JP2005537758A - 空間−時間コード化信号のための最大見込みに基づく干渉打消し - Google Patents

Abstract

複数の受信要素（614a-h）、重み付け手段（616a-h）、及び、復号化手段（618）、を備える信号処理装置（604）。受信要素（614a-h）の各々は、復号化手段（618）において、それと対応付けられた受信重み付け手段（619a-h）を持ち、それは、複数の送信機（612a-h）から送信された複数の信号を受信するようにされる。重み付け手段（616a-h）は、いくつかの信号をゼロにするために所定の周波数において受信要素（614a-h）によって受信されたいくつかの信号の複素重み付け関数を適用するようにされる。復号化手段（618）は、ゼロ化されていない信号と対応付けられたシンボル又はコード・ワードを決定し、シンボル又はコード・ワードを、少なくとも１つの更なるシンボル又はコード・ワードの決定に取り込むようにされる。

Description

本発明は、信号処理方法及び装置に係る。より詳細には、本発明は、多入力−多出力直交周波数分割多重化ワイヤレスネットワークシステムにおいてシンボル（symbols）及び／又はコードワードをデコードするための方法及び装置に係るが、これに限定されない。

シリアルデータシンボルのストリームをデータシンボルのパラレルブロックに変換して、各シンボルを複数の送信器の各１つを経て送信し、例えば、ＢＬＡＳＴアーキテクチャーのようなワイヤレスネットワークにわたるデータ転送レートを高くすることが知られている。空間−時間コード化は、送信コードワードにおける冗長性を入力シンボルに比して増加すると共に、コード化シンボルの各フレームに対し複数のコードワードをそれらの間に著しい差を伴って発生することにより、送信器と受信器との間のデータリンクのクオリティを改善する。

空間−時間トレリスコード（ＳＴＴＣ）は、上述した２つの技術の境界を橋渡しし、個々のパラレル化データストリームが空間−時間コードで保護されるようにする。これは、通信の頑丈さに関して性能改善をもたらし、それ故、空間−時間コードに関連したデータの正確さに改善を与える。このようなシステムは、非常に多数のアンテナ素子を有する多入力−多出力システム、例えば、４つ以上の送信器及び４つ以上の受信器にとって特に魅力的なものである。これは、システムがデータ転送クオリティにおいて高い信頼性と共に高いデータ転送レートを許すことによるものである。

潰れた（corrupted）コードワードを受信すると、理想的なＳＴＴＣ受信器は、全ての考えられるコードワードにわたってサーチを実行し、そして例えば、複数のアンテナにより受信されたコードワードにビタビデコーダを使用して見込み関数を最大にするベクトル又はシンボルを選択する。しかしながら、このような見込み関数を解く複雑さは、送信素子の数と共に指数関数的に高くなる。又、益々複雑な変調機構、例えば、６４直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用することができる。この６４−ＱＡＭでは、６４個の個別のシンボルがベクトル空間にあって、その各々が６ビットの２進シーケンスを表わす。これは、ベクトルのビタビ方程式を解く複雑さを著しく高める。従って、問題に対する計算による解決策は、実際に実施するのが計算上極端に複雑なものとなる。

最大見込み方程式（maximum likelihood equation）を解く計算上の複雑さを低減するための１つの解決策は、グループ干渉抑制（ＧＩＳ）を使用することである。このＧＩＳでは、望ましからぬ送信器から発せられるコードワードの空間的抑制が、受信器において、検出されるべき望ましい送信器からのコードワードのみを残すように行なわれる。これは、受信器に受信された信号を、所与の方向にゼロ又はほぼゼロの信号を発生するよう重み付けすることによって達成され、これは「ヌル化(nulling)」として知られたプロセスである。方向という語は、屋内や多経路に富んだ環境の場合の物理的方向ではないことが明らかであろう。

希望のコードワードが決定されると、次のコードワードに対して全ヌル化プロセスを繰り返さねばならない。これは、明らかに、厄介で時間のかかるプロセスである。

図２に示すような直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）では、基本的な最低周波数サブキャリアの高調波を各々有する複数のサブキャリア周波数は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニットの使用によりそれらに課せられた複素数データ値を有する。これらの複素数データ値は、サブキャリアの位相及び振幅を、それらの非擾乱状態から離れるように変化させる。送信時に、サブキャリアは、非正弦波信号を発生するように重畳する。受信器により信号を受信すると、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が信号に対して実行されて、サブキャリア、ひいては、それに関連したデータ値を回復させる。典型的なワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）データ送信は、例えば、Ｈｉｐｅｒｌａｎ２及びＩＥＥＥ８０２．１１ａのように、６４個のサブキャリアを含む。

ＯＦＤＭ ＳＴＴＣシステムのケースでは、１つの送信器からの各サブキャリア周波数が、他の送信器から発せられる同じサブキャリア周波数と干渉する。しかしながら、繰り返しプレフィックスが少なくともチャンネル過剰遅延と同程度に長いときには異なる周波数のサブキャリア間に干渉は生じない。従って、ＯＦＤＭ ＳＴＴＣシステムでは、各受信素子だけではなく各個々のサブキャリア周波数においても空間的ヌル化を実行しなければならないので、従来のＧＩＳ解決策を適用する複雑さが何倍にも増加する。これは、実質的に、このようなシステムを具現化する複雑さを増加すると共に、ＧＩＳ技術の計算上の複雑さを更に増加させる。

本発明の目的は、上述した問題及び／又は欠点の少なくとも１つを少なくとも部分的に改善する信号処理方法を提供することである。

本発明の更に別の目的は、上述した問題及び／又は欠点の少なくとも１つを少なくとも部分的に改善する信号処理装置を提供することである。

本発明の第１の態様によれば、複数の信号から複数のデータシンボル又はコードワードの各々を決定する方法において、
（ｉ）重み付け手段を使用して、複数の前記信号を重み付けして、前記複数の信号を実質的にヌル化するステップと、
（ii）ヌル化（non-nulled）信号又はその各々に対して最大見込み推定プロセスを実行するようにされた処理手段を使用して、前記非ヌル化信号又はその各々に関連したシンボル又はコードワードを決定するステップと、
（iii）前記重み付け手段によりヌル化された信号の数を、少なくとも前記ステップ（ii）における非ヌル化信号の数だけ減少するステップと、
（iv）最大見込みメトリック（metric）を、前記ステップ（ii）で導出されたデータシンボルに基づいて変更するステップと、
（ｖ）前記ステップ（ii）から（iv）を繰り返すステップと、
を備えた方法が提供される。

この方法は、この方法を繰り返すたびに、抑制されヌル化される入力ソースが次第に少なくなるので、サンプリングに使用できる空間的自由度の数がステップ（iv）により増加するという点で従来技術に勝る効果を有する。これは、サンプリングのための受信におけるダイバーシティを高め、ひいては、後でデータシンボルを決定できる信頼性を高めることになる。

この方法は、ステップ（ｉ）及び（iii）のいずれか又は両方においてどの信号をヌル化すべきか決定するために、データ、通常、チャンネル状態情報（ＣＳＩ）をサンプリングすることを含んでもよい。又、この方法は、ステップ（ｉ）及び（iii）のいずれか又は両方においてヌル化されるべき最低の入力電力をもつ信号を選択することを含んでもよい。これは、最高の入力電力をもつ信号がそれらの関連データシンボルを最初に決定するという効果を有する。これは、高い入力電力が通常高い信号対雑音比に関連され、従って、最初に決定されるシンボルの信頼性が高くなることから重要である。最初に決定されるシンボルの信頼性が高いことは、更に別のシンボルのその後の決定にそれらの最初のシンボルが使用され、このようなトレリスコード化システムにおいてエラーが伝播するので、重要である。

この方法は、コードワードであるか又はその一部分であるシンボルを決定することを含んでもよく、コードワードは、通常、送信手段に入力されるシンボルのストリームに関連している。

この方法は、複数の信号の中の少なくとも幾つかの信号の周波数を高調波周波数の倍数で分離することを含んでもよい。又、この方法は、複数の信号を直交させることを含んでもよい。従って、この方法は、信号の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）に直接適用することができる。

この方法は、前記ステップ（ｉ）の前に前記複数の信号を受信するようにされた複数の受信器を用意することを含んでもよい。又、この方法は、前記信号の和である信号を複数の空間的に分離された送信器から送信することを含んでもよい。

この方法は、前記ステップ（ｉ）又は（ii）のいずれかにおいて前記信号をヌル化するために処理手段により前記重み付け手段に適用されるべき複素数重み付け係数のマトリクスを導出することを含んでもよい。

又、この方法は、前記重み付け係数を前記重み付け手段に適用することを含んでもよい。
この方法は、ステップ（ii）においてベクトルビタビアルゴリズムを使用することを含んでもよい。
この方法は、送信の前にデータシンボルの入力シリアルストリームをパラレル化することを含んでもよい。

この方法は、通常、送信の前に空間−時間コード化を使用して、パラレル化されたデータシンボルのフレームをコード化することを含んでもよい。
この方法は、送信の前に、２ⁿ個のパラレル化されたデータシンボルのフレームをコード化することを含んでもよく、但し、ｎは、次のリストから選択された整数である。１、２、３、４、５、６、７、８、１６、３２、６４、１２８、＞１２８。

この方法は、コード化オペレーション中に、少なくとも１つ、好ましくは２つのコードワードを発生することを含んでもよい。
この方法は、前記ステップ（ii）と（iv）との間にヌル化チャンネルの数を減少することを含んでもよい。
この方法は、複数の信号の受信に対するダイバーシティを増加することを含んでもよい。

本発明の第２の態様によれば、複数の受信素子と、重み付け手段と、デコード手段とを備え、受信素子の各々には各重み付け手段が関連付けられ、受信素子の各々は、複数の送信器から送信された複数の信号を受信するようにされ、重み付け手段は、所与の周波数において受信素子により受信された複数の信号の各々に複素数重み付け関数を適用して前記複数の前記信号をヌル化するようにされ、更に、デコード手段は、非ヌル化信号に関連したシンボル又はコードワードを決定すると共に、前記シンボル又はコードワードを、少なくとも１つの更に別のシンボル又はコードワードの決定に組み入れるようにされた信号受信装置が提供される。

この受信装置は、少なくとも４つの受信素子を含んでもよい。
各受信素子には、チャンネル状態情報（ＣＳＩ）ユニットが関連付けされてもよく、そして各ＣＳＩユニットは、前記装置により受信される信号の送信経路の変化により前記信号に生じる歪を補償するようにされてもよい。

この受信装置は、各受信素子とデコード手段との間にＦＦＴユニットを備えてもよく、そしてＦＦＴユニットは、前記受信された信号から複数のサブキャリア信号の各々を分離するようにされてもよい。
デコード手段は、シンボルを決定するために受信素子で受信されたサブキャリア信号に対して最大見込み推定手順を実行するようにされた処理手段を備えてもよい。

処理手段は、信号に対して全ベクトルビタビデコーディングを実行するようにされてもよい。
この装置は、本発明の第１の態様に基づく方法を実行するようにされるのが好ましい。

本発明の第３の態様によれば、ネットワークにわたるデータ転送容量を高める方法において、
（ｉ）複数の送信素子により送信された複数のデータ搬送サブチャンネルで構成された信号を複数の受信素子において受信するステップと、
（ii）１つを除く全ての送信素子で送信された所与のサブチャンネルに関連した信号の成分を抑制するステップと、
（iii）最大見込み推定プロセスを使用して、前記１つの受信素子において前記所与のサブチャンネルで受信された前記信号に関連したシンボル又はコードワードを決定するステップと、
（iv）前記シンボル又はコードワードを、少なくとも１つの他のシンボル又はコードワードを決定するために最大見込み推定プロセスに組み入れるステップと、
を備えた方法が提供される。

この方法は、ネットワークを経てシンボル又はコードワードを送信する前に、データをパラレル化すると共に、データをシンボル又は空間時間コードワードとしてエンコードすることを含んでもよい。

この方法は、ネットワークから信号を受信するようにされた受信素子を５つ以上用意することを含んでもよく、そしてこの方法は、ネットワークにわたり信号を送信するようにされた送信素子を５つ以上用意することを含んでもよい。
この方法は、前記ステップ（iii）において信号に全ベクトルビタビデコーディングを適用することを含んでもよい。

この方法は、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＨｉｐｅｒＬａｎ２又はＢｌｕｅｔｏｏｔｈネットワーク或いはテレコミュニケーションネットワークのようなワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）の形態のネットワークを用意することを含んでもよい。現在の狭帯域Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈネットワークの場合には、空間−時間トレリスコード化が適用されることが明らかであろう。

本発明の第４の態様によれば、本発明の第１又は第３の態様に基づく方法を装置で実行するようにさせるための命令が記憶されたコンピュータ読み取り可能な媒体が提供される。

本発明の第５の態様によれば、マシンによって読み取り可能なプログラム記憶装置であって、マシン上でオペレーションされたときにマシンが本発明の第２の態様に基づく装置として動作するようにさせる命令のプログラムをエンコードするプログラム記憶装置が提供される。

以下、添付図面を参照して、本発明を一例として以下に詳細に説明する。
図１を参照すれば、既知の四位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）シグナリング機構のコンステレーション１００は、複素数平面において離間された４つのシンボル１０２ａ−ｄを含む。これらのシンボル１０２ａ−ｄの相対的な複素数及び実数成分は、どの２ビット２進シーケンスが所与のシンボルによって表わされるかを示し、例えば、シンボル１０２ａの正の実数及び正の虚数成分は、２ビットの２進シーケンス００を表わす。従って、ＱＰＳＫを使用し、単一シンボルを使用して２ビットを表わすことができ、直接２進シグナリングに対してビットレートを効果的に２倍にすることができる。

図２を参照すれば、直交周波数分割多重化構成体２００は、４つの入力チャンネル２０２ａ−ｄと、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２０４と、高速フーリエ変換ユニット２０８（ＦＦＴ）とを備えている。

ＩＦＦＴ２０４は、このケースでは、４つの正弦波サブキャリア２１０ａ−ｄを発生する。第１のサブキャリア２１０ａは、ある周波数を有し、システムの基本波を構成する。他の３つのサブキャリア２１０ｂ−ｄの各々は、基本波２１０ａの周波数の倍数である周波数を有し、即ち基本波２１０ａの高調波である。

入力チャンネル２０２ａ−ｄは、デジタルデータをＩＦＦＴユニット２０４へ搬送し、そこで、データは複素数値に変換される。各複素数値は、各サブキャリア２１０ａ−ｄに適用される。これは、各正弦波サブキャリア２１０ａ−ｄの位相及び振幅を変化させる効果を有する。

サブキャリア２１０ａ−ｄが合成されて、非正弦波キャリア波２１２を形成する。このキャリア波２１２は、受信器へ送信され、そこで、ＦＦＴユニット２０８がサブキャリア２１０ａ−ｄを分離し、そこから複素数重みを抽出する。次いで、これらの複素数重みがデコードされて、入力チャンネル２０２ａ−ｄに印加されたデータのストリングを回復する。

図３を参照すれば、エンコーダ３００は、シリアル／パラレルコンバータ３０２と、コードワードジェネレータ３０４とを備えている。使用中に、時間的に離間された複数のデータブロック３０８ａ−ｆより成るシリアルデータストリング３０６がコンバータ３０２に入力される。これらブロック３０８ａ−ｆは、コンバータ３０２から複数の出力チャンネル３１０ａ−ｆに同時に出力される。これは、シリアルデータストリームの単一データブロックからデータを個別に出力させるのを許すか、或いは最初のシリアルデータストリーム３０６内に離間されたデータブロックから複数のシリアルフレームを構成することを許す。例えば、このケースでは、各７番目のデータブロックが新たなフレーム３１２ａ−ｆにおいて互いに隣接配置される。これらフレームは、不定であるか、又はユーザが定義した長さのものである。

フレーム３１２ａ−ｆの各々は、ジェネレータ３０４により２つのコードワード３１４ａ、ｂへとコード化される。これら２つのコードワード３１４ａ、ｂは、高度の冗長性を有すると共に、それらの間の差が最大にされている。その結果、入力フレーム３１２ａ−ｆが僅かに変化しても、コードワード間に大きな差を与え、例えば、２つのフレーム間の差が１ビットであると、ジェネレータ３０４により発生されるコードワードにシンボル４個分又は５個分の変化が生じることになる。又、コード化プロセスは、発生されるコードワードが所与のフレーム内のデータに関する情報を生じるという点で、コードワードにメモリの要素を組み入れるものである。

ＯＦＤＭシステムにおいてサブチャンネルを経て送信されるのは、これらコードワードである。多入力−多出力（ＭＩＭＯ）のＯＦＤＭシステムでは、各コードワードが各送信アンテナ、通常、２つ以上のアンテナに送信される。というのは、このようにすると、送信の空間ダイバーシティが増加するからである。
受信アンテナは、それらが協働して、グループ干渉抑制（ＧＩＳ）により送信信号を空間的に拒絶するようにでき、これが図４に示されている。

図４を参照すれば、これは、検出器アレーに入射する平面波に対して、２つの受信素子４０２ａ、ｂがアレーアパーチャー４０４を画成するケースを示している。波頭４０６は、ベクトルＡ−Ａに沿ってアパーチャー４０４の法線に対して角度θでアパーチャー４０４に入射する。２つの受信素子４０２ａ、ｂについて考えると、波頭４０６は、素子４０２ａにより受信された後に、素子４０２ｂにより受信されるまでに、追加距離ｙだけ進行しなければならない。簡単な幾何学的な考え方から、ｙ＝ｄsinθであることが明らかである。この余計な進行距離は、２つの素子４０２ａ、ｂに受信される波頭間に次のような位相シフトを導入する。

重み付けユニット４０８ａ、ｂは、受信素子４０２ａ、ｂで検出された波頭４０６の各断片の電気ベクトルを、この構成体から出る前に整列させるために補正を適用する。従って、重み付けユニット４０８ａ、ｂにおいて波頭４０６の断片に適用される重みを変更することにより、アンテナアレーを空間的に走査できることが明らかであろう。というのは、各方向が受信素子４０２ａ、ｂ間の独特の位相関係を示すからである。

本発明は、平面波状態に限定されず、そして前記説明は、本発明をそれに何ら限定するものではないことが明らかであろう。

図５を参照すれば、ベクトル５０２として表わされた送信コードワードは、カルテシアンフレームワークに入れられる。シグナリング機構内の複数の考えられるシンボル５０４ａ−ｄの各１つを、受信時の送信シンボルに対応させることができ、そしてそれらの間を決定するために、コードワードを表わすベクトルのターミナルポイント間の直線距離を測定しなければならない。最短のユークリッド距離は、受信時の送信シンボルと、シグナリング機構内で許容し得るシンボルとの間の最良の適合を構成する。

図６を参照すれば、ワイヤレスＭＩＭＯ ＯＦＤＭネットワーク６００、例えば、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）又は移動テレコミュニケーションネットワークは、送信ユニット６０２と、受信ユニット６０４とを備えている。

送信ユニット６０２は、通常、ＢＬＡＳＴアーキテクチャーであるシリアル／パラレルコンバータ６０６と、周波数−空間エンコーダ６０８ａ−ｎと、複数のＩＦＦＴユニット６１０ａ−ｎと、複数の送信アンテナ６１２ａ−ｎとを備えている。各アンテナ６１２ａ−ｎは、各ＩＦＦＴユニット６１０ａ−ｎに接続される。

受信ユニット６０４は、複数の受信アンテナ６１４ａ−ｈを備え、その各々は各ＦＦＴユニット６１６ａ−ｈに接続される。更に、ＧＩＳ用の重み付けユニット６１９ａ−ｈを含むデコーダ６１８と、複数のチャンネル状態情報（ＣＳＩ）モジュール６２０ａ、ｈも備えている。各ＣＳＩモジュール６２０ａ−ｈ（２つしか示されていない）は、各ＦＦＴユニット６１６ａ−ｈに関連付けられ、そして受信信号が進行した経路により、例えば、送信経路における表面からの信号の反射により各サブキャリア上の受信信号に対して生じた歪の推定を行なう。又、ＣＳＩは、受信ユニット６０４でもこれを補正し、送信信号を回復させる。

ＦＦＴユニット６１６ａ−ｎは、非正弦波のキャリア波からサブキャリアを分離させる。サブキャリアは、ＦＦＴユニット６１６ａ−ｎからデコーダ６１８へ通過され、そこで、重み付けユニット６１９ａ−ｈを使用してＧＩＳが実行される。デコーダ６１８においてサブキャリアに対して周波数−空間ベクトルビタビデコーディングも実行されて、送信ユニット６０２から送信されたシンボルを回復することができる。

ＭＩＭＯ ＯＦＤＭネットワークでは、同じ周波数をもつサブキャリアは、それらがどの送信アンテナ６１２ａ−ｎから発せられたかに関わらず互いに干渉する。これは、送信アンテナ６１２ａ−ｎから送信されたコードワードを正しくデコードし、ひいては、送信データを回復させるために、受信器６０４での信号処理を必要とする。ＯＦＤＭでは、シンボルのコード化がサブキャリアドメインにわたって行なわれ、デコーディングが空間及び周波数（サブキャリア）の両方のドメインにおいて行なわれる。従って、アンテナ６１２ａ−ｎの各送信セットは、ＧＩＳを使用して抑制されて、送信アンテナの１つのグループ以外の全部をヌル化し、コードワードをデコードし、そしてその後のコードワードの最大見込みデコーディングに使用されるメトリックを変更する。

これは、解かれるべき一次方程式を導き、ここで、
Ｇは、送信アンテナグループの数であり、

例えば、ｇ番目のグループがその中に２つの送信アンテナを有する場合には、ｃ^g _kは、実際に、送信アンテナから同時に送信される２つのシンボルより成る。シンボルは、全てのサブキャリアを取り巻くコードワードの一部分である。

但し、
ｒ_kは、全ての送信アンテナに対するｋ番目のサブキャリア周波数における受信信号であり、
Ｈは、各サブキャリアに対するＣＳＩのマトリクスであり、そして
η_kは、受信器における加算的ホワイトガウスノイズである。

所与の受信器でｇ番目のコードワードをデコードするために、その受信器は、次の式に基づき他の送信器グループから発せられる空間−周波数コードワードを抑制する。

但し、
θ_k(ｃ^g _k)は、コードワードをデコードすることを希望するところのｇ番目のグループを形成する送信アンテナに対応するものを除いて、Ｈ_kの全ての列より成るマトリクスのヌル空間に対して設定される正規直交の基礎である。

デコーダ６１８は、アンテナ６１４ａ−ｎで受信されてＣＳＩユニット６２０ａ−ｎにより信号経路について補正された信号を取り上げ、そしてその信号に対して全ベクトルビタビデコーディングを実行する。ｇ番目のアンテナグループから送信された最大見込み（ＭＬ）コードワードは、次の式により与えられる。

式４は、ｇ番目の送信アンテナグループにより送信できた全ての考えられる空間−周波数コードワードにわたってサーチを行い、そして他の全ての送信アンテナグループからのコードワードがＧＩＳ手順により除外されたとして、最も有望なコードワードを選択するプロセスを示している。コードワードがデコードされると、そのデコードされたコードワードのデコーディングを考慮に入れて、次の式に基づいて、全プロセスを繰り返す。

以前にデコードされたコードワードは、これをＧＩＳプロセスにより抑制する必要がもはやないようにＭＬメトリックを変更することにより加味される。従って、繰り返しのたびに、ＧＩＳヌル化マトリクスに課せられる制約の数が減少され、従って、受信信号に使用できる自由度の数が大きくなる。これは、大きな空間ダイバーシティを導くと共に、通信の頑丈さに関して性能を改善する。

従来の構成では、各コードワードを決定するためにＧＩＳを使用してサーチ空間を再形成しなければならない。サーチ空間はＧＩＳにより人為的に制約されるので、これは、もはや、真の最大見込みではない。このような解決策は、最適状態には及ばない。

本発明による検出機構では、検出器６１８は、通常、各ＣＳＩベクトルから計算される電力を比較する比較器を使用して、各チャンネル、ひいては、信号の相対的電力を決定することにより、どの受信コードワードが最大信号強度を有するか決定する。従って、検出器６１８は、上述した式１及び３を使用して最も有望なコードワードを決定する。

この機構は、第１の検出されたコードワードとなるようにシステムのノイズベクトルの平均を変更する作用を有する。従って、第１のコードワードは、第２のコードを決定するＧＩＳ手順の間に無視される。これは、受信アンテナを解放して低電力信号の方向に使用することで、より高い自由度を許し、それにより、受信ダイバーシティの固有の増加によりこのような信号の信号対雑音比を高める。

第１の検出された空間−時間ストリームは、第２コードの検出のブランチメトリックへ明確に組み込まれる。
各検出ステップにおいて、１つ又は複数の付加的な受信アンテナ６１４ａ−ｎをコードワードの受信に使用できるので、付加的な自由度が受信ダイバーシティに導入される。これは、各検出ステップにおいて、以前に検出されたコードワードがＧＩＳ手順により無視されるからである。

第１及びその後のコードワードが完全に検出されると仮定すれば、ビタビ検出器６１８によるその後のコードワードの検出への影響は生じない。
図７ａ−ｄを参照すれば、本発明によるシステムのモデリングされた性能が、図６に示すように２つの送信アンテナ及び４つの受信アンテナを使用する従来の周波数−空間コード化（ＦＳＣ）−ＢＬＡＳＴ−ＯＦＤＭシステムの性能と比較して示されている。図７ａ及び７ｂは、第１のデコーディンググループ（第１の２つのアンテナ）からのものであり、そして図７ｃ及び７ｄは、第２のデコーディンググループからのものである。モデリングされたシステムは、２つの各送信アンテナ、４つの受信アンテナ、及び仮定した理想的なチャンネル状態情報、即ち受信時に送信コードに対して歪がない状態で、４つのコードワードを有する。

図７ａ及び７ｃから明らかなように、本発明に関連したビットエラー率（ＢＥＲ）は、所与の信号対雑音比（ＳＮＲ）において、従来のＦＳＣ−ＢＬＡＳＴ−ＯＦＤＭアーキテクチャーよりも約１．５−２ｄＢ改善された。しかしながら、これは、限定された重要性しかない。というのは、ネットワークを経て送信されるデータは、通常、長さが典型的に５４バイトのフレームの形態だからである。フレームにエラーが見つかった場合には、フレーム全体を再送信しなければならない。それ故、ＢＥＲより重要なものは、フレームエラー率（ＦＥＲ）である。これは、図７ｂ及び７ｄに示されており、本発明による構成体に対し、所与のＳＮＲにおいて、従来のＦＳＣ−ＢＬＡＳＴ−ＯＦＤＭアーキテクチャーに勝る１．５から２ｄＢのＦＥＲの改善が観察される。

図８を参照すれば、サンプリングのための受信のダイバーシティを増加し、それにより、その後のデータシンボルを決定できる信頼性を高める信号処理方法は、複数の受信信号を重み付けしてそれらを実質的にヌル化するステップ（ステップ８００）を含む。非ヌル化信号に関連したデータシンボル又はコードワードは、非ヌル化信号に対して最大見込み推定プロセスを実行するようにされた信号処理手段を使用して決定される（ステップ８０２）。

重み付け手段によりヌル化される信号の数は、１だけ減少され、即ちシンボル又はコードワードが決定されたところの信号だけ減少される（ステップ８０４）。決定されたシンボルは、最大見込み推定手順に含まれ（ステップ８０６）、そして別のシンボル又はコードワードが前記と同様に決定される（ステップ８０８）。

図９を参照すれば、ネットワークにわたるデータ転送容量を高める方法は、複数のデータ搬送サブキャリアで構成された信号を複数の受信素子で受信することを含む（ステップ９００）。受信素子においてサブチャンネルで受信された信号に関連したシンボル又はコードワードは、最大見込み推定プロセスを使用して決定される（ステップ９０４）。この決定されたシンボル又はコードワードは、少なくとも１つの他のシンボル又はコードワードの決定に組み込まれる（ステップ９０６）。

従来の四位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）シグナリング機構（scheme）の図である。 従来の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調機構の図である。 従来の、シリアルデータ入力ストリームからのコードワードの発生を概略的に示す図である。 従来のフェーズドアレーアンテナの空間ヌル化機構を概略的に示す図である。 従来及び本発明の両方による考えられるシンボル及びデータベクトルを示す図である。 本発明の少なくとも１つの態様によるワイヤレス多入力−多出力（ＭＩＭＯ）空間−時間トレリスコード化（ＳＴＴＣ）システムを概略的に示す図である。 従来の受信器と比較した本発明の態様による受信器の性能改善を示すグラフである。 従来の受信器と比較した本発明の態様による受信器の性能改善を示すグラフである。 従来の受信器と比較した本発明の態様による受信器の性能改善を示すグラフである。 従来の受信器と比較した本発明の態様による受信器の性能改善を示すグラフである。 本発明の第１の態様による信号処理法方を詳細に示すフローチャートである。 本発明の第３の態様による信号処理法方を詳細に示すフローチャートである。

Claims (27)

1. 複数の信号から複数のデータシンボル（data symbols）又はコードワードの各々を決定する方法において、
   （ｉ）重み付け手段を使用して、複数の（a number of）前記信号を重み付けして、前記複数の信号を実質的にヌル化（null）するステップと、
   （ii）非ヌル化信号又はその各々に対して最大見込み推定プロセスを実行するようにされた処理手段を使用して、前記非ヌル化信号又はその各々に関連したシンボル又はコードワードを決定するステップと、
   （iii）前記重み付け手段によりヌル化された信号の数を、少なくとも前記ステップ（ii）における非ヌル化信号の数だけ減少するステップと、
   （iv）最大見込みメトリック（metric）を、前記ステップ（ii）で導出されたデータシンボルに基づいて変更するステップと、
   （ｖ）前記ステップ（ii）から（iv）を繰り返すステップと、
   を備えた方法。
2. 前記ステップ（ｉ）及び（iii）のいずれか又は両方においてヌル化されるべき最高の入力電力をもつ信号を選択するステップを更に備えた請求項１に記載の方法。
3. 前記複数の信号の中の少なくとも幾つかの信号の周波数を高調波周波数の倍数で分離するステップを更に備えた請求項１又は２に記載の方法。
4. 前記複数の信号の各々を直交させるステップを更に備えた請求項１から３のいずれかに記載の方法。
5. 前記複数の信号をある周波数レンジにおいて複数の空間的に分離された送信器から送信するステップを更に備えた請求項１から４のいずれかに記載の方法。
6. 前記ステップ（ｉ）の前に前記複数の信号を受信するようにされた複数の受信器を用意するステップを更に備えた請求項１から５のいずれかに記載の方法。
7. コードワードであるか又はその一部分を形成するシンボルを決定するステップであって、前記コードワードを、送信手段に入力されるシンボルのストリームに関連付けるステップを更に備えた請求項１から６のいずれかに記載の方法。
8. 前記ステップ（ｉ）又は（iii）のいずれかにおいて前記信号をヌル化するために前記処理手段により前記重み付け手段に適用されるべき複素数重み付け係数のマトリクスを導出するステップを更に備えた請求項１から７のいずれかに記載の方法。
9. 前記ステップ（ｉ）及び（iii）のいずれか又は両方においてどの信号をヌル化すべきか決定するためにチャンネル状態情報データをサンプリングするステップを更に備えた請求項１から８のいずれかに記載の方法。
10. 前記ステップ（ii）においてベクトルのビタビアルゴリズムを使用するステップを更に備えた請求項１から９のいずれかに記載の方法。
11. 複数の受信素子と、重み付け手段と、デコード手段とを備え、前記受信素子の各々は、それと関連付けられた、それぞれの重み付け手段を持ち、前記受信素子の各々は、複数の送信器から送信された複数の信号を受信するようにされ、前記重み付け手段は、所与の周波数において前記受信素子により受信された複数の前記信号の各々に複素数重み付け関数を適用して前記複数の前記信号をヌル化するようにされ、更に、前記デコード手段は、非ヌル化信号に関連したシンボル又はコードワードを決定すると共に、前記シンボル又はコードワードを、少なくとも１つの更に別のシンボル又はコードワードの決定に組み入れるようにされた信号受信装置。
12. 少なくとも４つの受信素子を備えた請求項１１に記載の装置。
13. 各々の受信素子は、前記装置により受信される信号に関連する送信経路の変化により前記信号に生じる歪を補償するようにされたチャンネル状態情報（ＣＳＩ）ユニットを有する請求項１１又は１２のいずれかに記載の装置。
14. 前記各受信素子とデコード手段との間で前記受信信号から複数のサブキャリア信号の各々を分離するようにされたＦＦＴユニットを備えた請求項１１から１３のいずれかに記載の装置。
15. 前記デコード手段は、シンボル又はコードワードを決定するために受信素子で受信されたサブキャリア信号に対して最大見込み推定手順を実行するようにされた処理手段を備えた請求項１１から１４のいずれかに記載の装置。
16. 前記処理手段は、前記信号に対して全ベクトルビタビデコーディングを実行するようにされた請求項１５に記載の装置。
17. 前記装置は、請求項１から１６のいずれかに記載の方法を実行するようにされた請求項１１から１６のいずれかに記載の装置。
18. ネットワークにわたるデータ転送容量を高める方法において、
    （ｉ）複数の受信素子において複数のデータ搬送サブチャンネルを含む信号を受信するステップと、
    （ii）１つを除く全ての受信素子で受信された所与のサブチャンネルに関連した信号の成分を抑制するステップと、
    （iii）最大見込み推定プロセスを使用して、前記１つの受信素子において前記所与のサブチャンネルで受信された前記信号に関連したシンボル又はコードワードを決定するステップと、
    （iv）前記シンボル又はコードワードを、少なくとも１つの他のシンボル又はコードワードを決定するために前記最大見込み推定プロセスに組み入れるステップと、
    を備えた方法。
19. ネットワークを経てシンボル又はコードワードを送信する前に、データをパラレル化すると共に、データをシンボル又は空間時間コードワードとしてエンコードするステップを更に備えた請求項１８に記載の方法。
20. ネットワークから信号を受信するようにされた受信素子を５個以上用意するステップを更に備えた請求項１８又は１９に記載の方法。
21. 前記ステップ（iii）において信号に全ベクトルビタビデコーディングを適用するステップを更に備えた請求項１８から２０のいずれかに記載の方法。
22. ワイヤレスローカルエリアネットワーク又は移動テレコミュニケーションネットワークの形態のネットワークを用意するステップを更に備えた請求項１８から２１のいずれかに記載の方法。
23. 請求項１から１０又は請求項１８から２２のいずれかに記載の方法を装置で実行するようにさせるための命令が記憶されたコンピュータ読み取り可能な媒体。
24. マシンによって読み取り可能なプログラム記憶装置であって、マシン上でオペレーションされたときにマシンが請求項１１から１７のいずれかに記載の装置として動作するようにさせる命令のプログラムをエンコードするプログラム記憶装置。
25. 実質的に添付図面を参照して説明される、複数の信号から複数のデータシンボル又はコードワードの各々を決定する方法。
26. 実質的に添付図面を参照して説明する信号受信装置。
27. 実質的に添付図面を参照して説明する、ネットワークにわたるデータ転送容量を高める方法。

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