JP2006191766A - Direct-current power supply device - Google Patents

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Kiyomi Watanabe
清美 渡辺
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a rectifying circuit capable of automatically switching a normal full-wave rectification circuit and a voltage doubler rectification circuit according to the magnitude of a load current. <P>SOLUTION: A direct-current power supply device 100 is constructed as follows: at least two sets of rectification arms A1 each having a pair of rectifying devices connected in series with each other are connected in bridge formation to form a bridge rectifying circuit; and capacitors C1 and C2 are connected in parallel with both or either of the rectifying devices in either rectification arm A1 of the bridge rectifying circuit. The capacitors have such capacitance that the following operation is performed when a load supplied with power from the direct-current power supply device 100 is in a high-impedance state, the capacitors substantially supply power to the load. At the same time, the bridge rectifying circuit and the capacitors operate as a voltage doubler rectification circuit. When the load is brought into a low-impedance state, the load is supplied with power through the rectifying devices in the bridge rectifying circuit. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、ブリッジ整流回路、特に高インピーダンス状態と低インピーダンス状態とを呈する負荷装置に定電力を給電するのに適した直流電源装置に関する。   The present invention relates to a bridge rectifier circuit, and more particularly to a DC power supply device suitable for supplying constant power to a load device that exhibits a high impedance state and a low impedance state.

放電エネルギーを利用する放電負荷として、各種のレーザ装置、放電灯点灯装置、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、放電によって金属薄膜を種々の物質の表面に形成する装置などがあり、非常に広い分野において放電負荷が使用されている。これら放電負荷は定電力を要求するものが多い。その放電は、不活性ガスのような特定のガス中、あるいは大気中などで発生されるが、放電の発生時には高い電圧をトリガ又はストライク電圧(以下ではトリガ電圧という。)として放電負荷の放電電極間に印加する必要がある。このとき、トリガ電力を供給する能力が不足すると、放電負荷の漏れ電流によって放電電極間の電圧が上昇せず、放電状態に至らないことがある。しかし、トリガ電力が大き過ぎる場合にはアーク放電に移行し易いなどの問題がある。このため、従来の電源装置にあっては、適したトリガ電力を放電負荷に与えるために、定常放電時の定電力を供給する電源部分とは別に、別途、プラズマ放電開始用の着火(トリガ)用電源部分を備えるものなどがある(例えば、特許文献1、2参照)。   As a discharge load using discharge energy, various laser devices, discharge lamp lighting devices, strobe devices, electric discharge machining devices, fusion splicing devices for optical fibers, devices for forming metal thin films on the surface of various substances by discharge, etc. There are discharge loads in very wide fields. Many of these discharge loads require constant power. The discharge is generated in a specific gas such as an inert gas, or in the atmosphere. When discharge occurs, a high voltage is used as a trigger or strike voltage (hereinafter referred to as trigger voltage), and the discharge electrode of the discharge load. It is necessary to apply between them. At this time, if the ability to supply trigger power is insufficient, the voltage between the discharge electrodes does not increase due to the leakage current of the discharge load, and the discharge state may not be reached. However, when the trigger power is too large, there is a problem that it is easy to shift to arc discharge. For this reason, in the conventional power supply device, in order to give a suitable trigger power to the discharge load, ignition (trigger) for starting plasma discharge is separately provided separately from the power supply portion that supplies constant power during steady discharge. For example, there are those provided with a power source portion (for example, see Patent Documents 1 and 2).

しかしながら、このような放電負荷用電源装置にあっても次のような問題がある。前述のような放電負荷用の電源装置の場合、出力電圧がある範囲で可変である必要があり、また、定電力が要求されるから、例えば、出力が20kWで、定格出力電圧が1000V、そのとき供給可能な出力電流は20Aである。そして、出力電圧が300Vのときには、67Aの出力電流を放電負荷に供給することが要求される。しかし、通常の放電負荷用電源装置では、1000V−20Aで電源を設計すると、回路方式にもよるが、300Vでの最大電流が高々30A程度であり、いずれにせよ定格出力電圧1000Vとそれよりも大幅に低い出力電圧300Vとの双方において20kWの出力を満足させることができない。   However, such a discharge load power supply device has the following problems. In the case of a power supply device for a discharge load as described above, the output voltage needs to be variable within a certain range, and since constant power is required, for example, the output is 20 kW, the rated output voltage is 1000 V, Sometimes the output current that can be supplied is 20A. When the output voltage is 300 V, it is required to supply an output current of 67 A to the discharge load. However, in a normal discharge load power supply device, if the power supply is designed at 1000V-20A, the maximum current at 300V is about 30A at most, depending on the circuit system, and in any case, the rated output voltage is 1000V or higher. An output of 20 kW cannot be satisfied both with a significantly lower output voltage of 300V.

このような電源装置においては、トランスの2次巻線に中間電圧タップを設け、その中間電圧タップに切り替えると低電圧大電流になり、300V−67Aの電力を出力できるようにしているものがある。しかし、タップ切替は、電源装置のハウジングを開けて切替作業を行わなければならないので、手間がかかると同時に、切替時に必ず残留電荷の放電を確認して安全性を図らなければならないなど煩雑である。このようなことを避けるために、最大電流を供給できる大容量の電源を設計する必要があるが、例えば前記の例では、1000V−67Aの電力容量、つまり67kWを出力できる大容量の電源装置を製作しなければならない。その場合、トランスの大きさは、概略その最大電圧と最大電流との積に比例するので、67kWの電力容量をもつトランスが必要になり、これは伝達電力20kWの3倍以上となる。このことは、明らかにトランスを含む電源装置全体が大型化すると同時に、重量も増し、また、コストアップとなって不経済である。
特開2004−040962 米国特許第5717293
In such a power supply device, there is an apparatus in which an intermediate voltage tap is provided in the secondary winding of the transformer, and when switching to the intermediate voltage tap, a low voltage and large current is generated, and 300V-67A power can be output. . However, switching the tap requires opening the housing of the power supply device to perform the switching operation, which is cumbersome and requires troublesome confirmation of the discharge of residual charges at the time of switching. . In order to avoid this, it is necessary to design a large-capacity power supply that can supply the maximum current. For example, in the above example, a large-capacity power supply apparatus that can output a power capacity of 1000 V-67 A, that is, 67 kW, is used. Must be made. In that case, since the size of the transformer is roughly proportional to the product of the maximum voltage and the maximum current, a transformer having a power capacity of 67 kW is required, which is more than three times the transmission power 20 kW. This clearly increases the overall size of the power supply device including the transformer, increases the weight, and increases the cost, which is uneconomical.
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-040962 US Pat. No. 5,717,293

本発明は、このような問題点を解決するために、負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に切替るよう動作して、ほぼ一定の電力を供給できる整流回路を実現することを課題としている。本発明におけるこの自動的な切替は、トランスの中間電圧タップの切替は勿論のこと、機械的スイッチ、半導体スイッチなど物理的な切替を一切必要とすることなく、電子的に行われることが特徴である。しかも、例えば負荷が放電負荷の場合には、非常に簡単な回路構成で、かつインバータ回路の簡便な通常のパルス幅制御方法でもって、放電を発生させるのに必要な交流入力電圧のほぼ2倍の高い電圧を供給し、また、放電負荷が放電状態になって、低インピーダンスになるときには、前記初期の高い電圧よりも低い電圧であって、定常放電状態を維持するのに必要な直流定電力を供給できるようにすることを目的にしている。   In order to solve such problems, the present invention operates to automatically switch between a normal full-wave rectifier circuit and a voltage doubler rectifier circuit according to the magnitude of the load current, so that a substantially constant power is obtained. An object is to realize a rectifier circuit that can be supplied. This automatic switching in the present invention is characterized in that it is performed electronically without requiring any physical switching such as mechanical switches and semiconductor switches as well as switching of the intermediate voltage tap of the transformer. is there. Moreover, for example, when the load is a discharge load, the AC input voltage necessary to generate discharge is almost twice as much as a simple pulse width control method of an inverter circuit with a very simple circuit configuration. When the discharge load is in a discharge state and becomes low impedance, the DC constant power required to maintain a steady discharge state is lower than the initial high voltage. It aims to be able to supply.

第1の発明は、前記課題を解決するために、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも2組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなる直流電源装置にあって、当該直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置を提供するものである。   In order to solve the above-mentioned problem, the first invention is to rectify only one of the rectifying arms in a bridge rectifying circuit in which a rectifying arm including a pair of rectifying elements connected in series to each other is connected in a bridge configuration. In a DC power supply device in which a capacitor is connected in parallel to both or one of the elements, when the load fed from the DC power supply device is in a high impedance state, the capacitor substantially supplies current to the load. In addition, the bridge rectifier circuit and the capacitor operate as a voltage doubler rectifier circuit, and have a capacitance that supplies current to the load through the rectifier element of the bridge rectifier circuit when the load exhibits a low impedance state. And providing a DC power supply device characterized in that the capacitor has

第2発明は、前記課題を解決するために、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを2組ブリッジ構成に接続してなる単相の第1、第2、第3のブリッジ整流回路を3相ブリッジ構成に接続してなる3相のブリッジ整流回路を備え、3相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方または一方にコンデンサを並列接続し、前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用子を接続してなり、前記直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置を提供するものである。   In order to solve the above-mentioned problem, the second invention is a single-phase first, second, and third bridge rectification formed by connecting a rectification arm having a pair of rectification elements connected in series to each other in a two-bridge configuration. A DC power supply device comprising a three-phase bridge rectifier circuit formed by connecting a circuit in a three-phase bridge configuration, converting a three-phase AC input to DC and outputting DC power, wherein the first, second and third A capacitor is connected in parallel to both or one of the rectifying elements of only one of the rectifying arms in each of the bridge rectifying circuits, and is connected in series to both or one of the positive, negative and negative sides of the first, second and third bridge rectifying circuits. When the load fed from the DC power supply device is in a high impedance state, the capacitor substantially supplies current to the load, and The rectifier circuit and the capacitor operate as a voltage doubler rectifier circuit, and when the load exhibits a low impedance state, the capacitor has a capacitance that supplies current to the load through the rectifier element of the bridge rectifier circuit. The present invention provides a direct-current power supply device characterized by comprising:

第3の発明は、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも2組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなり、交流入力を直流出力に変換する直流電源装置あって、当該直流電源装置の直流出力電流をIo、出力電圧をVo、前記ブリッジ整流回路の交流入力の周波数をf、前記各コンデンサのキャパシタンスをC、定数をkとして定数kが1.5〜12の範囲にあるとき、前記キャパシタンスCは、k×Io/Vo×f以下の小さな値(C≦k×Io/Vo×f)に選定されていることを特徴とする直流電源装置を提供する。   According to a third aspect of the present invention, a capacitor is provided to both or one of the rectifying elements of only one of the rectifying arms in a bridge rectifying circuit in which at least two sets of rectifying arms each having a pair of rectifying elements connected in series are connected in a bridge configuration. A DC power supply device that is connected in parallel and converts an AC input to a DC output, the DC output current of the DC power supply device is Io, the output voltage is Vo, the frequency of the AC input of the bridge rectifier circuit is f, When the capacitance of the capacitor is C and the constant is k and the constant k is in the range of 1.5 to 12, the capacitance C is a small value not more than k × Io / Vo × f (C ≦ k × Io / Vo × f). The DC power supply device is provided.

第4の発明は、互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを2組ブリッジ構成に接続してなる単相の第1、第2、第3のブリッジ整流回路を3相ブリッジ構成に接続してなる3相のブリッジ整流回路を備え、3相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続し、前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用素子を接続してなり、当該直流電源装置の直流出力電流をIo、出力電圧をVo、交流入力電圧の周波数をf、前記各コンデンサのキャパシタンスをC、定数をkとして定数kが0.5〜4の範囲にあるとき、前記キャパシタンスCは、k×Io/Vo×f以下の小さな値(C≦k×Io/Vo×f)に選定されていることを特徴とする直流電源装置を提供する。   According to a fourth aspect of the present invention, a single-phase first, second, and third bridge rectifier circuit formed by connecting two rectifying arms each having a pair of rectifying elements connected in series to each other in a bridge configuration has a three-phase bridge configuration. In a DC power supply device comprising a connected three-phase bridge rectifier circuit and converting a three-phase AC input to DC and outputting DC power, one of each of the first, second and third bridge rectifier circuits A capacitor is connected in parallel to both or one of the rectifying elements of the rectifying arm only, and a wraparound prevention element is connected in series to both or one of the positive side and the negative side of the first, second, and third bridge rectifier circuits. The constant k is in the range of 0.5 to 4, where the DC output current of the DC power supply is Io, the output voltage is Vo, the frequency of the AC input voltage is f, the capacitance of each capacitor is C, and the constant is k. In When the capacitance C provides a DC power supply apparatus characterized by being selected to k × Io / Vo × f following small value (C ≦ k × Io / Vo × f).

第5の発明は、前記第2の発明又は前記第4の発明において、前記回り込み防止用素子は、ダイオードであることを特徴とする直流電源装置を提供する。   A fifth invention provides a DC power supply device according to the second invention or the fourth invention, wherein the wraparound prevention element is a diode.

第6の発明は、前記第1の発明ないし前記第5の発明のいずれかにおいて、前記前記負荷は、放電開始前は高インピーダンス状態にあり、放電状態では低インピーダンス状態にある放電負荷であることを特徴とする直流電源装置を提供する   According to a sixth invention, in any one of the first to fifth inventions, the load is a discharge load in a high impedance state before the start of discharge and in a low impedance state in the discharge state. DC power supply device characterized by

前記第1の発明によれば、トランスの中間電圧タップの切替、機械的スイッチ、半導体スイッチなど物理的な切替を一切必要とすることなく、負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に電子的に切替を行うことができる。また、一般的な構成のブリッジ整流回路と適切な値のキャパシタンスを有するコンデンサとを組み合わせた簡単な回路構成でもって、負荷のインピーダンスが高いときには、高い電圧のほぼ一定の電力を供給し、負荷が低インピーダンス状態になるときにはその状態に適した低い電圧でほぼ一定の電力を供給することができる。つまり、負荷のインピーダンスが大幅に変化しても、トランスの中間電圧タップの切替、機械的スイッチ、半導体スイッチなど物理的な切替を一切必要とすることなく、定電力を負荷に供給できるので、負荷特性を改善することができる。   According to the first aspect of the present invention, the normal full-wave rectifier circuit and the voltage doubler are changed depending on the magnitude of the load current without requiring any physical switching such as switching of the intermediate voltage tap of the transformer, mechanical switch, or semiconductor switch. It is possible to automatically electronically switch between the rectifier circuit. In addition, with a simple circuit configuration that combines a bridge rectifier circuit of a general configuration and a capacitor having an appropriate value of capacitance, when the load impedance is high, an almost constant power of a high voltage is supplied, and the load is When a low impedance state is reached, a substantially constant power can be supplied at a low voltage suitable for that state. In other words, even if the impedance of the load changes significantly, constant power can be supplied to the load without requiring any physical switching such as switching of the intermediate voltage tap of the transformer, mechanical switch, or semiconductor switch. The characteristics can be improved.

前記第2の発明によれば、第1の発明の効果の他に、比較的電力の大きな負荷に給電するのに適した直流電源装置を提供できる。   According to the second invention, in addition to the effects of the first invention, a DC power supply device suitable for supplying power to a load having a relatively large power can be provided.

前記第3の発明によれば、第1の発明の効果の他に、より確実に負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に電子的に切替を行うことができる。   According to the third aspect of the invention, in addition to the effects of the first aspect of the invention, the electronic switching between the normal full-wave rectifier circuit and the voltage doubler rectifier circuit can be automatically and electronically more reliably depending on the magnitude of the load current. It can be carried out.

前記第4の発明によれば、第2の発明の効果の他に、より確実に負荷電流の大小によって通常の3相全波整流回路と3相倍電圧整流回路との間で電子的に切替を行うことができる。   According to the fourth aspect of the invention, in addition to the effect of the second aspect, the electronic switching between the normal three-phase full-wave rectifier circuit and the three-phase voltage doubler rectifier circuit can be made more reliably by the magnitude of the load current. It can be performed.

前記第5の発明によれば、第2の発明又は第4の発明の効果の他に、コンデンサ電圧を確保できるので、より確実に負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で電子的に切替を行うことができる。   According to the fifth invention, in addition to the effects of the second invention or the fourth invention, the capacitor voltage can be secured, so that the normal full-wave rectifier circuit and the voltage doubler rectifier circuit can be more reliably determined by the magnitude of the load current. Can be electronically switched between.

前記第6の発明によれば、第1、第2の発明の効果の他に、種のレーザ装置、放電灯点灯装置、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、放電によって金属薄膜を種々の物質の表面に形成する装置などの放電負荷に本発明を適用できる。   According to the sixth aspect of the invention, in addition to the effects of the first and second aspects, the laser device, the discharge lamp lighting device, the strobe device, the electric discharge machining device, the optical fiber fusion splicing device, the metal by discharge The present invention can be applied to a discharge load such as an apparatus for forming a thin film on the surface of various substances.

[実施形態1]
先ず、図1及び図2によって本発明を実施するための実施形態1について説明する。図1(A)は、本発明の第1の実施形態である直流電源装置100を示し、図1(B)は負荷が高インピーダンスを呈するときの整流回路の等価回路を示し、図1(C)は負荷が低インピーダンスを呈するときの整流回路の等価回路を示し、図2は負荷の電力特性を示す図である。図1において、入力側整流回路1は3相交流電圧を整流して直流電力に変換する一般的な3相フルブリッジ構成のものである。交流入力が単相の場合には、入力側整流回路1は勿論、単相のフルブリッジ構成のものである。インバータ回路2はその直流電圧を数kHz〜数10kHzの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路2は、MOSFET又はIGBTのようなスイッチング半導体素子を周知のフルブリッジ構成、又はハーフブリッジ構成にしたものなどであり、パルス幅制御(オン時間比率制御)されて、直流電力を単相の高周波電力に変換する。前記スイッチング素子にはダイオードが逆極性で並列接続されていることが好ましい。トランス3は、インバータ回路2から共振用インダクタ4と共振用コンデンサ5とを介して1次巻線3aに印加される高周波の共振電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を2次巻線3bに現出する。これら部材は交流源6を構成する。本発明は、交流源6によって制限されるものではなく、どのような交流源による交流電力でも本発明の目的は達成できる。
[Embodiment 1]
First, a first embodiment for carrying out the present invention will be described with reference to FIGS. 1 and 2. 1A shows a DC power supply device 100 according to the first embodiment of the present invention, FIG. 1B shows an equivalent circuit of a rectifier circuit when a load exhibits high impedance, and FIG. ) Shows an equivalent circuit of the rectifier circuit when the load exhibits low impedance, and FIG. 2 is a diagram showing power characteristics of the load. In FIG. 1, an input-side rectifier circuit 1 has a general three-phase full bridge configuration that rectifies a three-phase AC voltage and converts it into DC power. When the AC input is single-phase, the input-side rectifier circuit 1 is of course a single-phase full bridge configuration. The inverter circuit 2 converts the DC voltage into a high-frequency AC voltage of several kHz to several tens kHz. The inverter circuit 2 is a switching semiconductor element such as a MOSFET or IGBT having a well-known full-bridge configuration or a half-bridge configuration. The inverter circuit 2 is subjected to pulse width control (on-time ratio control) to convert DC power into a single phase. Convert to high frequency power. It is preferable that a diode is connected in parallel with the reverse polarity to the switching element. The transformer 3 has an AC voltage obtained by boosting a high-frequency resonance voltage applied from the inverter circuit 2 through the resonance inductor 4 and the resonance capacitor 5 to the primary winding 3a with a predetermined transformation ratio. Appears in 3b. These members constitute an AC source 6. The present invention is not limited by the AC source 6, and the object of the present invention can be achieved with AC power from any AC source.

トランス3の2次巻線3bには、互いに直列接続された整流素子7Aと7Bとを備える第1の整流アームA1と、互いに直列接続された整流素子7Cと7Dとを備える第2の整流アームA2とからなる単相のブリッジ整流回路7が接続されている。そして、第2の整流アームA2の整流素子7Cと7DとだけにコンデンサC1、C2がそれぞれ並列接続されている。これらコンデンサC1、C2は後述する理由から、所定値以下のキャパシタンスを有する。このようなキャパシタンスを有するコンデンサC1、C2をブリッジ整流回路7のいずれかの整流アームの整流素子に並列接続したことが本発明の大きな特徴である。なお、コンデンサC1、C2は互いに直列接続されており、共振用コンデンサ5はトランス3の2次巻線3b側に接続してもよい。   The secondary winding 3b of the transformer 3 includes a first rectifying arm A1 including rectifying elements 7A and 7B connected in series with each other, and a second rectifying arm including rectifying elements 7C and 7D connected in series with each other. A single-phase bridge rectifier circuit 7 composed of A2 is connected. The capacitors C1 and C2 are connected in parallel only to the rectifying elements 7C and 7D of the second rectifying arm A2. These capacitors C1 and C2 have a capacitance equal to or less than a predetermined value for the reason described later. A major feature of the present invention is that the capacitors C1 and C2 having such a capacitance are connected in parallel to the rectifying element of any rectifying arm of the bridge rectifying circuit 7. The capacitors C1 and C2 may be connected in series with each other, and the resonance capacitor 5 may be connected to the secondary winding 3b side of the transformer 3.

ブリッジ整流回路7の正極直流端子T1と負極直流端子T2間には電圧検出回路8が接続されている。そして、負荷電流を検出する電流検出器9が負荷10に直列に接続されている。負荷10は、各種のレーザ装置、放電灯点灯装置、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、放電によって金属薄膜を種々の物質の表面に形成する装置などで代表される放電負荷の場合が多い。放電負荷は定電力を必要とするものが多いからである。電圧検出回路8によって検出された電圧検出信号、及び電流検出器9によって検出された電流検出信号は制御回路11に入力される。制御回路11は、前記電圧検出信号、電流検出信号によってインバータ回路2のスイッチング半導体素子を通常のパルス幅制御を行い、正極直流端子T1と負極直流端子T2間の電圧を制御すると共に、定電力又は電流制御などを行う。   A voltage detection circuit 8 is connected between the positive DC terminal T1 and the negative DC terminal T2 of the bridge rectifier circuit 7. A current detector 9 for detecting the load current is connected in series with the load 10. The load 10 is a discharge load typified by various laser devices, discharge lamp lighting devices, strobe devices, electric discharge machining devices, optical fiber fusion splicing devices, devices that form metal thin films on the surface of various substances by discharge, and the like. In many cases. This is because many discharge loads require constant power. The voltage detection signal detected by the voltage detection circuit 8 and the current detection signal detected by the current detector 9 are input to the control circuit 11. The control circuit 11 performs normal pulse width control on the switching semiconductor element of the inverter circuit 2 based on the voltage detection signal and the current detection signal, controls the voltage between the positive DC terminal T1 and the negative DC terminal T2, and has constant power or Perform current control.

コンデンサC1、C2のキャパシタンスはほぼ同じであり、Cであるものとする。コンデンサC1、C2のキャパシタンスCがある値以下であって、かつ初期の小さな負荷電流に対して十分な値であれば、ブリッジ整流回路6は図1(B)に示したような等価回路になり、つまり、第1の整流アームA1の整流素子7Aと7BとコンデンサC1又はC2とは倍電圧整流回路を構成し、交流源6の交流出力電圧Eのほぼ2倍の電圧2Eを出力することが分かった。この点についてもう少し詳しく説明すると、第1の整流アームA1の整流素子7A、整流素子7Bを通して充電されるコンデンサC1、C2の充電電荷は、負荷電流が小さいと交流源6の交流出力の各サイクルにおいて放電しきらず、コンデンサC1、C2に残留している電荷は、それらに並列接続されている整流素子7Cと7Dを逆バイアス状態に保持して、整流素子7Cと7Dを導通させない。   Capacitors C1 and C2 have substantially the same capacitance and are assumed to be C. If the capacitance C of the capacitors C1 and C2 is less than a certain value and sufficient for the initial small load current, the bridge rectifier circuit 6 becomes an equivalent circuit as shown in FIG. That is, the rectifying elements 7A and 7B of the first rectifying arm A1 and the capacitor C1 or C2 constitute a voltage doubler rectifier circuit, and output a voltage 2E that is almost twice the AC output voltage E of the AC source 6. I understood. This point will be described in more detail. Charges of the capacitors C1 and C2 charged through the rectifying element 7A and the rectifying element 7B of the first rectifying arm A1 are in each cycle of the AC output of the AC source 6 when the load current is small. The electric charges that are not completely discharged and remain in the capacitors C1 and C2 hold the rectifying elements 7C and 7D connected in parallel to each other in a reverse bias state, and do not conduct the rectifying elements 7C and 7D.

この結果、ブリッジ整流回路6は、図1(B)に示したような倍電圧整流回路と等価になる。倍電圧整流回路の負荷特性は、図2の曲線(B)で示すように、負荷電流が増加すると急激に電圧が降下する特性である。この電圧降下特性はコンデンサC1、C2の静電容量に依存し、容量が大きいほど、降下は少ない。ブリッジ整流回路6の無負荷時の出力電圧は、交流源6の交流出力電圧Eのほぼ2倍の電圧2Eとなる。また、負荷短絡時、すなわち負荷電圧がゼロボルトのときには、交流源6の交流出力電圧EをコンデンサC1、C2で短絡した短絡電流Isの整流波形となり、その短絡電流IsはコンデンサC1、C2の静電容量をCとしたときに、I=E/2πf・2Cに比例した値Isに近似することができる。   As a result, the bridge rectifier circuit 6 is equivalent to a voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. The load characteristic of the voltage doubler rectifier circuit is a characteristic in which the voltage drops rapidly as the load current increases, as shown by the curve (B) in FIG. This voltage drop characteristic depends on the capacitances of the capacitors C1 and C2, and the drop is smaller as the capacitance is larger. The no-load output voltage of the bridge rectifier circuit 6 is a voltage 2E that is almost twice the AC output voltage E of the AC source 6. When the load is short-circuited, that is, when the load voltage is zero volts, the AC output voltage E of the AC source 6 is a rectified waveform of the short-circuit current Is short-circuited by the capacitors C1 and C2, and the short-circuit current Is is the electrostatic capacitance of the capacitors C1 and C2. When the capacity is C, it can be approximated to a value Is proportional to I = E / 2πf · 2C.

また、負荷電流が大きい場合には、コンデンサC1、C2のキャパシタンスが不足して、倍電圧整流回路を構成するコンデンサとして機能せず、整流素子7A〜7Dは、図1(C)に示すような一般的な全波整流回路を構成する。すなわち、交流源6の交流出力の各サイクルにおいて第1の整流アームA1の整流素子7A、整流素子7Bを通して充電されるコンデンサC1、C2の充電電荷は、負荷電流が大きいために、交流源6の交流出力の各サイクルの前半で急速に放電されて残留せず、これに伴いコンデンサC1、C2のそれぞれに並列接続されている整流素子7C、7Dの逆バイアス時間が短くなり、ブリッジ整流回路7の交流入力の各サイクルにおいて、整流素子7C、7Dは導通する。この結果、ブリッジ整流回路7の出力電圧は交流源6の交流出力電圧Eとほぼ等しい電圧Eとなる。このとき、コンデンサC1、C2のキャパシタンスCが十分に大きければ、負荷電流が十分に大きい場合にも、ブリッジ整流回路7の出力電圧を電圧2E程度まで上昇させることができるが、本発明では第1の整流アームA1の整流素子7Aと7BとコンデンサC1又はC2とは倍電圧整流回路を構成する程度に、コンデンサC1、C2のキャパシタンスCを小さな値に設定しているので、負荷電流が十分に大きい場合にはブリッジ整流回路7の出力電圧は、交流源6の交流出力電圧Eとほぼ等しい電圧Eとなる。   When the load current is large, the capacitors C1 and C2 have insufficient capacitance and do not function as capacitors constituting the voltage doubler rectifier circuit, and the rectifier elements 7A to 7D are as shown in FIG. A general full-wave rectifier circuit is configured. That is, the charge of the capacitors C1 and C2 charged through the rectifying element 7A and the rectifying element 7B of the first rectifying arm A1 in each cycle of the AC output of the AC source 6 has a large load current. In the first half of each cycle of AC output, it is rapidly discharged and does not remain, and as a result, the reverse bias time of the rectifying elements 7C and 7D connected in parallel to the capacitors C1 and C2 is shortened. In each cycle of AC input, the rectifier elements 7C and 7D are turned on. As a result, the output voltage of the bridge rectifier circuit 7 becomes a voltage E that is substantially equal to the AC output voltage E of the AC source 6. At this time, if the capacitance C of the capacitors C1 and C2 is sufficiently large, the output voltage of the bridge rectifier circuit 7 can be increased to about 2E even when the load current is sufficiently large. The rectifying elements 7A and 7B of the rectifying arm A1 and the capacitor C1 or C2 set the capacitance C of the capacitors C1 and C2 to be small enough to form a voltage doubler rectifier circuit, so that the load current is sufficiently large. In this case, the output voltage of the bridge rectifier circuit 7 becomes a voltage E substantially equal to the AC output voltage E of the AC source 6.

ブリッジ整流回路7の負荷特性は、図1の曲線(C)となり、定格負荷時のブリッジ整流回路7の出力電圧は、交流源6の交流出力電圧Eとほぼ等しい電圧Eとなる。短絡時の出力電流は、交流源6の内部インピーダンスにより制限されるが、実際には、電流検出してインバータ回路2を制御し、インバータ回路2が耐え得る任意の値の定電流制御などが行われる。ここでは、倍電圧動作時の短絡電流Isの2倍、2Isに制御した場合を示す。したがって、このブリッジ整流回路7の負荷特性は、図1(B)に示した倍電圧整流回路の負荷特性を示す図2の特性(B)と、図1(C)に示した全波整流回路の負荷特性を示す図2の特性(C)とを合成した特性(A)となり、ほぼ定電力である特性を呈する。   The load characteristic of the bridge rectifier circuit 7 is a curve (C) in FIG. 1, and the output voltage of the bridge rectifier circuit 7 at the rated load is a voltage E that is substantially equal to the AC output voltage E of the AC source 6. The output current at the time of short circuit is limited by the internal impedance of the AC source 6, but in practice, the inverter circuit 2 is controlled by detecting the current, and constant current control of any value that the inverter circuit 2 can withstand is performed. Is called. Here, a case in which the short-circuit current Is during double voltage operation is controlled to 2 times and 2 Is is shown. Therefore, the load characteristic of the bridge rectifier circuit 7 includes the characteristic (B) of FIG. 2 showing the load characteristic of the voltage doubler rectifier circuit shown in FIG. 1 (B) and the full-wave rectifier circuit shown in FIG. 1 (C). A characteristic (A) obtained by combining the characteristic (C) of FIG.

このような知見を得て、本発明では前述の知見を実現し得るコンデンサC1、C2のキャパシタンスCを定量的に求めた。この直流電源装置の直流出力電流をIo、ブリッジ整流回路7の出力電圧、つまり整流電圧をVo、交流源6の出力電圧の周波数、つまりブリッジ整流回路7の交流入力電圧の周波数をf、定数をkとするとき、コンデンサC1、C2のキャパシタンスCはk×Io/Vo×f以下の小さな値、つまりC≦k×Io/Vo×fに選定すればよいことが分かった。ただし、この式が成り立つのは、コンデンサC1、C2のキャパシタンスC、電流Io、整流電圧Vo、周波数f、定数kを種々に変えて実験した結果、単相の場合には定数kが1.5ないし12の範囲に存在するときだけであることを確認している(3相の場合にはその3分の1の範囲である)。コンデンサC1、C2がC≦k(1.5〜12)×Io/Vo×fの式を満足するのキャパシタンスCを有することによって、負荷電流が小さいときには、ブリッジ整流回路6が図1(B)に示したような倍電圧整流回路となり、また、負荷電流が大きいときには、図1(C)に示すような一般的な全波整流回路を構成する。   Obtaining such knowledge, in the present invention, the capacitances C and C2 of the capacitors C1 and C2 capable of realizing the aforementioned knowledge were quantitatively obtained. The DC output current of this DC power supply device is Io, the output voltage of the bridge rectifier circuit 7, that is, the rectified voltage is Vo, the frequency of the output voltage of the AC source 6, that is, the frequency of the AC input voltage of the bridge rectifier circuit 7, and the constant It was found that the capacitance C of the capacitors C1 and C2 should be selected to be a small value not more than k × Io / Vo × f, that is, C ≦ k × Io / Vo × f. However, this equation holds when the constant k is 1.5 in the case of a single phase, as a result of experiment with various changes in the capacitance C, current Io, rectified voltage Vo, frequency f, and constant k of the capacitors C1 and C2. It is confirmed that it is only in the range of 12 to 12 (in the case of 3 phases, it is 1/3 of the range). When the capacitors C1 and C2 have a capacitance C satisfying the equation C ≦ k (1.5 to 12) × Io / Vo × f, the bridge rectifier circuit 6 is configured as shown in FIG. When the load current is large, a general full-wave rectifier circuit as shown in FIG. 1C is formed.

次に、図1に示した直流電源回路100の動作について説明する。先ず、交流源6の好ましい例を説明すると、簡単な回路構成、通常のパルス幅制御方法でもって、負荷10が前述のような放電負荷であるときにはほぼ一定の電力を供給できることが望まれる。IGBTのようなスイッチング素子をブリッジ構成に接続してなるブリッジインバータであるインバータ回路2と、その交流出力に直列に接続された共振用インダクタ4と共振用コンデンサ5、共振用コンデンサ5と並列に接続された1次巻線3aを有するトランス3、その2次巻線3bに接続されたブリッジ整流回路6は並列型共振コンバータを構成しており、この並列型共振コンバータは特公平6−48904号公報に開示されたものである。特公平6−48904号公報に詳細が開示されているので、ここでは詳述しないが、その並列型共振コンバータの出力電力は、共振用インダクタ4のインダクタンス値をLr、共振用コンデンサ5の共振キャパシタンス値をCrとするとき、共振インピーダンスZ=(Lr/Cr)1/2に反比例し、かつインバータ回路2のスイッチング周波数Fsに関連する共振周波数Fr=1/2(Lr・Cr)1/2を満足するインダクタンス値Lrとキャパシタンス値Crとの組み合わせで決定される。通常、共振周波数Frはスイッチング周波数Fsの1.5倍(Fr=1.5Fs)であり、スイッチング素子を流れる電流はほぼ共振電流波形となる。そして、トランス3の1次巻線3aには、共振作用によってインバータ回路の交流入力電圧の1.2〜1.8倍の電圧が得られる。 Next, the operation of the DC power supply circuit 100 shown in FIG. 1 will be described. First, a preferred example of the AC source 6 will be described. It is desired that a substantially constant power can be supplied with a simple circuit configuration and a normal pulse width control method when the load 10 is a discharge load as described above. An inverter circuit 2 that is a bridge inverter formed by connecting a switching element such as an IGBT in a bridge configuration, a resonance inductor 4 and a resonance capacitor 5 that are connected in series to the AC output, and a resonance capacitor 5 that are connected in parallel. The transformer 3 having the primary winding 3a and the bridge rectifier circuit 6 connected to the secondary winding 3b constitute a parallel resonance converter, which is disclosed in Japanese Patent Publication No. 6-48904. Is disclosed. Although details are disclosed in Japanese Examined Patent Publication No. 6-48904, the output power of the parallel-type resonance converter is Lr as the inductance value of the resonance inductor 4 and the resonance capacitance of the resonance capacitor 5. When the value is Cr, the resonance frequency Fr = 1/2 (Lr · Cr) 1/2 that is inversely proportional to the resonance impedance Z = (Lr / Cr) 1/2 and related to the switching frequency Fs of the inverter circuit 2 It is determined by a combination of a satisfactory inductance value Lr and capacitance value Cr. Normally, the resonance frequency Fr is 1.5 times the switching frequency Fs (Fr = 1.5 Fs), and the current flowing through the switching element has a substantially resonant current waveform. A voltage that is 1.2 to 1.8 times the AC input voltage of the inverter circuit is obtained in the primary winding 3a of the transformer 3 by resonance.

その正弦波状の交流電圧はトランス3によって所定の電圧に昇圧され、ブリッジ整流回路6の交流入力電圧となる。負荷10が放電負荷の場合には、負荷におけるガスの電気的特性の変化による負荷条件の変化、あるいは放電システムが異なることによって、負荷10が高インピーダンスになる場合と、低インピーダンスになる場合とがある。あるいは負荷10のインピーダンスが動作の途中で変化する場合もある。例えば、10kWの放電負荷であっても、1000V、10Aの高インピーダンス負荷から500V、20Aの低インピーダンス負荷に変化することがある。したがって、先ず、10kWの電力で流れる電流が小さい1000V、10Aの高インピーダンスの放電負荷を例にとって説明する。トランス3の2次巻線3bの電圧が端子Bに対して端子Aが正の半サイクルでは、端子Aから整流素子7A、コンデンサC1を通して端子Bに電流が流れて、キャパシタンスCの小さなコンデンサC1を図示極性で充電する。次に、端子Bが端子Aに対して正の半サイクルでは、端子Bから整流素子7B、コンデンサC2を通して端子Aに電流が流れて、キャパシタンスCの小さなコンデンサC2を図示極性で充電する。このとき、負荷電流が大きければ、端子Bから整流素子7C、コンデンサC1、C2、整流素子7Dを通して端子Aに流れる電流路が形成されるのであるが、前述したように負荷電流が小さいために、コンデンサC1はあまり放電されずに図示極性の電圧が残留しているために、コンデンサC1の残留電圧によって電圧整流素子7Cは逆バイアスされ、導通しない。トランス3の2次巻線3bの電圧が端子Bに対して端子Aが正の半サイクルでも同様であって、コンデンサC2の残留電圧によって整流素子7Dは逆バイアスされて導通しないから、前述したようにブリッジ整流回路6は図1(B)に示したような倍電圧整流回路となり、その負荷特性は、図2の特性(B)のようになる。   The sinusoidal AC voltage is boosted to a predetermined voltage by the transformer 3 and becomes an AC input voltage of the bridge rectifier circuit 6. When the load 10 is a discharge load, the load 10 may have a high impedance or a low impedance due to a change in load conditions due to a change in electrical characteristics of a gas in the load or a different discharge system. is there. Alternatively, the impedance of the load 10 may change during the operation. For example, a discharge load of 10 kW may change from a high impedance load of 1000 V and 10 A to a low impedance load of 500 V and 20 A. Therefore, first, a description will be given by taking as an example a discharge load with a high impedance of 1000 V and 10 A, in which a current flowing with 10 kW of power is small. In a half cycle in which the voltage of the secondary winding 3b of the transformer 3 is positive with respect to the terminal B and the terminal A is positive, a current flows from the terminal A to the terminal B through the rectifier element 7A and the capacitor C1. Charge with polarity shown. Next, in a half cycle when terminal B is positive with respect to terminal A, current flows from terminal B to terminal A through rectifier 7B and capacitor C2, and capacitor C2 having a small capacitance C is charged with the polarity shown. At this time, if the load current is large, a current path that flows from the terminal B to the terminal A through the rectifying element 7C, the capacitors C1 and C2, and the rectifying element 7D is formed, but since the load current is small as described above, Since the capacitor C1 is not discharged so much and the voltage having the polarity shown in the figure remains, the voltage rectifier 7C is reverse-biased by the residual voltage of the capacitor C1 and does not conduct. The voltage of the secondary winding 3b of the transformer 3 is the same even when the terminal A is a positive half cycle with respect to the terminal B, and the rectifier element 7D is reverse-biased by the residual voltage of the capacitor C2 and thus does not conduct. The bridge rectifier circuit 6 is a voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. 1B, and its load characteristics are as shown in FIG. 2B.

そして、コンデンサC1、コンデンサC2それぞれの電圧がトランス3の2次巻線3bの端子Aと端子Bとの間の電圧Eにほぼ等しい電圧に達すると、負荷10に電圧Eの2倍にほぼ等しい−2Eが印加される。この電圧によって、高インピーダンスの放電負荷に所定の電力を供給できる。次に、負荷条件が変化して、又は異なる放電システムによって負荷10のインピーダンスが低下すると、例えば、同じ10kWの電力でも、500V、20Aの低インピーダンス放電負荷の場合には、負荷10を流れる負荷電流は増加する。この放電状態でも、コンデンサC1、コンデンサCの充電動作は、放電開始前の負荷電流が小さい期間と同じであるが、コンデンサC1、コンデンサCの放電は、負荷電流が大きいためにトランス3の2次巻線3bの交流電圧の各サイクルの前半で負荷10に放電されてしまうので、整流素子7C、整流素子7Dは少なくとも各サイクルの半ばには導通を始める。即ち、放電後には、ブリッジ整流回路7は整流素子7A〜7Dで構成される全波整流回路として機能して、負荷10が要求する負荷電流を供給する。その負荷特性は、図2の特性(C)のようになる。したがって、ブリッジ整流回路7の全体的な負荷特性は図2の特性曲線(A)になり、ほぼ定電力特性を示す。なお、以上の説明では負荷10のインピーダンスが負荷条件で大幅に変化する例について述べたが、この定電力特性をもつ電源装置を用いれば、例えば10kWの定電力電源で、1000V、10Aの高インピーダンス負荷に給電ができるばかりでなく、500V、20Aの別の低インピーダンス負荷にも給電することができる。つまり、この電源装置はこれら出力電圧と出力電流とが異なる双方の負荷に適用できる。   When the voltage of each of the capacitors C1 and C2 reaches a voltage approximately equal to the voltage E between the terminals A and B of the secondary winding 3b of the transformer 3, the load 10 is approximately equal to twice the voltage E. -2E is applied. With this voltage, a predetermined power can be supplied to the high-impedance discharge load. Next, when the load conditions change or when the impedance of the load 10 decreases due to a different discharge system, for example, in the case of a low impedance discharge load of 500 V and 20 A even with the same power of 10 kW, the load current flowing through the load 10 Will increase. Even in this discharge state, the charging operation of the capacitor C1 and the capacitor C is the same as the period when the load current before the discharge is small, but the discharge of the capacitor C1 and the capacitor C is the secondary of the transformer 3 because the load current is large. Since the load 10 is discharged in the first half of each cycle of the AC voltage of the winding 3b, the rectifier 7C and the rectifier 7D start to conduct at least in the middle of each cycle. That is, after discharging, the bridge rectifier circuit 7 functions as a full-wave rectifier circuit composed of rectifier elements 7A to 7D, and supplies a load current required by the load 10. The load characteristic is as shown by characteristic (C) in FIG. Therefore, the overall load characteristic of the bridge rectifier circuit 7 is the characteristic curve (A) of FIG. 2, which shows a substantially constant power characteristic. In the above description, an example has been described in which the impedance of the load 10 varies greatly depending on the load conditions. However, if a power supply device having this constant power characteristic is used, for example, a 10 kW constant power source can provide a high impedance of 1000 V and 10 A. In addition to supplying power to the load, it can also supply another low impedance load of 500V, 20A. That is, this power supply apparatus can be applied to both loads having different output voltages and output currents.

特に、コンデンサC1、コンデンサC2のキャパシタンスCがk×Io/Vo×f以下の小さな値、つまりC≦k(1.5〜12)×Io/Vo×fに選定されていれば、確実に負荷電流の小さい範囲では、ブリッジ整流回路7は整流素子7A、7BとコンデンサC1、C2とで構成される倍電圧整流回路として機能し、また、負荷電流の大きな範囲では整流素子7A〜7Dで構成される全波整流回路として機能する。したがって、この実施形態ではトランスの中間電圧タップの切替や、スイッチ素子による切替を行うことなく、倍電圧整流動作と全波整流動作とを電子的に自動的に切り替えることができ、しかも整流素子7A〜7Dからなる全波整流回路の一方の整流アームの整流素子7Aと7B、又は整流素子7Cと7Dのどちらかにある値以下のキャパシタンスをもつコンデンサを並列接続した簡単な回路構成で実現できる。直流電源装置100は、前述のように負荷電流の大小によって通常の全波整流回路と倍電圧整流回路との間で自動的に切替を行うことのできるところに特徴がある。   In particular, if the capacitance C of the capacitors C1 and C2 is selected to be a small value not more than k × Io / Vo × f, that is, C ≦ k (1.5 to 12) × Io / Vo × f, the load is surely ensured. The bridge rectifier circuit 7 functions as a voltage doubler rectifier circuit composed of rectifier elements 7A and 7B and capacitors C1 and C2 in a range where the current is small, and is composed of rectifier elements 7A to 7D in a range where the load current is large. It functions as a full-wave rectifier circuit. Therefore, in this embodiment, the voltage doubler rectification operation and the full wave rectification operation can be automatically and electronically switched without switching the intermediate voltage tap of the transformer or switching by the switching element, and the rectifying element 7A. It can be realized with a simple circuit configuration in which capacitors having a capacitance equal to or less than a value in one of the rectifying elements 7A and 7B or the rectifying elements 7C and 7D of one of the rectifying arms of the full-wave rectifying circuit composed of ˜7D are connected in parallel. The DC power supply device 100 is characterized in that it can automatically switch between a normal full-wave rectifier circuit and a voltage doubler rectifier circuit according to the magnitude of the load current as described above.

[実施形態2]
次に、第2の実施形態にかかる直流電源装置200について説明する。図1で用いた記号と同じ記号は、同じ名称の部材を示すものとする。直流電源装置200の交流源6は、ダイオードをフルブリッジ構成に接続してなる一般的な3相全波整流回路、その3相全波整流回路による直流電力を高周波の3相交流電力に変換する一般的な構成の3相の高周波インバータ回路、所定の結線、例えばスター結線(Y−Y結線)された1次巻線と2次巻線とを有する3相変圧器などからなる。なお、3相の高周波インバータ回路は、MOSFET又はIGBTのようなスイッチング素子を3相ブリッジ構成に接続したものである。インバータ回路2の交流電力は、3相の変圧器3によって所望の電圧に変換される。変圧器3は一般的な構成のものであり、例えば、1次巻線と2次巻線とがスター結線(Y−Y結線)されたものである。交流源6の3相出力端子に接続される3相交流入力端子A、B、Cに3相型のブリッジ整流回路7が接続される。この実施形態2は、3相型のブリッジ整流回路7に特徴がある。
[Embodiment 2]
Next, a DC power supply device 200 according to the second embodiment will be described. The same symbols as those used in FIG. 1 indicate members having the same names. The AC source 6 of the DC power supply apparatus 200 is a general three-phase full-wave rectifier circuit formed by connecting a diode in a full bridge configuration, and converts DC power generated by the three-phase full-wave rectifier circuit into high-frequency three-phase AC power. It comprises a three-phase high-frequency inverter circuit having a general configuration, a predetermined connection, for example, a three-phase transformer having a primary winding and a secondary winding that are star-connected (Y-Y connected). The three-phase high-frequency inverter circuit is obtained by connecting switching elements such as MOSFETs or IGBTs in a three-phase bridge configuration. The AC power of the inverter circuit 2 is converted into a desired voltage by the three-phase transformer 3. The transformer 3 has a general configuration, for example, in which a primary winding and a secondary winding are star-connected (Y-Y connection). A three-phase bridge rectifier circuit 7 is connected to the three-phase AC input terminals A, B, and C connected to the three-phase output terminal of the AC source 6. The second embodiment is characterized by a three-phase bridge rectifier circuit 7.

3相型のブリッジ整流回路7は、3組の同一構成のブリッジ整流回路7(1)、7(2)、7(3)を有する。ブリッジ整流回路7(1)は、互いに直列接続された整流素子7A、7Bを備える第1の整流アームA1と、互いに直列接続された整流素子7C、7Dを備える第2の整流アームA2とをブリッジ構成してなる一般的な構成の単相ブリッジ整流回路と、整流素子7C、7Dにそれぞれ並列接続されているコンデンサC1、C2と、その整流回路のカソード側、アノード側にそれぞれ直列に接続されている回り込み防止用素子D1、D2とからなる。回り込み防止用素子D1、D2は通常はダイオードが用いられる。そして、第1の整流アームA1の交流側は3相交流入力端子Aに接続され、第2の整流アームA2の交流側は3相交流入力端子Bに接続され、この整流回路は回り込み防止用素子D1、D2を通して正極の出力線L1、負極の出力線L2にそれぞれ接続される。   The three-phase bridge rectifier circuit 7 includes three sets of bridge rectifier circuits 7 (1), 7 (2), and 7 (3) having the same configuration. The bridge rectifier circuit 7 (1) bridges a first rectifier arm A1 including rectifier elements 7A and 7B connected in series with each other and a second rectifier arm A2 including rectifier elements 7C and 7D connected in series with each other. A single-phase bridge rectifier circuit having a general configuration configured, capacitors C1 and C2 connected in parallel to the rectifier elements 7C and 7D, respectively, and connected in series to the cathode side and the anode side of the rectifier circuit, respectively. The wraparound prevention elements D1 and D2 are provided. Usually, a diode is used for the wraparound prevention elements D1 and D2. The alternating current side of the first rectifying arm A1 is connected to the three-phase alternating current input terminal A, and the alternating current side of the second rectifying arm A2 is connected to the three-phase alternating current input terminal B. It is connected to the positive output line L1 and the negative output line L2 through D1 and D2, respectively.

ブリッジ整流回路7(2)は、互いに直列接続された整流素子7E、7Fを備える第3の整流アームA3と、互いに直列接続された整流素子7G、7Hを備える第4の整流アームA4とをブリッジ構成してなる一般的な構成の整流回路と、整流素子7G、7Hにそれぞれ並列接続されているコンデンサC3、C4と、その整流回路のカソード側、アノード側にそれぞれ直列に接続されている回り込み防止用素子D3、D4とからなる。そして、第3の整流アームA3の交流側は3相交流入力端子Bに接続され、第4の整流アームA4の交流側は3相交流入力端子Cに接続される。この整流回路は、回り込み防止用素子D3、D4を通して正極の出力線L1、負極の出力線L2にそれぞれ接続される。また、ブリッジ整流回路7(3)も同様に、整流素子7I、7Jを備える第5の整流アームA5と、整流素子7K、7Lを備える第6の整流アームA6とをブリッジ構成してなる一般的な構成の整流回路と、整流素子7K、7Lにそれぞれ並列接続されているコンデンサC5、C6と、その整流回路のカソード側、アノード側にそれぞれ直列に接続されている回り込み防止用素子D5、D6とからなる。そして、第5の整流アームA5の交流側は3相交流入力端子Cに接続され、第6の整流アームA6の交流側は3相交流入力端子Aに接続される。この整流回路は、回り込み防止用素子D5、D6を通して正極の出力線L1、負極の出力線L2にそれぞれ接続される。   The bridge rectifier circuit 7 (2) bridges a third rectifier arm A3 including rectifier elements 7E and 7F connected in series with each other and a fourth rectifier arm A4 including rectifier elements 7G and 7H connected in series with each other. A rectifier circuit having a general configuration, capacitors C3 and C4 connected in parallel to the rectifier elements 7G and 7H, and a wraparound prevention connected in series to the cathode side and the anode side of the rectifier circuit, respectively. And elements D3 and D4. The AC side of the third rectifying arm A3 is connected to the three-phase AC input terminal B, and the AC side of the fourth rectifying arm A4 is connected to the three-phase AC input terminal C. This rectifier circuit is connected to the positive output line L1 and the negative output line L2 through the wraparound prevention elements D3 and D4, respectively. Similarly, the bridge rectifier circuit 7 (3) is also formed by a bridge configuration of a fifth rectifier arm A5 including rectifier elements 7I and 7J and a sixth rectifier arm A6 including rectifier elements 7K and 7L. Rectifier circuit having the above configuration, capacitors C5 and C6 connected in parallel to the rectifier elements 7K and 7L, and wraparound prevention elements D5 and D6 connected in series to the cathode side and the anode side of the rectifier circuit, respectively. Consists of. The AC side of the fifth rectifying arm A5 is connected to the three-phase AC input terminal C, and the AC side of the sixth rectifying arm A6 is connected to the three-phase AC input terminal A. The rectifier circuit is connected to the positive output line L1 and the negative output line L2 through the wraparound prevention elements D5 and D6, respectively.

ここで重要なことは前述したとおり、コンデンサC1〜C6はすべてほぼ同じキャパシタンスCを有し、負荷電流が小さいときには、キャパシタンスCが各サイクルで十分に放電されずに電荷が残留し、その残留電圧によって、コンデンサC1〜C6にそれぞれ並列接続されている整流素子7C、7D、7G、7H、7K、7Lが逆バイアスされて導通しないことである。このことによって、ブリッジ整流回路7(1)は、整流素子7A、7BとコンデンサC1、C2とをブリッジ接続してなる倍電圧整流回路を構成する。また、ブリッジ整流回路7(2)は、整流素子7E、7FとコンデンサC3、C4とをブリッジ接続してなる倍電圧整流回路を構成し、ブリッジ整流回路7(3)は、整流素子7I、7JとコンデンサC5、C6とをブリッジ接続してなる倍電圧整流回路を構成する。好ましくは、この直流電源装置の直流出力電流をIo、ブリッジ整流回路7の出力電圧、つまり整流電圧をVo、交流源6の出力電圧の周波数、つまりブリッジ整流回路7の交流入力電圧の周波数をf、定数をkとするとき、コンデンサC1〜C6は、k×Io/Vo×f以下の小さな値(C≦k×Io/Vo×f)を満足するキャパシタンスCを有するように選定することである。ここで、定数kは図1の実施形態1の値、1.5〜12の3分の1程度、つまり0.5〜4程度でよい。理由は、三相のため3個のブリッジ整流回路を使用しているので、各整流回路の電流分担も3分の1となるからである。   What is important here is that, as described above, the capacitors C1 to C6 all have substantially the same capacitance C, and when the load current is small, the capacitance C is not sufficiently discharged in each cycle, and a charge remains, and the residual voltage. Therefore, the rectifying elements 7C, 7D, 7G, 7H, 7K, and 7L connected in parallel to the capacitors C1 to C6 are reversely biased and do not conduct. As a result, the bridge rectifier circuit 7 (1) forms a voltage doubler rectifier circuit formed by bridge-connecting the rectifier elements 7A and 7B and the capacitors C1 and C2. The bridge rectifier circuit 7 (2) constitutes a voltage doubler rectifier circuit formed by bridge-connecting rectifier elements 7E and 7F and capacitors C3 and C4. The bridge rectifier circuit 7 (3) includes rectifier elements 7I and 7J. And a capacitor C5 and C6 are bridge-connected to form a voltage doubler rectifier circuit. Preferably, the DC output current of this DC power supply device is Io, the output voltage of the bridge rectifier circuit 7, that is, the rectified voltage is Vo, the frequency of the output voltage of the AC source 6, that is, the frequency of the AC input voltage of the bridge rectifier circuit 7 is f. When the constant is k, the capacitors C1 to C6 are selected so as to have a capacitance C that satisfies a small value (C ≦ k × Io / Vo × f) of k × Io / Vo × f or less. . Here, the constant k may be about one third of the value of the first embodiment of FIG. 1, 1.5 to 12, that is, about 0.5 to 4. The reason is that since three bridge rectifier circuits are used for three phases, the current sharing of each rectifier circuit is also one third.

そして、コンデンサC1〜C6のキャパシタンスCがC≦k(0.5〜4)×Io/Vo×fを満足する値に選定されている場合、負荷電流が定格電流値又はその近辺の電流値にあるときには、コンデンサC1〜C6が倍電圧整流回路を構成するにはそれらのキャパシタンスが不足し、コンデンサC1〜C6それぞれに並列接続されているコンデンサとして機能せず、ブリッジ整流回路7(1)、7(2)、7(3)は、整流素子7A〜7D、整流素子7E〜7H、整流素子7I〜7Lから構成される全波整流回路となる。これらの理由については実施形態1の説明において既に詳しく述べたので説明を省略する。   When the capacitance C of the capacitors C1 to C6 is selected to satisfy C ≦ k (0.5 to 4) × Io / Vo × f, the load current becomes the rated current value or a current value in the vicinity thereof. In some cases, the capacitors C1 to C6 do not have enough capacitance to form a voltage doubler rectifier circuit, and do not function as capacitors connected in parallel to the capacitors C1 to C6, respectively, and bridge rectifier circuits 7 (1), 7 (2) and 7 (3) are full-wave rectifier circuits including rectifier elements 7A to 7D, rectifier elements 7E to 7H, and rectifier elements 7I to 7L. Since these reasons have already been described in detail in the description of the first embodiment, a description thereof will be omitted.

動作についても、直流電源装置100の動作と基本的には同じであるので、簡単に説明する。交流入力端子AがBに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサC1が整流素子7Aを通して交流入力端子A−B間の電圧Eに充電され、交流入力端子AがCに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサC6が整流素子7Jを通して充電される。また、交流入力端子BがAに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサC2は整流素子7Bを通して交流入力端子B−A間の電圧Eに充電され、交流入力端子BがCに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサC3は整流素子7Eを通して交流入力端子B−C間の電圧Eに充電される。さらに、交流入力端子CがAに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサC5は整流素子7Iを通して交流入力端子C−A間の電圧Eに充電され、交流入力端子CがBに対して正の電圧が発生している期間に、コンデンサC4は整流素子7Fを通して交流入力端子C−B間の電圧Eに充電される。回り込み防止用素子D1は、コンデンサC3、C5の電荷がコンデンサC1に放電されるのを防止し、回り込み防止用素子D3は、コンデンサC1、C5の電荷がコンデンサC3に放電されるのを防止し、また、回り込み防止用素子D5は、コンデンサC1、C3の電荷がコンデンサC5に回り込むのを防止する働きを行う。   Since the operation is basically the same as the operation of the DC power supply device 100, it will be briefly described. During the period in which the AC input terminal A is positive with respect to B, the capacitor C1 is charged to the voltage E between the AC input terminals A and B through the rectifying element 7A, and the AC input terminal A is with respect to C. During the period when the positive voltage is generated, the capacitor C6 is charged through the rectifying element 7J. Further, during the period in which the AC input terminal B is positive with respect to A, the capacitor C2 is charged to the voltage E between the AC input terminals B and A through the rectifying element 7B, and the AC input terminal B is set to C. On the other hand, during a period in which a positive voltage is generated, the capacitor C3 is charged to the voltage E between the AC input terminals B-C through the rectifying element 7E. Further, during the period in which the AC input terminal C is generating a positive voltage with respect to A, the capacitor C5 is charged to the voltage E between the AC input terminals CA through the rectifying element 7I, and the AC input terminal C is set to B. On the other hand, during a period in which a positive voltage is generated, the capacitor C4 is charged to the voltage E between the AC input terminals C-B through the rectifying element 7F. The wraparound prevention element D1 prevents the charges of the capacitors C3 and C5 from being discharged to the capacitor C1, and the wraparound prevention element D3 prevents the charges of the capacitors C1 and C5 from being discharged to the capacitor C3. Further, the wraparound prevention element D5 functions to prevent the charges of the capacitors C1 and C3 from wrapping around the capacitor C5.

負荷10が放電負荷であり、放電状態になる前には高インピーダンス状態にあるとする。したがって、初期には負荷10が高インピーダンスであるから、前述したように、負荷電流が小さいためにコンデンサC1〜C6はいずれのサイクルにおいても放電しきらず、電荷が残留するためにその残留電圧によって、コンデンサC1〜C6にそれぞれ並列接続されている整流素子7C、7D、7G、7H、7K、7Lは逆バイアスされて導通しない。このときには、ブリッジ整流回路7(1)、7(2)、7(3)は、整流素子7A、7B、7E、7F、7I、7JとコンデンサC1〜C6とで構成される倍電圧整流回路となり、負荷10には交流入力電圧Eの2倍の電圧である−2Eが印加される。そして、この電圧によって、放電負荷に放電が発生すると、負荷インピーダンスは低下するので、負荷電流は増大する。負荷電流の増大によって前述したように、ブリッジ整流回路7の整流素子7A〜7Lはすべて整流作用を行い、3相全波整流回路として動作する。したがって、ブリッジ整流回路7は負荷10が必要とする負荷電流を流すことができ、また、交流入力電圧Eにほぼ等しい電圧Eを供給することができる。この実施形態では、ブリッジ整流回路7が全波整流回路として動作するとき、整流素子7A〜整流素子7Lは一対の整流素子で負荷電流を分担するので、電流容量の小さな整流素子を用いることができる。   It is assumed that the load 10 is a discharge load and is in a high impedance state before entering a discharge state. Therefore, since the load 10 has a high impedance in the initial stage, as described above, since the load current is small, the capacitors C1 to C6 cannot be discharged in any cycle, and the electric charge remains. The rectifying elements 7C, 7D, 7G, 7H, 7K, and 7L connected in parallel to the capacitors C1 to C6 are reverse-biased and do not conduct. At this time, the bridge rectifier circuits 7 (1), 7 (2), and 7 (3) are voltage doubler rectifier circuits including rectifier elements 7A, 7B, 7E, 7F, 7I, and 7J and capacitors C1 to C6. The load 10 is applied with −2E, which is twice the AC input voltage E. When a discharge occurs in the discharge load due to this voltage, the load impedance decreases, and the load current increases. As described above due to the increase in the load current, all of the rectifier elements 7A to 7L of the bridge rectifier circuit 7 perform rectification and operate as a three-phase full-wave rectifier circuit. Therefore, the bridge rectifier circuit 7 can flow a load current required by the load 10 and can supply a voltage E substantially equal to the AC input voltage E. In this embodiment, when the bridge rectifier circuit 7 operates as a full-wave rectifier circuit, the rectifier elements 7A to 7L share the load current with the pair of rectifier elements, so that a rectifier element having a small current capacity can be used. .

なお、本発明における前記整流素子は、ダイオード単体、あるいはダイオードを必要個数並列接続又は直列接続したもの、更には複数個のダイオードを直列接続したものを並列接続(直並列接続)したものからなる。また、コンデンサの静電容量の決定式(C≦k×Io/Vo×f)は様々な設計条件により多少変化するものであり、当該式により算出された数値が実際の値とずれることがあっても、本発明の精神を逸脱しない限り、本発明に含まれるものであり、本発明を限定するものではない。   The rectifying element according to the present invention is composed of a single diode, a required number of diodes connected in parallel or in series, and a plurality of diodes connected in series (parallel connection). In addition, the determination formula for the capacitance of the capacitor (C ≦ k × Io / Vo × f) varies somewhat depending on various design conditions, and the numerical value calculated by the formula may deviate from the actual value. However, unless it deviates from the spirit of the present invention, it is included in the present invention and does not limit the present invention.

直流電源装置100にあっては、正負のバランスを考慮してコンデンサC1、C2を整流素子7C、7Dに並列接続したが、コンデンサC1、C2の一方を削除しても本発明の目的は達成できる。また同様に、直流電源装置200にあっても、コンデンサC1、C3、C5、又はコンデンサC2、C4、C6のどちらかを削除しても構わない。この場合、例えばコンデンサC2、C4、C6が削除されたときには、回り込み防止用素子D2、D4、D6を削除することができる。   In the DC power supply device 100, the capacitors C1 and C2 are connected in parallel to the rectifier elements 7C and 7D in consideration of the positive / negative balance, but the object of the present invention can be achieved even if one of the capacitors C1 and C2 is deleted. . Similarly, in the DC power supply device 200, either the capacitors C1, C3, C5 or the capacitors C2, C4, C6 may be deleted. In this case, for example, when the capacitors C2, C4, and C6 are deleted, the wraparound prevention elements D2, D4, and D6 can be deleted.

また、直流電源装置100、200において、ブリッジ整流回路7の直流出力端子間、つまり負荷の両端に並列に、コンデンサC1、C2又はコンデンサC1〜C6とほぼ等しいキャパシタンスを有する付加的なコンデンサを備えてもよい。その付加的なコンデンサのキャパシタンスは小さいので、負荷電流が小さいときには、その付加的なコンデンサが交流入力電圧Eのほぼ2倍の電圧2Eに充電され、トリガ用コンデンサとして働き、負荷が放電負荷の場合には有効である。
Further, the DC power supply devices 100 and 200 include an additional capacitor having a capacitance substantially equal to that of the capacitors C1 and C2 or the capacitors C1 to C6 in parallel between the DC output terminals of the bridge rectifier circuit 7, that is, in parallel with both ends of the load. Also good. Since the capacitance of the additional capacitor is small, when the load current is small, the additional capacitor is charged to a voltage 2E that is almost twice the AC input voltage E and acts as a trigger capacitor, and the load is a discharge load. Is effective.

本発明の1実施形態である放電用電源装置100を示す図である。It is a figure which shows the power supply device 100 for discharge which is one Embodiment of this invention. 本発明におけるブリッジ整流回路の出力特性を示す図である。It is a figure which shows the output characteristic of the bridge rectifier circuit in this invention. 本発明の他の1実施形態である放電用電源装置200を示す図である。It is a figure which shows the power supply device 200 for discharge which is other one Embodiment of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

1・・・入力側整流回路
2・・・インバータ回路
3・・・トランス
4・・・共振用インダクタ
5・・・共振用コンデンサ
6・・・交流源
7・・・ブリッジ整流回路
7A〜7L・・・整流素子
8・・・電圧検出回路
9・・・電流検出回路
10・・・負荷
11・・・インバータ回路2の制御回路
D1〜D6・・・回り込み防止用素子
C1〜C6・・・コンデンサ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Input side rectification circuit 2 ... Inverter circuit 3 ... Transformer 4 ... Resonance inductor 5 ... Resonance capacitor 6 ... AC source 7 ... Bridge rectification circuit 7A-7L ..Rectifying element 8 ... Voltage detection circuit 9 ... Current detection circuit 10 ... Load 11 ... Control circuit D1-D6 for inverter circuit 2 ... Circuit prevention elements C1-C6 ... Capacitor

Claims (6)

互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも2組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなる直流電源装置にあって、
該直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置。
DC formed by connecting capacitors in parallel to both or one of the rectifiers of only one of the rectifier arms in a bridge rectifier circuit in which at least two rectifier arms each having a pair of rectifier elements connected in series are connected in a bridge configuration. In the power supply,
When the load fed from the DC power supply device is in a high impedance state, the capacitor substantially supplies current to the load, and the bridge rectifier circuit and the capacitor operate as a voltage doubler rectifier circuit, and The capacitor has a capacitance that supplies a current to the load through the rectifying element of the bridge rectifier circuit when the load is in a low impedance state.
互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを2組ブリッジ構成に接続してなる単相の第1、第2、第3のブリッジ整流回路を3相ブリッジ構成に接続してなる3相のブリッジ整流回路を備え、3相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、
前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方または一方にコンデンサを並列接続し、
前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用子を接続してなり、
前記直流電源装置から給電される負荷が高インピーダンス状態にあるときには、前記コンデンサが実質的に前記負荷に電流を供給すると共に、前記ブリッジ整流回路と前記コンデンサとは倍電圧整流回路として動作し、また、前記負荷が低インピーダンス状態を呈するときには前記ブリッジ整流回路の前記整流素子を通して前記負荷に電流を供給するようなキャパシタンスを、前記コンデンサが有することを特徴とする直流電源装置。
Three-phase formed by connecting a single-phase first, second, and third bridge rectifier circuit in a three-phase bridge configuration in which two rectifying arms each having a pair of rectifying elements connected in series are connected in a two-bridge configuration In a DC power supply device that includes the bridge rectifier circuit and converts the three-phase AC input to DC and outputs DC power,
Capacitors are connected in parallel to both or one of the rectifying elements of only the one rectifying arm in each of the first, second, and third bridge rectifier circuits,
A wraparound prevention element is connected in series to both or one of the positive side and the negative side of the first, second and third bridge rectifier circuits,
When the load fed from the DC power supply device is in a high impedance state, the capacitor substantially supplies current to the load, and the bridge rectifier circuit and the capacitor operate as a voltage doubler rectifier circuit. The capacitor has a capacitance that supplies a current to the load through the rectifying element of the bridge rectifier circuit when the load is in a low impedance state.
互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを少なくとも2組ブリッジ構成に接続してなるブリッジ整流回路における一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続してなり、交流入力を直流出力に変換する直流電源装置あって、
当該直流電源装置の直流出力電流をIo、出力電圧をVo、前記ブリッジ整流回路の交流入力の周波数をf、前記各コンデンサのキャパシタンスをC、定数をkとして定数kが1.5〜12の範囲にあるとき、前記キャパシタンスCは、k×Io/Vo×f以下の小さな値(C≦k×Io/Vo×f)に選定されていることを特徴とする直流電源装置。
A capacitor is connected in parallel to both or one of the rectifying elements of only one of the rectifying arms in a bridge rectifying circuit in which at least two sets of rectifying arms having a pair of rectifying elements connected in series with each other are connected in a bridge configuration, There is a DC power supply that converts AC input to DC output,
The constant k is in the range of 1.5 to 12, where the direct current output current of the direct current power supply device is Io, the output voltage is Vo, the frequency of the alternating current input of the bridge rectifier circuit is f, the capacitance of each capacitor is C, the constant is k. The capacitance C is selected to be a small value (C ≦ k × Io / Vo × f) of k × Io / Vo × f or less.
互いに直列接続された一対の整流素子を備える整流アームを2組ブリッジ構成に接続してなる単相の第1、第2、第3のブリッジ整流回路を3相ブリッジ構成に接続してなる3相のブリッジ整流回路を備え、3相交流入力を直流に変換して直流電力を出力する直流電源装置において、
前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路それぞれにおける一方の前記整流アームだけの整流素子の双方又は一方にコンデンサを並列接続し、
前記第1、第2、第3のブリッジ整流回路の正極側、負極側の双方又は一方に直列に回り込み防止用素子を接続してなり、
当該直流電源装置の直流出力電流をIo、出力電圧をVo、交流入力電圧の周波数をf、前記各コンデンサのキャパシタンスをC、定数をkとして定数kが2/3〜10/3の範囲にあるとき、前記キャパシタンスCは、k×Io/Vo×f以下の小さな値(C≦k×Io/Vo×f)に選定されていることを特徴とする直流電源装置。
Three-phase formed by connecting a single-phase first, second, and third bridge rectifier circuit in a three-phase bridge configuration in which two rectifying arms each having a pair of rectifying elements connected in series are connected in a two-bridge configuration In the DC power supply device that includes the bridge rectifier circuit and converts the three-phase AC input to DC and outputs DC power,
A capacitor is connected in parallel to both or one of the rectifying elements of only the one rectifying arm in each of the first, second, and third bridge rectifying circuits,
A wraparound prevention element is connected in series to both or one of the positive side and the negative side of the first, second, and third bridge rectifier circuits,
The DC power supply device has a DC output current Io, an output voltage Vo, a frequency of AC input voltage f, a capacitance of each capacitor C, a constant k, and a constant k in the range of 2/3 to 10/3. The capacitance C is selected to be a small value (C ≦ k × Io / Vo × f) of k × Io / Vo × f or less.
請求項2又は請求項4において、
前記回り込み防止用素子は、ダイオードであることを特徴とする直流電源装置。
In claim 2 or claim 4,
The direct current power supply device, wherein the wraparound preventing element is a diode.
請求項1ないし請求項5のいずれかにおいて、
前記負荷は、放電開始前は高インピーダンス状態にあり、放電状態では低インピーダンス状態にある放電負荷であることを特徴とする直流電源装置。
In any one of Claims 1 thru | or 5,
The DC power supply device according to claim 1, wherein the load is a discharge load in a high impedance state before the start of discharge and in a low impedance state in the discharge state.
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