JP2005528011A - 能動的な後方散乱トランスポンダ、この種の後方散乱トランスポンダを備えた通信システムおよびこの種の能動的な後方散乱トランスポンダを用いるデータ伝送方法 - Google Patents

Abstract

本発明はベース信号に基づき発振器信号を形成する装置に関する。この装置は発振により発振器信号を能動的に構成する発振器と、ベース信号のための入力側と、形成された発信器信号のための出力側とを有する。発振器はベース信号によって発振器信号を形成するためにこのベース信号に対して準位相コヒーレントに励起される。データを伝送するためにその種の装置はさらに、データまたはデータ信号を発振器信号に挿入するために構成されているデータ挿入装置を有する。準位相コヒーレントな信号としてその種の装置によって形成および送信された受信信号を受信および処理するための相応に適した受信器は好適には、受信側発振器のベース信号受信信号から発振器の信号成分を除去する分離装置の他に、挿入されたデータを回復するデータ回復装置も有する。

Description

本発明は請求項１の上位概念に記載の特徴を有する後方散乱トランスポンダ、そのような後方散乱トランスポンダを備えた通信システムおよびそのような後方散乱トランスポンダを用いるデータ伝送方法に関する。

データを交換するため、また基地局から変調トランスポンダまでの距離を測定するための方法及び装置が多種多様な形態で存在し、また以前から公知である。トランスポンダは通常は例えば、固有の信号源を有するのではなく、受信した信号を単純に必要に応じて増幅して反射する、いわゆる後方散乱トランスポンダである。この関係において変調後方散乱についても言及する。後方散乱トランスポンダはデータ送信器であるにもかかわらず、後方散乱トランスポンダにおいては通常の場合固有の高周波信号は形成されない。本来のデータ受信局からは先ず高周波の補助搬送信号がトランスポンダに送信され、トランスポンダはこの補助搬送信号を大抵は低周波変調を行い送り返す。

したがって全ての部分局において別個の信号源を備えた標準的な通信システムに比べ、後方散乱トランスポンダを基礎とする通信システムの重要な利点は、受信器において受信された信号が補助搬送信号との混合によってほぼ最適に変調帯域幅に制限することができ、したがってほぼ最適なノイズ特性が達成されることにある。通信システムでの通常慣例の送信器および受信器における別個の信号源では、殊にデータレートが比較的低い場合、比較的僅かな受信器帯域幅が実現されるように別個のソースを周波数および位相に関して正確に調節することは一般的に不可能である、もしくは大きな手間を伴うことでしか可能でない。

しかしながら後方散乱トランスポンダシステムの決定的な欠点は、高周波信号が受信器からトランスポンダまでの経路を往復的に伝播されなければならず、したがってレーダ方程式に基づいて全体の伝送区間の信号ノイズ比（ＳＮＲ）が距離の４乗に比例して低減することである。周波数と共に大幅に増大する自由空間減衰のために、殊にＧＨｚ領域にある非常に高い周波数の後方散乱トランスポンダを満足のいく信号ノイズ比で実現することは殆ど不可能である。

標準的な通信システムでは慣例であるように、データ送信器例えば固有のソースを備えたトランスポンダにおいてデータ信号が生成されると、ＨＦ信号が送信器／受信器の経路をただ一度のみ伝播する。この場合にはＳＮＲは単に距離の２乗に逆比例する。これに加え、伝送経路におけるその他の減衰／損失もただ一度のみ信号に作用し、二度は信号に作用しない。したがって、例えば距離が比較的長い場合、ＳＮＲは単純な後方散乱システムの場合よりも数オーダ分高くなる。

ＤＥ １００ ３２ ８２２ Ａ１からは、発振によって発振器信号を能動的に構成するための発振器と、ベース信号のための入力側と、形成された発振器信号のための出力側とを備えた、ベース信号に基づき発振器信号を形成するための新式の装置が公知であり、ここで発振器は発振器信号を形成するためのベース信号によって、このベース信号に準位相コヒーレントに励起される。装置は例えばトランスポンダの形態の送信器であり、またトランスポンダアンテナと接続されている発振器を有する。発振器を励起するためにさらにはクロック制御部が設けられている。発振器はクロック制御部を用いてクロック制御信号によって周期的にオン・オフされる。発振器によって生成された信号は受信したベース信号に対して準コヒーレントである。発振器のオン・オフによって発振器の準位相コヒーレントな励起能力も切換えられる。

本発明の課題は、この種の装置ないしそのような装置を備えた通信システムおよびそのような装置を用いるデータ伝送方法を使用領域に関して改善することである。

この課題は、請求項１の特徴を有する装置、例えば後方散乱トランスポンダ、請求項４の特徴を有する受信器、ないし請求項１２の特徴を有するそのような後方散乱トランスポンダを用いるデータ伝送方法によって解決される。

有利な実施形態、例えば装置およびシステムは従属請求項の対象である。

ここで新種の能動的な後方散乱トランスポンダおよび通信システムを紹介し、これらは種々のシステムの利点と結びつくものであり、すなわちほぼ最適で僅かな受信器帯域幅およびＳＮＲと距離との２乗の関係の簡単な実現性を利用するものである。さらには、それ自体ＤＥ １００ ３２ ８２２ Ａ１から公知であるデータ伝送装置の殊に好適な実施を可能にする実装技術的な解決手段が提供される。

有利には相応にして、ベース信号に基づき発振器信号を形成するための装置、例えば能動的な後方散乱トランスポンダないし後方散乱トランスポンダには、発振によって発振器信号を能動的に構成するための発振器と、ベース信号のための受信側と、形成された発振器信号のための出力側とが備えられており、装置が準位相コヒーレントな発振器信号にデータまたはデータ信号を挿入するために構成されているデータ挿入装置を有する場合にも、発振器は発振器信号を形成するためのベース信号によって、ベース信号に対して準位相コヒーレントに励起される。

データ挿入装置は有利には、挿入されたデータからクロック列が導出されるクロック発生器であり、またこのクロック発生器はデータによって変調されている基本振動に発振器を励起させる。データを挿入するために例えば位相制御装置として構成されているデータ挿入装置も考えられ、このようなデータ挿入装置は切換可能な位相シフトを用いてデータを発振器信号にのせて変調する。

データが挿入されている、受信信号として受信した準位相コヒーレントなそのような信号を処理するために以下のような装置、例えば受信器が好適である。すなわち、受信側の発振器のベース信号を用いて準位相コヒーレントな受信信号から送信側の発振器の信号成分を除去するための分離装置と、挿入されたデータを回復するためのデータ回復装置とを有する装置が好適である。

そのような受信器には殊に有利には透過ミキサ（Transmissionsmischer）が備えられており、この透過ミキサは発振器によって生成された信号を印加するための入力側と、この信号をベース信号として伝送ミキサを通過させて送出し、ベース信号を本来のデータ送信局に伝送するための出力側と、受信信号を印加するための入力側と、逓降混合された受信信号を送出するための出力側とを有し、ここで例えばベース信号を送出するための出力側と受信信号の入力側とを同一のものとすることができる。

装置、例えば送信器および／または受信器としての使用目的に応じて使用することができる組合せ装置としてのトランシーバを非常に多様に使用できる。そのようなトランシーバは好適には、発振された信号を形成するための発振器と、発振器を励起させるためのクロック発生器と、発振器によって発振された信号を印加するための入力側と、ミキサと接続されており、信号を送信および／または受信するための少なくとも１つのインタフェースと、インタフェースを介して受信され、発振された信号によって逓降混合された信号を送出するためのミキサの少なくとも１つの出力側と、ミキサと接続されている信号およびデータ処理装置とを有する。信号およびデータ処理装置は１つのコンポーネントまたは複数のコンポーネントとして構成されており、また選択的に、受信したベース信号を発振器に印加するため、またデータ挿入装置としてのインタフェースを介する後続の送出のためにデータまたはデータ信号を発振された信号に挿入するためにデータ挿入装置として使用されるか、インタフェースを介して受信され、ミキサによって逓降混合された信号から挿入されたデータを回復するためにデータ回復装置として使用される。

受信器において多種多様な復調器を使用でき、例えば周波数に依存する位相シフトを用いて信号を印加するための周波数弁別器および位相比較器を有する復調器を使用でき、この位相比較器と周波数弁別器にはミキサに由来する受信信号が供給され、ここで周波数弁別器の出力信号は位相比較器の別の入力側に供給され、位相比較器の出力側は回復されたデータを出力する。別の有利な例は、少なくとも２つの異なるバンドパスフィルタ／検出器チェーンを備えた復調器の使用であり、これらの出力は信号レベルに対する尺度を送出する加算器にも、比較器が後置接続されている、再構成されたデータを送出するための差動増幅器にも印加される。

有利には、このように準位相コヒーレントな信号でもって機能するトランスポンダシステムもデータ伝送に使用することができる。そのようなトランスポンダシステムはデータ伝送を２つの方向の内の一方向のみでも、双方向においても実現することができる。そのようなトランスポンダシステムは、相応に送信器ないし受信器において用意された、受信器から送信器に送信されるベース信号と、送信器から受信器に送り返され、ベース信号に対して準位相コヒーレントな信号とを用いて送信器と受信器との間の距離を検出するための少なくとも１つの送信器と少なくとも１つの受信器とを備えた非常に複雑な形態で、データまたはデータ信号をその都度送信すべき発振器信号に挿入するために構成されているデータ挿入装置および／または受信したデータに挿入されたデータを回復するための回復装置を有する。

そのように距離を検出するトランスポンダシステムのための相応の受信器は好適には、本来のデータを回復するための復調器と、送信器と受信器との間の距離を検出するための測定装置と、距離測定に適している周波数変調された信号を形成できる、周波数に関して可変である発振器である発振器と、受信ミキサとを有し、この受信ミキサは受信した信号を発振器の信号と混合するために設計されており、また混合の結果生じる信号を送出するための出力側を有し、この出力側は復調器および測定装置と接続されている。

これらの装置およびシステムを作動させるためにデータ伝送方法が提供され、この方法では信号が発振器を用いて形成され、この発振器は少なくとも１つの制御信号／クロック信号によって準位相コヒーレントに励起される。このようにして励起される発振器は受信したベース信号によって、形成される信号が受信したベース信号に対して準位相コヒーレントに振動するように、振動に対して準位相コヒーレントに励起される。この準位相コヒーレントな信号に、この信号の形成時または形成後にデータ信号が加えられる。

実施例を以下では図面に基づき詳細に説明する。ここで、
図１は送信器および受信器の装置であり、送信器の信号は受信器の信号に準位相コヒーレントに振動し、データが送信器から受信器に伝送される。
図２はそのような受信器の実施形態である。
図３はそのような送信器の実施形態である。
図４はそのような送信器としてもそのような受信器としても使用できるトランシーバである。
図５は実施可能な第１の復調装置である。
図６は実施可能な第２の復調装置である。
図７は送信器までの距離を検出するための付加的な装置を備えたそのような受信器である。
図８はそのような装置を備えたＬＴＣＣモジュールである。

図１は基礎をなす装置の原理図を示す。装置の基本要素はそれ自体既に引用したＤＥ １００ ３２ ８２２ Ａ１に記載されている。

図１から分かるように、例示的な装置は送信器Ｓおよび受信器Ｅから構成されている。送信器Ｓは信号ｓと共にインタフェースＶ、例えば無線インタフェースを介して受信器Ｅに送信されるべきデータＤａｔ_ＴＸを形成する。

受信器Ｅにおいては受信器側の発振器ＥＨＦＯを用いて補助搬送信号ｓＨが形成され、図示した例では相応のアンテナＡＮＴ_ＳＥとＡＮＴ_Ｓを用いてインタフェースＶを介して送信器Ｓに伝送される。

送信器Ｓにおいては送信側の能動的な発振器ＳＨＦＯを用いて信号ｓが形成され、この信号ｓは受信した補助搬送信号ｓＨに対して準位相コヒーレントに振動し、またこの信号ｓには伝送すべきデータＤａｔ_ＴＸがのせられて変調される、ないし変調されている。

送信側ではアンテナＡＮＴ_Ｓを用いることにより、発振器ＥＨＦＯを用いて形成されてアンテナＡＮＴ_ＳＥを介して送出された受信器Ｅの補助信号ｓＨが受信される。発振器ＳＨＦＯはクロック制御部ＴＧＥＮを用いてデータストリームＤａｔ_ＴＸに依存して信号Ｓ０１によって周期的にオン・オフされる。信号Ｓ０１が適切に選択され、補助信号ｓＨが印加されている場合には、発振器ＳＨＦＯによって生成された信号ｓは、ＤＥ １００ ３２ ８２２ Ａ１に記載されているように、補助搬送信号ｓＨに対して準コヒーレントであるか準位相コヒーレントである。送信器Ｓ、例えばトランスポンダにおいて生成された信号ｓは再び受信器に送信され、この受信器によってアンテナＡＮＴ_Ｅを用いて受信される。伝送時の影響を除外すれば送信信号ｓに相応する受信器Ｅにおいて受信された信号ｅは、ミキサＭＩＸにおいて前述した発振器ＥＨＦＯによって形成された信号の一部と混合される。有利にはミキサＭＩＸの出力側に後置接続されているフィルタＢＰ１を用いて、関心のない混合成分ないし妨害信号成分およびノイズ成分が抑制される。有利にはこのフィルタＢＰ１はバンドパスフィルタとして実施されており、この際フィルタの中心周波数および帯域幅はＴＧＥＮのクロック信号に適合されることが望ましい。

送信器ＳはアンテナＡＮＴ_Ｓと接続されている発振器ＳＨＦＯを有する。さらには発振器ＳＨＦＯを励起させるためにクロック制御部ＴＧＥＮが設けられている。発振器ＳＨＦＯはクロック制御部を用いて信号Ｓ０１によって交互にオン・オフされ、準位相コヒーレントに励起される。発振器ＳＨＦＯによって生成された信号ｓは受信した補助搬送信号ｓＨの印加によって、この補助搬送信号ｓＨに対して準コヒーレントに形成される。発振器ＳＨＦＯのオン／オフによって発振器の準位相コヒーレントな励起能力も切換えられる。

発振器ＳＨＦＯは有利には、一方では熱雑音によっては発振のために励起されないが、他方では入力される受信信号ないし補助搬送信号ｓＨが、この補助搬送信号ｓＨに対して準位相コヒーレントな発振器を励起するためには十分であるように構成されている。準位相コヒーレントであるということは例えば、信号Ｓ０１のオン周期中は補助搬送信号と形成された比較信号との位相差が僅かにとどまることでもある。ここでの僅かという概念は意図される通信タスクないし測定タスクに関して判断する必要がある。僅かな位相偏差に関する限界として例えば値π／１０、すなわち約２０°を使用することができる。僅かな位相偏差しか有さないそのような信号をここでは準位相コヒーレントであると称し、このコヒーレンスが存在する期間をコヒーレンス期間と称する。

ここでは能動的な発振器ＳＨＦＯの発振が補助搬送信号ｓＨに対して準位相コヒーレントであるのではなく、既に能動的な発振器ＳＨＦＯの励起が準位相コヒーレントに行われることは好適である。したがって有利にはトランスポンダＴＲとして構成されている送信器Ｓにおいては、多少の差はあれども受信信号ないし補助搬送信号ｓＨの大部分が発振器ＳＨＦＯに結合される。これらの信号は有利には電気的な補助搬送信号および相応の発振器信号である。しかしながら原則的に、光学的な信号、音響的な信号または他の信号を使用する装置も実現することができる。受信信号ないし補助搬送信号ｓＨは発振器ＳＨＦＯを発振のために準位相コヒーレントに励起し、これによって発振器ＳＨＦＯは発振器信号を形成し、この発振器信号は発振器から信号ｓとして出力結合され、出力側を介して導出される。受信信号ないし補助搬送信号ｓＨのための入力側および発振器信号のための出力側は完全にまたは部分的に同一のものでよい。しかしながらこれらの入力側および出力側は相互に別個に実現することもできる。

送信器Ｓにおいて生成された信号ｓはアンテナＡＮＴ_Ｓを用いて受信器Ｅに再び送られ、この受信器ＥによってアンテナＡＮＴ_Ｅを用いて受信される。

この実施例における基本的な着想は、送信器における能動的な発振器ＳＨＦＯの発振が補助搬送信号ｓＨに対して準位相コヒーレントであるだけではなく、既に能動的な発振器ＳＨＦＯの励起が準位相コヒーレントに行われているということである。従来技術による前述の装置および方法においては能動的な発振器ＳＨＦＯの励起が熱雑音によって行われており、発振器の発振は繁雑な制御プロセスおよびいわゆるロックイン（ＬｏｃｋＩｎ）によってようやく事後的に準位相コヒーレントにされるのに対し、本発明では発振器ＳＨＦＯが補助搬送信号ｓＨによって既に準位相コヒーレントに励起される、ないし既に準位相コヒーレントに振動し、したがっていわば自動的に位相コヒーレンスが確立される。

基本的な着想は発振器ＳＨＦＯは基本状態において不安定な平衡にあり、発振器ＳＨＦＯがオンされる場合には、たとえどんな性質であろうとも外部からのエネルギ供給によって振動のために励起される必要があることである。この最初のトリガ後に初めてフィードバックがアクティブになり、このフィードバックによって振動が維持される。通常の場合、例えば熱雑音が振動回路のそのような初期化に使用される。すなわち、発振器はランダムな位相および振幅でもって振動を開始し、この場合には発振器の共振回路によって設定された周波数で発振する。しかしながら発振器においてはオン時に、周波数は共振回路の帯域幅内にあり、またその電力はノイズ電力を著しく上回る外部励起信号が供給され、発振器はランダムに振動を開始するのではなく、励起に用いるベース信号の位相と同期して振動を開始する。励起する補助搬送信号ｓＨと発信器信号との間の周波数差に応じて、また送信器Ｓないし受信器Ｅにおける両発振器ＳＨＦＯないしＥＨＦＯの位相ノイズに依存して、このような準位相コヒーレンスは少なくとも一定時間存在し続ける。

公知の受動的な装置および方法と本発明のコンセプトとの相違は、送信器ＳないしトランスポンダＴＲに能動的な発振器ＳＨＦＯを使用する点にある。つまり補助搬送信号ｓＨは単純に逆反射されるのではなく、送り返される前に固有の準位相コヒーレントなソースを用いて雑音無く、またはほぼ雑音無く発信信号ｓを能動的に構成する。したがってシステムはその他の機能が類似する場合には、従来技術による受動的な後方散乱トランスポンダシステムよりも著しく大きい到達距離を有する。

殊に有利にはトランスポンダ装置においては、時間多重、周波数多重または分極多重は全く必要でない。何故ならば、ベース信号としての補助搬送信号ｓＨと発信信号ｓとは相互に影響を及ぼさない、ないし振動行程の開始時のみ所望のやり方で影響が及ぼされ、その後は相互に依存せずに準位相コヒーレントだからである。

装置が能動的な発振器ＳＨＦＯの準位相コヒーレントな励起能力を切換えるための切換手段ＴＧＥＮを有する場合には有利である。この切換手段ＴＧＥＮは、発振器ＳＨＦＯが補助搬送信号ｓＨによって励起され、この補助搬送信号ｓＨに対して準位相コヒーレントに振動できる状態に発振器を移行するために使用される。

励起能力を切換えるために、発振は必ずしも完全にオン・オフされる必要はない。例えば能動的な発振器ＳＨＦＯが異なるモードで振動できる場合には、簡単に第２のモードに切換えることができ、一方では第１のモードはさらに振動する。モードが１つだけの場合でも発振は完全にはオフされる必要があるのではなく、通常の場合減衰は十分であり、その結果補助搬送信号ｓＨは後続の準位相コヒーレントな励起のために十分である。

能動的な発振器ＳＨＦＯの励起性がコヒーレンス期間後に新たにオンされると、準位相コヒーレンスは比較的長い期間にわたり存在し続ける。

別の実施形態において能動的な発振器の準位相コヒーレントな励起能力が周期的に繰り返される場合には、準位相コヒーレンスはやはり比較的長い期間にわたり存在し続ける。このことは切換手段が能動的な発振器ＳＨＦＯを所定のクロック率で切換えるように構成されていることによって達成することができる。

ここで有利にはクロック率のクロック周期の持続時間は殆どコヒーレンス期間に相応する。しかしながら、ベース信号ｓＨと発振器信号ｓＨとの間の準コヒーレンスが失われることなく高速な切換を実現することも可能である。これとは逆に準位相コヒーレンスが所定の期間にのみ必要とされる場合には、クロック時間をコヒーレンス期間よりも長く選択することもできる。

能動的な発振器ＳＨＦＯの切換が周期的に繰り返され、能動的な発振器ＳＨＦＯが補助搬送信号ｓＨに対して準位相コヒーレントに周期的に振動される場合には、能動的な発振器によって形成された発振器信号を補助搬送信号ｓＨのサンプリングされた複製とみなすことができる。サンプリング定理が遵守されるならば信号は完全にそのサンプリング値によって表されている。重要なことには、能動的な発振器のオフ期間はオン期間よりも著しく長い、すなわちコヒーレンス期間よりも著しく長い。したがってサンプリング定理の遵守はコヒーレンス条件に基づき本来的に生じる。サンプリング定理によれば２つのサンプリング点の位相差は１８０°よりも小さくなくてはならない。この条件は準コヒーレンス条件に比べれば厳格なものではない。結果として情報技術的な観点から、切換えられる発振器ＳＨＦＯの信号ｓは切換過程にもかかわらず、比較信号のコピーと見なすことができる、ないし比較信号の完全な情報を持つ。

能動的な発振器ＳＨＦＯの励起能力を、発振器ＳＨＦＯ自体が切換えられることによって簡単に切換えることができる。相応にして装置は能動的な発振器ＳＨＦＯをオン・オフするための手段ＴＧＥＮを有することができる。発振器を切換えるためには、発振器の振動条件が適用されるないしもはや適用されていないように作用する手段であればいずれの手段も適している。つまり例えば振動回路においては増幅をスイッチオフすることができ、減衰または伝播時間（位相）を変化させることができ、またはフィードバック経路を分断することができる。

能動的な発振器ＳＨＦＯは基本モードに基づき励起される以外にも、準位相コヒーレントに分周振動モードに基づき励起することができる。励起のためにベース信号の基本モードまたは分周振動モードを使用することができる。

装置がＩＤタグの識別のため、または通信のために使用される場合には、符号化を例えばクロックレートによって行うことができる、および／または、位相変調器、周波数変調器または振幅変調器のような、準位相コヒーレントな信号が送り返される前に変調される付加的な変調器ユニットによって行うことができる。

既に説明したように、コヒーレンス期間はベース信号と発振器信号との間の周波数差に依存する。周波数がより正確に一致すればするほど、信号の位相はますます等しくなる。切換手段のクロック率も小さく維持できるよう、コヒーレンス期間をより拡大するために、有利には発振器周波数を適応的にベース信号ないし補助搬送信号ｓＨの周波数に適合することに適している手段を設けることができる。

個々の実施例、例えば図１の以下の説明から分かるように、図示したシステムは公知の従来の後方散乱トランスポンダとは実質的に、変調されて送り返される信号ｓが単純に受動的に後方反射されるのではなく、能動的に準位相コヒーレントに新たに生成されて送り返されるという点で異なる。したがって基本的な原理および実施形態の変形ならびに標準的な後方散乱トランスポンダの典型的な信号処理方式を本発明の装置原理に直接転用することができる。しかしながら実施形態においては以下のように、殊に有利な装置を実現する固有の特徴が生じる。

送信側においてはデータＤａｔ_ＴＸは例えば直接的に位相コヒーレントな信号にのせられて変調されるか、発振器ＳＨＦＯへのクロック信号Ｓ０１の形成時に既にこのクロック信号Ｓ０１に組み込まれる。

受信器Ｅにおいては変調されたデータＤａｔ_ＴＸが受信信号ｅないしｓから再び復調されて取り出される。このために受信した信号ｅは例えばミキサＭＩＸを通過し、このミキサＭＩＸにおいて基礎とされる発振器信号の影響が除去される。続いて、フィルタの出力信号ＺＦＳｉｇが復調器Ｄｅｍｏｄに供給される前に、フィルタＢＰ１における帯域通過フィルタリングを行うことができる。復調器Ｄｅｍｏｄの出力側においては再構成されたデータＤａｔ_ＴＸが出力される。

殊に有利には、通信システムの受信局Ｅはいわゆる透過ミキサＴＲＸＭＩＸを包含し、この透過ミキサＴＲＸＭＩＸは俗語的に通過ミキサ（Durchblasemischer）とも称される。通過ミキサＴＲＸＭＩＸを備えた受信局Ｅの可能な実施形態が図２に示されている。発振器ＥＨＦＯによって形成された信号は補助搬送波ｓＨとして伝送ミキサを通過して本来のデータ送信局Ｓに伝送され、これと同時に変調された受信信号ｅをミキサＴＲＸＭＩＸを用いてベースバンドに逓降混合するために使用される。最小限のモジュールコストしか有さない透過ミキサＴＲＸＭＩＸを用いることにより、有利なデータ伝送方法を行えることが分かる。

図３は、トランスポンダＳないしＴＲにおける位相制御素子ＰｈＭｏｄによる切換可能な位相シフトを用いて変調を実現するための別の可能な実施形態を示す。位相制御素子ＰｈＭｏｄは準位相コヒーレントに励起するためのベース信号も、準コヒーレントに形成された信号も位相変調することができる。クロック発生器ＴＧＥＮの原則として必要とされるクロック０／１の変調はここでは位相変調によって重畳される。

多数の適用事例においては、受信器Ｅとして使用される基地局および／またはトランスポンダＴＲないし送信局ＳをトランシーバＴＣとして、データを局間で双方向に伝送できるように実施することは好適である。図４は好適な実現形態を示す。

装置は例えばミキサＴＲＸＭＩＸに接続されているアンテナから構成される。ミキサＴＲＸＭＩＸは発振器ＨＦＯからベース信号を受信する。やはり発振器はクロック発生器ＴＧＥＮから供給される活性化信号ないしトリガ信号０／１のための入力側を有する。ミキサＴＲＸＭＩＸはさらに出力側を有し、この出力側からアンテナを介して受信されて逓降混合された信号が例えばバンドパスフィルタＢＰ１に対する第１の信号として出力される。バンドパスフィルタＢＰ１の出力信号ＺＦＳｉｇはやはり復調器Ｄｅｍｏｄに供給され、この復調器Ｄｅｍｏｄは出力側において再構成されたデータＤａｔを供給する。これらデータを直接的に出力することができるか、有利にはさらなる処理のためにマイクロプロセッサμＰに供給することができる。

マイクロプロセッサμＰは、例えばクロック発生器ＴＧＥＮとの接続を介して、受信したデータを用いて、またはこのデータ自体を用いて発振器信号の形成に及ぼす影響を取り出すことができる。送信すべきデータをマイクロプロセッサμＰ、クロック発生器ＴＧＥＮ、発振器ＨＦＯ、またはミキサＴＲＸＭＩＸに前置接続されている位相変調器を介して供給することも可能である。

発振器ＨＦＯがクロック発生器ＴＧＥＮによって変調されない場合には、発振器は連続的に同形状の正弦波信号を形成し、つまり図示した局ＴＣは受信器Ｅとして使用される。発振器ＨＦＯがクロック発生器によって準位相コヒーレントな励起能力に関して、また振幅、位相および／または周波数に関して変調される場合には、図示した局ＴＣは送信局Ｓとして使用される。有利にはそのようなトランシーバＴＣはプロセッサμＰを包含し、このプロセッサμＰはデータストリームを形成するため、または受信したデータＤａｔを評価するために使用される。

原則として、全ての変調様式、例えばその他の慣例の受動的な後方散乱トランスポンダにおいて使用されるような変調様式も本発明のシステムに適用することができる。しかしながら、周波数変調された振幅変調がこの原理にとって殊に有利であり、この振幅変調ではディジタル記号を符号化するために切換周期の周波数のみが変化される。クロック発生器ＴＧＥＮは例えば、ディジタルの“０”に対して第１の切換周波数Ｆｒｅｑ１を形成し、ディジタルの“１”に対して第２の切換周波数Ｆｒｅｑ２を形成する。この２進のＦＳＫ符号化（周波数偏移変調）の他に勿論２つ以上の周波数段を用いる多段式の符号化方式も適用できる。パルス長ないし位相長が一定である場合のパルス・位相比の変形も変調に使用することができる。基本的には周波数変調のそれ自体公知の方法を全て使用することができる。

図５及び図６は原則としてそれ自体公知のＦＳＫ復調器の実施形態を示すが、この復調器は非常に有利にはこの種の装置に使用することができる。

図５において、復調器Ｄｅｍｏｄは低ノイズ入力増幅器ＬＮＡを有し、この低ノイズ入力増幅器ＬＮＡには例えばミキサまたはバンドパスフィルタからの信号ＺＦＳｉｇ′が供給される。低ノイズ入力増幅器ＬＮＡにおいて事前処理された信号は位相比較器ないし位相コンパレータＰＨＫｏｍｐにも、周波数弁別器ＤＩＳＣにも供給される。周波数弁別器ＤＩＳＣの出力信号は位相コンパレータＰＨＫｏｍｐの別の入力側に供給される。位相コンパレータＰＨＫｏｍｐの出力信号は例えばローパスフィルタＴＰの通過後にデータストリームＤａｔとして復調器Ｄｅｍｏｄから出力される。周波数弁別器ＤＩＳＣはＺＦ信号ＺＦＳｉｇ′（ＺＦ：中間周波数）に周波数に依存する位相シフトを行うために使用される。例えばミキサ、殊に位相コンパレータＰＨＫｏｍｐにおける位相比較によって、周波数変調を相応の出力電圧に変換することができる。周波数変調のためのＰＬＬ回路または他の周波数比較装置もここで説明する方法に適用することができる。

図６においては、ＺＦ信号ＺＦＳｉｇ′が例えば異なる２つのバンドパスフィルタ／検出器チェーンを通過して伝送される。２つのチェーンは例えばそれぞれ１つのバンドパスフィルタＢＰ１ないしＢＰ２、１つの整流器Ｇ１ないしＧ２および１つのローパスフィルタＴＰ１ないしＴＰ２から構成されている。これら２つのチェーンの出力信号は加算器ＳＵＭにも、差動増幅器ＤＩＦＦにも供給される。変調周波数に応じて一方のフィルタリングされた信号もしくは他方のフィルタリングされた信号のいずれかがより大きな振幅を有し、このことはコンパレータＳＫが後置接続されている差動増幅器ＤＩＦＦによって検出することができる。コンパレータＳＫは再構成されたデータＤａｔを出力する。２つのフィルタ分岐からの信号の和は信号レベルＳＰに対する尺度である。

ここでデータ伝送のための本方法および本装置を特に距離測定トランスポンダシステムと共に使用できる、ないしこの距離測定式トランスポンダシステムと組み合わせることができることを言及しておく。そのようなトランスポンダシステムは例えば未だ公開されていない特許出願ＤＥ １０１０ ５５ ２５１「距離測定のためのトランスポンダシステムおよび方法」に記述されており、これは全体の範囲が引用される。

図７は機能を拡張するために必要とされる、この種の距離測定式のトランスポンダシステムにおける補完形態を示す。ここでは固定周波数発振器の代わりに周波数に関して可変の発振器ＨＦＶＣＯが使用され、この発振器ＨＦＶＣＯを用いて距離測定に適した周波数変調された信号を形成することができる。図示されているように有利には伝送ミキサとして実施されてる受信ミキサＴＲＸＭＩＸの後方においてＺＦ信号は有利には２つの部分経路に分岐する。上側に示されている第１の復調経路はバンドパスフィルタＢＰ１から復調器Ｄｅｍｏｄに案内され、データの収容ないし再構成のために使用される。下側の第２の経路は測定装置Ｍｅａｓへの測定経路として伸びており、この測定装置においてはＺＦ信号が距離測定を目的として処理される。

相応の方法は基地局Ｅと少なくとも１つのトランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）との間の距離の検出を基礎とし、この方法においては基地局Ｅから基地局発振器ＨＦＶＣＯの信号ｓＨないしｓ_ｔｘ（ｔ）が送出され、トランスポンダにおいては基地局から受信した信号ｓＨないしｅ_ｒｘｔ（ｔ）に基づき発振された発振器（ＳＨＦＯ）を用いてこの受信した信号に対して位相コヒーレントな信号（ｓないしｓ_ＯＳＺ（ｔ））が形成および送出され、基地局Ｅにおいてはトランスポンダから受信した位相コヒーレントな信号（ｅないしｓ_ｒｘ（ｔ））に基づき距離が検出され、発振器は位相コヒーレントな信号を形成するために、受信した信号を用いて準位相コヒーレントに励起される。これに加えデータ信号ないしデータが生じ、これらのデータはトランスポンダＴＲないし送信器Ｓの信号に混合されるか、このデータで変調される。

基地局Ｅと少なくとも１つのトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離を検出するための相応の距離検出システムにおいて、基地局Ｅは信号を形成するために発振する信号源ＨＦＶＣＯと信号を送出する送信装置とを有し、トランスポンダは基地局からの信号を受信するための受信装置と、この信号に対して位相コヒーレントな信号を形成するための発振器と、位相コヒーレントな信号を送出するための送信装置とを有し、基地局（ＢＳ）はさらにトランスポンダからの位相コヒーレントな信号を受信するための受信装置と、基地局（Ｅ）とトランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）との間の距離を検出するための距離検出装置（ＴＲＸＭＩＸ、Ｄｅｍｏｄ）とを有し、トランスポンダにおける発振器は受信した信号を用いて準位相コヒーレントな信号を形成するために励起され、この信号にはさらにデータがのせられて変調されることを特徴とする。

トランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）の距離を検出するための基地局Ｅは距離検出装置（ＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｍｅａｓ、Ｄｅｍｏｄ）を有するか、そのような距離検出装置に信号を供給し、基地局Ｅはトランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）から受信した準位相コヒーレントな信号及び目下の発振器信号ないし送信信号を混合信号に混合するためのミキサＴＲＸＭＩＸを有する。

距離検出装置ＴＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｄｅｍｏｄ、Ｍｅａｓは有利には次式により混合信号ＺＦＳｉｇ′ないし（ｓ_ｍｉｘ（ｔ））を形成するものとして構成されている。
ｓ_ｍｉｘ（ｔ）＝ｃｏｓ（ｔ・ω_ｓｗ＋τ・（ω_ｃ＋ω_ｓｗ））
ここでω_ｃは基地局発振器ＨＦＶＣＯの中心周波数であり、ω_ｓｗは基地局Ｅの送信信号ＳＨないしｓ_ｔｘ（ｔ）の変調周波数であり、ｔは時間間隔０〜Ｔｓにおける時間であり、τは基地局Ｅとトランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）との間の距離をわたる信号の伝播時間である。

距離検出装置ＴＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｄｅｍｏｄ、Ｍｅａｓは有利には、測定信号ｓ_ｍｅｓｓ（ｔ）を形成するための基地局Ｅにおける測定のオンとオフとの間の時間間隔（０〜ＴＳ）における混合信号ｓ_ｍｉｘ（ｔ）の電圧の時間的な変化を低減または除去するための復調装置Ｄｅｍｏｄを有する。

距離検出装置ＴＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｄｅｍｏｄ、Ｍｅａｓは有利には、トランスポンダ（ＴＲ）における発振器ＨＦＶＣＯを周期的にオン・オフし、続いて測定信号ｓ_ｍｅｓｓ（ｔ）の形成について高周波成分をフィルタリング除去するために、殊にクロック周波数ｆ_ｍｋとほぼ等しいまたは等しい周波数を用いてこのクロック周波数ｆ_ｍｋよりも著しく小さい周波数に混合信号ｓ_ｍｉｘ（ｔ）を逓降混合するための復調装置Ｄｅｍｏｄも有する。

さらに距離検出装置ＴＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｄｅｍｏｄ、Ｍｅａｓを基地局Ｅの送信信号ｓ_ｔｘ（ｔ）の変調周波数ω_ｓｗを例えば次式により変調するように構成することができる。

ここでＴは周波数を帯域幅Ｂにわたり離調させる持続時間である。

距離検出装置ＴＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｄｅｍｏｄ、Ｍｅａｓを次式により合成されるＦＭＣＷ測定信号ｓ_{ｍｅｓｓｆｍｃｗ}（ｔ）を形成するためにも構成することができる。

距離検出装置ＴＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｄｅｍｏｄ、Ｍｅａｓをさらに測定周波数ｆ_ｍｅｓｓから距離を検出するために構成することができ、この測定周波数ｆ_ｍｅｓｓは周波数成分Δｂ＝Ｂ*Ｔｓ／（２Ｔ）だけシフトされた通常のＦＭＣＷ（周波数変調正弦波）測定周波数に相応する。

距離検出装置ＴＲＸＭＩＸ、ＢＰ１、Ｄｅｍｏｄ、Ｍｅａｓを振幅重み付けされた測定信号ｓ_{ｍｅｓｓｆｍｃｗ}（ｔ）の周波数領域へのフーリエ変換を実施するために構成することができので、生じている少なくとも１つの矩形関数の左右の側波帯のエッジは基地局Ｅとトランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）との間の距離を決定する。

基地局Ｅまでの距離を検出するためのトランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）は好適には、位相コヒーレントに励起される能動的な発振器（ＳＨＦＯ）を用いてトランスポンダ受信信号ｓＨないしｅ_ｒｘｔ（ｔ）＝Ｓ_ｔｘ（ｔ−τ／２）から発振器信号ＳないしＳ_ｏｓｚ（ｔ）を形成するための信号形成装置と、発振器を周期的にオン・オフするための切換装置（ＴＧＥＮ）とを有し、殊に次式により発振器信号が形成される。

ここで、ω_ｃは基地局Ｅの発振器ＨＦＶＣＯの中心周波数であり、ω_ｓｗは基地局Ｅの送信信号ｓ_ｔｘ（ｔ）の変調周波数であり、ｔは時間であり、τは基地局Ｅとトランスポンダ（ＴＲ）との間の距離をわたる信号の伝播時間であり、Φ_０は任意の位相オフセットである。

そのような距離検出システムにおいては付加的に、前記において幾つかの実施例に基づき説明したように、トランスポンダ（ＴＲ；Ｓ）における発振器（ＳＨＦＯ）をオン・オフするための変調器が付加的な情報ないしデータをトランスポンダから基地局Ｅに伝送するために使用される。

基地局における距離検出装置がトランスポンダから受信した準位相コヒーレントな信号および目下の送信信号を混合信号に混合するためのミキサＴＲＸＭＩＸを有する場合には、少なくとも２つのスペクトル成分を有する混合信号が生じ、この混合信号の周波数間隔または位相間隔は基地局からトランスポンダまで距離に関する尺度であり、この尺度はトランスポンダにおける発振器のスイッチングオン周波数およびスイッチングオフ周波数には依存しない。

基地局の送信信号の変調周波数を変調ないし離調することにより、最終的にはスペクトル成分を有する測定信号が生じ、このスペクトル成分は振幅重み付けされている正弦波関数によって表される。有利には既述のトランスポンダに固有の周波数シフトによって、値零へと減少するまでの小さい間隔も測定可能となる。さらに可能とされる振幅重み付けされた測定信号の周波数領域へのフーリエ変換の実施によって、矩形状のエンベロープを有するスペクトル曲線（側帯）が生じ、このスペクトル曲線では変調周波数のもっとも近くに存在する左右の側波帯の外側のエッジが基地局とトランスポンダとの間の距離を決定する。

トランスポンダにおける発振器をオン・オフするための変調周波数が基地局における距離の評価に強制的に取り入れられないことによって、基地局を付加的な情報ないしデータをトランスポンダから基地局へと伝送するために使用することができる。

前述の用途においては、高周波モジュールまた例えばトランスポンダＴＲが可能な限り小さく且つコンパクトに構成されている場合には一般的に非常に有利である。トランスポンダＴＲが通常人間によってその身体に装着されるアクセスシステムまたは支払システムでは、例えば鍵または支払カード／入場カードの形態であるトランスポンダＴＲの構造サイズが装着の快適性の決定にとって重要である。

通常の場合、高周波モジュールは例えばテフロン^（Ｒ）またはエポキシをベースとする有機材料から成る基板上に取り付けられる。例えば例えば１ＧＨｚから１０ＧＨｚとＨＦ周波数が低い場合には、これらの材料による波長と構造サイズとの結合に基づき小さい構造サイズについての要望は非常に制限的にしか満たすことはできない。択一形態は薄膜セラミック上の回路であるが、その製造は非常にコストを要するものである。

したがってトランスポンダＴＲも基地局ＢＳも殊に有利にはＬＴＣＣ（低温焼成セラミック）モジュールまたはＬＴＣＣモジュールを使用して実施することができる。ＬＴＣＣをベースとする高周波構造は一方ではＬＴＣＣの誘電率が比較的大きいためにコンパクトであり、他方では回路を多層技術で実現することが可能であるためにまたコンパクトである。さらにはＬＴＣＣモジュールを大量生産に適する形式で装着することができる。

全体のＨＦ回路またはクリティカルな部分要素を完全にＬＴＣＣモジュールに集積することができるので、この集積されたＬＴＣＣモジュールを標準ＳＭＴ（表面実装技術）コンポーネントのように非常に廉価な標準基板上に装着することができ、この標準基板はＨＦに必ず適している必要はない。これらの技術を組合せて有機材料からなる基板上にＬＴＣＣサブモジュールを形成することもできる。しかしながらこのＬＴＣＣサブモジュールを非常に小さくすることができる。

ＬＴＣＣ−ＨＦモジュールを備えた有利なトランスポンダＴＲが図８に示されている。。ＬＴＣＣモジュールＬＭ上には例えば高周波発振器ＨＦＯと、クロック発生器ＴＧＥＮのクロックを用いた発振器ＨＦＯのスイッチング（オン／オフ）によって生じる妨害変調成分をフィルタリング除去するためのバンドパスフィルタＢＰ１と、高周波分周器または高周波カウンタＣＮＴとが集積されている。分周により低減されたクロックないしカウンタ状態が供給される閉ループ制御回路を介して、発振器ＨＦＯは自身の目標周波数へと制御される。このことは例えば図７の実施形態では通常のことである。ＬＴＣＣモジュールＬＭからは、アンテナの端子を除いて、比較的低周波のディジタル信号のみが外部へと供給され、このモジュールＬＭを問題なく且つ廉価に残りの回路に集積することができる。

図８には考えられるＬＴＣＣモジュールの構造が概略的に示されている。ここでＨＦ回路は複数の層ないしＨｆ層から構成されている。ＬＴＣＣ基板の上面には内部層に集積できないデバイス、第一に例えば半導体が装着されている。実装技術として例えばそれ自体公知のＳＭＴ（表面実装技術）実装またはフリップチップ実装が提供される。ＬＴＣＣモジュールＬＭ自体は例えば、いわゆるボールグリッド技術またはランドグリッド技術ＢＧ／ＬＧを用いて標準基板ＬＰ上に取り付けることができる。

送信器および受信器の装置である。 受信器の実施形態である。 送信器の実施形態である。 送信器としてもそのような受信器としても使用できるトランシーバである。 実施可能な第１の復調装置である。 実施可能な第２の復調装置である。 送信器までの距離を検出するための付加的な装置を備えた受信器である。 ＬＴＣＣモジュールである。

Claims (12)

1. ベース信号（ｓＨ）に基づき発振器信号（ｓ）を形成する装置、例えば能動的な後方散乱トランスポンダであって、
   前記発振器信号を発振により能動的に構成する発振器（ＳＨＦＯ）と、
   前記ベース信号（ｓＨ）のための入力側（ＡＮＴｓ）と、
   形成された前記発振器信号（ｓ）のための出力側とを備え、
   前記発振器（ＳＨＦＯ）は制御信号（Ｓ０１、０／１）によって準位相コヒーレントに励起され、前記ベース信号（ｓＨ）によって前記発振器信号（ｓ）を形成するために該ベース信号（ｓＨ）に対して準位相コヒーレントに励起される、装置において、
   前記発振器信号の形成時または形成後に、データまたはデータ信号（Ｄａｔ_ＴＸ）を該発振器信号（ｓ）に挿入するために構成されているデータ挿入装置（ＴＧＥＮ；ＳＨＦＯ；ＰｈＭｏｄ）が設けられていることを特徴とする、装置。
2. 前記データ挿入装置はクロック発生器（ＴＧＥＮ）であり、該クロック発生器（ＴＧＥＮ）は前記発振器の準位相コヒーレントな励起能力を実行するために構成されており、該クロック発生器（ＴＧＥＮ）のクロック信号（Ｓ０１、０／１）は前記データ（Ｄａｔ_ＴＸ）から導出される、請求項１記載の装置。
3. 前記データ挿入装置は位相制御装置（ＰｈＭｏｄ）であり、該位相制御装置（ＰｈＭｏｄ）は前記データ（Ｄａｔ_ＴＸ）を切換可能な位相シフトによって前記発振器信号（ｓ）にのせて変調する、請求項１記載の装置。
4. 請求項１から３までのうちのいずれか１項記載の装置からの信号として形成及び送信された受信信号（ｅ）を受信および処理する装置、例えば受信器（Ｅ）であって、
   発振器（ＳＨＦＯ）の信号成分を準位相コヒーレントな前記受信信号（ｅ）から、該装置側の発振器（ＥＨＦＯ；ＨＦＯ；ＨＦＶＣＯ）のベース信号を用いて除去する分離装置（ＭＩＸ；ＴＲＸＭＩＸ）を備えた装置において、
   挿入されたデータ（Ｄａｔ_ＴＸ）を回復するデータ回復装置（Ｄｅｍｏｄ）が設けられていることを特徴とする、装置。
5. 透過ミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）を備え、該透過ミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）は、
   −前記発振器（ＥＨＦＯ）によって形成された信号が印加される入力側と、
   −前記伝送ミキサを通過してベース信号（ｓＨ）として前記信号を出力し、該ベース信号（ｓＨ）を本来のデータ送信局（Ｓ；ＴＲ）に伝送する出力側と、
   −前記受信信号（ｅ）が印加される入力側と、
   −逓降混合された受信信号（ＺＦＳｉｇ；ＺＦＳｉｇ´）を出力する出力側とを有し、例えば前記ベース信号（ｓＨ）を出力する出力側と前記受信信号（ｅ）の受信側は一致する、請求項４記載の装置。
6. 前項記載の装置、例えばトランシーバ（ＴＣ）であって、
   −発振された信号を形成する発振器（ＨＦＯ）と、
   −前記発振器（ＨＦＯ）を励起するクロック発生器（ＴＧＥＮ）と、
   −前記発振器からの発振器信号が印加される入力側を備えたミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）と、
   −前記ミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）と接続されている、信号（ｓＨ、ｅ；ｓ）を送信および／または受信するための少なくとも１つのインタフェースと、
   −インタフェース（ＡＮＴ）を介して受信され、前記発振された信号を用いて逓降混合された発振器信号（ＺＦＳｉｇ）を出力するミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）の少なくとも１つの出力側と、
   −前記ミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）と接続されている信号およびデータ処理装置（μＰ、ＴＧＥＮ）とを備え、該信号およびデータ処理装置（μＰ、ＴＧＥＮ）は選択的に、
   −データ挿入装置（ＴＧＥＮ；ＳＨＦＯ；ＰｈＭｏｄ）として、受信したベース信号（ｓＨ）を前記発振器（ＨＦＯ）に印加し、データまたはデータ信号（Ｄａｔ）を前記発振された信号（ｓ）に挿入し、前記インタフェース（ＡＮＴ）を介して出力するか、
   −データ回復装置（Ｄｅｍｏｄ、μＰ）として、前記インタフェース（ＡＮＴ）を介して受信され、前記ミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）を介して逓降混合された信号（ｅ）から前記挿入されたデータ（Ｄａｔ_ＴＸ）を回復することを特徴とする、装置。
7. 請求項４から６までのいずれか１項記載の装置のための復調器（Ｄｅｍｏｄ）において、
   周波数に依存する位相シフトを用いて信号を印加する周波数弁別器（ＤＩＳＣ）と位相比較器（ＰＨＫｏｍｐ）とを備え、該位相比較器（ＰＨＫｏｍｐ）及び周波数弁別器（ＤＩＳＣ）には前記ミキサに由来する受信信号（ＺＦＳｉｇ´）が供給され、前記周波数弁別器（ＤＩＳＣ）の出力信号は前記位相比較器（ＰＨＫｏｍｐ）の別の入力側に供給され、該位相比較器（ＰＨＫｏｍｐ）の出力側は回復されたデータ（Ｄａｔ）を出力することを特徴とする、復調器。
8. 請求項４から６までのいずれか１項記載の装置のための復調器（Ｄｅｍｏｄ）において、
   周波数変調のために少なくとも１つの位相結合制御ループ（ＰＬＬ）回路を備えることを特徴とする、復調器。
9. 請求項４から６までのいずれか１項記載の装置のための復調器（Ｄｅｍｏｄ）において、
   少なくとも２つのバンドパスフィルタ／検出器チェーン（ＢＰ１、Ｇ１、ＴＰ１ないしＢＰ２、Ｇ２、ＴＰ２）を有し、該バンドパスフィルタ／検出器チェーンの出力は信号レベルに対する尺度を出力する加算器（ＳＵＭ）にも、再構成されたデータ（Ｄａｔ）を出力する、比較器（ＳＫ）が後置接続されている差動増幅器（ＤＩＦＦ）にも印加されることを特徴とする、復調器。
10. 受信器（Ｅ）から送信器（Ｓ；ＴＲ）に送信されるベース信号（ｓＨ）と、送信器から受信器に送り返される、前記ベース信号（ｓＨ）に対して準位相コヒーレントな信号（ｓ）とを用いて送信器と受信器との間の距離を検出するための、請求項１から９までのいずれか１項記載による、少なくとも１つの送信器と少なくとも１つの受信器（Ｅ）とをそれぞれ１つ備えたトランスポンダシステムにおいて、
    相応に前記送信器ないし前記受信器内に、
    −データまたはデータ信号（Ｄａｔ_ＴＸ）を送信すべき相応の発振器信号（ｓ）に挿入するために構成されているデータ処理装置（ＴＧＥＮ；ＳＨＦＯ；ＰｈＭｏｄ）および／または、
    −受信信号に挿入されたデータ（Ｄａｔ_ＴＸ）を回復するデータ回復装置（Ｄｅｍｏｄ）が設けられていることを特徴とする、トランスポンダシステム。
11. 請求項１０による受信器において、
    −本来のデータ（Ｄａｔ）を回復する復調器（Ｄｅｍｏｄ）と、
    −送信器と受信器との間の距離を検出する測定装置（Ｍｅａｓ）と、
    −距離測定に適した周波数変調された信号を形成する、周波数に関して可変の発振器（ＨＦＶＣＯ）である発振器と、
    −受信した信号を前記発振器（ＨＦＶＣＯ）の信号と混合するために設計されており、該混合の結果生じる信号（ＺＦＳｉｇ）を出力する出力側とを有し、該出力側は前記復調器（Ｄｅｍｏｄ）および測定装置（Ｍｅａｓ）と接続されている受信ミキサ（ＴＲＸＭＩＸ）とを備えていることを特徴とする、受信器。
12. 例えば前項記載の装置を用いる、データ伝送方法において、
    −ベース信号（ｓＨ）に基づき発振器信号（ｓ）を形成し、
    −前記ベース信号（ｓＨ）によって発振器（ＳＨＦＯ）を該ベース信号（ｓＨ）に対して準位相コヒーレントに励起し、
    −前記発振器（ＳＨＦＯ）を前記励起に基づき発振し、該発振器（ＳＨＦＯ）は該発振により送出すべき発振器信号（ｓ）を能動的に形成し、
    −送出すべきかつ準位相コヒーレントな前記発振器信号には、該発振器信号の形成時または形成後にデータ信号（Ｄａｔ_ＴＸ）を挿入することを特徴とするデータ伝送方法。

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