JP2005526442A

JP2005526442A - フィルタ構造

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Publication number: JP2005526442A
Application number: JP2004506181A
Authority: JP
Inventors: ロベルト、フレデリック、ミルソン; ハンス、ペーター、レブル
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-05-20
Filing date: 2003-05-16
Publication date: 2005-09-02
Also published as: EP1510005A1; US20050219012A1; US7248132B2; CN1653688A; AU2003230088A1; CN100442660C; WO2003098802A1

Abstract

本発明によると、第一の信号線と、第二の信号線と、第三の信号線と、第四の信号線とを含むフィルタ構造が開示される。第一および第三の信号線はこのフィルタ構造の１つのセクションの入力ポートを定義し、第二および第四の信号線はこのセクションの出力ポートを定義する。このフィルタセクションは、第一の信号線と第二の信号線との間に接続された第一のバルク音波共振器（A）と、第三の信号線と第四の信号線との間に接続された第二のバルク音波共振器（G）と、第一の信号線と第四の信号線との間に接続された第三のバルク音波共振器（C）と、第二の信号線と第三の信号線との間に接続された第四のバルク音波共振器（E）とによって定義される。本発明によると、これら音波共振器の少なくとも１つの、δとして定義される周波数プリングファクタは非零とされ、この周波数プリングファクタδは、
共振周波数f_r1を有する第一及び第二のバルク音波共振器に対して定義されるとともに反共振周波数f_a2を有する第三及び第四のバルク音波共振器に対して定義され、f₀はこのフィルタ構造の中心周波数を表し、ｋは各共振器の結合ファクタを表す。

Description

本発明は、第一の信号線と、第二の信号線と、第三の信号線と、第四の信号線とを含むフィルタ構造に関し、第一および第三の信号線はこのフィルタ構造の１つのセクションの入力ポートを定義し、第二および第四の信号線はこのセクションの出力ポートを定義する。このセクションは、第一の信号線と第二の信号線との間に接続された第一のバルク音波共振器と、第三の信号線と第四の信号線との間に接続された第二のバルク音波共振器と、第一の信号線と第四の信号線との間に接続された第三のバルク音波共振器と、第二の信号線と第三の信号線との間に接続された第四のバルク音波共振器とによって定義される。更に、第一、第二、第三及び第四のバルク音波共振器にて定義される少なくとも一つのセクションが設けられ、この各追加のセクションの入力ポートを先行するセクションの出力ポートと接続することで多セクションフィルタ構造が形成される。

薄膜バルク音波（bulk acoustic wave 、BAW）フィルタは、例えば、第二世代（２G）及び第三世代（３G）のハンドセット等の無線通信デバイスにおける高度に小型化された、潜在的に一体化可能なフロントエンド（front-end）フィルタに対する選択枝を約束する。小型化は、音波の波長は、ある与えられた周波数において電磁波と比較して幾桁も小さいことの当然の帰結として得られる。薄膜BAWフィルタにおいて要求される電気機械エネルギ変換は、その膜厚が典型的には２GHｚにおいて約1μｍから２μｍであるフィルタの中心周波数に反比例する圧電層によって提供される。

結晶配向（crystallographic orientation）及び音響損失の観点から今のところ最良であると思われる圧電膜が窒化アルミニウム（ AlN）にて達成されている。この材料をフロントエンドフィルタに用いると、長所として、通過帯域における挿入損失の低下、及びスプリアスモードを含まない阻止帯といった重要な特性が達成される。音響エネルギをこの圧電層内に閉じ込めるための手段としては、膜型構造とブラッグ反射器型構造が研究されているが、本発明はこれら両方のタイプの構造に適用することができる。

他方において、AlN材料をBAWフィルタ材料として用いた場合、短所として、最大達成可能帯域幅（maximum achievable bandwidth）を決定するパラメータである、圧電結合係数（piezoelectric coupling coefficient ）が比較的低くなる。

従来、フィルタは、いわゆるはしご型フィルタとして構成され、このタイプのフィルタにおいては、複数の直列共振器がフィルタの入力ポートと出力ポートとの間に接続され、これら共振器は、各ペアの直列共振器の間に接続された分路共振器にてアースされる。

冒頭に示されたような格子型のフィルタ構造が欧州特許出願公開第 1017 170号明細書において開示されているが、これは、直列接続された薄膜BAW共振器と交差接続されたBAW共振器との組合せに基づく。このフィルタ構造は、通過帯域の外側に非常に鋭い減衰スロープを有する。類似する格子型の構造が合衆国特許米国特許公開第 5 692 279号明細書においても開示されている。

本発明の目的は、第二世代及び第三世代の移動通信システムにおいても用いることができるような更に延長された帯域幅を有するフィルタ構造を提供することにある。

この目的は請求項1に記載されるようなフィルタ構造によって達成される。従属クレームには好ましい実施例が開示されており、請求項６にはこのフィルタ構造に基づく移動通信手段が開示されている。

本発明によると、上述の音波共振器の少なくとも１つの、δとして定義される周波数プリングファクタ(frequency pulling factor)は非零とされ、
この周波数プリングファクタδは、
共振周波数f_r1を有する第一及び第二のバルク音波共振器に対しては、

として定義され、反共振周波数f_a2を有する第三及び第四のバルク音波共振器に対しては、

として定義され、
ここで、f₀はこのフィルタ構造の中心周波数を表し、ｋは各共振器の結合ファクタを表す。共振器の共振周波数と反共振周波数は、それぞれ、f_rとf_aにて示される。

格子型アーキテクチャと周波数プリングとを組合せることで、通過帯域の平坦な領域をより広くすることが可能となる。追加のセクション（extra sections）を追加することで、この格子設計のバンドエッジ近傍における追加の伝送極大値（transmission maxima）をより接近してグループ化することが可能となるが、このため、本発明の目的を達成するためには、１つより多くのセクションを用いることが必須となる。

一つの好ましい実施例においては、周波数プリングファクタは正とされ、より好ましくは０．１以上とされる、さらに好ましくは０．２以上とされる。もう一つの好ましい実施例においては、周波数プリングファクタは１０．０以下にセットされ、さらに好ましくは、１．０以下にセットされる。

周波数プリングの短所は、通過帯域の中央にディップが形成されることである。このため、さらにもう一つの好ましい実施例においては、上述の第一、第二、第三及び第四の信号線のいずれかの中に少なくとも一つのインダクタが設けられ、これによって、ほぼ平坦な通過帯域が回復される。

本発明は多重フィルタ（multiplex filters）を実現するために用いることもできる。第三世代（３G）のWDCMAシステムは、全二重モード（full duplex mode）にて動作する。受信（RX）路と送信（TX）路が両方とも単一のアンテナに接続される場合には、フロンドエンドの所に、これら２つの信号を分離する目的でジュープレクサが必要とされる。今日、セラミックジュープレックスフィルタがこのための解決策と見られている。ジュープレクサフィルタとスタンドアローンフィルタ（stand-alone filters）との間の主な相違点は、アンテナポートの所に並列に接続された２つの要素フィルタが電気的に互いにロードし合うことである。窒化アルミニウム(AlN）に基づくBAW解決手段では、両方のフィルタ要素は、互いの通過帯域において異なる値を有するコンデンサであるかのように振る舞う。

以下では本発明の幾つかの実施例について、単に例示として、添付の図面を参照しながらより詳細に説明する。

この明細書においては、以下の略号が用いられるが、これらの一部はナローバンド近似（narrow-band approximation）から派生されるものである：
f₀ フィルタの中心周波数
f_r 共振器の共振周波数
f_a 共振器の反共振周波数
δ 周波数プリングファクタ
K= [（f_a ²/ f_r ²)-1]^1/2 共振器の結合ファクタ
Q 共振器のQ因子（quality factor）
η＝Qk² 共振器の性能指数
Ω＝２（f-f₀)/(f₀k²）正規化周波数
α フィルタの中心周波数における直列チューニングインダクタのリアクタンスの終端抵抗に対する比
より具体的には、共振周波数と反共振周波数は以下のように表すことができる：
f_rl=(1+0.5δk²)f₀ 直列共振器の共振周波数（両方のフィルタタイプ）
f_al=(1+0.5δk²)(1+k²)f₀ 直列共振器の反共振周波数（両方のフィルタタイプ）
f_r2=(1-0.5δk²)f₀/(1+k²) 分路（はしご型）或いはクロス共振器（格子型）の共振周波数
f_a2=(1-0.5δk²)f₀ 分路（はしご型）或いはクロス共振器（格子型）の反共振周波数
これら２つのタイプの共振器の各々のここで議論される各構成における静的容量C₀は、等しい値であって、フィルタの終端インピーダンスへの最適な電気的整合を提供する値であるものと想定される。

図１は、２セクション格子型フィルタの略回路図である。このフィルタの入力ポートはノード１とノード３との間に形成され、出力ポートはノード２とノード４との間に形成される。各セクションは、４つのBAW共振器A、C、E、G、及びB、D、F、Hから成る。ここで、共振器A、G及びB、Hは、直列共振器から成り、共振器E、C及びD、Fはクロス共振器から成り、両セクションはノード５と６の所で互いに接続される。図１においては、これらポートの所の直列インダクタは省略されている。

図２（a）及び２（b）に示されるように、２つの直列共振器と２つのクロス共振器から構成される単一の格子セクションは、はしご型フィルタにおいて用いられる対応する２つの直列共振器と１つの分路共振器から成るT-セクションと比較して、それ自身は、より大きな帯域幅を提供するものではない。これはどの程度の周波数プリング（frequency pulling）が導入されるかに関係なくいえることである。ただし、格子型の場合、主な長所として、拒絶帯（stop band）は、寄生容量によってのみ制限され、共振器自体の静的容量によって制限されることはない。図には、これら２つの共振器に対する性能指数の一例としての結果が示されている。この結果はk=0.22及びδ＝α＝０とした場合のもので、性能指数１０と４０は、それぞれ、Q≒200とQ≒800に相当するが、この結果からわかるように、単一の格子型セクションは、単一のはしご型フィルタのT-セクションと比較して、より対称的で、かつ、帯域外の周波数を除去する能力（out-of band rejection）もより優れているが、ただし、通過帯域の広さについては勝っているとはいえない。

図３（ａ）及び３（ｂ）に示されるように、フィルタが１つより多くのセクションを含み、周波数プリングは導入されない場合は、格子型フィルタの方がはしご型フィルタと比較してより広い帯域幅を有する。ただし、格子型フィルタの応答は非常に平坦であるとはいえない。加えて、通過帯域応答への損失の影響もはしご型フィルタと格子型フィルタとでは異なる。

図４（ａ）及び４（ｂ）は、他の点では同一の２セクションフィルタに対して、直列に接続された共振器とクロス接続された共振器の周波数の間隔をδ＝０．２だけ増加させるが、正規化直列インダクタのリアクタンスはα＝０に維持した場合の影響について示す。この場合は、格子型フィルタの応答は、はしご型フィルタのそれよりも平坦となる。ただし、格子型フィルタは、帯域中央に、より顕著なディップを示す。これは周波数プリングの短所である。

図５（ａ）及び５（ｂ）に示されるように、ディップが小さな場合、例えば、１ｄＢなるオーダの場合は、直列インダクタを追加することで、ほぼ平坦な通過帯域を回復することができる。これがどの程度まで可能であるかによって、提唱される手段を用いて達成することができる帯域幅に対する上限が決まる。勿論、大きな値で、高いＱ因子の、外部インダクタは論外であるが、典型的には、本発明には、小さな値で、低いＱ因子の、インダクタのみが必要とされるわかった。例えば、１．５ｎＨなる値の、約２０なるＱ因子を有する、インダクタで十分である。直列インダクタのＱ値がこの程度であれば、同一値の、損失のない理想インダクタと比較して、挿入損失を約０．１ｄＢだけ増加させるのみである。このことは、典型的には、各インダクタに対して、約１ｍｍ^２以下の空間しか要求とされず、このため、これら要素は、IC、MCM或いはPCBレベル内に一体化することも、場合によっては、ボンドワイヤとして組み込むことさえもできることを示唆する。図５（ａ）及び５（ｂ）に示す応答からわかるように、はしご型フィルタの通過帯域はバンドのエッジの所に大きな”ロールオフ”を示すが、格子型フィルタの通過帯域ではバンドエッジ近傍において増加が見られ、このためほぼ平坦な応答が得られ、従って、実質的により有益な帯域幅が得られる。これら２つのアーキテクチャの応答の帯域幅及び平坦さの間の差は、共振器のＱ因子の両方に値に対して明白である。従って、共振器のＱ値を増加させることで絶対的挿入損失を低減することができるが、他方において、この損失の存在下で通過帯域の平坦さを維持することで、幾つかのケースにおいては、共振器に対する仕様を緩和することができる。２つの格子セクションを有する、ツイン格子設計とも呼ばれるフィルタは、他のパラメータが最適化された場合は、最も平坦な通過帯域応答を与えるように見える。加えて、格子セクションによって提供される帯域外の周波数を除去する能力（out-of-band rejection）は、生来的にはしご型T-セクションよりかなり大きく、このため、典型的な帯域外の周波数を除去する仕様（out-of-band specification）を満たすために、２つ以上のセクションは必要とされないと思われる。

ツイン格子型設計は、２つより多くの格子セクションを用いる構成と比較して、とりわけ、以下の２つの優位点を有する。第一に、各セクションが幾らかの損失をもたらすために、全体としての挿入損失はより低くなる。第二に、後により詳細に説明するように、バイア（vias）を用いないレイアウトが可能となる。これは、２つより多くの格子セクションを用いる設計では、相互接続が複雑になるために不可能と思われる。この場合は、ウェーハの処理コストは、薄膜BAWはしご型フィルタに対して要求されるそれと同レベルに維持することができる。

格子型フィルタのもう一つの長所は、これらフィルタは、はしご型フィルタは不平衡なポートを有するのとは対照的に、電気的に平衡なポートを有する点である。このため、格子型フィルタ内に平衡不平衡変成機能（balun functionality）を組み込むことは簡単であり、単に、１つのポートの片側をアースすることで済む。この機能は、典型的には、トランシーバの受信機（RX）チェーン内において、アンテナと低損失増幅器（LNA）との間に必要とされる。

薄膜BAWフィルタは、積層構造に形成されたセットの相互接続された共振器を備える。図６及び図７は、それぞれ、膜型共振器（membrane resonator）と、ブラッグ反射器型共振器（Bragg-reflector resonators）の例を、側面図（ａ）と正面図（ｂ）にて示す。両共振器とも、主共振器機能を提供するための、おのおの典型的には厚さ０．１μｍのオーダの２つの金属電極層１と２との間に挟まれた、典型的には厚さ０．１μｍのオーダのｃ軸配向の圧電層３を採用する。示されるオーバレイ４は典型的にはＳｉＯ_２から成る。これは周波数調節のために用いられるが、この機能はその機械的ローディング効果によって提供される。

図６は、下側電極２へのアクセスがバイア５によって提供される構成を示す。

図７は、共振器が下側電極配線層内のフローティング中央電極２と直列の２つの同一の共振器R1、R2として実現される代替の構成を示す。この構成では、バイアを回避することができるが、ただし、その代償として、面積が４倍増加する。

これら両タイプの共振器構成は、膜型構造として実現することも、ブラッグ反射器型構造として実現することもできる。ある電気信号が、その厚さ方向に伸張する音響モード（thickness-extensional acoustic mode）の波長がこの圧電層の厚さの約２倍となるような波長にてこれら２つの電極層の間に加えられた場合、このモードは、特徴として、この厚さ方向に沿って伸張（extension）と圧縮（compression）とを交互させるが、このモードが強く励振される。この圧電層の他の方位においては、或いは別の結晶対称性を有する材料が用いられた場合は、他の音響モードが優勢となる。

本発明は、共振器設計のために、これら様々なアプローチのいずれが取られるかには本質的に左右されないが、ただし、ツイン格子型設計に、ビアを含まないレイアウトというオプションが許されることは非常に重要なことである。

図８はツイン格子型フィルタの一つの実施例における上側電極配線層のレイアウトを示し；図９は上側電極配線パターン及び下側電極配線パターンの両方を下側から見た様子を示す。これらノード及び共振器に付されている符号は、図１のそれらと対応する。暗いエリアは、上側電極配線層を表し、典型的には、アルミニウム（Ａｌ）或いはモリブデン（Ｍｏ）から成り、明るいエリアは、下側電極配線層を表し、典型的には、プラチナ（Ｐｔ）、アルミニウム（Ａｌ）或いはモリブデン（Ｍｏ）から成る。共振器はこれら２つのエリアを重ね合わせることで形成され、この略図の各共振器は、直列の２つの物理的な共振器として実現され、こうして、上述のように、バイアは回避されている。

図１０は、暗いエリアとして示されている上側電極配線を、灰色のエリア（grey area）及び暗い灰色エリア（dark grey area）とともに示す。灰色のエリアには、クロス接続された共振器の周波数を低減するためにマスローディングオーバレイ（mass-loading overlay）が堆積され、この暗い灰色のエリアにおいては、上側電極配線層の厚さが、この相互接続の抵抗を低減するために、典型的には、５μｍに増加される。予想されるコンタクトポイントの位置３ａ、３ｂ、４ａ、４ｂも示されている。このレイアウトの左端と右端には、２つのポートが存在する。この設計においては、必要とされる直列インダクタンスに対する寄与は、共振器ＥとＧをノード３ａと３ｂに接続し、共振器ＦとＨをノード４ａと４ｂに接続する導体によって提供される。示されるパターンの総寸法は、約２．５ｍｍ×１．７ｍｍとされ、設計中心周波数は２．１４ＧＨｚとされる。

図８乃至図１０は、このツイン格子型設計は、クロス接続内にバイアを用いることなく実現することもできることを示す。これは、図１に示される略回路をこれらの交差部（crossovers）がポートとなるように展開（unfolding）することで行なわれるが、この場合、まだ、各ポートの所で、１つの端子が、プレーナ構造という制約下では、アクセス不能となる。ただし、実際には、これらポートの所に、パッケージングの目的で、第三の次元が、ボンドワイヤ或いは代替として半田ボールをフリップ-チップ構成（flip-chip configuration）にて用いることで、採用される可能性が大きく、これを利用することで、これら２つのアクセス不能な端子はアクセス可能となる。この場合は、要求される小さなインダクタは、ボンドワイヤ及び／或いは担体上のプリント接続（printed connections）として実現することができる。

図１１は、上述の設計の１つのバリエーションに対する上側（暗い）電極配線パターン及び下側（明るい）電極配線パターンを示す。このバリエーションにおいては、上側電極配線パターン内の、下側電極のエッジに対応する位置に、長方形のスロットが設けられる。これは、共振器のこれらエリアを、２つの電極マスク間の不整合に対して強くする効果を有する。このように包囲（enclosed）されたスロット或いはホールを用いることで、この措置によってこれら相互接続路内に導入される追加の抵抗を最小限に抑えることが可能となる。

図１２は、受信（ＲＸ）側と送信（ＴＸ）側にツイン格子型フィルタを用いるとともに、アンテナポートの所に単一の整合インダクタを用いる、ジュープレクサ（duplexer）の概略の回路を示す。本発明によって提供される追加の帯域幅のために、ＴＸ路及びＲＸ路に対するフィルタとして、同一の厚さの窒化アルミニウム（AlN）を用いることが可能となり、周波数差は、もっぱら、ＴＸフィルタを、例えば、追加の二酸化ケイ素（SiO₂）のオーバレイにて、マスクローディング（mask-loading）することで達成される。これによってＴＸフィルタの帯域幅は低減されるが、ただし、本発明によって得られるマージンのために、これはカバーできる。この構成によると、複雑さを低減できるとともに、薄膜形成過程のコストを、マスローディングはいずれにしてもクロス接続された共振器の周波数を低減するために必要であり、アモルファスSiO₂の堆積は高い配向性を示すAlNの堆積より簡単なために、低減することが可能となる。

ジュープレクサとスタンドアローンフィルタとの間の大きな差は、アンテナポートの所に並列に接続された２要素フィルタが互いに電気的にロードし合うところにある。これは、直列インダクタを排除し、共通ポートの所に単一の並列整合インダクタを設けることで補償される。

２セクション格子型フィルタの略回路図である。単一セクションのはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、周波数プリングも、直列インダクタも採用しない場合について示す図である。共振器の性能指数は、それぞれ、１０と、４０となる。単一セクションのはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、周波数プリングも、直列インダクタも採用しない場合について示す図である。共振器の性能指数は、それぞれ、１０と、４０となる。２セクションのはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、周波数プリングも、直列インダクタも採用しない場合について示す図である。この場合も共振器の性能指数は、それぞれ、１０と、４０となる。２セクションのはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、周波数プリングも、直列インダクタも採用しない場合について示す図である。この場合も共振器の性能指数は、それぞれ、１０と、４０となる。２セクションはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、０．２なる周波数プリング係数は導入するが、直列インダクタは採用しない場合について示す図である。この場合も共振器の性能指数は、それぞれ、１０及び４０となる。２セクションはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、０．２なる周波数プリング係数は導入するが、直列インダクタは採用しない場合について示す図である。この場合も共振器の性能指数は、それぞれ、１０及び４０となる。２セクションはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、０．２なる周波数プリングファクタと、0.3なる正規化直列インダクタのリアクタンスとを採用した場合について示す図である。この場合も共振器の性能指数は、それぞれ、１０及び４０となる。２セクションはしご型フィルタと、格子型フィルタの応答を、０．２なる周波数プリングファクタと、0.3なる正規化直列インダクタのリアクタンスとを採用した場合について示す図である。この場合も共振器の性能指数は、それぞれ、１０及び４０となる。単一共振器として実現され、バイアと、エネルギを拘束するために膜構造を採用する、薄膜BAW共振器を示す図である。単一共振器として実現され、バイアと、エネルギを拘束するために膜構造を採用する、薄膜BAW共振器を示す図である。直列の２つの同一の共振器として実現され、エネルギを拘束するためにブラッグ反射器構造を採用する、薄膜BAW共振器を示す図である。直列の２つの同一の共振器として実現され、エネルギを拘束するためにブラッグ反射器構造を採用する、薄膜BAW共振器を示す図である。ツイン格子型フィルタの上側電極配線層を示す図である。ツイン格子型フィルタの上側電極配線層及び下側電極配線層を下側から見た図である。ツイン格子型フィルタの上側電極配線層、追加の厚い金属層及びマスローディング層を示す図であり、可能な接続ポイントが点にて示されている。マスク不整合に対する過敏さを低減するためにホールが設けられている、ツイン格子型フィルタの上側電極配線層及び下側電極配線層を下側から見た示す図である。ツイン格子型RX及びTXフィルタと、アンテナポートの所に単一の整合インダクタを採用する、ジュープレクサの略回路図である。

Claims

第一の信号線と、第二の信号線と、第三の信号線と、第四の信号線とを含むフィルタ構造であって、前記第一および第三の信号線は前記フィルタ構造の１つのセクションの入力ポートを定義し、前記第二および第四の信号線は前記セクションの出力ポートを定義し、前記セクションは、前記第一の信号線と前記第二の信号線との間に接続された第一のバルク音波共振器と、前記第三の信号線と前記第四の信号線との間に接続された第二のバルク音波共振器と、前記第一の信号線と前記第四の信号線との間に接続された第三のバルク音波共振器と、前記第二の信号線と前記第三の信号線との間に接続された第四のバルク音波共振器とによって定義され、更に、第一、第二、第三及び第四のバルク音波共振器にて定義される少なくとも一つのセクションが設けられ、この各追加のセクションの入力ポートを先行するセクションの出力ポートと接続することで多セクションフィルタ構造が形成され、
前記音波共振器の少なくとも１つの、δとして定義される周波数プリングファクタは非零とされ、
前記周波数プリングファクタδは、
共振周波数f_r1を有する第一及び第二のバルク音波共振器に対しては、

として定義され、反共振周波数f_a2を有する第三及び第四のバルク音波共振器に対しては、

として定義され、
ここで、f₀はこのフィルタ構造の中心周波数を表し、ｋは各共振器の結合ファクタを表すことを特徴とするフィルタ構造。
前記周波数プリングファクタは正であることを特徴とする請求項１記載のフィルタ構造。
前記周波数プリングファクタは０．１以上であることを特徴とする請求項１または２記載のフィルタ構造。
前記周波数プリングファクタは０．２以上であることを特徴とする請求項１または２記載のフィルタ構造。
前記周波数プリングファクタは１０．０以下であることを特徴とする請求項1記載のフィルタ構造。
前記周波数プリングファクタは１．０以下であることを特徴とする請求項1記載のフィルタ構造。
前記第一、第二、第三及び第四の信号線のいずれかの中に少なくとも一つの導体が含まれることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のフィルタ構造。
第一の信号線と、第二の信号線と、第三の信号線と、第四の信号線とを有する少なくとも一つのフィルタ構造を備える移動通信手段であって、前記第一および第三の信号線は前記フィルタ構造の１つのセクションの入力ポートを定義し、前記第二および第四の信号線は前記セクションの出力ポートを定義し、前記セクションは、前記第一の信号線と前記第二の信号線との間に接続された第一のバルク音波共振器と、前記第三の信号線と前記第四の信号線との間に接続された第二のバルク音波共振器と、前記第一の信号線と前記第四の信号線との間に接続された第三のバルク音波共振器と、前記第二の信号線と前記第三の信号線との間に接続された第四のバルク音波共振器とによって定義され、更に、第一、第二、第三及び第四のバルク音波共振器にて定義される少なくとも一つのセクションが設けられ、この各追加のセクションの入力ポートを先行するセクションの出力ポートと接続することで多セクションフィルタ構造が形成され、
前記音波共振器の少なくとも１つの、δとして定義される周波数プリングファクタは非零とされ、
前記周波数プリングファクタδは、
共振周波数f_r1を有する第一及び第二のバルク音波共振器に対しては、

として定義され、反共振周波数f_a2を有する第三及び第四のバルク音波共振器に対しては、

として定義され、
ここで、f₀はこのフィルタ構造の中心周波数を表し、ｋは各共振器の結合ファクタを表すことを特徴とする移動通信手段。
請求項1から７のいずれかに記載されるフィルタ構造に対するレイアウトであって、
前記フィルタ構造は、接続線の交差部がポートとなるように前記構造を展開することで本質的に平面構造となるように実現されることを特徴とするレイアウト。