JP2006067633A

JP2006067633A - 反射波防止アンテナ及びその方向調整方法

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Publication number: JP2006067633A
Application number: JP2005320320A
Authority: JP
Inventors: Akinari Fukami; 昭成深見
Original assignee: FUKAMI NUIKO
Current assignee: FUKAMI NUIKO
Priority date: 2005-11-04
Filing date: 2005-11-04
Publication date: 2006-03-09

Abstract

【課題】本発明は、反射波防止アンテナ及びその方向調整方法に関し、Ｋタイプのフェージングを防止し方向調整を容易にすることを目的とする。
【解決手段】いずれか上下に配置された第１、第２のパラボラアンテナと、合成器と、アンテナと合成器との間を接続する第１、第２の給電線とを有する反射波防止アンテナであって、２つのアンテナの波面いずれか一方を送信アンテナ側に近くし、上下のアンテナの高低差をλ／２以外の値とし、かつ給電線に電気長調整用の手段と伝搬損失調整用の手段とを備え、大地反射波の波高値を零に近づけた反射波防止アンテナである。
【選択図】図１

Description

本発明は、反射波防止アンテナ及びその方向調整方法に関し、特に、Ｋタイプのフェージングを防止し、方向調整（方調）を極めて容易にしたマイクロ波通信に用いられる反射波防止アンテナ及びその方向調整方法に関する。

マイクロ波通信におけるフェージングのうち、伝搬区間における大地からの反射波に起因するフェージングを「Ｋタイプのフェージング」と呼ぶ。Ｋタイプのフェージングは、受信状態に影響をおよぼす非常に大きい原因となるもので、例えば反射点が当該反射点での減衰が全く無い海、湖、川、水田等の場合、受信点の電界が殆ど零に等しい程にまで低下させられるような烈しいものとなる。これは、直接波の位相と反射波の位相とが例えば１８０°（又はその奇数倍）異なった時に、これらが互いに打ち消し合うために生じる現象である。なお、Ｋタイプのフェージングを生じる反射波を大地反射波と呼ぶことにする。本明細書において、「反射波」と記述しているものは、特に断らない限り「大地反射波」を意味する。

一般に、反射波は直接波とあまり違わない角度（２°以内）で入射してくるので、単一のアンテナで反射波を除去することは難しい。そこで、反射波防止アンテナが用いられる。反射波防止アンテナは同一形状の２個のパラボラアンテナを直接波の波面に揃えた上で受信電波の波長のハーフピッチ（半波長）量だけ上下に離して設置したものである。そこで、従来のこの型式のアンテナをマルチアンテナ又は広義にはハーフピッチＳＤ（スペースダイバーシチ）と言う。なお、本願においてアンテナと称しているものは、特にことわらない限り、パラボラアンテナを意味する。

図３４（Ａ）は従来の反射波防止アンテナの動作原理を示す。図３４（Ａ）において、Δｄは上下のアンテナの高低（標高）差、Ｌ₁及びＬ₂は直接波の電気長（路程又は行程又は経路の長さ）、ｌ（エル）ｄ₁及びｌｄ₂は反射波の経路長、θはＫ＝４／３の時の反射波の入射角であり、所定の計算式により求められる。Ｋは電波屈折比（等価地球半径係数とも呼ばれる）であり、我が国の年間にわたる平均値は４／３とみなされている。

今、高低差Δｄがハーフピッチ量に等しいから、
Δｄ×ｓｉｎθ＝（１／２）×λ ・・・式（１）
である。ここで、λは受信電波の波長である。即ち、図３４における経路長の差（Ａ−Ｂ）が半波長となり、波面が揃っているから、反射波防止アンテナの各アンテナから合成器までの給電線の線路長ｌ₁及びｌ₂がｌ₁＝ｌ₂であれば、反射波は互いに打ち消し合い、出力されるのは直接波のみである。従って、Ｋタイプのフェージングは防止される。今日、我々の目に触れる反射波防止アンテナ方式のフェージング防止策は、全て、この方式に基づいている。

具体的には、図３４（Ｂ）に示すように、従来の反射波防止アンテナは、頑丈な一体構造のベッド（剛体）に上下のアンテナを取り付け、合成器までの給電線も剛体構造にし、その給電線の長さも厳密に調整した上で工場出荷し、局舎の鉄塔に取り付けている。デジタル化の進展に伴いアンテナ径が小型化され軽量化が進んで取り付け自体は容易になってきているが、上下のアンテナの波面は同一とされ、上下のアンテナの高低差Δｄは厳密にハーフピッチ量とされている。

ところが、実際には、この方式の反射波防止アンテナを設置してサービスを開始すると、厳密な方向調整の下で反射波防止アンテナを設置したにもかかわらず、殆ど全ての区間でフェージングが多発する。従って、局舎や鉄塔の設計の時点から厳密な方向調整に至るまでフェージング対策を施したにもかかわらず、その仕上げの段階である方向調整で再実施を余儀なくされているのが、今までのハーフピッチ型の反射波防止アンテナの現実である。

このような現実に鑑みて、反射波防止アンテナのフェージング防止策について検討したところ、以下のことが判明した。即ち、従来の反射波防止アンテナによってフェージングを完全に防止できないのは、フェージング防止の基本理論として完成された理論であるとされかつ実際に（現在も）使用されている従来の反射波防止アンテナの動作原理及びその基本式（１）自体を過信したためであることを発見した。

即ち、式（１）は確かに成立する。しかし、これは上下のアンテナが同一の波面でかつそれぞれの直接波に対して厳密に正対した時のみに限って成立するものである。ところが、この同一の波面かつ厳密な正対という条件を実現することは、従来の受信周波数（ＣＷ）で上下方向を方向調整する限り不可能と言って良い程困難なことであった。これは、ＣＷで上下方向を方向調整した殆どの区間において運用開始後にフェージングが多発している事実により証明される。

このような状況下で、本発明者は、周知のマイクロ波伝搬の基本式を用いつつ独自の受信電界についての計算式（後述する）を導き、これを用いて年間にわたる反射波防止アンテナにおける受信電界の電界変動特性を算出したところ、図９乃至図１４及び図２２に示す電界変動特性（後述する）を導くことができた。この電界変動特性は反射波防止アンテナが開発されて後、初めて示されるものである。この電界変動特性により、反射波防止アンテナにおいてフェージングを防止できる方向調整の原理が明確に示されている。

詳しくは各図を参照して後述するが、例えば、図９は具体的な区間での従来の反射波防止アンテナ（即ち、アンテナの高低差Δｄがハーフピッチ量であり、波面が同一（波面の差ｄが０）である）における電界変動特性と考えてよいものである。図９は、Ｋが１〜１５の範囲において、受信アンテナのｌ₂が５ｍである時、電界を一定にするＳＤアンテナのｌ₁が４．９７ｍ〜４．９８ｍの間に存在することを示す。従って、この反射波防止アンテナにおいて、受信アンテナをＳＤアンテナの約３ｃｍ後方に設けると、受信電界が一定になりフェージングを防止できることが判る。なお、後述するように、これが本発明の反射波防止アンテナにおける方向調整の原理である。

このことから、従来の反射波防止アンテナにおいて方向調整の前提条件とされていた、アンテナの高低差Δｄをハーフピッチ量とし波面を同一とするという条件は、実際の現地での方向調整においてそれのみではあまり意味を持たないことが判る。従って、従来、この条件を満たすために、反射波防止アンテナの設置において、無線局の敷地の手当、局舎の設計、鉄塔の設計の段階から当該条件を考慮していたことは、あまり意味を持たないことが判る。また、アンテナと給電線路とを剛体構造で厳密に製作していたことも、あまり意味を持たないことが判る。これは、基本式（１）に対する過信に由来するものである。なお、基本式（１）の条件が厳密に設定されていれば、本発明で検討したＫの値の変動にあまり影響を受けないものとなることは言うまでもない（勿論、給電線の長さを厳密に等しくして）。

上下のアンテナが同一の波面でかつそれぞれの直接波に対して厳密に正対せずとも受信電界を一定にできる新たな条件が存在する以上、当該新たな条件に従うことが容易でありかつ確実にフェージングを防止する手段であり、また、実現が殆ど不可能に近い従来の方向調整の前提条件を守る必要もない。即ち、式（１）を基本式とする必要はない。換言すれば、アンテナの高低差Δｄがハーフピッチ量であろうとなかろうと、また、アンテナの波面が同一であろうとなかろうと、反射波を実質的に０にすることが可能な反射波防止アンテナを実現できることが判る。即ち、２個のアンテナの高低差Δｄ及び波面の同一とは無関係に
（受信アンテナ系の反射波経路長）−（ＳＤアンテナ系の反射波経路長）
＝（１／２）λ ・・・式（２）
を満足させる反射波防止アンテナの基本式を導きうることが判る。

なお、図９において、例えば、Ｋ＝１．２５である時、受信アンテナのｌ₂が５ｍであれば電界最大となるのはＳＤアンテナのｌ₁が５．０１ｍである。これは、従来の反射波防止アンテナにおいて、ＳＤアンテナを受信アンテナより少し下向きに振り向けた時に等しい。従来の反射波防止アンテナをこの状態に方向調整した後、Ｋが１．０５又は１．６６に変動すると、図９から判るように、電界は限りなく低下する。これが従来の反射波防止アンテナにおいて方向調整によりフェージングを防止できなかった理由である。

然るに、従来は、フェージングが多発しても、その原因は方向調整の作業ミスであるとされ、フェージングの原因としての検討が基本式（１）にまで及ぶことはなかった。そして、実際には、上下方向は、送信アンテナからのＣＷ（キャリヤ・ウェーブ）での電界最大となるようにする方向調整は行わず、電波伝搬の基本式から導かれる到来電波の垂直角に合致するようにトランシット、振り下げで方向調整が行われている。このような上下方向の方向調整は、結果としてはそれまでよりはフェージングを減少させることになった。しかし、このような手段は、実際の運用を開始した後にフェージングが発生するか否かを確かめた後でなければ、方向調整の結果が正しかったか否かを最終的に評価できないという点で、望ましいものではなかった。

このような方向調整の現実が反射波防止アンテナが開発されて以来現在まで継続しているのは、以下の理由による。
第１に、前述のように、従来の反射波防止アンテナの動作の基本式（１）に対する過信があったことによる。即ち、あまりにも式（１）が理解容易であったこと、従って式（１）に対して検討が加えられなかったこと、逆に式（１）を成立させる前提条件（正対している状態で、アンテナの高低差Δｄがハーフピッチ量であり、波面が同一であること）を満たすことは現実の方向調整作業によっては不可能であること、従って式（１）は現実には紙面上でのみ成立するといっても良いものであること、等による。

第２に、適用区間における年間にわたってのＫの具体的な値の変化幅を知らなければ反射波防止アンテナについて具体的に検討することはできないが、このような資料が未だ報告されていなかったことによる。即ち、Ｋの我が国における年間にわたる平均値が４／３であることが知られているのみであったため、年間にわたる受信電界の変動を計算することが躊躇され、未だ行われていなかったことによる。

本発明は、完成された理論であるとされかつ実際に（現在も）使用されている反射波防止アンテナの動作原理及びその基本式に着目して、その原理から検討して発見された、反射波防止アンテナのＫタイプのフェージング及びその方向調整に関する新たな知見に基づくものである。

本発明は、Ｋタイプのフェージングを防止した反射波防止アンテナを提供することを目的とする。
また、本発明は、その方向調整を極めて容易にした反射波防止アンテナを提供することを目的とする。

また、本発明は、Ｋタイプのフェージングを防止する極めて容易な反射波防止アンテナの方向調整方法を提供することを目的とする。

本発明の反射波防止アンテナは、上下に配置した第１及び第２のアンテナと、第１及び第２のアンテナの受信出力電力を合成して受信出力電力を出力する合成器と、合成器と前記第１のアンテナとの間を接続する第１の給電線と、合成器と第２のアンテナとの間を接続する第２の給電線とを備える。即ち、アンテナの波面を同一にするという積極的な処置をとることなく、給電線の側で調整を行うようにしている。

そして、本発明の反射波防止アンテナでは、送信アンテナから第１及び第２のアンテナに入射するまでの反射波の経路長を、各々、ｌｄ₁及びｌｄ₂とし、第１及び第２の給電線の長さを、各々、ｌ₁及びｌ₂とし、第１及び第２のアンテナでの受信電波の波長をλとし、第１及び第２の給電線における波長短縮率をＣとした時に、
ｌｄ₂＋（１／Ｃ）ｌ₂−（１／２）×λ＝ｌｄ₁＋（１／Ｃ）ｌ₁
・・・式（３）
が成立するようにされる。

本発明の反射波防止アンテナによれば、その動作原理の基本は、従来の式（１）ではなく、給電線の長さをも考慮に入れた前記式（３）である。従って、いかなる標高、いかなる区間距離においても、厳密な数値で表すとき、式（３）は、前述の式（２）につながる。これは式（３）と式（２）との比較から明らかであろう。また、式（３）は、その式自体から明らかなように、従来の式（１）とは異なり、アンテナの高低差Δｄを波長の丁度ハーフピッチ量に選定しなければならないと言う条件の影響を受けないので、第１及び第２のアンテナの高低差Δｄを受信電波の波長のハーフピッチ量とする必要がない。更に、本発明の反射波防止アンテナにおける第１及び第２の給電線の長さｌ₁及びｌ₂は互いに異なるものとされるので、第１及び第２のアンテナの波面を同一にする必要がない。式（３）は、その式自体から明らかなように、経路長の相違を予め考慮した式であるので、当該経路長の相違はフェージングに影響を与えない。従って、式（３）をその動作原理の基本とする本発明の反射波防止アンテナは、Ｋタイプのフェージングを防止することができる。

以上説明したように、本発明によれば、反射波防止アンテナにおいて、アンテナに入射する反射波の経路長、給電線の長さ、アンテナに入射する電波の波長、給電線における波長短縮率を所定の関係に設定することにより、上下に配置した同一形状の第１及び第２のアンテナのアンテナの波面を異ならせると共に、これらの間の高低差を受信電波の波長のハーフピッチ量又はこれ以外の量とすることができるので、アンテナの波面を同一にする必要をなくし、ハーフピッチ量厳守の影響をなくすことができ、この結果、Ｋタイプのフェージングを防止することができる。

（本発明の原理）
図１を参照して本発明の反射波防止アンテナ及びその動作原理を示す。図１（Ａ）は本発明の反射波防止アンテナの動作原理を示す。図１（Ａ）において、Ｔは送信アンテナ、Δｄは第１及び第２のアンテナの高低差、ｌｄ₁及びｌｄ₂は、各々、送信アンテナから第１及び第２のアンテナに入射するまでの反射波の経路長（路程長）、ｌ₁及びｌ₂は、各々、第１及び第２の給電線の長さ、λは第１及び第２のアンテナに入射する電磁波の波長、Ｃは第１及び第２の給電線における波長短縮率である。なお、第１のアンテナはＳＤアンテナ、第２のアンテナは受信アンテナである。

本発明の反射波防止アンテナは、前述のように、
ｌｄ₂＋（１／Ｃ）ｌ₂−（１／２）×λ＝ｌｄ₁＋（１／Ｃ）ｌ₁
・・・式（３）
が成立するように設定される。即ち、第１及び第２の給電線の長さｌ₁及びｌ₂を考慮した上で、反射波の全経路長の差が１／２波長となるようにされる。これにより、図１における２個のアンテナからの反射波の全経路長の差が半波長となり、反射波防止アンテナの各アンテナから合成器までの給電線の長さをも考慮した時に、反射波は互いに打ち消し合い、合成出力として出力されるのは直接波のみとなる。従って、本発明の反射波防止アンテナはＫタイプのフェージングを防止することができる。

また、本発明の反射波防止アンテナの動作原理の基本である式（３）にはアンテナの高低差Δｄを波長のハーフピッチ量とする条件が表れないのであるから、本発明の反射波防止アンテナの２個のアンテナの間の高低差Δｄはハーフピッチ量である必要がない。即ち、反射波防止アンテナの２個のアンテナの間の高低差Δｄをハーフピッチ量に設定しておく必要がない。また、アンテナを電波到来角に振り下げやトランシットで合わせる必要がない。

一方、ＫタイプのフェージングのＫの季節的な変動や地域的な変動は反射波の経路長ｌｄ₁及びｌｄ₂の変動として表れる。この変動は、式（３）から判るように、給電線のｌ₁及びｌ₂を適切な値に設定して、反射波の絶対値を極力零にすることにより吸収することができる。即ち、Ｋの変動に無関係に受信電界を略一定とする（電界をＫフリーとする）ことができる。この理由は、直接波と反射波との合成された受信電界において、直接波と反射波との位相差に影響を与えるＫの値が変動しても、反射波の絶対値がきわめて小さいものとされていれば、受信電界への影響が小となることによる。

具体的には、図１（Ｂ）に示すように、本発明の反射波防止アンテナは、第１及び第２のアンテナを剛体上の一体構造とする必要もなく、合成器までの給電線を剛体構造にする必要もなく、給電線の長さを工場出荷時に厳密に調整する必要もない。また、本発明の反射波防止アンテナは、これを局舎に取り付けた状態で、第１及び第２のアンテナの波面が直接波について同一である必要がなく、第１及び第２のアンテナの高低差Δｄがハーフピッチ量である必要がない。これらは図１（Ｂ）を図３４（Ｂ）と比較すれば明らかであろう。これにより、局舎、鉄塔、敷地、立地等の制約が少なくなり、反射波防止アンテナの設置の自由度が増し、経費の節減を図ることができる。

なお、後述するように、従って前記式（３）の成立する限りにおいては、第１及び第２のアンテナの波面が同一であってもよく、又は、これらの間の高低差が受信電波の波長のハーフピッチ量であってもよい。しかし、波面が同一でなくまた高低差がハーフピッチ量でないとすることにより、反射波防止アンテナの設置の自由度を極めて高くすることができる。

また、本発明に従って前記式（３）の成立する限りにおいては、第１及び第２のアンテナを受信アンテナ及びＳＤアンテナとしてもよい。しかし、第２のアンテナである受信アンテナの位置を第１のアンテナであるＳＤアンテナの位置よりも高くし、受信アンテナの波面をＳＤアンテナの波面よりも合成器に近くし、第１の給電線を第２の給電線よりも長くすることにより、局舎、鉄塔等の構造を簡単なものとすることができる。

次に、本発明の原理に従って、反射波防止アンテナの２個のアンテナの間の高低差Δｄがハーフピッチ量以外の値である場合に、Ｋの変動に無関係に電界を一定とすることができるおよその値及びその算出の過程を示す。

今、図２に示す区間を考える。この区間において、区間の距離は３９５００ｍ、送信アンテナの高さは４３０ｍ、受信アンテナの高さは６５．８２ｍ、ＳＤアンテナの高さは６３．２ｍ、ｌ₂＝５ｍ、Ｋ＝４／３、２個のアンテナの波面の前後差ｄ＝０である（波面は同一である）とする。従って、２個のアンテナの高低差Δｄ＝２．６２ｍである。周波数は２２４８．５ＭＨｚである。

一般にマイクロ波伝搬路は図７に示す如き伝搬路として考慮され、地球表面の彎曲の存在を電波屈折比Ｋに考慮したマイクロ波伝搬路基本式が用いられている。本明細書におけるｌｄ₁やｌｄ₂などの計算値は、当該マイクロ波伝搬路基本式を用いて計算された値である。
この区間において、マイクロ波伝搬路基本式から、ｌｄ₁＝３９５０３．９６２２ｍ、ｌｄ₂＝３９５０３．９９１８ｍが求まる。これを式（３）に代入すると、
３９５０３．９９１８＋（１／０．９１）×５．０−（１／２）λ＝３９５０３．９６２２＋（１／０．９１）×ｌ₁
となる。これに、ｆ＝２２４８．５ＭＨｚなので、λ＝０．１３３４ｍを代入して解くと、ｌ₁＝４．９６６ｍとなる。

これは、後述する図１０において、ｌ₁＝４．９６ｍとｌ₁＝４．９７ｍとの間において、図３４の例で言うＬ₁，Ｌ₂を通ってくる直接波とｌｄ₁，ｌｄ₂を通ってくる大地反射波との合成された電界が実質的にフラットになることにより証明される。即ち、２個のアンテナの間の高低差Δｄがハーフピッチ量以外の値である場合においてもＫの変動にあまり影響されないで受信電界を一定とするｌ₁が存在することを示している。図１０において、横軸はＫの値、縦軸は電界（ｄＢ）である。

図１０に示すように、ｌ₁を４．９４ｍ乃至５．０１ｍに変化させた場合において、ｌ₁＝４．９５ｍでは電界がＫの値の変化に依存して周期的に変動するので、フェージングの原因となる。しかし、ｌ₁を長くするに伴い電界の変動が次第に小さくなり、前述のようにあるｌ₁の値で電界が実質的にフラットになり、このｌ₁によればフェージングを防止できる。即ち、Ｋの値が変化しても年間を通じてアンテナの受信電界を一定とすることができる。そして、再度、ｌ₁を長くするに伴い電界の変動が再び次第に大きくなり、電界がＫの値の変化に伴い周期的に変動するので、フェージングの原因となる。ｌ₁＝５．０１ｍではＫの値の変化に依存する電界の変動が極めて大きく、例えばＫ＝１．７の近傍では方向調整をしても、ｌ₁＝４．９６６ｍ以外であればＫの値が少しでも変化すると直ちにフェージングが発生し、その防止が殆ど困難になる。図１０に示したｌ₁＝４．９４ｍ乃至ｌ₁＝５．０１ｍ以外の範囲においては、Ｋの値の変化に依存する電界の変動は図１０の形態を繰り返す。従って、ｌ₁＝４．９６６ｍ以外に定める方向調整ではＫの値が少しでも変化するとフェージングが発生するので、フェージングの防止は殆どできない。以上については、後述する図９、図１１乃至図１４、図２２においても同様である。

従って、本発明によれば、以上の計算を行うことにより、２個のアンテナの間の高低差Δｄをハーフピッチ量以外の値としＫの変動に無関係に受信電界を一定とすることができ、かつ、このためのｌ₁を容易に決定できる。

以上の計算は、高低差Δｄが４．６２ｍである場合でも成立する。この場合、ＳＤアンテナの高さは６３．２ｍ、受信アンテナの高さは６７．８２ｍである。前述と同様に、この区間において、マイクロ波伝搬路基本式から、ｌｄ₁＝３９５０３．９６２２ｍ、ｌｄ₂＝３９５０４．０１４７ｍが求まる。これを式（３）に代入すると、
３９５０４．０１４７＋（１／０．９１）×５．０−（１／２）λ＝３９５０３．９６２２＋（１／０．９１）×ｌ₁
となる。λ＝０．１３３４ｍを代入して解くと、ｌ₁＝４．９８７ｍとなる。これは、後述する図１１において、ｌ₁＝４．９８ｍとｌ₁＝４．９９ｍとの間において電界が実質的にフラットになることにより証明される。

このように、本発明によれば、反射波を略０にするように、即ち、式（３）が成立するようにｌ₁及びｌ₂の値を適切に設定することにより、アンテナの波面の前後差に関係なく、かつ、高低差Δｄがハーフピッチ量又はこれ以外の値においても、Ｋタイプのフェージングを防止することができる。

次に、両アンテナの波面の前後差を数ｃｍではなく１ｍ乃至５ｍ等とした場合、ｌ₁及びｌ₂を前述のような略同一の長さとすることは不可能となる。この場合でも、本発明によれば給電線ｌ₁及びｌ₂の長さの調整により、基本的には、前述のようにしてフェージングを防止できる。しかし、この場合、給電線ｌ₁及びｌ₂を通過する時の伝送損失差が無視できなくなり、等価的には長い給電線の側の電界がその分低下する。これは、後述する図２１からも明らかになるように、スイープ波形での方向調整を困難にする。スイープ波形での方向調整は当該方向調整を極めて容易にするので、ＰＡＤ（パッド）即ち抵抗素子又はアッテネータ素子を短い側の給電線に挿入して両給電線における伝送損失を等しくすることが望ましい。

（本発明の反射波防止アンテナの具体的構成）
図３は本発明の反射波防止アンテナの構成を示す。前述のように、反射波防止アンテナの設置の自由度等を考慮して、ＳＤアンテナ１及び受信アンテナ２の波面が異なるようにされ、また、ＳＤアンテナ１及び受信アンテナ２の間の高低差が受信電波の波長のハーフピッチ量又はこれ以外の量でも良いとされる。これにより、受信アンテナ２の位置がＳＤアンテナ１の位置よりも高くされ、受信アンテナ２の波面がＳＤアンテナ１の波面よりも合成器５に近くされ、第１の給電線３の長さが第２の給電線４の長さよりも長くされる。

ＳＤアンテナ１及び受信アンテナ２は同一の型式で同一の径のものである。給電線３及び４としては周知の１０Ｄ、８Ｄ又は５Ｄ系の同軸線を用いる。これは、反射波防止アンテナ設置の現場において特殊工具、特殊技術保有者によることなく通常の電気工事用工具、普通の電気工事員により容易に施工ができるようにして、方向調整が極めて容易であるという本発明の特徴を活かすためであり、また、デジタル通信が主流であることから伝送損失よりも可撓性及び調整作業に重点を置くためである。なお、給電線３及び４は、導波管、同軸管、同軸線、その他直径が数ｍｍの低損失同軸線等を用いることができる。

電気長調整手段６が、電気長の調整のために、第１の給電線３と合成器５との間に設けられる。電気長調整手段６は同軸線からなる。この同軸線としては、例えば周知の５Ｄ−２Ｗ系の同軸線を用いる。なお、同軸線に代えて、電気長調整手段６として公知の電気長調整器を用いてもよい。電気長調整手段６は、基本的には、第１の給電線３（ＳＤ系）、第２の給電線４（受信系）のいずれに設けてもよく、両方の系に設けてもよい。また、周知のＰＡＤ７が、伝搬損失調整用の手段として、合成器５と短い側の給電線即ち第２の給電線４との間に挿入される。これは、給電線３及び４における伝送損失を同量とするためである。なお、ＰＡＤ７の挿入による電気長の変動は正確に考慮される。

実際の電気長の調整はミリメートルの単位で行うので、給電線路全体を構成する部品は少ない程よい。従って、本実施例では、ＰＡＤ７を合成器５に直接接続する。ＰＡＤ７を受信系又はＳＤ系のいずれかの系の中央に設ければその両側に給電線を必要とするが、本実施例のような接続形態によれば給電線は片側に１本のみで済む。これは、電気長調整手段６についても同様である。反射波防止アンテナの設計によりＳＤアンテナ１及び受信アンテナ２の設置位置が定まるので、必然的に、給電線３及び４の長さ及び電気長調整手段６である同軸線の長さも定まる。従って、給電線３及び４は、反射波防止アンテナ設置現場において方向調整の試行錯誤により作成する必要はなく、設計完了の時点で予め事前に作成できる。電気長調整手段６である同軸線も同様である。

従って、本発明の反射波防止アンテナでは、電気長調整手段６である同軸線として、受信電波の波長から定まる所定の長さづつその長さの異なる長さに予め加工した複数本の同軸線を、予め用意することができる。例えば、受信電波の周波数が２ＧＨｚである場合、その電気長の調整は５ｍｍ単位で可能である。従って、電気長調整用の同軸線は、図４（Ａ）に示すように、その長さの最低値を３０ｃｍとして、５ｍｍ刻みで長くした同軸線を１０本程度、予め用意する。

反射波防止アンテナ設置の現場においては、ＳＤアンテナ１及び受信アンテナ２を設計通りの位置に固定し、これらに予め作成した給電線３及び４を接続して固定する。この時、第１の給電線３及び第２の給電線４は、図４（Ｂ）に示すように、合成器５に対しても固定される。また、電気長調整手段６である同軸線が挿入される側の給電線即ち第１の給電線３は、図４（Ｂ）に示すように、合成器５に対して所定の距離Δｋを隔てて固定される。即ち、合成器５の接続端子と給電線３の接続端子との間の距離は、受信電波の波長から定まる電気長調整手段６である同軸線の長さの最低値（この場合は３０ｃｍ）よりもやや短い値Δｋとされる。また、予め用意した電気長調整用の同軸線では最適な調整ができない場合には、現場で最適な長さの同軸線を作製すればよい。

この状態で、電気長調整用の同軸線を接続して調整を行う。即ち、複数本の同軸線の内から、式（３）が成立する同軸線を選択して接続する。この調整は、図４（Ｃ）に示すように、予め用意した１０本程の電気長調整用の同軸線を順に交換して接続して受信電力を測定することを繰り返して行う。具体的には、測定した受信電力に基づいて最適な電気長調整用の同軸線を１本選択するのみであり、極めて容易な作業である。

受信電波の周波数がより高い場合、電気長の調整は、５ｍｍ単位では不十分となり、より短い値で調整しなければならない。例えば周波数が７ＧＨｚである場合、電気長の調整は３ｍｍ単位で可能である。従って、電気長調整用の同軸線は３ｍｍ刻みで長さの異なる同軸線を１０本程度用意すればよい。

なお、予め用意する複数本の同軸線の長さを更に短くし１ミリメートルの単位で異なるようにすることにより、周波数が１１ＧＨｚの受信電波までのフェージングを防止することができる。これは、方向調整を同軸線の交換という機械的な作業により行うことによる限界である。従って、これ以上の周波数については異なる手段により方向調整を行って、前記式（３）を満足させればよい。

同軸線からなる給電線での損失が大きい場合には、デジタル通信であっても、給電線を導波管とする必要がある。この場合、電気長調整用の同軸線はトランスジューサー接続となる。

（本発明の反射波防止アンテナにおける電界の計算式）
本発明の反射波防止アンテナにおける電界を算出するために、図５に示すようなプロフィール区間において、電界の計算式を立てることとする。ここで、Ｔは送信アンテナ、Ｒは受信アンテナ、ＳＤはＳＤアンテナ、Ｄは区間距離、Ｄ₁はＳＤアンテナの反射点までの距離、Ｄ₂は受信アンテナの反射点までの距離、Ｈ₁₁はＳＤアンテナの高さ、Ｈ₁₂は受信アンテナの高さ、ｄはＳＤアンテナと受信アンテナとの前後差（波面の距離）、Ｈ₂は送信アンテナの高さ、Ｌ₁は送信アンテナとＳＤアンテナとの間の経路長（距離）、ｌｄ₁は送信アンテナとＳＤアンテナとの間の反射波の経路長、Ｌ₂は送信アンテナと受信アンテナとの間の経路長、ｌｄ₂は送信アンテナと受信アンテナとの間の反射波の経路長、ｌ₁はＳＤアンテナから合成器までの給電線の長さ、ｌ₂は受信アンテナから合成器までの給電線の長さ、Δｄは受信アンテナとＳＤアンテナとの高低差、Ｅ₁はＳＤアンテナの直接波の電界、Ｅ₂はＳＤアンテナの反射波の電界、Ｅ₃は受信アンテナの直接波の電界、Ｅ₄は受信アンテナの反射波の電界、Ｐは反射波防止アンテナの合成受信電力である。

なお、２ＧＨｚの反射波防止アンテナでは高低差Δｄが３ｍ前後となり、１ＧＨｚの反射波防止アンテナでは高低差Δｄが５ｍ〜６ｍに及ぶ。
受信アンテナ及びＳＤアンテナの合成受信電力Ｐは電界Ｅ₁乃至Ｅ₄の各電界の合成電力である。ここで、各電界を、各電界の絶対値を同じ値として位相関係を示す図として、図６に示すように定めると、各位相角は以下のように求まる。即ち、
θ₁＝〔〔（ｌｄ₁＋１．０９８９ｌ₁）−（Ｌ₁＋１．０９８９ｌ₁）〕
／λ〕×３６０°＋１８０°、
θ₂＝〔〔（ｌｄ₂＋１．０９８９ｌ₂）−（Ｌ₂＋１．０９８９ｌ₂）〕
／λ〕×３６０°＋１８０°、
θ₃＝〔〔（Ｌ₂＋１．０９８９ｌ₂）−（Ｌ₁＋１．０９８９ｌ₁）〕
／λ〕×３６０°
である。但し、λは波長、ｌ₁及びｌ₂は同軸線であり、その波長短縮率は０．９１とする。なお、１．０９８９＝１／０．９１である。
図６において、θ₁は電界Ｅ₁と電界Ｅ₂との間の位相差角であり、同様にθ₂は電界Ｅ₃と電界Ｅ₄との間の位相差角、θ₃は電界Ｅ₁と電界Ｅ₃との間の位相差角である。

上式におけるｌｄ₁、Ｌ₁、ｌｄ₂、Ｌ₂の各値は、前述のＨ₂、Ｈ₁₁、Ｈ₁₂、Ｄ、ｄ、Ｄ₁、Ｄ₂の値を用いて、図７に示すような区間を考えて、マイクロ波の伝搬路計算の基本式により算出する。θ₁、θ₂及びθ₃が求まれば、これを用いて合成受信電力Ｐを下式により算出する。即ち、
Ｐ＝｛２０ｌｏｇ〔〔−Ｍｓｉｎθ₁−Ｙｓｉｎθ₃−Ｒｓｉｎ（θ₃＋θ₂）〕²＋〔Ｗ＋Ｍｃｏｓθ₁＋Ｙｃｏｓθ₃＋Ｒｃｏｓ（θ₃＋θ₂）〕²〕^1/2｝−３
である。但し、ＭはＥ₂の反射減衰比、ＲはＥ₄の反射減衰比、ＹはＥ₃の減衰比、ＷはＥ₁の減衰比である。ここで、減衰比＝〔減衰した電界値〕／〔減衰零の電界値〕である。また、「−３」は合成器を通過する時の減衰量である。

（本発明の反射波防止アンテナの受信電界の計算）
以上に述べた本発明の反射波防止アンテナの電界の計算式を用いて、本発明の反射波防止アンテナを実際の通信に適用した場合を想定して、その受信電界を計算する。このために、実際にマイクロ波帯での通信において反射波防止アンテナが採用されている区間を例にとって説明する。
平成８年まで、鹿児島県の大隅半島の横尾岳（標高４３０ｍ）から錦江湾を隔てて鹿児島市の無線中継所に２ＧＨｚの回線がのびていた。この区間では海面からの正規反射波が何ら遮られることなく受信アンテナに入射するので、反射波防止アンテナが採用されていた。この区間の伝搬諸元は以下のようである。即ち、区間距離は３９５００ｍ、横尾岳の送信アンテナの標高は４３０ｍ、鹿児島の受信アンテナの高さは６６．８２ｍ、同ＳＤアンテナの高さは６３．２ｍである。なお、受信アンテナ及びＳＤアンテナの高低差Δｄはハーフピッチ量である。また、これは、図５において、Ｄ＝３９５００ｍ、Ｈ₂＝４３０ｍ、Ｈ₁₂＝６６．８２ｍ、Ｈ₁₁＝６３．２ｍ、Δｄ＝３．６２ｍとした場合である。

我が国におけるＫタイプのフェージングの係数（電波屈折比）Ｋの値の年間変化（夏冬９８％時のＫの変化幅）は、図８に示すように表すことができる。図８によれば、この区間のＫが年間を通して１〜１５の間を変動するものとした上で、前述の電界計算式によりこの区間の年間の電界変動を計算することができる。

図９は、この区間について、周波数２２４８．５ＭＨｚ、Ｋ＝１〜１５の年間にわたる電界変動特性の計算結果を示す。ここで、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の前後差ｄ＝０とした。また、Ｄ＝３９５００ｍ、Ｈ₂＝４３０ｍ、Ｈ₁₂＝６６．８２ｍ、Ｈ₁₁＝６３．２ｍ、Δｄ＝３．６２ｍ（即ち、ハーフピッチ量）である。即ち、図９は従来の反射波防止アンテナの方向調整の場合と同一条件下での電界変動特性の計算結果である。なお、図９において、横軸はＫの値、縦軸は電界（ｄＢ）である。これは図１０乃至図１４及び図２２においても同様である。但し、本発明に従って、図９においては、給電線の長さｌ₂は５ｍで一定とし、ｌ₁は５．０１ｍ、４．９９ｍ、４．９８ｍ、４．９７ｍ、４．９５ｍの各値とする。また、反射波ｌｄ₂及びｌｄ₁は上下方向の指向の損失により直接波に比べ２ｄＢだけ損失したとして計算している。また、給電線ｌ₁及びｌ₂は同軸線からなり、波長短縮率は０．９１とする。

図９の計算結果から以下のことが判る。即ち、反射波防止アンテナにおける上下方向の方向調整においては、電界最大に方向調整をしてはならない。例えば、方向調整時においてＫが１．３であれば、上下方向の方向調整の際に下方のアンテナ（ＳＤアンテナ）が上方のアンテナ（受信アンテナ）の約１ｃｍ後方に位置し、かつ、ｌ₁＝ｌ₂であれば電界最大となる。しかし、この状態で方向調整が完了したものとして各アンテナを当該位置に固定したとすると、Ｋが年間変動により１．６７近傍になった場合、図９から明らかなように、電界は限りなく低下する。これが、従来極めて厳密に上下方向の方向調整を行っていたにもかかわらず、設置後に必ず反射波防止アンテナの方向調整を再度行わざるを得なかった原因であったと考えられる。

図１０は、この区間について、図９と同一の条件で、受信アンテナの高さＨ₁₂のみを６５．８２ｍに変更した場合の電界変動特性の計算結果である。即ち、高低差Δｄのハーフピッチ量を約３０％低減した状態での計算結果である。なお、ｌ₁は５．０１ｍ、４．９９ｍ、４．９７ｍ、４．９６ｍ、４．９４ｍの各値とする。図１１は、この区間について、図９と同一の条件で、受信アンテナの高さＨ₁₂のみを６７．８２ｍに変更した場合の電界変動特性の計算結果である。即ち、高低差Δｄのハーフピッチ量を約３０％増加した状態での計算結果である。なお、ｌ₁は５．０１ｍ、５．００ｍ、４．９９ｍ、４．９８ｍ、４．９５ｍの各値とする。

図１０及び図１１の計算結果から以下のことが判る。即ち、反射波防止アンテナにおける上下方向の方向調整は、従来、アンテナの間隔をＫ＝４／３時の直接波と反射波との夾角により厳密に定められていた。しかし、図１０及び図１１から明らかなように、アンテナの高低差がハーフピッチ量の７２％又は１３０％であっても、十分にＫタイプのフェージングは防止できる。換言すれば、高低差Δｄがハーフピッチ量以外の量であっても、本発明に従って給電線ｌ₁及びｌ₂についての条件を定めることにより、Ｋタイプのフェージングは防止できる。

図１２は、この区間について、図９と同一の条件で、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の前後差ｄのみを５ｍに変更した場合の電界変動特性の計算結果である。即ち、高低差Δｄをハーフピッチ量とし、かつ、距離ｄをアンテナの波面の位置からずらした状態での計算結果である。なお、ｌ₁は９．５６ｍ、９．５４ｍ、９．５３ｍ、９．５２ｍ、９．５１ｍの各値とする。図１３は、この区間について、図１０と同一の条件で、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の前後差ｄのみを５ｍに変更した場合の電界変動特性の計算結果である。即ち、高低差Δｄのハーフピッチ量を約３０％低減し、かつ、２個のアンテナの波面の位置を相互にずらした状態での計算結果である。なお、ｌ₁は９．５６ｍ、９．５４ｍ、９．５２ｍ、９．５１ｍ、９．４９ｍの各値とする。図１４は、この区間について、図１１と同一の条件で、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の前後差ｄのみを５ｍに変更した場合の電界変動特性の計算結果である。即ち、高低差Δｄのハーフピッチ量を約３０％増加し、かつ、２個のアンテナの波面の位置を相互にずらした状態での計算結果である。なお、ｌ₁は９．５６ｍ、９．５５ｍ、９．５４ｍ、９．５３ｍ、９．５０ｍの各値とする。

図１２乃至図１４の計算結果から以下のことが判る。即ち、反射波防止アンテナにおける上下方向の方向調整は、従来、アンテナの波面の位置を厳密に揃えることにより厳密に定められていた。しかし、図１２乃至図１４から明らかなように、アンテナの波面の位置が相互に５ｍも前後していても、電界変動特性は距離ｄ＝０の場合と同様である。従って、この場合でも十分にＫタイプのフェージングは防止できる。換言すれば、距離ｄが０以外であっても、本発明に従って給電線ｌ₁及びｌ₂についての条件を定めることにより、Ｋタイプのフェージングは防止できる。

以上の図９乃至図１４から以下のことが判る。即ち、従来、反射波防止アンテナの設置に際しては、その敷地の造成、アンテナ搭載の鉄塔の設計、局舎の設計の各段階にわたり、厳密なハーフピッチの確保及び厳密な同一の波面の確保という要請に対応すべく、厳しい制約が課せられていた。これが反射波防止アンテナの設置期間の長期化、費用の高騰を招いていた。更に、そのようにしてまで厳密に反射波防止アンテナを設置しても、必ず方向調整の再度の実施が避けられなかった。しかし、図９乃至図１４から明らかなように、本発明に従って給電線ｌ₁及びｌ₂についての条件を定めれば、厳密なハーフピッチ及び厳密な同一の波面を確保する必要がない。これにより、反射波防止アンテナの設置を容易なものにでき、方向調整の再度の実施も殆どなくすことができる。

更に、本発明に従って式（３）を成立させるように給電線ｌ₁及びｌ₂についての条件を定めて方向調整を行う場合、式（３）は図８に示すＫの変動の範囲において成立すればよい。図８に示すように、Ｋの変動の範囲は反射波防止アンテナの設置される地域及び季節により変動する。従って、この変動の範囲外のＫの値については前記式（３）が成立する必要はない。

図１５乃至図２０は、この区間について、各々、図９乃至図１４と同一の条件で、当該周波数２２４８．５ＭＨｚの±３０ＭＨｚのスイープ波の電界変動特性の計算結果を示す。Ｋは４／３又は２である。なお、図１５において、横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸は電界（ｄＢ）である。これは図１６乃至図２１及び図２３乃至図２５においても同様である。

図１５乃至図２０の計算結果から以下のことが判る。第１に、図９乃至図１４に関連して説明したような広い範囲において条件を変化させても、必ずスイープ電界がフラットになる条件が存在する。即ち、図１５乃至図２０のいずれにおいても、曲線の傾きの符号が反転する領域が存在するので、この領域において必ず電界がフラットになる（電界が一定になる）条件が存在することが判る。従って、図９乃至図１４に関連して説明したような様々な条件の下でも、Ｋの変動にかかわらず、電界を一定とすることができる。なお、Ｋは４／３又は２の２値についてのみしか示していないが、これは一例であり、他の種々の値についても同様である。言うまでもなく図１０に関連して説明した如く、反射波について絶対値を極力零にするような条件の設定が行われていれば、Ｋについての他の値でも同様である。

第２に、Ｋの変動にかかわらず、電界が一定となる条件（式（３）を成立させる条件）をスイープ波を用いて検出することができる。そして、これは図９乃至図１４に関連して説明したような様々な条件の下でも可能である。従って、従来のように、ＣＷ（キャリアウェーブ）を用いたアンテナの方向調整を行う必要がない。反射波防止アンテナ設置現場には、通常、スペクトルアナライザーやスイープゼネレータ等が携帯又は常備される。従って、これらを使用することにより、反射波防止アンテナの上下方向の方向調整においてスイープ波を利用して極めて容易にかつ正確に、式（３）を成立させる給電線ｌ₁を選択することができる。これにより、図１５乃至図２０から明らかなように、極めて正確な上下方向の方向調整が極めて容易に可能となる。

図２１は、この区間について、図１５と同一の条件で、当該周波数２２４８．５ＭＨｚの±３０ＭＨｚのスイープ波の電界変動特性の計算結果を示す。なお、Ｋは４／３である。

曲線(1) は、本発明に従って、受信アンテナ及びＳＤアンテナに入射する両反射波の経路差が（１／２）λであれば、仮に、Ｌ₁＋１．０９８９×ｌ₁＝Ｌ₂＋１．０９８９×ｌ₂でなくても、ｌ₁とｌ₂との長さの差が小であれば、電界が実質上フラットとなることを示す。なお、ｌ₂＝５ｍ、ｌ₁＝４．９７７ｍである。これは、本発明によりＫタイプのフェージングを防止した正常な反射波防止アンテナである。曲線(2) は、曲線(1) の場合とは逆に、受信アンテナ及びＳＤアンテナに入射する両直接波の側で経路差が（１／２）λになっているような条件であれば、直接波の側での絶対値が零に近くなっている場合であり、仮に、ｌｄ₁＋１．０９８９×ｌ₁＝ｌｄ₂＋１．０９８９×ｌ₂でなくても、ｌ₁とｌ₂との長さの差が小であれば、電界がフラットとなることを示す。なお、ｌ₂＝５ｍ、ｌ₁＝５．０３７３ｍである。なお、いずれの場合も、反射波の損失は２ｄＢであるとした。

これに対して、曲線(3) は、曲線(1) と同一の条件において、経路長ｌｄ₂側の損失が５ｄＢ、経路長ｌｄ₁側の損失が２ｄＢ、経路長Ｌ₂側の損失が３ｄＢ、経路長Ｌ₁側の損失がない場合を示す。曲線(4) は、曲線(1) と同一の条件において、経路長ｌｄ₂側の損失が８ｄＢ、経路長ｌｄ₁側の損失が２ｄＢ、経路長Ｌ₂側の損失が６ｄＢ、経路長Ｌ₁側の損失がない場合を示す。

図２１の計算結果から以下のことが判る。第１に、曲線(1) と曲線(2) との比較から、電界がフラットとなる場合であっても、直接波が打ち消しあってしまい反射波のみの出力となっている場合がある。このような直接波が打ち消しあって反射波により電界がフラットとなるような条件を設定すると、電界は年間において略一定であるが、電界の絶対レベルが低下し、また、不安定になる。従って、方向調整において曲線(2) の条件を選択することは避ける必要がある。

第２に、曲線(1) と曲線(3) 及び曲線(4) との比較から、受信アンテナとＳＤアンテナとの間に電界差があれば、たとえこれら以外の諸元が電界をフラットにする値に設定されていても、当該周波数の±３０ＭＨｚのスイープ波の範囲においては電界がフラットにならない。即ち、アンテナの利得差、アンテナの方向調整の差、給電線の損失差が存在する場合、単に経路長を等しくしても受信電界はフラットにならない。従って、スイープ波を使用する方向調整においては、アンテナの利得差、アンテナの方向調整の差、給電線の損失差が存在しないように設定する必要がある。この観点から、図３に示したＰＡＤ７を挿入する必要がある。

図２２は、この区間について、周波数７ＧＨｚ（波長λ＝０．０４２８５７ｍ）、Ｋ＝１〜１５の電界変動特性の計算結果を示す。ここで、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の前後差ｄ＝０とした。また、受信アンテナの高さＨ₁₂＝６４．３７ｍ、ＳＤアンテナの高さＨ₁₁＝６３．２ｍ（前述の例と同一）、Δｄ＝１．１７ｍ（即ち、７ＧＨｚでのハーフピッチ量）である。即ち、図２２は、図９と同様に、従来の反射波防止アンテナの方向調整の場合と同一条件下での電界変動特性の計算結果である。但し、本発明に従って、給電線の長さｌ₂は５ｍで一定とし、ｌ₁は５．０１２、５．００２ｍ、４．９９２ｍ、４．９８２ｍ、４．９７２ｍの各値とする。また、反射波ｌｄ₂及びｌｄ₁は上下方向の指向の損失により直接波に比べ８ｄＢだけ損失したとして計算している。また、給電線ｌ₁及びｌ₂での波長短縮率は０．９１とする。

図２３は、この区間について、図２２と同一の条件で、直接波及び反射波の反射損失Ｄ／Ｕ比が変化し、かつ、直接波の経路長が変化した場合のＫ＝４／３における２０ＭＨｚのスイープ波の電界変動特性の計算結果である。図２３の各図は、反射損失Ｄ／Ｕ比を８ｄＢ、６ｄＢ、４ｄＢ、２ｄＢ、０ｄＢ及び−２ｄＢとした時のスイープ電界の変化を示す。また、各図において、曲線ＡはＳＤアンテナの側の長さが受信アンテナの側の長さより同軸長にして２ｃｍ長い場合（即ち、ｌ₂＝５ｍ、ｌ₁＝５．０１２ｍである場合）を示し、曲線ＢはＳＤアンテナの側の長さが受信アンテナのそれより同軸長にして１ｃｍ長い場合（即ち、ｌ₂＝５ｍ、ｌ₁＝５．００２ｍである場合）を示し、曲線ＣはＳＤアンテナ及び受信アンテナの側の長さが等しい場合（即ち、ｌ₂＝５ｍ、ｌ₁＝４．９９２ｍである場合）を示し、曲線ＤはＳＤアンテナの側の長さが受信アンテナのそれより同軸長にして１ｃｍ短い場合（即ち、ｌ₂＝５ｍ、ｌ₁＝４．９８２ｍである場合）を示し、曲線ＥはＳＤアンテナの側の長さが受信アンテナのそれより同軸長にして２ｃｍ短い場合（即ち、ｌ₂＝５ｍ、ｌ₁＝４．９７２ｍである場合）を示す。

図２３の計算結果から以下のことが判る。即ち、７ＧＨｚについてのスイープ波を用いての反射波防止アンテナの方向調整においては、直接波と反射波とのＤ／Ｕ比に厳重な注意が必要である。特に、Ｄ／Ｕ比を０又は負にしてはならない。Ｄ／Ｕ比を０ｄＢ及び−２ｄＢとした場合のように、半波長の略整数倍でフラットの特性が複数出現する場合には、各アンテナの上下方向のＤ／Ｕ比を考慮して方向調整を行う必要がある。実際には、図２３に示すＤ／Ｕ比が０ｄＢ及び−２ｄＢである領域において、本発明による方向調整を行ってはならない。

以上の図２２及び図２３の計算結果から以下のことが判る。即ち、我が国においては、従来、４ＧＨｚ以上のマイクロ波通信における反射波防止アンテナの使用の実例はない。これは、従来はＫの変動幅が不明であったこと、従ってどのようなＫの値を用いて電界を計算すべきかの基準がなく効果の判断が不能であったこと、優れた測定器等が未開発であって調整が不可能であったこと等による。しかし、反射波防止アンテナにおける電界変動のメカニズム及び変動量が明らかにされたので、例えば７ＧＨｚのような４ＧＨｚ以上のマイクロ波通信においても、反射波防止アンテナを使用することができる。この場合の反射波防止アンテナの方向調整は、本発明に従って、図２２及び図２３に示すように、容易に行うことができる。

図２４は、この区間について、図１４と同一の条件で、Ｋ＝４／３における２２４８．５ＭＨｚ±３０ＭＨｚのスイープ波の電界変動特性を示す。但し、ｌ₁は９．５１ｍから９．５９ｍまで、即ち、半波長以上で１ｃｍ毎に変化させている。即ち、曲線(1) から曲線(9) である。なお、図１４と同一の条件であるから、Ｈ₁₁＝６３．２ｍ、Ｈ₁₂＝６７．８２ｍ（高低差Δｄをハーフピッチ量の約３０％増加した状態）、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の前後差ｄ＝５ｍ、ｌ₂＝５ｍ、経路長ｌｄ₁及びｌｄ₂側の損失が４ｄＢ、経路長Ｌ₁及びＬ₂側の損失が２ｄＢ、ｌ₁及びｌ₂における波長短縮率は０．９１である。

図２４の計算結果から以下のことが判る。即ち、曲線(3) と(4) との間及び曲線(8) と(9) との間で曲線の傾きの符号が反転しているので、これらの間に、各々、フラットな周波数特性が存在する。従って、フラットな周波数特性は２本存在する。曲線(3) と(4) との間のフラットな周波数特性は直接波のみで電界を構成し、曲線(8) と(9) との間のフラットな周波数特性は反射波のみで電界を構成する。この場合、図２１において説明したように、前者の条件を選択し、後者の条件は選択しないようにする必要がある。

図２５は、この区間について、図２４と同一の条件で、２２４８．５ＭＨｚ＋１４０ＭＨｚ乃至−１９０ＭＨｚのスイープ波の電界変動特性を示す。但し、ｌ₁は９．５ｍ及び９．５３７ｍである。なお、ｌ₁＝９．５３７ｍの場合、両系の反射波経路長差は２２４８．５ＭＨｚの（１／２）λに略等しい。

図２５の計算結果から以下のことが判る。即ち、スイープ波のピッチ周波数は、周知の計算により、直接波と反射波の差から求めることができる。ｌ₁＝９．５ｍのように電界をフラットとする条件を外れている場合、電界はスイープ波のピッチ周波数に一致する周期で大きく変動する。従って、スイープ波の電界変動特性がフラットであるか否かは、スイープ波のピッチ周波数の１周期又は半周期の範囲で測定しなければならない。これにより、正確に電界をフラットとする条件を求めることができる。

（本発明による反射波防止アンテナの方向調整）
本発明による反射波防止アンテナの方向調整について順を追って説明する。
ステップ１；方向調整に使用する実際の区間の諸元を図２６に示す。なお、この区間は、例えば前述のように送信側が横尾岳であり、受信側が鹿児島であり、数値は現実の値を示す。この区間におけるＫタイプのフェージングのＫの年間の変動幅は、図８に示すように、１乃至１５である。

ステップ２；まず、方向調整の作業に入る前に、図２７に示す各項目について、周知のマイクロ波伝搬路基本式に従って計算により予め算出する。なお、これらの各項目の値を予め算出する理由は以下のようである。

即ち、θ₁、θ₂、α₁及びα₂を算出するのは、受信アンテナ及びＳＤアンテナの方向調整の作業中及び終了後において、上下方向の方向調整の良否を判別する資料とするためである。ｌｄ₂−Ｌ₂及びｌｄ₁−Ｌ₁を算出するのは、スイープ波形で方向調整を実施する場合において、そのスイープ幅を予め知るためである。Ｌ₂−Ｌ₁を算出するのは、ｌ₁の決定に必要なためである。ｌｄ₂−ｌｄ₁を算出するのは、ｌｄ₂＋ｌ₂＝ｌｄ₁＋ｌ₁であたかも上下方向の方向調整が終了したかのように錯覚することを防止するためである。なお、ｌｄ₁及びｌｄ₂の値を用いて位相角θ₁及びθ₂を算出する場合は、反射時において位相が１８０°回転するので、この分を補正する必要がある。

ステップ３；方向調整の作業の開始前に、送信側、受信側、測定コード、更にはスイープジェネレータ、スペクトルアナライザ等の単体折り返しの周波数特性等を測定し、必要に応じて表示を校正しデータを記録する。この時、データを記録するための最大のスイープ幅は、前述の図２５により説明したように、ｌｄ₂−Ｌ₂及びｌｄ₁−Ｌ₁の最短数値のピッチ幅の＋３０ＭＨｚ程度とする。この区間の場合、１．０２１ｍが最短であり、周波数ピッチは約３００ＭＨｚ、従って、スイープ幅はｆ₀±１６５ＭＨｚとすればよい。

ステップ４；次に、給電線ｌ₁の長さ決定のための計算を行う。一例としてＫ＝４／３とし、周波数は２２４８．５ＭＨｚである。ここで、図２８（及び図２６）に示すように、高低差Δｄ＝４．６２ｍはハーフピッチ長ではない。また、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の前後差ｄ＝５ｍであるとして、給電線ｌ₁の長さを算出する。

前述のように、周知のマイクロ伝搬路基本式により、Ｌ₂＝３９５０７．８１７９ｍ、Ｌ₁＝３９５０２．８４９８ｍ、ｌｄ₂＝３９５０９．０１４４ｍ、ｌｄ₁＝３９５０３．９６２２ｍとなる。これを式（３）に代入して、更に波長λを代入すれば、ｌ₁＝９．５３７ｍとなる。従って、図２８のＡＢ間に長さが９．５３７−５＝４．５３７ｍで波長短縮率が０．９１であるＣＯＸ線を挿入すればよい。

ＣＯＸ線の挿入により９．５３７ｍとなった給電線ｌ₁と長さ５ｍのままである給電線ｌ₂との間には、２ＧＨｚの電波の受信電力の通過損失の差が生じる。そこで、図２９に示すように、この損失差の分に相当するＰＡＤを給電線ｌ₂の系に挿入する。即ち、図３の構成とする。このＰＡＤの挿入による電気長の変動も正確に考慮される。

ここで、重要な事項について、図２４を参照して説明する。図２４に示すように、給電線ｌ₁の長さが９．５３７ｍよりわずか５ｃｍだけ増加した９．５８１６ｍになるとスイープ波形は再びフラットになる。この時の反射波防止アンテナの諸元の関係を図３０に示す。図３０において、直接波について、
Ｌ₂＋（１／Ｃ）ｌ₂＝３９５０７．８１７９＋５．０×１．０９８９＝３９５１３．３１２４ｍ、Ｌ₁＋（１／Ｃ）ｌ₁＝３９５０２．８４９８＋９．５８１６×１．０９８９＝３９５１３．３７９０２ｍである。従って、（Ｌ₁＋（１／Ｃ）ｌ₁）−（Ｌ₂＋（１／Ｃ）ｌ₂）＝０．０６６６２０２ｍである。これは、略０．５λに等しい。

同様に、反射波について、
ｌｄ₂＋（１／Ｃ）ｌ₂＝３９５０９．０１４４＋５．０×１．０９８９＝３９５１４．５０８９ｍ、ｌｄ₁＋（１／Ｃ）ｌ₁＝３９５０３．９６２２＋９．５８１６×１．０９８９＝３９５１４．４９１４２ｍである。従って、（ｌｄ₂＋（１／Ｃ）ｌ₂）−（ｌｄ₁＋（１／Ｃ）ｌ₁）＝０．０１７４８ｍである。これは、λ＝０．１３３４ｍに比べて十分に小さい値である。即ち、この時には、図２１において説明したと同様に、正常な反射波防止アンテナの直接波と反射波の役割が逆転しているので、スイープ波による方向調整においてこの点に注意する必要がある。

ステップ５；反射波防止アンテナを構成するため、受信アンテナ及びＳＤアンテナを、各々、別個に設計により定めた位置に取り付け、左右方向及び上下方向の方向調整を独立して実施する。

まず、左右方向の方向調整は上下方向を前記ステップ２で求めた値に大体合わせた状態にした上で実施する。この時、受信アンテナとＳＤアンテナとでは反射波の影響により殆ど同一の値にはならない。いずれか一方が著しく電界値が小さくなり方向調整が不能の場合、その方のみ周波数を最大で９０ＭＨｚ程度上げるか又は下げるかして電界値を回復させた上で、方向調整を行う。即ち、左右方向は、電界が最大となるように調整してその位置で固定する。

ステップ６；次に、上下方向の方向調整を行うが、この方向調整はただ漫然と電界最大位置で固定したのでは不十分である。前記ステップ２の計算により求めたθ₁及びθ₂の値が約１°であること、及び、α₁及びα₂が約０．４°であることを参考にして方向調整を行う。即ち、アンテナが僅かに水平方向に対して前記角度を有するようにした上で、電界最大位置を求める。なお、この程度の角度であれば、上下のアンテナに４．６２ｍの高低差があっても、特別の訓練等を経なくても識別することが可能である。なお、左右方向の方向調整において電界値が不足して周波数を変更した側のアンテナの方向調整は、左右方向と同様に周波数を変更したままの状態で、方向調整を実施する。

上下方向の方向調整により電界最大位置が求まったら、複数の作業員により、受信アンテナ及びＳＤアンテナの方向が略同一になっていることを確認する。この時、アンテナの方向は下向きではなく、僅かに上向きであることも確認する。

この後、更に、当該電界最大位置から０．３°〜０．５°程度受信アンテナ及びＳＤアンテナの向きを上に向ける。これは、図２３において説明したように、直接波、反射波のＤ／Ｕ比を負ではなく確実に０以上の正とするためと、直接波との正対により近づけるためである。

ステップ７；次に、以上の方向調整をした状態で、受信アンテナとＳＤアンテナとの間の上下方向の高低差Δｄと、これらの間の波面の距離ｄとを計測する。高低差Δｄはｃｍのオーダで計測する。距離ｄはｍｍのオーダで計測することが望ましい。計測時は無風で晴天であることが望ましい。

この計測の結果、高低差Δｄが４．６２ｍであり、距離ｄが５ｍであれば、次の段階として、ステップ４において算出したｌ₁＝９．５３７ｍを基準としたスイープ波形による方向調整を行う。ここで、高低差Δｄが数ｃｍ程度のずれであれば殆ど問題ない（無視してよい）。一方、距離ｄが正確に５ｍでない場合には、給電線ｌ₁の値を修正する必要がある。

即ち、前記の各値で当該反射波防止アンテナが正常に動作するようになっていたとする。ところが、ステップ５及び６における左右及び上下方向の独立した方向調整の後、距離ｄを計測したら、本来の値ｄよりもＺだけ増加していたとするならば、給電線ｌ₁をその分長くしなければならない。これを図３１に示す。一方、距離ｄが本来の値よりもＺだけ減少していたとするならば、給電線ｌ₁をその分短くしなければならない。これを図３２に示す。

今、距離ｄを計測したら、図３３に示すように、設計の時点で５ｍの予定であったものが４．９７６ｍであったとする。この場合、本発明に従って給電線ｌ₁を短くしなければならない。即ち、修正後の給電線ｌ₁の新たな長さはｌ₁＝９．５３７−（５−４．９７６）×０．９１＝９．５１５ｍとなる。

ステップ８；次に、スイープ波による方向調整を行う。図２５は、Ｈ₁₁＝６３．２ｍ、Ｈ₁₂＝６７．８２ｍ、ｄ＝５ｍ、Ｋ＝４／３の時のｌ₁＝９．５３７ｍ及び９．５ｍについての２２４８．５ＭＨｚを中心として−１８０ＭＨｚ〜＋１４０ＭＨｚの範囲の計算による受信電界を示す。この時、前述のように、ｌｄ₂−Ｌ₂＝１．１９７ｍ、ｌｄ₁−Ｌ₁＝１．１１２ｍである。平均の経路差は１．１５４５ｍとなる。この長さの時のスイープ波のピッチ周波数は２５９．８５ＭＨｚであり、これは図２５のｌ₁＝９．５ｍの時のピッチ周波数と略一致する。反射波の経路差が（１／２）λでない場合の反射波防止アンテナは、反射波存在区間の１個のアンテナとほぼ同等となる。従って、スイープ波により受信電界を測定すれば、経路差に相当するピッチ周波数の存在を知ることができる。

ステップ５、６及び７において、水平及び上下方向を独立に方向調整し、距離ｄを計測し、給電線ｌ₁の正確な値を算出したら、反射波防止アンテナを構成する。そして、この後スイープ波により方向調整を行う。この時、スイープ波の幅は、前述のように、予め算出した経路差のピッチ周波数の幅でなくてはならない。なお、確実のためには、当該幅に±１５ＭＨｚを加えればよい。ピッチ周波数内の電界偏差は、ピークツーピーク（Ｐ−Ｐ）で３〜５ｄＢあれば電気長の調整が良好であるとみることができる。

この偏差が当該値以上である場合には、給電線ｌ₁の長さの調整を行う。即ち、図４（Ｃ）に示すように、給電線ｌ₁の長さを５ｍｍ単位で変化させ、図２５の特性がよりよいフラットを有するように近づける。ここに、フラットとは、前記ステップ３において述べた測定系送受の折り返し特性に近い特性をいう。当該折り返し特性が左下がりなら、その左下がりの特性と同様の特性がフラットの特性である。ピッチ周波数内の電界偏差がＰ−Ｐで３〜５ｄＢの中に入っていたとしても、給電線ｌ₁の長さ調整により偏差が更に小さくなるのであれば、再度、給電線ｌ₁の長さを調整する。

なお、経路差が短い場合、大幅のスイープ測定が困難となることがある。例えば、ＳＧの出力が大幅な周波数特性を持ってしまう場合や送受の折り返した単体の測定系の周波数特性が無視できなくなってしまう場合等である。この場合、スイープの幅を２分割又は３分割等して測定を行えばよい。

また、他の区間や他の企業のマイクロ回線等に大きなスイープ波が妨害を与えるようであれば、点々法により電界を測定するようにしてもよい。この時、経路差分の幅の周波数を互いに連絡を取りながら、他の使用周波数帯の隙間を利用して各周波数を測定すればよい。

以上説明したように、本発明によれば、アンテナに入射する反射波の経路長、給電線の長さ、アンテナに入射する電波の波長、給電線における波長短縮率を考慮した、Ｋタイプのフェージングを防止した反射波防止アンテナを提供することができ、アンテナの方向調整を容易にすることができる。

本発明の原理説明図である。本発明の原理説明図である。反射波防止アンテナ構成図である。反射波防止アンテナ構成図である。受信電界の計算説明図である。受信電界の計算説明図である。受信電界の計算説明図である。Ｋの変動幅説明図である。電界変動説明図である。電界変動説明図である。電界変動説明図である。電界変動説明図である。電界変動説明図である。電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。スイープ波の電界変動説明図である。方向調整の説明図である。方向調整の説明図である。方向調整の説明図である。方向調整の説明図である。方向調整の説明図である。方向調整の説明図である。方向調整の説明図である。方向調整の説明図である。従来技術説明図である。

符号の説明

１ＳＤアンテナ
２受信アンテナ
３、４給電線
５合成器
６電気長調整手段
７ＰＡＤ

Claims

送信パラボラアンテナからの電波を受信するよう設けられて、いずれか上下に配置された第１のパラボラアンテナ及び第２のパラボラアンテナと、
前記第１のパラボラアンテナ及び第２のパラボラアンテナの受信出力電力を合成して当該反射波防止アンテナの受信出力電力を出力する合成器と、
前記合成器と前記第１のパラボラアンテナとの間を接続する第１の給電線と、
前記合成器と前記第２のパラボラアンテナとの間を接続する第２の給電線とを備えた反射波防止アンテナであって、
前記第１のパラボラアンテナと前記第２のパラボラアンテナとの波面を異ならせて当該第１のパラボラアンテナの側の波面を前記送信パラボラアンテナにより近くし、かつ、前記第１のパラボラアンテナと前記第２のパラボラアンテナとの間の高低差を受信電波の波長の１／２以外の値とし、
前記第１の給電線又は前記第２の給電線と前記合成器との間に電気長調整用の手段を備え、
前記第１の給電線の長さを前記第２の給電線の長さよりも大とし、
前記第２の給電線が前記合成器に至る間に伝搬損失調整用の手段を備えると共に、
大地反射波が前記送信パラボラアンテナから前記第１のパラボラアンテナに入射して前記合成器に達するまでの当該大地反射波の全経路の経路長と、大地反射波が前記送信パラボラアンテナから前記第２のパラボラアンテナに入射して前記合成器に達するまでの当該大地反射波の全経路の経路長との差を、受信電波の波長の１／２に設定した
ことを特徴とする反射波防止アンテナ。
送信パラボラアンテナからの電波を受信するよう設けられて、いずれか上下に配置されたＳＤパラボラアンテナ及び受信パラボラアンテナと、
前記ＳＤパラボラアンテナ及び受信パラボラアンテナの受信出力電力を合成して当該反射波防止アンテナの受信出力電力を出力する合成器と、
前記合成器と前記ＳＤパラボラアンテナとの間を接続する給電線であって、前記合成器に対して長さの固定された第１の給電線と、
前記合成器と前記受信パラボラアンテナとの間を接続する給電線であって、前記合成器に対して長さの固定された第２の給電線と、
前記第１の給電線又は前記第２の給電線と前記合成器との間にこれらの間を接続するように設けられた電気長調整用の手段とを備え、
前記ＳＤパラボラアンテナ及び受信パラボラアンテナの波面を異ならせ、かつ、前記ＳＤパラボラアンテナ及び受信パラボラアンテナの間の高低差を受信電波の波長の１／２以外の値とすることにより、前記受信パラボラアンテナの位置を前記ＳＤパラボラアンテナの位置よりも高くし、前記受信パラボラアンテナの波面を前記ＳＤパラボラアンテナの波面よりも前記合成器に近くし、前記第１の給電線の長さを前記第２の給電線の長さよりも長くし、前記第２の給電線と前記合成器との間に伝搬損失調整用の手段とを備える反射波防止アンテナの方向調整方法であって、
前記第１の給電線又は前記第２の給電線を前記合成器に対して所定の距離を隔てて固定し、
前記電気長調整用の手段として、受信電波の波長から定まる所定の長さずつその長さの異なる同軸線を複数本予め用意し、
当該複数本の同軸線の内から、大地反射波が前記送信パラボラアンテナから前記ＳＤパラボラアンテナに入射して前記合成器に達するまでの当該大地反射波の全経路の経路長と大地反射波が前記送信パラボラアンテナから前記受信パラボラアンテナに入射して前記合成器に達するまでの当該大地反射波の全経路の経路長との差を、受信電波の波長の１／２にするように選択された同軸線を接続する
ことを特徴とする反射波防止アンテナの方向調整方法。