CN1653688A - 滤波器结构 - Google Patents

Abstract

一种包括第一信号线、第二信号线、第三信号线和第四信号线的滤波器结构，所述第一和第三信号线限定一节滤波器结构的输入端口，而所述第二和第四信号线限定所述一节滤波器结构的输出端口，所述一节滤波器结构由以下各部分限定：连接在所述第一信号线和第二信号线之间的第一体声波谐振器(A)；连接在所述第三信号线和第四信号线之间的第二体声波谐振器(G)；连接在所述第一信号线和第四信号线之间的第三体声波谐振器(C)；以及连接在所述第二信号线和第三信号线之间的第四体声波谐振器(E)，其特征在于：所述各体声波谐振器中至少一个的频率牵引因子δ是非零的，所述频率牵引因子δ是针对具有谐振频率f_r1的第一和第二体声波谐振器以及具有反谐振频率f_a2的第三和第四体声谐振器定义的，f₀是滤波器结构的中心频率，而k是相应的谐振器的耦合因子。

Description

滤波器结构

本发明涉及滤波器结构，所述滤波器结构包括第一信号线、第二信号线、第三信号线和第四信号线，所述第一和第三信号线限定一节滤波器结构的输入端口，而所述第二和第四信号线限定所述一节滤波器结构的输出端口，所述一节滤波器结构由以下各部分限定：连接在所述第一信号线和第二信号线之间的第一体声波谐振器；连接在所述第三信号线和第四信号线之间的第二体声波谐振器；连接在所述第一信号线和第四信号线之间的第三体声波谐振器；以及连接在所述第二信号线和第三信号线之间的第四体声波谐振器。提供至少一个具有第一、第二、第三和第四声波谐振器的另一节滤波器结构，每一个所述另一节滤波器结构的输入端口与前节的输出端口连接以构成多节滤波器结构。

薄膜体声波滤波器(BAW滤波器)具有高度小型化、潜在的可集成的、可选作诸如第二代(2G)和第三代(3G)手机等无线通信设备的前端的前景。小型化来自在给定频率下声波波长比电磁波波长小几个数量级。在薄膜BAW滤波器中所需的机电能量转换是由厚度与滤波器的中心频率成反比的压电层提供的，所述厚度在2千兆赫(GHz)频率时为1-2微米。

目前已经获得使用氮化铝(AlN)材料制造的，在晶体取向和声损耗方面的最佳压电薄膜。所述材料的优异性能转化成为重要的前端滤波器特性，如低的通带插入损失和无寄生模阻带等。已经研究出膜反射器结构和布拉格(Bragg)反射器结构作为将声能限制在压电层的装置。本发明同时适用于两种类型的结构。

作为制造BAW滤波器的材料氮化铝(AlN)的主要缺点是，它的压电耦合系数相对较小，这是一个决定最大可利用带宽的参数。

传统上，滤波器被构造成所谓梯形滤波器，其中，多个串联谐振器连接在滤波器的输入端口和输出端口之间并且通过连接在每对串联谐振器之间的并联谐振器接地。

在欧洲专利EP 1017170A2中公开了在引言部分定义的格型滤波器结构，它基于串联连接和交叉连接的薄膜BAW谐振器的组合。所述滤波器结构使得通带以外的衰减坡度非常陡峭。美国专利US 5692279A介绍了类似的格型结构。

本发明的目的是提供一种带宽进一步扩展的滤波器结构，供第二代和第三代移动通信系统使用。

所述目的通过权利要求1的滤波器结构达到。各最佳实施例是各项从属权利要求的主题。基于所述滤波器结构的移动通信装置是权利要求6的主题。

根据本发明，所述各声波谐振器中至少一个的频率牵引因子δ是非零的。

所述频率牵引因子δ定义如下：

对于具有谐振频率f_r1的第一和第二体声波谐振器，所述频率牵引因子由下式定义：

$\mathrm{\δ}=2(\frac{f_{r1}}{f_0}-1)\·\frac{1}{k^2}$

而对于具有反谐振频率f_a2的第三和第四体声波谐振器，

$\mathrm{\δ}=2(1-\frac{f_{a2}}{f_0})\·\frac{1}{k^2}$

f₀是滤波器结构的中心频率，而k为相应的谐振器的耦合因子。谐振器的谐振和反谐振频率分别表示为f_r和f_a。

通过将格型结构和频率牵引相结合，可以得到通带的更宽的平坦区域。增加额外的滤波器节，导致在格型滤波器设计的频带边缘附近的密集的附加传输最大值群，因此为达到本发明的目的，使用多于一个滤波器节是至关重要的。

在最佳实施例中，频率牵引因子是正的，最好还应该等于或大于0.1，而等于或大于0.2更好。一般最好将频率牵引因子设定为等于或小于10.0，而等于或小于1.0更好。

频率牵引的缺点是在频带中心形成凹下部分。因此，在另一个最佳实施例中，在所述第一、第二、第三和第四信号线的任一个中包括至少一个电感器，由此恢复近乎平坦的通带。

本发明可以用来实现多路复用滤波器。3G的WCDMA系统是用全双工方式工作的。如果将RX(接收)和TX(发送)通道都接入同一根天线，在前端就需要双工器来分离两种信号。可以看到，目前是用陶瓷双工滤波器来解决问题的。双工器和独立的滤波器的重要区别是，在天线端口处两个并联的子滤波器在电气上互为负载。对于使用氮化铝(AlN)为材料的体声波(BAW)滤波器解决方案，两个滤波器相互在对方的通带中呈现为数值不同的电容。

下面将参照附图，用示例说明本发明的实施例，附图中：

图1表示两节格型滤波器的电原理图；

图2(a)和(b)表示在没有频率牵引和不带串联电感的情况下单节格型和梯型滤波器的响应，其中谐振器优值分别为10和40。

图3(a)和(b)表示在没有频率牵引和不带串联电感的情况下两节格型和梯型滤波器的响应，其中谐振器优值分别为10和40。

图4(a)和(b)表示在频率牵引因子为0.2和不带串联电感的情况下两节格型和梯型滤波器的响应，其中谐振器优值分别为10和40。

图5(a)和(b)表示在频率牵引因子为0.2和归一化串联感抗为0.3的情况下两节格型和梯型滤波器的响应，其中谐振器优值分别为10和40。

图6(a)和(b)表示以具有通路的单一谐振器的形式实现的并且采用膜结构来限制能量的薄膜BAW谐振器；

图7(a)和(b)表示以两个完全一样的串联谐振器的形式实现的并且采用布拉格(Brag)反射器结构来限制能量的薄膜BAW谐振器；

图8表示双格型滤波器的顶部金属化层；

图9表示从下面看的双格型滤波器的顶部和底部金属化层；

图10表示双格型滤波器的顶部金属化层、附加厚金属层和质量加载层，其中用点表示可能的接线点；

图11表示从下面看到的双格型滤波器的顶部和底部金属化层，其中设置一些孔来降低对掩模不对准的敏感性；以及

图12是双工器的电原理图，所述双工器采用双格型RX和TX滤波器以及在天线端口的单一匹配电感器。

下面是将使用的简写符号；一部分是从窄带近似推导出来的：

f₀滤波器的中心频率

f_r谐振器的谐振频率

f_a谐振器的反谐振频率

δ频率牵引因子

$k=\sqrt{[(f_a^2/f_r^2)-1]}$ 谐振器之间的耦合因子

Q谐振器的品质因素

η＝Qk²谐振器的优值

Ω＝2(f-f₀)/(f₀k²)归一化频率

α在滤波器的中心频率处串联调谐电感的电抗与终端电阻的比值。

谐振频率与反谐振频率可以具体表示为：

串联谐振器(两种类型滤波器均适用)的谐振频率

           f_r1＝(1+0.5δk²)f₀

串联谐振器(两种类型滤波器均适用)的反谐振频率

           f_a1＝(1+0.5δk²)(1+k²)f₀

并联谐振器(梯型)或交叉谐振器(格型)的谐振频率

           f_r2＝(1-0.5δk²)f₀/(1+k²)

并联谐振器(梯型)或交叉谐振器(格型)的反谐振频率

           f_a2＝(1-0.5δk²)f₀

在这里所讨论的每一种配置中，假定两种类型的谐振器中每一种的静态电容C₀相等，其中，所述值提供与滤波器终端阻抗的最佳电气匹配。

图1表示两节的格型滤波器的电原理图。横跨节点1和3定义滤波器的输入端口，横跨节点2和4定义滤波器的输出端口。滤波器的每一节由四个薄膜BAW谐振器A、C、E、G和B、D、F、H组成，其中谐振器A、G和B、H是串联谐振器对，而谐振器E、C和D、F是交叉谐振器对。在节点5和6，两节滤波器相互连接。图1中忽略了各端口处的串联电感器。

如图2(a)和2(b)所示，与具有两个串联谐振器和一个并联谐振器的用于梯形滤波器的T型滤波器节相比，具有两个串联谐振器和两个交叉谐振器的格型滤波器节本身并不提供更大的带宽。无论频率牵引如何，这都是对的。其主要优点是它的阻带仅受寄生参数限制，而不受谐振器本身的静态电容的限制。结果，如范例所示，对于两个优值为10和40的谐振器(对应于Q～200和Q～800，同时，k＝0.22，而δ＝α＝0)，印证了如下结论：单一的格型滤波器节具有更好的对称性并且提供更大的带外衰减，但是它的通带宽度并不比单一的梯形滤波器的T型节宽。

如图3(a)和3(b)所示；如果滤波器包括多于一节但没有引入频率牵引，那么，格型滤波器比梯形滤波器具有更宽的带宽。然而，格型滤波器的频率响应并不很平。格型和梯形滤波器的通带响应的损失效应也不尽相同。

图4(a)和4(b)表示对于其他条件完全相同的两节滤波器，在δ＝0.2但维持归一化串联电感器电抗α＝0的情况下，增大串联和交叉连接谐振器的频率分隔的效果。现在，格型滤波器的频率响应除了在频带中心有更明显的凹下部分之外，比梯形滤波器平坦了。这是频率牵引的缺点。

如图5(a)和5(b)所示，对1dB左右的小凹下部分，通过加入串联电感器显然可以恢复近似平坦的通带。利用所提出的措施能够达到有效支配带宽上限的程度。虽然大数值高Q外接电感器是完全没有必要的，但已经发现，本发明通常只需要小数值、低Q因子的电感器。例如，Q～20的1.5纳亨(nH)的电感器已经足够。与相同数值的理想无损耗电感器比较，所述串联电感器的Q值只增加了0.1分贝(dB)左右的插入损耗。这就是说，通常每个电感器所需要的空间不会超过1平方毫米(mm²)，这样，这些元件可以在IC(集成电路)、MCM(微电路组件)或PCB(印刷线路板)等级上集成，或者甚至将其以连接线的形式引入。图5(a)和(b)的响应曲线表示，梯形滤波器的通带在带边缘处呈现显著的“作用不足”(“role-off”)，而格型滤波器的通带在边缘附近呈现增强迹象，给出近乎平坦的响应，因而可以提供更实用的带宽。对于谐振器Q因子的两种数值，两种结构在带宽和响应平坦性方面的差异是明显的。因此，虽然绝对插入损耗随着Q值的增加而减小，而在有损耗的情况下保持通带平坦在某些情况下可能会降低谐振器的指标(specification)。一个具有两个格型节的滤波器，亦称为双格型设计，在对其它参数最优化后，显然能够给出最平坦的通带响应。还有，由于由格型节提供的带外衰减固有地远大于梯形的T型节的带外衰减，因此，要满足典型的带外指标很可能不需要多于两个滤波器节。

采用双格型设计与采用多于两个格型节相比有两个特别好处。首先，由于每增加一节都会增加损耗，所以采用双格型设计的总体插入损耗会降低。第二，可以实现无通孔布局，这一点下面还要讲到，而对于多于两个格型节的设计，由于互联的复杂性，这一点看来做不到。这样，可以把晶片处理费用维持在与薄膜BAW梯形滤波器所需要的差不多的水平。

格型滤波器的另一个好处是，与梯形滤波器的非平衡端口相比，它们具有在电气上平衡的端口。因而在格型滤波器中很容易引入平衡-不平衡阻抗变换功能，只需要将一个端口的一侧接地就行。所述功能通常在天线和低噪声放大器(LNA)之间的收发器的接收(RX)链中是需要的。

薄膜BAW滤波器包括一组以分层结构的形式形成的互联谐振器。图6和图7分别以侧视图(a)和顶视图(b)的方式表示薄膜型和布拉格反射器型谐振器的例子。二者都采用压电层3(通常1微米左右厚度的c-轴取向的氮化铝(AlN)，夹在两个金属电极层1、2中间，每个金属电极通常具有0.1微米左右的厚度)，所述结构提供主要的谐振器功能。覆盖层4(通常是氧化硅SiO₂)用于频率调节，在需要的时候，由它的机械加载效应来提供所述频率调节。

图6表示经由通孔5接通底层电极2的结构。

图7表示一种可供选择的替代结构，其中，以与底部金属化层的浮动中心电极2串联的两个完全相同的谐振器R1、R2的形式实现所述谐振器。这种结构不需通孔，但增加了面积增大4倍的成本。

所述两种类型的谐振器配置都可以用薄膜式或布拉格反射器结构实现。当某种频率(这种频率的厚度伸缩声模式的波长约为压电层厚度的两倍)的电信号加到两个电极之间时，强烈地激发一种以在厚度方向上交替地伸长和压缩为特征的模式。压电层或备择的晶体对称性材料的其它取向会激发其它声学模式。

本发明在本质上与所采用的各种谐振器设计方法无关。但重要的是，提供了双格型无通孔布局设计的可能性。

图8表示在双格型滤波器的一个实施例中顶部金属化层的布局；图9表示从下面看的顶部和底部金属化层的图案。节点和谐振器的标号与图1一样。灰暗的区域是顶部金属化层，通常是铝(Al)或钼(Mo)材料制造的；光亮的区域是底部金属化层，通常是用铂(Pt)、铝(Al)或钼(Mo)制造的。谐振器由这两个区域交叠而成。示意图的每一个谐振器以两个串联的实际谐振器的形式实现，如上所述，在这种情况下不需要通孔。

图10也是以暗(dark)的形式表示顶部的金属化层，同时，灰色(grey)的区域表示其中淀积质量加载(mass-loading)覆盖层以便降低交叉连接谐振器的频率，而深灰色区域表示顶部金属化层的厚度增加(通常是5微米)，目的是减小互连电阻。图中还表示了接触点3a、3b、4a、4b的可能位置。两个端口的位置在布局图的左边和右边。在本设计，还通过把谐振器E和G连接到节点3a和3b的导线以及把谐振器F和H连接到节点4a和4b的导线来提供所需要的串联电感。所展示的布局图的总体尺寸为约2.5毫米×1.7毫米，所述设计的中心频率是2.14千兆赫(GHz)。

图8到图10表示通过将图1所示的示意的电路展开以便将交叉转移到端口，可以在交叉连接中不使用通孔的情况下实现双格型设计。在平面结构的约束下，这仍然在每一个端口留有一个端子(terminal)是接触不到的。然而，在实际上，为了封装，很可能在各端口采用三维设计，在倒装片配置中或者使用粘合线或者使用焊接球。这样，两个接触不到的端子就变成可以接触了。因此，可以用载体上的连接线和/或印刷的连线来实现所需的小电感器。

图11表示作为所述设计的变换方案的顶部(暗的)和底部(亮的)金属化图案。这包括顶部金属化层中对应于底部电极边缘的位置上的矩形槽。这具有使谐振器区域对两个电极掩模的不对准不敏感的效果。使用封口槽或孔确保把由这种措施在互连通路中引入的附加电阻减至最小。

图12表示双工器的示意的电路，所述双工器采用在接收(RX)和发送(TX)侧的双格型滤波器以及在天线端口处的单一的匹配电感器。本发明所提供的附加带宽允许TX和RX通路中的滤波器采用一样厚度的氮化铝(AlN)，只是通过对TX滤波器进行掩模加载，例如利用附加的氧化硅(SiO₂)覆盖层进行掩模加载来实现所述频率差别。这样做虽然减小了TX滤波器的带宽，但是，由本发明提供的频带裕度使我们可以这样做。因而，这既降低了薄膜处理工艺的复杂性又降低了其成本，这是因为已经要求用质量加载(mass-loading)来获得交叉连接滤波器的低频率，而淀积不定形的氧化硅(SiO₂)比淀积高取向性的氮化铝(AlN)容易得多。

多工器的滤波器和独立滤波器之间的重要差别在于在天线端口处的并联的、电气上互为负载的两个子滤波器。在节省了串联电感器的情况下通过公共端口处的单一匹配电感器来对此作出补偿。

Claims (9)

1.一种包括第一信号线、第二信号线、第三信号线和第四信号线的滤波器结构，所述第一和第三信号线限定一节所述滤波器结构的输入端口，而所述第二和第四信号线限定所述一节滤波器结构的输出端口，所述一节滤波器结构由以下各部分限定：连接在所述第一信号线和所述第二信号线之间的第一体声波谐振器(A)；连接在所述第三信号线和所述第四信号线之间的第二体声波谐振器(G)；连接在所述第一信号线和所述第四信号线之间的第三体声波谐振器(C)；以及连接在所述第二信号线和所述第三信号线之间的第四体声波谐振器(E)；其中，提供至少一个具有第一、第二、第三和第四体声波谐振器(B、H、F、D)的另一节滤波器结构；其中，每一个所述另一节滤波器结构的所述输入端口与前一节的所述输出端口相连接，以便形成多节滤波器结构，其特征在于：

所述各体声波谐振器中至少一个的频率牵引因子δ是非零的，

对于具有谐振频率f_r1的第一和第二体声波谐振器，所述频率牵引因子δ由下式定义：

$\mathrm{\δ}=2(\frac{f_{r1}}{f_0}-1)\·\frac{1}{k^2}$

而对于具有反谐振频率f_a2的第三和第四体声波谐振器，

$\mathrm{\δ}=2(1-\frac{f_{a2}}{f_0})\·\frac{1}{k^2}$

其中f₀是所述滤波器结构的中心频率，而k是相应的谐振器的耦合因子。

2.如权利要求1所述的滤波器结构，其特征在于：所述频率牵引因子是正的。

3.如权利要求1或2所述的滤波器结构，其特征在于：所述频率牵引因子等于或大于0.1。

4.如权利要求1或2所述的滤波器结构，其特征在于：所述频率牵引因子等于或大于0.2。

5.如权利要求1所述的滤波器结构，其特征在于：所述频率牵引因子等于或小于10.0。

6.如权利要求1所述的滤波器结构，其特征在于：所述频率牵引因子等于或小于1.0。

7.如权利要求1到6中任何一项所述的滤波器结构，其特征在于：所述第一、第二、第三和第四信号线中任何一条包括至少一个电感器。

8.一种包括至少一个滤波器结构的移动通信装置，所述滤波器结构具有第一信号线、第二信号线、第三信号线和第四信号线，所述第一和第三信号线限定一节所述滤波器结构的输入端口，而所述第二和第四信号线限定所述一节滤波器结构的输出端口，所述一节滤波器结构由以下各部分限定：连接在所述第一信号线和所述第二信号线之间的第一体声波谐振器(A)；连接在所述第三信号线和所述第四信号线之间的第二体声波谐振器(G)；连接在所述第一信号线和所述第四信号线之间的第三体声波谐振器(C)；以及连接在所述第二信号线和所述第三信号线之间的第四体声波谐振器(E)；其中，提供至少一个具有第一、第二、第三和第四体声波谐振器(B、H、F、D)的另一节滤波器结构；其中，每一个所述另一节滤波器结构的所述输入端口与前一节的所述输出端口相连接，以便形成多节滤波器结构，其特征在于：

所述各体声波谐振器中至少一个的频率牵引因子δ是非零的，

对于具有谐振频率f_r1的第一和第二体声波谐振器，所述频率牵引因子δ由下式定义：

$\mathrm{\δ}=2(\frac{f_{r1}}{f_0}-1)\·\frac{1}{k^2}$

而对于具有反谐振频率f_a2的第三和第四体声谐振器，

$\mathrm{\δ}=2(1-\frac{f_{a2}}{f_0})\·\frac{1}{k^2}$

其中f₀是所述滤波器结构的中心频率，而k是相应的谐振器的耦合因子。

9.一种如权利要求1到7中任何一项所述的滤波器结构的布局，其特征在于：通过将连接线的交叉转换到输入和输出端口以便展开所述结构而基本上在平面上实现所述布局。

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