JP2005531945A - パルス位置変調された信号の復調器、復調方法、及び復調器が装備された信号受信機 - Google Patents

Abstract

本発明は、相関器を備える、パルス位置変調された信号の復調器に関するものである。本発明によると、相関器は、パルス位置変調された受信信号から復号化信号を生成するための手段(150，152)が備えられた自動相関器(150, 152, 154, 160)である。本発明は、無線信号の伝送に適用する。

Description

本発明は、パルス位置変調された信号の復調器、及びそのような復調器が装備された受信機に関するものである。また、対応する復調方法に関するものである。

パルス位置変調された信号を使用するデータ伝送は、非常に短い継続時間、及び非常に低いデューティ係数のパルスを有する搬送波信号の伝送となる。受信されるパルスは、アナログパルスである。用途に応じて、この受信信号は、アナログ方法によるか、もしくは標本化される等、ディジタル化されるかのいずれかで処理される可能性がある。

パルスは、一般的に１ナノセカンド（nanosecond）より短い継続時間であると共に、１［％］以下のデューティ係数を有する。２つのパルスを隔てる平均時間間隔は、約１００［ｎｓ］であり、１０［ＭＨｚ］の周波数に一致する。信号によって伝送された情報は、位置、すなわちパルスの発生時間により符号化される。更に正確には、情報は、パルスに変化をもたらすか、もしくは変化をもたらさないかのいずれかである、わずかな時間ずれ“δ”の形式で符号化される。更に言い換えれば、送信される情報は、いくらかのパルスが、それらの標準の発生の瞬間と比較して、わずかに時間的に進むか、または時間的に遅れて送信されることにより符号化される。

パルス位置変調された信号の帯域幅は非常に広く、約１〜５［ＧＨｚ］である。パルス位置変調された信号は、それゆえに“ＵＷＢ（Ultra Wide Bandwidth）信号”という名前で知られている。

本発明は、信号伝送の分野、及び、特に無線のマイクロ波による信号の伝送において、適用性を見い出す。

添付された図１を参照して、従来技術の説明が以下で行われる。これは、この記載の最後に参考資料として提示された文献（１）によって補足される。

図１は、パルス位置変調された信号の受信機の基本的な構成を示す。それは、アンテナ（空中線）１２に接続された増幅器１０を備えている。増幅した後、受信信号“r(t)”は、相関器２０の第１の入力端子２２へ導かれる。受信信号パルスの時間位置を測定するために使用される相関器の第２の入力端子２４は、復号化信号“v(t)”を受信する。

相関器は、受信信号と復号化信号との間の相互相関を計算する。それは、最終的に復調されたデータを出力端子Ｓに出力するために、ベースバンドプロセッサ装置２６と接続される。出力端子に出力されたデータは、初めにパルス位置変調された信号“r(t)”中に符号化されたデータに対応する。

復号化信号“v(t)”は、クロック３２により動作するパルス発振器３０によって供給される。プロセッサ装置２６と接続されている同期化装置３４は、復号化信号を同期させるために備えられている。

図１による装置は、いくらかの問題を有する。これらは、本質的に復号化信号の生成、及びローカルクロックにより動作する信号と受信信号との同期化に関するものである。

別の問題は、競合する送信機からの混乱させる信号、及びノイズに対する受信機の感度に関するものである。

本発明の目的は、上述の問題を解決した信号復調器及び受信機を提案することである。

別の目的は、ローカルクロックを備えないと共に、受信信号と同期化されるローカルクロックから生成された復号化信号を必要としない、単純化された復調器及び受信機を提案することである。

別の目的は、ノイズに影響を受けないと共に、競合する送信機信号に影響を受けない、復調器及び受信機を提案することである。

更に別の目的は、少ない数のコンポーネントで構成されると共に、電力消費量が少ない、安価な装置を提案することである。

本発明の更にもう一つの目的は、装置に対応する復調方法を提案することである。

これらの目的を達成するために、本発明の対象は、より正確には相関器を備えるパルス位置変調された信号の復調器とする。本発明によれば、相関器は、パルス位置変調された受信信号から復号化信号を生成する手段が備えられた自動相関器である。本発明の特性により、同じ受信信号が、符号化された情報を伝送する信号として、及び復号化信号を生成（復調）するための信号源として使用される。実際、同じ信号が用いられるので、ローカルクロックに関する同期化の問題が取り除かれる。ローカル基準クロックは、そうでなければ不必要である。

本発明の一実施例によると、自動相関器は、第１の遅延された受信信号を形成するための第１の遅延装置と、第１の遅延された受信信号に復号化信号を乗算するための乗算器とを備えている。第１の遅延された受信信号は、実質的に平均パルス繰返し時間に等しい遅延を付加される。この明細書の以下に記載される“Δ”で表示された平均パルス繰返し時間は、実際は２つの連続するパルスを隔てる平均継続時間に対応する。繰返し時間は、それが遅れ、または進み“δ”を付加され得る限りでは、個々のパルスの平均であると考えられる。しかしながら、継続時間“δ”は“Δ”を考慮すると短い、と心に留めておくことは適切である。

第１の遅延装置のおかげで、見方によれば、相関は受信信号と遅延された受信信号との間で計算される。遅延されたパルスと遅延されないパルスとの間で良好な同期状態を保持するために、復調器は、相関器出力端子と第１の遅延装置の調整入力端子との間に接続されたディレイロックドループ（delay-locked loop）を備えても良い。ディレイロックドループは、ローパス（低域通過）フィルタを用いて相関器出力端子に接続されても良い。このローパスフィルタの機能、及びループの動作は以下に記載される。

特に妨害信号またはノイズに影響を受けない装置の別の実施例において、復号化信号を生成するための手段は、復号化信号を提供できると共に、第２の遅延装置と、遅延された受信信号と遅延されない受信信号とを結合することによって復号化信号を形成するための加算器／減算器とを備えても良く、遅延された信号は、実質的に信号符号化の時間ずれに等しい遅延を有している。

信号符号化による時間ずれは、個々のパルスの進み、または、もしかすると遅れに対応すると共に、信号によって伝送される情報を符号化する、時間ずれ“δ”として理解される。第２の遅延装置によって導入された遅延は、ずれ（遅延）の値“δ”に等しいか、または近い。この値は、ある種の符号化に対して知られていると共に、実質的に一定である。例えば、ずれ（遅延）の値“δ”は、ほぼ約１００ピコセカンド（picoseconds）程度の値である。

受信信号から遅延された受信信号を減算することにより復号化信号を形成することは、復号化信号が非対称に生成されることを可能にし、従って、進みパルスと遅れパルスとの間の区別を認める。

上述のように、同様に本発明は、受信機に関するものであると共に、特に、上述のような復調器が備えられた無線受信機に関するものである。受信機は、アンテナと、アンテナの増幅器と、相関器出力端子に供給される復調された信号を変換するための装置とを更に備えても良い。

最後に、本発明は、復号化信号が変調された受信信号から形成されると共に、相関が復号化信号と遅延された受信信号との間で計算される、パルス位置変調された信号を復調するための方法に関するものである。

本発明の他の特性及び利点は、添付図面の中の図を参照する以下の記載から明らかになる。この説明は、全く一例として行われると共に、制限されない。

以下の記載において、異なる図面の同一、同様、もしくは同等の部分は、図面間での相互の参照を容易にするために、同じ参照符号を用いて識別される。

図２に示すパルス位置変調された信号の受信機は、アンテナ１１２と、アンテナの増幅器１１０と、復調器１２０と、信号変換装置１４０とを備えている。復調器は、概してまさに自動相関器である。それは、ローカルな復号化信号を形成するための独立した手段が欠けている。増幅器出力端子に出力された信号r(t)は、復調器入力端子１２２に入力される。受信信号は、復調器により、情報伝送信号として、及び復号化信号を形成するための基準として直接利用される。復調器出力端子１２３は、復調された信号を出力する。この信号は、直接利用されるか、または図２おいて示されるように、信号変換装置１４０へ導かれても良い。例えば、この装置は、信号を論理パルスに変換可能な、電子回路のアナログまたはディジタル回路である。更に簡単な方法として、装置１４０は、単にローパス積分フィルタでも良い。

参照符号１３０は、復調器の最適動作を可能にするディレイロックドループを示す。

図３は、復調器１２０の１つの可能な実施例の更に詳細な回路を示す。

復調器の一部分は、同様に受信信号“r(t)”を受信する第１の遅延装置１５４を備えている。第１の遅延装置は、変調された受信信号に、パルス繰返し時間に等しいか、または近い遅延“Δ”を付加する。それは、例えば１００［ｎｓ］に等しい。第１の遅延装置は、“r(t‐Δ)”形式の信号を生成する。

復調器は、入力端子１２２に入力された受信信号“r(t)”から復号化信号“v(t)”を形成するための別の部分を備えている。その部分は、受信信号“r(t)”に遅延“δ”を付加することが可能である第２の遅延装置１５０を備えている。遅延“δ”は、例えば１ナノセカンドの１０分の１と１ナノセカンドとの間の値である。それは、信号パルス符号化の時間ずれに等しくなるか、または近くなるように調整される。遅延された信号は、加算器／減算器１５２の入力端子に入力される。加算器／減算器１５２は、遅延されない受信信号を遅延された信号と結合するために、遅延されない受信信号を更に受信する。示された例において、その結合は、遅延されない信号からの遅延された信号の単なる減算である。この方法において、非対称的な復号化信号は、式“v(t) = r(t-δ)-r(t)”で得られる。変数“t”は、単に信号の時間依存性を示す。

復号化信号、及び第１の遅延装置から来る遅延された変調信号は、乗算器１６０に供給される。自動相関器の中心部を構成する乗算器は、入力信号の積を生成する。特に与えられた時間“t”における信号の１つがゼロである場合、この積はゼロである。この確率は、通常の受信信号の非常に低いデューティ係数と関係がある。相関特性を持たない非ゼロ信号（non-nil signals）の場合、この積もまた、平均するとゼロに近い可能性がある。この特性は、外部からのノイズまたは競合する信号が、非常に容易に取り除かれることを意味する。

信号“v(t)”、及び信号“r(t‐Δ)”が同時にゼロでない時、乗算器はパルスを出力する。図４を参照して以下に記載された特別な動作において、乗算器により出力されたパルスは、平均すると正または負、あるいはゼロのいずれかである。パルスの正負の符号は、復号化信号“v(t)”のパルスが、遅延された変調信号“r(t‐Δ)”のパルスに対して、進んでいるか、遅れているか、または時間的に一致しているかということによって指示される。

乗算器により出力されたパルスの正負の符号は、従って、既に復調された信号を構成している。自動相関器の出力端子において得られる信号は、“Ｈ（high）”及び“Ｌ（low）”の状態の連続を伴う、より一般的なロジックパルス形状に変換される。示された例において、この変換はローパスフィルタ１４０により非常に容易に達成される。このフィルタの積分定数は、望ましくは上述の“Δ”に基づいて選択される。

フィルタ１４０の出力端子において得られる復調された信号は出力信号である。それは、復調器の目的に従い、例えば音響再生装置のような、様々な再生装置に導かれる可能性がある。

図３は、第２の遅延装置１５４が調整入力端子１５６を備えていることを示す。この入力端子は、遅延“Δ”を効果的に微調整するために使用される。“Δ”の値の正確な調整は、非常に短いパルスを有する信号の復調に対して、復調器が精細に適合されることを可能にすると共に、妨害を良好に除去することを可能にする。

遅延の調整は、ローパスフィルタ１４０の出力端子を調整入力端子１５６に接続するディレイロックドループ１３０により行われる。

上述の復調器の動作は、以下に記載される図４及び図５を参照して更に明確になる。

図４は、第１の論理値（１）を符号化するパルスが正の時間ずれ“+δ”を付加され、第２の論理値（０）を符号化するパルスが負の時間ずれ“-δ”を付加される、信号の復調と対応する。

図４における最初の線“A”は、対象としている異なる連続するパルスに対応する論理値を示す。これらの値は、“l”，“０”，“０”，及び“１”である。

線“B”は、受信信号“r(t)”のパルスを示す。パルスのずれ（遅延）“+δ”及びずれ（遅延）“-δ”は、破線によって示されるそれらの“標準の”発生時間と比較して見ることができる。２つの標準のパルスの発生時間を隔てる時間間隔は、既に詳細に言及された平均パルス繰返し時間である。

参照符号“P”は、受信信号パルスと同位相でない妨害パルスを示す。

線“C”は、第２の遅延装置（図３における符号１５４）から来る遅延された信号“r(t‐Δ)”のパルスを示す。遅延“Δ”は、全てのパルスに対して常に正確に同じであるとは限らないということが分かる。それは、平均パルス繰返し時間“Δ_０”と等しいか、または近いままである一方、非常に小さな変化の影響を受ける。示された例において、遅延“Δ”は、“Δ_０-δ”と“Δ_０+δ”との間の２つの値を仮定できる。図に示す例において、２つの値は、“Δ_ａ=Δ_０”及び“Δ_ｂ=Δ_０+δ”である。

平均パルス繰返し時間を考慮すると、符号化の時間ずれの継続時間は非常に短いために、初期の推定値として、遅延“Δ”が“Δ_０”と等しいと見なされ得る。

線“B”及び線“C”の間の矢印は、示された例において、遅延された信号“r(t‐Δ)”を形成するために、“Δ_ａ”及び“Δ_ｂ”のどちらが各場合において適切とみなされたかを示す。ここでは妨害パルス“P”もまた、ずれ（遅延）の影響を受ける場合がある。

線“D”は、加算器／減算器１５２の出力端子において得られる復号化信号“v(t)”を示す。簡略化するために、図４において、線“D”上には妨害パルスは示されていない。

最後に、線“E”は、乗算器１６０により供給された積“r(t‐Δ)×v(t)”を示す。

線“A”を線“E”と比較することにより、符号化されたデータ項目“１”から符号化されたデータ項目“０”への遷移は、乗算器出力端子における正のパルスとして表されると共に、符号化されたデータ項目“０”から符号化されたデータ項目“１”への遷移は、乗算器出力端子における負のパルスとして表されることが分かる。遷移の欠如、すなわち１つのパルスから次のパルスまでの論理状態“０”または論理状態“１”の保存は、乗算器の出力端子において、平均値が“０”に近いパルスとして表される。これは、図４において例として与えられた信号の第３のパルスに現れている。妨害パルスが信号パルスと必ずしも同時に発生しない全ての場合において、乗算器は“０”が乗算される妨害パルスを消滅させるということが分かる。

図４において、最後の線“F”は、乗算器１６０の後段に備えられたローパスフィルタ１４０により形成された信号を示す。ローパスフィルタは、ここでは積分器として動作する。乗算器の出力端子における負の信号パルスは、低い出力レベル“Nb”として表される。逆に、乗算器の出力端子における正の信号パルスは、高い出力レベル“Nh”として表される。平均値がゼロのパルスの効果は、以前に得られた“Ｌ（low）”または“Ｈ（high）”のレベルを維持することである、

図３を参照して記載されるディレイロックドループ１６４は、“Ｌ（low）”または“Ｈ（high）”の出力状態が、第２の遅延装置１５４の調整入力端子１５６に入力されることを可能にする。その装置は、この実施例において、その調整入力端子に入力されたレベルが低いレベルである場合、受信信号に遅延“Δ_ａ”を適用するように設計されていると共に、その調整入力端子に入力されたレベルが高いレベルである場合、受信信号に遅延“Δ_ｂ”を適用するように設計されている。“Δ_ａ”から“Δ_ｂ”へ動くことは、単に遅延に値“δ”を加えるか、あるいは遅延からそれを差し引くことになる。

図５は、異なる論理符号化を有する信号に対する復調器の別の実行可能な動作を示す。その符号化は、第１の論理状態（０）が、それらの標準の発生時間位置に比較して、パルスのずれ（遅延）はゼロとして表されると共に、第２の論理状態（１）が、それらの標準の発生時間位置に比較して、パルスのずれ（遅延）は“+δ”として表されるということに基づいている。

図５における異なる“A”から“F”の部分は、結果として図４において示された同じタイプの信号に対応するので、２つの図においてそれら同士は比較することができる。

図５に関する例において、第２の遅延装置は、受信信号“r(t)”に、極端な２つの範囲の間の遅延“Δ”を付加する。これらの範囲は“Δ_ａ=Δ_０”、すなわち平均パルス繰返し時間と、“Δ_ｂ=Δ_０+δ”である。より正確には、“ε”が符号化の時間ずれ“δ”以下の継続時間である場合、遅延“Δ”は２つの値“Δ_０”及び“Δ_０+ε”を仮定することができる。

図５においてそれぞれに示す遅延“Δ_ａ”または遅延”Δ_ｂ”の矢印は、考慮に入れられている。

図５における“D”，“E”，及び“F”の部分は、図４における同じ部分と基本的に異ならない。従って、前の図を参照しても良い。

引用された文献
(1)「インパルスラジオ（IMPULSE RADIO）」、IEEE PIMRC’97、ヘルシンキ フィンランド、1997年、pp 245-267、“Robert A. Scholtz”及び“Moe Z. Win”

従来技術を説明するパルス位置変調された信号の受信機の基本的な構成を示すブロック図である。 本発明によるパルス位置変調された信号の受信機の基本的な構成を示すブロック図である。 図２に示す受信機で使用され得る復調器の特有な具対的構成を簡略的に示すブロック図である。 図３に示す復調器の実行可能な動作を示すタイミング図である。 復調器の別の実行可能な動作を示すタイミング図である。

符号の説明

１０ 増幅器
１２ アンテナ（空中線）
２０ 相関器
２２ 第１の入力端子
２４ 第２の入力端子
２６ ベースバンドプロセッサ装置
３０ パルス発振器
３２ クロック
３４ 同期化装置
１１２ アンテナ
１１０ アンテナの増幅器
１２０ 復調器
１２２ 復調器入力端子
１２３ 復調器出力端子
１３０ ディレイロックドループ
Ｓ 出力端子
１４０ 信号変換装置（ローパスフィルタ）
１５０ 第２の遅延装置
１５２ 加算器／減算器
１５４ 第１の遅延装置
１５６ 調整入力端子
１６０ 乗算器

Claims (15)

1. パルス位置変調された受信信号から復号化信号を生成するための手段(150，152)が備えられた自動相関器(150, 152, 154, 160)を具備する
   ことを特徴とするパルス位置変調された信号の復調器。
2. 受信信号(r(t))から第１の遅延された受信信号(r(t‐Δ))を形成するための第１の遅延装置(154)と、
   第１の遅延された受信信号に復号化信号を乗算するための乗算器(160)と
   を備え、
   第１の遅延された受信信号が、実質的に平均パルス繰返し時間、またはこの平均時間の倍数に等しい遅延(Δ)を付加される
   ことを特徴とする請求項１に記載の復調器。
3. 復号化信号を生成するための手段が、２つの連続するパルスの一致または不一致についての少なくとも２つの情報項目を伝送する信号を与える第１の遅延された受信信号(r(t‐Δ))を復号化信号に乗算するように、復号化信号(v(t))を供給することができる
   ことを特徴とする請求項２に記載の復調器。
4. 復号化信号を生成するための手段が、
   第２の遅延装置(150)と、
   遅延された受信信号(r(t‐δ))と遅延されない受信信号(r(t))とを結合することにより、復号化信号を形成するための加算器／減算器(152)と
   を備え、
   遅延された信号が、実質的に信号符号化の時間ずれに等しい遅延(δ)を有している
   ことを特徴とする請求項３に記載の復調器。
5. 復号化信号を生成するための手段が、積分器を備える
   ことを特徴とする請求項３に記載の復調器。
6. 請求項１から請求項５のいずれかに記載の復調器を備える
   ことを特徴とするパルス位置変調された信号の受信機。
7. 復調器出力端子に接続された、復調された信号を変換するための装置を更に備える
   ことを特徴とする請求項６に記載の受信機。
8. 請求項２に記載された復調器を備えると共に、
   復調器の第１の遅延装置(154)と接続されたディレイロックドループ(130)を備える
   ことを特徴とするパルス位置変調された信号の受信機。
9. ディレイロックドループが、復調器出力端子に接続されたローパスフィルタと第２の遅延装置(154)の調整入力端子(156)との間に接続される
   ことを特徴とする請求項８に記載の受信機。
10. 復号化信号(v(t))が、変調された受信信号から形成されると共に、
    相関が、復号化信号と遅延された受信信号との間で計算される
    ことを特徴とするパルス位置変調された信号を復調するための方法。
11. 復号化信号が、実質的に平均パルス繰返し時間に等しい遅延(Δ)を付加された受信信号を乗算される
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
12. 遅延(Δ)が、復調された信号の関数としてディレイロックドループの中で調整される
    ことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 復号化信号が、遅延されない受信信号から遅延された受信信号を減算することにより形成される
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
14. 遅延された受信信号が、実質的に信号符号化の時間ずれ(δ)に等しい第１の遅延を受信信号に付加することにより形成される
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
15. 復号化信号が、受信信号を積分することにより形成される
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
    
    
    
    
    

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