成端を前記アンテナに与えるとともに、高インピーダンス出力を与えて、前記サンプリング混合器の前記平均インピーダンスを整合するようにし、
ｄ）前記周波数選択ネットワークは、比較的長い負荷のかかっていない出力期間と長い非導通サンプリング間隔とを有し、これにより、前記周波数選択ネットワークは、前記非導通サンプリング間隔中、及び、サンプリングの時に、エネルギーを蓄積するとともに格納し、格納されたエネルギーが実質的に抽出されており、
ｅ）前記マイクロパワー増幅器は、前記サンプリング混合器に接続され、前記サンプルされたレプリカ信号を増幅する
ことを特徴とするＲＦレシーバ。
前記サンプリング混合器は、下式で示されるように、多数のサンプリング周波数で変調されたＲＦ信号をサンプルする：
Ｆ（Ｓｉｇ）＝Ｆ（ＲＦ）−ｎＦ（ＬＯ）、
ここで、Ｆ（Ｓｉｇ）は、変調されたＲＦ信号の周波数であり、Ｆ（ＲＦ）は、前記周波数選択ネットワークのＲＦフィルタリング周波数であり、ｎは整数であり、Ｆ（ＬＯ）は、局所オシレータにより設定されるサンプリング周波数である、請求項１に記載のＲＦレシーバ。
前記サンプリング混合器は、共通のカソード形態で２つのショットキーダイオードを有しており、局所オシレータのゲートパルスが、前記ショットキーダイオードの共通のカソードに供給される、請求項２に記載のＲＦレシーバ。
矩形波の発振信号を生成するための局所オシレータを更に含む、請求項３に記載のＲＦレシーバ。
前記局所オシレータに接続され、前記矩形波の発振信号の上昇時間を減少するためのパルス発生器を更に含む、請求項４に記載のＲＦレシーバ。
前記パルス発生器と前記両ショットキーダイオードの共通カソードとの間に接続されて、前記パルス発生器の出力での前記発振矩形波信号を、速い上昇時間及び指数的に減衰する尾部を有する高ピークの電流信号に変換するためのパルス形成ネットワークを更に含む、請求項５に記載のＲＦレシーバ。
請求項１乃至６の何れか１つに記載のレシーバを含むトランスポンダー。
ａ）所定の抑制周波数で一連の抑制発振パルスを発生するための外部抑制オシレータと、
ｂ）前記抑制オシレータに接続され、前記一連の抑制発振パルスを一連の指数的に減衰する駆動パルスに変換するためのパルス形成ネットワークと、
ｃ）前記駆動パルスに接続されるとともに、前記駆動パルスにより駆動されるオシレータと、
ｄ）前記オシレータに接続され、変調された信号を受信するためのアンテナと、
ｅ）ＲＦオシレータに接続され、前記抑制周波数信号を阻止するとともに、検出された信号を通過させるための信号抽出ネットワークと、
ｆ）前記信号抽出ネットワークに接続され、前記検出された信号を増幅するマイクロパワー増幅器と
を含むレシーバ。