JP2005518750A - ３ｇ無線受信機 - Google Patents

Abstract

ＧＳＭおよびＵＭＴＳ伝送を受信するホモダイン受信機（図２）を提供する。該受信機は他の伝送スキームにも使用可能である。該受信機は、電子的に再構成可能なローパスフィルタ（１４０、１５０）および、局部無線周波数発振器（１２２）と受信機フロントエンドとの接続によって発生され得るオフセットに対する、ＤＣオフセット修正を提供するためのオフセット発生器を含む。

Description

発明の詳細な説明

本発明は、移動式電話ユニットのデバイス・アーキテクチャに関する。
セルラー式通信の標準は多数存在する。例えば、ヨーロッパのＧＳＭシステムは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＧＳＭ１８００およびＧＳＭ１９００として知られている伝送帯域で動作し、これらの名称の数字はＭＨｚで表された周波数を示している。また、ＵＭＴＳシステムは１．９２〜１．９８ＧＨｚの伝送帯域で動作する。使用したいサービスに応じて、または実際に利用可能なサービスに応じて、通信機器がこれらの種々の通信標準を容易に切り替えることができれば、これは明らかに望ましい。

本発明の第１の態様により、中間周波数を有する同相入力（in-phase）と直交入力(quadrature input)を混合するための同相／直交アップコンバータ(in-phase/quadrature up-converter)；位相ロックループを含むＧＳＭパス；およびＵＭＴＳパスを含む、ＧＳＭおよびＵＭＴＳ用の送信機であって、ここで、
周波数発生器モジュールが設けられて周波数Ｆ_１で第１信号を発生し、第１信号はＧＳＭパスの画像排除混合器（image reject mixer）およびＵＭＴＳパスの混合器へ入力として供給され、第１信号はまた、第１信号を３つに分割して同相／直交アップコンバータへ供給するための中間周波数を生成する分割器への入力として供給され；ここで、ＧＳＭパスの画像排除混合器は、ＧＳＭパスが（１＋１／３）Ｆ_１または（１−１／３）Ｆ_１において動作するよう、上側波帯または下側波帯を選択するために制御可能であり；またここで、ＵＭＴＳパスの混合器は、（１＋１／３）Ｆ_１の出力を有するように上側波帯を選択する、前記送信機を提供する。

従って、ＧＳＭ帯域および、ＲＦ構成要素の多くが共有されるＵＭＴＳ帯域の両方において動作可能な送信機配置を提供することが可能である。従って例えば、周波数発生器からの第１信号が約１．３５ＧＨｚを中心とする帯域にあって、下は１．２８ＧＨｚから上は１．４８５ＧＨｚまで広がっている場合、受信機は、ＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００帯域において、ＧＳＭ１８００および１９００帯域において、また１．９２〜１．９８ＧＨｚの間のＵＭＴＳ帯域において選択的に動作するよう、調節することができる。
有利には、第１無線周波数信号は、２．５６５〜２．９７ＧＨｚの範囲で動作する超高周波電圧制御発振器（voltage controlled oscillator）によって実際に生成される。この周波数は次に、第１ＲＦ周波数が等しいマーク対スペース比を有するよう、分割器により２分割が可能である。当業者は、トランジスタ切替えおよび論理技術は、現在これらの周波数において動作するのに十分早いことを理解する。さらに、第１無線周波数信号の同相／直交バージョンを発生できるように分割器を配置することが可能である。

有利には、中間周波数（すなわち、局部発振器信号）を発生するための分割器は再生分割器（regenerative divider）であり、該分割器は２個のチャネルを含み、１つは同相信号に動作し、１つは直交信号に動作する。各チャネルは、第１無線周波数信号を受信する混合器、および、混合器の出力を受信しまたそれ自体が混合器のそれぞれの第２入力への入力を供給する、４分割器を有する。４分割器（divide by 4 divider）の出力はまた、それぞれの同相および直交混合器へ供給される。混合器および４分割器により形成されたフィードバックループは、当業者に知られている３分割混合器（divide by 3 mixer）を実際に形成する。

好ましくは、ＧＳＭ伝送パスは、同相／直交アップコンバータの出力を受信するための第１入力、および、位相ロックループにおける画像排除混合器の出力を受信するための第２入力を有する、位相弁別検出器を含む。位相弁別検出器の出力は電圧制御発振器の入力に供給され、電圧制御発振器は次に無線周波数出力信号を発生する。該電圧制御発振器の出力は、画像排除混合器のさらなる入力に供給される。画像排除混合器は、第１信号の同相および直交信号の両方を受信するため、上側波帯または下側波帯のどちらかを出力するよう電子的に選択することができる。従って位相ロックループは、（Ｆ_１−中間周波数）か（Ｆ_１＋中間周波数）のどちらかの周波数に選択的にロックすることができる。
ＧＳＭパスの電圧制御発振器の出力はまた、高い効率を得るためにＣ級モードにおいて動作可能な高電力増幅器へも供給される。増幅器がＣ級モードにおいて動作すると、電圧制御発振器の周波数の倍数における高調波を発生する。しかし、これらの倍数は少なくとも８５０ＭＨｚの幅で離れていることは明らかであり、従って、比較的簡単なフィルタリングにより除去可能である。

ＵＭＴＳパスは、変調中間周波数信号を増幅するための、１個または２個以上の電子的に制御された可変利得増幅器を含んでよい。増幅器は典型的には、例えば４５０ＭＨｚなどの中間周波数を中心とした比較的狭い周波数帯域に渡ってのみ動作することが必要である。増幅器は従って、特に線形となるよう構成することができる。増幅器からの出力は次に、１．９２〜１．９８ＧＨｚの範囲のＵＭＴＳ出力周波数へアップコンバートするために、側波帯混合器により第１信号と混合される。混合器からの出力は次に、約２５〜３０ｄＢの利得を与えるさらなる可変利得増幅器を通過してもよい。増幅器からの出力は、さらなる外部（off-chip）電力増幅器へと供給される前に表面音波フィルタを通過してもよい。フィードバックパスを設定して、電力増幅器の出力をサンプリングし、その出力レベルを検出し、アナログ・デジタル変換器を介してデジタル化し、ＵＭＴＳ電力制御論理回路に対する電力出力の測定値を提供する。

従って、本発明の好ましい態様において、ＵＭＴＳ伝送モードおよびＧＳＭ伝送モードの両方において動作可能なマルチモード送信機を提供することができ、該送信機は、
ａ．該送信機によってアップコンバートされる信号（例えばＩ／Ｑベースバンド信号）を受信するための信号入力；
ｂ．周波数Ｆ_１の第１無線周波数信号を発生するための発振器であって、ここでＦ_１は所望の搬送周波数Ｆ_Ｃの１．５倍または０．７５倍である該発振器；
ｃ．第１無線周波数信号Ｆ_１を受信し、それを３分割して、実質的に所望の搬送周波数の０．２５倍または０．５倍の周波数を有する中間周波数局部発振器信号Ｉ_ｆを生成するための第１分割器；
ｄ．信号入力からの信号と中間周波数局部発振器信号とを混合して変調中間周波数信号を生成するための、少なくとも１個の混合器；
ｅ．変調中間周波数信号に応答するＧＳＭパス；および
ｆ．変調中間周波数信号に応答するＵＭＴＳパス；
を含み、
ここで前記ＧＳＭパスは、位相ロックループ内に電圧制御発振器を含み、該位相ロックループは、その第１入力において電圧制御発振器の出力を受信し、その第２入力において第１無線周波数信号の同相および直交表現を受信する画像排除混合器を、該混合器が位相ロックループ内で上または下側波帯を信号として位相弁別検出器へ選択的に出力するような方式で含み、
ここで前記ＵＭＴＳパスは、第１無線周波数信号と変調中間周波数信号とを混合し、その１つの側波帯をさらなる増幅ステージへと出力するための、少なくとも１個の可変利得増幅器および１個の混合器を含む。

発振器の後に、分割された発振器信号の同相および直交バージョンが容易に得られるように、２分割ステージ（divide by two stage）が続く。かかる実装において、発振器の周波数は所望の搬送周波数の１．５倍または３倍へと倍増する必要がある。
本発明の第２の態様により、電子的に再構成可能なフィルタを含む直接変換マルチモード受信機を提供する。
再構成可能なフィルタを提供することにより、直接変換マルチモード受信機からの出力を、信号に対する付加的な処理操作を実施してその中のデータを抽出するのに好適なように、操作することが可能となる。

有利には、直接変換マルチモード受信機はまた、該受信機の出力に応答するアナログ加算器（summer）に対して制御可能なオフセットを適用するのに用いられる、オフセット発生器を含む。
直接変換トポロジーにおいては、受信機からの出力にオフセットを供給可能とするためにこれは非常に望ましい。その理由は、公称上ほぼ周波数Ｆ_ｒを中心とする受信した無線信号を、同様に周波数Ｆ_ｒを有する局部的に発生された無線信号と混合することにより、ダウンコンバージョンが行われるからである。従って、続いて受信信号の搬送波は、ＤＣ信号（または、発振器周波数ミスマッチの場合にはＤＣに非常に近い信号）へダウンコンバートされる。任意の擬似ＤＣオフセット（または低周波数信号）は従って、次の処理回路で必要とされるダイナミックレンジを狭めるために、変換器の出力から差し引かれる必要があり、該処理回路は実際には、さらなる処理をデジタルドメインにて行えるよう、アナログ・デジタル変換器を含む。ＤＣオフセットを除去する行為は、コンバータに要求されるダイナミックレンジおよび分解能を低下できること、従って続く処理回路のコストを低下できることを意味する。

好ましい態様において、直接変換マルチモード受信機を提供し、ここで該受信機は、該受信機から受信したベースバンド信号をフィルタリングする少なくとも１個の電子的に再構成可能なフィルタ、および、オフセット発生器を含み、ここで該再構成可能なフィルタおよびオフセット発生器の各々は、オフセットおよびフィルタ応答が受信モードおよび信号条件の関数として自動的に制御できるような制御回路の制御の下にある。
フィルタは、ハードウェアまたはソフトウェアとして実現されてよい。ハードウェアの実装が好まれる傾向にあり、これは、ＡＤＣ処理後の資源にそれほど大きな負荷を課さないからである。

本発明の第３の態様により、その通過帯域において実質的に均一な群遅延を示すハイブリッドフィルタを提供し、ここで該フィルタはチェビシェフ応答および逆チェビシェフ応答の組合せを含む。
通信用途のアナログフィルタを設計する場合、一般に、選択性、群遅延および複合性の間に困難なトレードオフが存在する。理想的には、フィルタを通過する信号に対する物理的遅延が、その周波数の内容に関わらず一定であることが望まれる。従って、位相対周波数のグラフに関しては、位相遅延は周波数に比例して増加することが要求される。
遠隔通信との関連においては、そして特にＵＭＴＳ通信においては、記号間の干渉を引き起こし得るため、差動群遅延（differential group delay）を避けることが重要である。

しかし、通過帯域と阻止帯の間の迅速な遷移を意味する、優れた選択性を得ることもまた、一般に必要である。
優れた選択性能を示す高Ｑフィルタ、例えばチェビシェフおよび楕円フィルタは、多くの場合差動群遅延性能について欠点を有する。一方、優れた差動群遅延性能を示すフィルタ、例えばバターワース（Butterworth）およびベッセル（Bessel）フィルタは、一般にロールオフ特性が劣っている。本発明者は、異なるフィルタ特性の組合せを配置して所望の応答が得られることを見出した。新しいフィルタ設計は、従来のフィルタ技術の欠点を回避して、優れた選択性、減衰および差動群遅延特性を提供する。本発明者は、逆チェビシェフ通過帯域特性はバターワースのそれと実質的に同一であるが、このフィルタが優れた初期ロールオフ性能を提供する阻止帯ゼロ（stop-band zeros）を含んでいることに注目した。一方、チェビシェフフィルタは、優れた初期ロールオフ特性と非常に高いレベルの究極的減衰を有する。

群遅延特性に戻ると、カットオフ周波数よりはるかに下の周波数において、チェビシェフおよび逆チェビシェフフィルタの両者が実質的に均一な群遅延を示すことは、当業者にはよく知られている。しかし、カットオフ周波数の領域においては、２つの異なるフィルタに対する群遅延の一次導関数は異なる符号を持つ。本発明者は、２つの特性を組み合わせることによって、カットオフ周波数近くの領域における群遅延特性を実質的にキャンセルできることを見出した。このキャンセルは調整可能であり、それによって、群遅延キャンセルが衰え始めて望ましくない群遅延特性がもたらされるまでに、信号の大きさがこの周波数において十分減衰し比較的重要ではなくなることを、十分に保証できる。

ハイブリッドフィルタは、その動作モードによりフィルタ性能に対する要求が異なる、再構成可能な帯域切替マルチモードフィルタ（switched band multimode filter）に対して、優れた選択肢を提供する。従って、マルチモード受信機の文脈において、１つの操作モードはフィルタに対し、差動群遅延については厳しい要求を出すが、選択性についてはかかる困難な要求はないかもしれない。他の操作モードは、選択性についてはより厳しい要求を有するが、差動群遅延についてはより容易な要求であるかもしれない。ここで提案するハイブリッドチェビシェフ／逆チェビシェフフィルタは、この両方の要求に対する効果的な解決策である。フィルタの帯域切り替えに加え、２個の構成フィルタの相対的カットオフを調節して、異なる操作モードにおいてさらに性能を最適化することが可能である。

本発明の第４の態様により、送信機および受信機を含むデュアルモード単一チップトランシーバを提供し、ここで前記送信機および受信機は周波数合成器を共有し、ここで前記送信機は、入力を受信しその入力を第１合成周波数と混合することによってアップコンバートするためのアップコンバータを含み、ここでＧＳＭモードにおいては、ＲＦ搬送波へのアップコンバータ出力における位相変調を変換するためにオフセット位相ロックループが用いられ、ＵＭＴＳモードにおいては、アップコンバートされた信号が線形に増幅され；ここで前記受信機は、受信信号をダウンコンバートするための少なくとも１個の直接ダウンコンバートチャネルを含む。
従って、集積回路内の送信および受信構成要素の多くを共有することにより、デュアルモードＧＳＭ／ＵＭＴＳトランシーバ・アーキテクチャの実装コストを大幅に低下することが可能である。

好ましくは、ＵＭＴＳ送信機は、さらなる周波数アップコンバージョン段階を含む。従って第１アップコンバータは、中間周波数の出力を生成してよい。中間周波数は次に、周波数を最終出力周波数にアップコンバートする前に、線形増幅されてよい。この最終出力周波数は次に、集積回路内に集積されていない電力増幅器に送られてもよい。１個または２個以上の「外部（off-chip）」電力増幅器の設定は、送信機パスと受信機パスとの間の信号漏れを減少させる。ＵＭＴＳが全二重モードで動作し、その結果信号漏れが受信機性能に悪影響を及ぼすので、これは特に重要である。
ＵＭＴＳ二重フィルタ（duplex filter）も外部に設定するのが好ましい。

本発明の第５の態様により、マルチモードホモダイン受信機のための自動利得制御装置を提供し、該制御装置は、初期利得設定のために第１信号に応答するオープンループ制御装置および、可変利得増幅器出力における信号電力または振幅を所定範囲内に維持するための、信号電力または振幅の測定値に応答する、クローズループ制御装置を含む。
従って、オープンループ制御装置を用いて増幅器に迅速な初期設定を提供することにより該増幅器のほぼ所望の作動状態を実現し、次にフィードバックループを用いて増幅器の利得を「微調整」することができる。これにより、モード変更の際の増幅器の設定時間が改善される。

ＵＭＴＳ無線システムには連続全二重方式（continuous full duplex operation）が必要とされる。この一部として、変化する信号レベルとチャネル状態の下で良好な性能を維持するために、自動利得制御（ＡＧＣ）が要求される。ホモダイン・アーキテクチャの使用は、自動利得制御装置の動作方法に一定の制限を設ける。
ホモダイン受信機は、その同相／直交アナログベースバンドパスにおいて不所望なＤＣオフセットを発生しやすい。これらのＤＣオフセットはチャネル内信号（on-channel signal）から識別できないため、許容可能な性能を維持するために除去する必要がある。弱い信号状態の下で、ＤＣオフセットは一般に所望の信号の大きさより実質的に大きい。従って、ＤＣオフセットが除去されなければ、所望の信号の良好な受信は不可能であることが証明されがちである。広帯域の受信機における、かかるオフセット除去の一般的なアプローチは、単純なハイパスフィルタまたはＡＣカプリング（ＤＣブロッキング）回路配置を用いることである。

ホモダイン受信機において、自動利得制御はアナログベースバンド増幅器の利得を調節することにより達成される。しかし、利得の調節によりＤＣオフセットレベルも調節するため、ＤＣ構成要素を遮断するために導入されたハイパスフィルタの、過渡現象セトリング時間の問題（transient settling time problem）が生じる。その結果、過渡現象効果（transient effect）を最小化するために低帯域幅の自動利得制御ループが望ましく、なぜならばこれら過渡現象効果はＤＣオフセットにおけるシフトによって起こるからである。しかし、低帯域幅の自動利得制御は、初期の迅速な信号獲得と両立しない。
本発明者は、これを、「フィードフォワード」またはオープンループ自動利得制御装置とフィードバック自動利得制御装置との組合せによって克服可能であることを見出した。

フィードフォワード／オープンループ制御装置は、その初期値を、好適な測定機器による電力信号の測定値に基づいて設定することができ、該好適な測定機器とは、例えばチャネル選択フィルタの出力部などの受信機内の好適な位置に設置された、全波整流器または半波整流器などである。または代替的に、オープンループ制御装置は、受信機の所望の作動モードに基づいて初期利得制御を設定することもできる。オープンループ制御装置は、各モード変更の時に一度だけ動作して、可変利得増幅器および利得設定が必要な他の構成要素の初期パラメータを設定する。その後制御は、種々の利得レベルへの微調整を行うクローズループに引き継がれる。

本発明のさらなる態様により、可変時定数を有するハイパスフィルタと可変利得増幅器とを含むホモダイン受信機を提供し、該フィルタおよび増幅器はアナログ・デジタル変換器の上流に位置し、ここで前記可変利得増幅器の利得の段階的変化が実施された場合、ハイパスフィルタの時定数は所定時間の間低減される。
本発明のさらなる態様により、アナログ・デジタル変換器の上流の少なくとも１個の信号調節器と、可変時定数を有するハイパスフィルタとを含むホモダイン受信機を提供し、ここで、前記少なくとも１個の信号調節器は、アナログ・デジタル変換器へ供給された信号に変化をもたらすために作動され、前記フィルタの時定数は低減した値に設定される。

ホモダイン直接変換受信機においては、アナログベースバンド信号パスからＤＣオフセットを除去するのに、ハイパスフィルタを用いることが必要である。３．８４ＭＨｚのＵＭＴＳ信号に対するこのハイパスフィルタのカットオフ周波数は、所望の信号エネルギーの最少レベルを除去するために、１０ｋＨｚの桁付近であるべきである。しかし、かかる低いカットオフ周波数は、ＤＣ過渡現象（DC transients）に対する長いセトリング時間（settling time）を意味する。本発明者は、ＤＣ過渡現象に対するセトリング時間は、フィルタのカットオフ周波数を一時的に増加すると大幅に改善されることを見出した。これは、受信機のセトリング時間を大きく改善する。
本発明について、添付の図を参照しつつ実施例を用いてさらに記述する。

図１は、本発明の第１の態様による送信機回路を図示したものである。送信機は、デュアルバンドＧＳＭ送信機として、または代替的に３Ｇ ＵＭＴＳ送信機として、選択的に動作可能である。送信機は、単一の無線周波数合成器３がその上に設置されている、単一チップ１を含む。合成器３は、受信した入力信号ｆ_ｉｎに応じて局部発振器５を制御することにより、ＧＳＭまたはＵＭＴＳ伝送パスの実際に所望される動作周波数に対応して、発振器５が所望の搬送周波数の３／２倍または３倍の実質的に固定の周波数信号を発生するようにする。通常の発振器５が発生した信号の実際の周波数は、送信帯域によって実質的に異ならず、所望の搬送周波数に対する比率のみが異なることは、強調されるべきである。局部発振器５が発生した信号の周波数は、例えば約２．７ＧＨｚであり、より具体的には２．５６５〜２．９７０ＧＨｚの範囲である。これは、局部発振器が発生する周波数の±１０％（事実、この例ではおよそ７％）の適度な調節に対応する。

局部発振器５からの信号は次に、信号周波数を２つに分割する周波数分割器７へ供給される。周波数分割器７はまた、信号を同相（Ｉ）および直交（Ｑ）成分に分離することもできる。ＩおよびＱ成分は、入力周波数を３分割するよう設定された再生分割器（regenerative divider）の形式のさらなる周波数分割器９へ供給される。３分割周波数分割器９は周波数混合器１１を含み、この周波数混合器１１は、入力周波数信号のＩおよびＱ成分を受信して、それを、同じ信号であってその周波数がさらなる周波数分割器１３により４分割されている信号の対応する成分と混合する。混合器１１および４分割器１３の配置により、元の入力信号の３分割周波数信号が４分割器１３の出力において発生される。３分割器９から出力されたＩおよびＱ成分は、従って、搬送周波数の１／４または１／２となる。入力周波数ｆ_ｉｎが２．７ＧＨｚの我々の例をとると、３分割器９の出力におけるＩおよびＱ成分は４５０ＭＨｚである。

個々のＩおよびＱ成分はそれぞれ個別の混合器１５および１７に供給され、その各々はまた、アナログソース信号のそれぞれのＩおよびＱ成分も受信する。混合器１５および１７は、それぞれのソース信号成分を４５０ＭＨｚにおけるＩおよびＱ成分と混合するよう動作して、４５０ＭＨｚの変調中間周波数信号を発生し、該信号は次にバンドパスフィルタ１９を通過する。
バンドパスフィルタ１９の出力における中間周波数は次に、それぞれＧＳＭ信号または３Ｇ ＵＭＴＳ信号の発生に用いる２個の個別の信号パスにそって伝播する。

ＧＳＭに対しては、４５０ＭＨｚ中間周波数信号は、位相比較器２１の第１入力に供給される。位相比較器２１の第２入力も、バンドパスフィルタ２３から受信した４５０ＭＨｚ信号を受信する。バンドパスフィルタ２３への入力は、画像排除混合器２５に由来する。画像排除混合器２５は、第１入力として、合成器３、局部発振器５および２分割器７の組合せから得た１．３５ＧＨｚ信号のＩおよびＱ成分を受信する。画像排除混合器２５への他の入力は、位相比較器２１からの出力によって制御される電圧制御発振器２７が発生した搬送周波数信号である。位相比較器２１、電圧制御発振器２７および画像排除混合器は、変調された中間周波数を無線周波数搬送信号へと変換するために使用される位相ロックループを構成する。位相ロックループは、トラッキングバンドパスフィルタとして作用し、従って、帯域外排出を最小化するのに必要とされるＲＦバンドパスフィルタ、例えばＳＡＷまたはセラミックフィルタなどの必要性を取り除く。

搬送周波数は、送信が所望されるＧＳＭ帯域に応じて、実質的には９００ＭＨｚまたは１．８ＧＨｚである。画像排除混合器は、１．３５ＧＨｚのＩおよびＱ成分信号から９００ＭＨｚ信号を差し引いて、バンドパスフィルタ２３への４５０ＭＨｚ信号入力として到達させるか、または、１．８ＧＨｚ搬送信号から１．３５ＧＨｚを差し引いて、４５０ＭＨｚ出力として到達させるかを、選択的に実行することができる。従って、位相比較器２１への２つの信号入力は常に４５０ＭＨｚであり、すなわち中間周波数である。このため、ＧＳＭ８５０／９００の範囲およびＧＳＭ１８００／１９００の範囲をカバーすることが可能となる。

変調ＧＳＭ信号は、入力線３１上の電力制御信号を受信する高電力増幅器２９へ適用される。増幅器２９の出力は、スイッチ３５を介してアンテナ３３へ供給される。
３Ｇ ＵＭＴＳ伝送に対しては、バンドパスフィルタ１９からの中間周波数信号は、局部発振器５および２分割分割器７からの１．３５ＧＨｚ信号と混合される前に、直列に接続された可変利得増幅器３７、３９のペアを通して送られる。２つの信号は、単一の側帯波混合器４１において混合されて１．８ＧＨｚ信号を発生し、その信号自体は、さらなる単一の可変利得増幅器４３を用いてさらに増幅される。増幅器３７、３９および４３は電力制御回路４５を用いて制御するが、この電力制御回路は、増幅器４９の出力においてタップを介して得られる送信出力信号の電力の代表値である、サンプリングされデジタル化された入力信号を受信する。電力増幅器４３からの１．８ＧＨｚ信号は、アンテナ３３を介して送信される前に、ＵＭＴＳ ＲＦ ＳＡＷフィルタ４７およびさらなるＵＭＴＳ電力増幅器４９を通過する。信号はまた、アンテナおよびＵＭＴＳ電力増幅器４９の間を接続しており、アンテナにおける受信信号が受信回路へと向かうことを選択的に許容する、送受切替器とアイソレータのユニット５１を通過する。

上記の回路の大きな利点は、デュアルモード（８５０／９００および１８００／１９００）ＧＳＭ信号および３Ｇ ＵＭＴＳ信号の両方の発生および送信に必要なのは、上の例では２．７ＧＨｚで動作している、単一のＲＦ合成器のみだということである。分割器および混合器の使用は、所望の搬送および出力周波数が、常に合成器周波数の固定倍数であることを保証する。従って、両方の伝送パスにおいて比較的多数の共用の回路構成要素を有する、複合デュアルモードのＧＳＭおよび３Ｇ ＵＭＴＳ送信機を、単一回路で提供することが可能となる。

図２は、直接変換（ホモダインとしても知られている）マルチモード受信機を図示したものである。受信機は、便宜上一般的に１００および１０２と示した２個のチャネルを含む。図示的に、２つのチャネルは同一であるため、便宜上第１チャネルのみを詳細に記載する。しかし、動作性能に関しては、２つのチャネルは異なる周波数で動作してもよく、例えばＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００では約８００〜１０００ＭＨｚ、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００およびＵＭＴＳでは約１．７〜２．２ＧＨｚである。これらの状況下で、チャネルの個々の構成要素は、その対応する帯域で動作するように調整されてよい。各チャネルはバンドパスフィルタ１１０および１１０ａを含み、それらは受信機の通過帯域外の信号を拒否するために用いられる。従って第１チャネル１００のフィルタ１１０は９００ＭＨｚが中心であり、一方第２チャネル１０２のフィルタ１１０ａは約１．８ＧＨｚ位が中心であってよい。これらのフィルタは、強力な帯域外送信が受信機を飽和にするのを止めるために必要である。バンドパスフィルタ１１０の出力は増幅器１１２の入力に提供され、増幅器１１２の出力は混合器１１４および１１６の第１入力にそれぞれ提供される。混合器１１４および１１６の第２入力は、局所的に発生された搬送信号の同相および直交バージョンを受信する。

信号の同相および直交バージョンは、移相器１１８によって発生され、該移相器はそれ自体は、マルチモード分数合成器（fractional synthesizer）１２０、電圧制御発振器１２２およびマルチモード分数周波数逓倍器（fractional frequency multiplier）１２４の組合せから局所的に発生された信号を受信する。構成要素１２０、１２２および１２４は、チャネル１００および１０２の各々が共有する。混合器１１４および１１６は、局部発生参照信号と受信した無線信号を混合して、それらの間の周波数差を形成する。無線周波数および局部発生周波数の両者は公称上同一の周波数であるので、無線周波数の情報は直接ベースバンドへダウンコンバートされる。ベースバンド信号は、混合器１１４と１１６各々の出力へ供給される。同相混合器１１４および１１４ａの出力は、２つのチャネルが共有する同相アナログ加算器１３０の第１出力へ供給される。同様に、直交混合器１１６および１１６ａの出力は、同じく２つのチャネルが共有する直行アナログ加算器１３２の第１出力へ供給される。

アナログ加算器１３０および１３２の各々はまた、それぞれのデジタル／アナログ変換器１３４および１３６が発生するオフセット信号を受信するよう接続されている。オフセットを供給する能力は重要であり、なぜならば、ＲＦ入力に接続している局部発振器がＤＣオフセットを発生できるからであり、ここでその大きさは、局部発生参照信号に対してスプリアスに接続された信号の大きさと位相の両方に依存する。アナログ加算器１３０の出力は、電子的に制御されるローパスフィルタ１４０の入力に供給され、それは次に、電子的に制御される可変利得増幅器１４２に供給される。同様に、アナログ加算器１３２の出力は、電子的に制御されるローパスフィルタ１５０と可変利得増幅器１５２に供給される。増幅器１４２および１５２の出力は、それぞれのアナログ・デジタル変換器１６０および１６２へ供給され、それらのデジタル出力は、それぞれの有限インパルス応答フィルタでフィルタリングされた後、信号処理および制御ユニット１７０へ供給される。同相および直交チャネルの各々に対して、制御ユニットは各チャネルが必要とするオフセットを予測し、オフセット信号をデジタル／アナログ変換器１３４および１３６へ供給する。制御ユニット１７０はまた、切替フィルタ１４０および１５０のフィルタ特性を、受信機の作動モードに適切な方法で設定する。

従って、図２に示すようなマルチモード直接変換受信機アーキテクチャを提供することが可能である。該アーキテクチャは、受信機ハードウェアの多くが異なる作動モードに再利用されるという利点を有する。共有のハードウェアの再利用は、従来のように機能を重複させる場合と比較して、コストおよび電力を大幅に低下することができる。

アナログベースバンド部は、種々の伝送システムの要求を満たすために再構成可能に設計される。これは、アーキテクチャが
ｉ．利得ラインアップ（gain line up）の再構成、
ｉｉ．チャネルフィルタの再構成、
ｉｉｉ．アナログ・デジタル変換器のスピードおよび分解能（resolution）の再構成、
ｉｖ．ＤＣオフセット補償の再構成、
を許容することを意味する。
上に記載したように、作動周波数およびモードに関して最適化される必要があるため、個別の無線周波数低ノイズ増幅器および同相／直交ダウンコンバータが用いられる。原理的には、異なる複数の作動モードに対して再構成可能な１つのＲＦフロントエンドを有することが実用的であるが、現在は専用の複数のＲＦフロントエンドを有することがコスト的により効率的であると考えられている。

上に記載したように、移動電話の中のアナログ処理回路は、その中にフィルタを含むことが非常に望ましく、ここで該フィルタは、通過帯域と阻止帯とのあいだに迅速な減衰を提供でき、優れた群遅延を示し、そして差動群遅延を特に示さず記号間干渉（inter-symbol interference）を回避する。図３は、周波数の関数としてプロットされた、線２００によって表される逆チェビシェフ群遅延と、線２０２によって表されるチェビシェフ群遅延の比較を示す。周波数の単位は、種々のグラフの比較が容易なように図３、４および５の横軸上に含まれている。図３に示された例においては、逆チェビシェフ群遅延が２×１０^５ラジアン／秒を超えた周波数において増加し始めることがわかる。しかし、チェビシェフ群遅延は２×１０^５ラジアン／秒を超えた角周波数において減少し始め、この減少は周波数１０^６ラジアン／秒まで継続し、続いてチェビシェフ群遅延が急激に増加する。２種の群遅延が逆の符号を有する限られた領域２０４において、群遅延特性の部分的キャンセルが達成され、それによって領域２０６を、低周波数から約２×１０^５ラジアン／秒までの群遅延が周波数に関して実質的に変化しないところから、増加した高い周波数の１０^６ラジアン／秒へと、有効に引き伸ばしていることが理解される。

図４は、図３に示す群遅延を有する逆チェビシェフフィルタおよびチェビシェフフィルタに対する、応答の大きさ（magnitude response）を図示したものである。この例における逆チェビシェフフィルタは、１０^６ラジアン／秒までは実質的にフラットな応答の大きさを有し、続いて応答の大きさはノッチが生じる５×１０^６ラジアン／秒に向かって急激に減少することがわかる。このポイントにおいて、応答の大きさは６０ｄＢ以上抑制されている。チェビシェフフィルタも通過帯域において実質的に均一な応答の大きさを有するが、しかし約２×１０^６ラジアン／秒のロールオーバー（roll over）周波数を有し、そこから大きさは急速に減少する。

図５は、図３および４に示した個々のフィルタを用いた、チェビシェフ／逆チェビシェフフィルタの組合せ応答の大きさを示す。組合せ応答２１０は、１０^６ラジアン／秒までは実質的に平らであり、そこから急激に低下して、２×１０^６ラジアン／秒までに約１０ｄＢ低下し、５×１０^６ラジアン／秒までに６０ｄＢ以上低下することがわかる。さらに、群遅延は１×１０^６ラジアン／秒までは実質的に一定値を維持することができる。

当業者は、アナログフィルタ設計が非常に複雑な数学的課題であることを理解する。しかし、多くのフィルタ設計が既に解析され、標準化された形で記述されており、技術者が標準形態の「レシピ」を、特定のフィルタ特性の設計に効果的に使用できることも知られている。また、コンピュータの支援による設計パッケージも現在、フィルタ特性の正確な表現を可能にしている。これらの理由により、設計の仕様を詳細に記述する必要はなく、なぜならば、当業者のフィルタの実装を可能にする従来技術の十分な支援が存在するからである。しかし、図３〜５に示したような応答を有する特定のフィルタのために、まずチェビシェフ応答の極の位置（pole position）を計算し、極交換（pole reciprocation）を用いることによって、逆チェビシェフ応答の極の位置を計算した。

用いた逆チェビシェフ伝達関数は、

チェビシェフ多項式の解に対する極の位置は、

用いたチェビシェフ伝達関数は、

ハイブリッドフィルタの伝達関数は、２個の個別の伝達関数：

の組合せである。
ハイブリッドフィルタであるため、特定用途の必要性に合わせるためにフィルタ応答をよりよく調節するよう、フィルタの２つの要素の各々は個別に調節可能である。

例えば、チェビシェフ応答により、以下を調節することが可能である。
１．カットオフ周波数
２．フィルタの次数（極の数）
３．帯域内リップル

逆チェビシェフフィルタについては、以下を調節することが可能である。
１．最小阻止帯減衰
２．最大許容可能通過帯域ロールオフ
３．最小阻止帯減衰に達する相対周波数
４．フィルタ次数
フィルタの次数は、フィルタをフィルタステージのカスケード（すなわち、段を１つづつ接続する）として実装することにより調節可能であり、それによって、１個または２個以上の段をカスケードから切り離してバイパスすることが可能である。従って、段をバイパスすることによりフィルタの次数が減少する。

図６は、本発明の態様から構成されるデュアルモードＧＳＭ／ＵＭＴＳトランシーバを図示したものである。トランシーバは一般に送信チャネル３００および受信チャネル３０２を含む。図６においては簡素化された形で表されているが、送信チャネル３００は実際には、本明細書の図１に示すデュアルモード送信機を含む。図６の理解を簡単にするため、図１に示された部分と同じ図６の部分は、参照番号のようにして提供されており、従って、受信機は合成器３から周波数合成信号を受信し、この合成信号は、アップコンバータの同相および直交混合器１５と１７に供給される前に、３分割周波数分割器９を通る。アップコンバータの出力は、ＧＳＭモードにおいては、位相検出器２１、電圧制御発振器２７、混合器２５およびバンドパスフィルタ２３を含む位相ロックループ周波数移動器へ供給される。従ってこれらの要素の動作は、図１を参照したこれまでの記載の通りである。受信機の図中に、さらなる２分割周波数分割器３０６、３０８および３１０があることに気づくかもしれないが、これらは受信機の最終動作に対する全体的な作用はほとんどないこと、特に周波数分割器３０８および３１０は、波形のマーク対スペース比を理想的な５０：５０へ変換することを可能にするが、互いに効果的に打ち消しあうことが理解されるであろう。同様に、ＵＭＴＳパスは、線形増幅器と周波数アップコンバータの配列を含む。図１に３７、３９、４１および４３とラベルされた要素は、図６中の四角３２０によって概略的に示されている。

受信部３０２は、図２を単純化したものであることが理解される。ここでは、図２のマルチモード分数周波数逓倍器１２４が、図６に示されたデュアル分数合成器（fraction synthesizer）３の中に体現されている。２つのチャネルが提供されており、受信信号の周波数を通過帯域にダウンコンバートするために、各々が同相および直交混合器を有することがわかる。図２の要素１３０、１３２、１３４、１４６、１４０、１４２、１５０、１５２、１６０および１６２は、図６の四角３３０によって概略的に示されている。両方の送信チャネルが要素を共有し、両方の受信チャネルが要素を共有し、また実際に受信機および送信機が周波数合成器の要素を共有していることが明らかである。この要素の共有により、個々の機能のためにこれら要素の各々が提供され、そのため事実上二重となっている実装と比較して、集積回路の最終価格におけるコストの低下および、トランシーバ全体の電力消費の低減が可能である。

ＧＳＭは時分割二重システム上で働くため、送信機および受信機は同時には動作しない。しかし、ＵＭＴＳは全二重システム上で作動するので、送信機および受信機が同時に動作することがある。ＵＭＴＳモードにおいては、ＵＭＴＳ送信機との相互反応による受信機の脱感作を制限することが重要である。これは第１に、低ノイズ電力増幅器をチップそれ自体へ一体化しないこと、第２に、受信機出力ピンにおける送信機電力を制限することによって達成される。さらに、送信出力における受信帯域内のノイズレベルを適切に保つことが重要である。例えば、１３ｄＢの利得を有する外部低ノイズ増幅器においては、受信機出力ピンでの送信電力を＋３ｄＢｍに制限して受信帯域内の送信ノイズフロアが−１４０ｄＢｃ／Ｈｚであれば、３０ｄＢの分離（isolation）が送信機と受信機の間で得られた場合、送信機の受信機感度への影響は、約０．１ｄＢとなるであろう。

図６に示すアーキテクチャは数種類のモードで動作可能であり、トランシーバの周波数プランは以下が可能である：
ＧＳＭ８５０／９００受信モード ― 合成器の周波数はＲＦ周波数の３倍
ＧＳＭ１８００／１９００受信モード ― 合成器の周波数は搬送周波数の１．５倍
ＵＭＴＳ受信モード ― 合成器の周波数はＲＦ搬送周波数の１．５倍
ＧＳＭ８５０／９００送信モード ― 合成器の周波数はＲＦ搬送周波数の３倍で、中間周波数はＲＦ搬送周波数の１／２倍
ＧＳＭ１８００／１９００送信モード ― 合成器の周波数はＲＦ搬送周波数の１．５倍で、中間周波数はＲＦ搬送周波数の１／４倍
ＵＭＴＳ送信モード ― 合成器の周波数はＲＦ搬送周波数の１．５倍で、中間周波数はＲＦ搬送周波数の１／４倍

図７は、本発明の態様からなるハイブリッド・フィードフォワード／フィードバック自動利得制御システムを図示したものである。回路図は可変利得増幅器を示し、その出力は、一般的に４０２と示され上に記述されているハイブリッドチェビシェフ／逆チェビシェフフィルタへ供給される。ハイブリッドフィルタ４０２の出力はさらなる可変利得増幅器の入力へ供給されるが、ここで該増幅器は、独立して電子的に制御可能な３個の可変利得増幅器４０４、４０６および４０８として図示されており、これらは共に、０〜５４ｄＢの範囲の可変利得を１つのｄＢ段階において供給するのに用いられる。最終増幅器４０８の出力は、自動利得制御装置からの出力４１０として供給される。

一般的に４２０と示されているフィードフォワード制御装置は、受信信号強度指示器（ＲＳＳＩ）ログストリップを含み、これはハイブリッドフィルタ４０２の出力に接続されている入力を有する。ＲＳＳＩログストリップは、ハイブリッドフィルタの出力における信号強度の推定に用いる。ＲＳＳＩログストリップ４２２は、その出力４２４として電圧を生成し、この電圧は、フィルタの出力におけるｄＢｍで表された信号の複合電力に実質的に比例する。この出力信号は、６ビットアナログ・デジタル変換器４３０のアナログ入力４２８へ供給される前に、ローパスフィルタ４２６によってフィルタリングされる。アナログ・デジタル変換器４３０の入力４２８における信号は、「変換開始」信号に応答してデジタル化され、変換出力は、フィルタ利得論理制御装置４３２へ供給される。フィルタ利得論理制御装置は２つの出力を有し、その１つは、可変利得増幅器４００の利得を制御するためにレジスター４３４へ供給され、もう１つの出力は、６ビットアップダウンカウンター４４０へ６ビットワードとして供給される。従って、カウンターはフィルタ利得論理制御装置４３２の出力をロードすることができる。

ＵＭＴＳ受信機の信号は、所望の信号、ノイズおよび任意の残留干渉信号の複合体である。ハイブリッドフィルタ４０２の出力に現れるこの複合信号は、デジタル化されて各ビット毎に「Ａ」ｄＢの特徴を示すデジタルワード（digital word）を生成し、ここでＡは、任意の数字を表す。この制御ワードは、可変利得増幅器の利得の設定に用いられる。可変利得増幅器は、各ビット毎「Ａ」ｄＢに特徴的な利得低減を有するよう設計される。従って、受信機への信号レベルが５ＡｄＢだけ増加した場合、デジタル化された制御ワードもまた５だけ増加する。これによって、５ＡｄＢの複合利得分だけ、可変利得増幅器４０４、４０６および４０８の利得の低減をもたらす。従って、可変利得制御装置４１０の出力における信号レベルは実質的に一定に保たれる。ここまでに記載のアプローチはフィードフォワード技術を用いており、フィードバックシステムに影響する可能性のある帯域幅は関連しない。従って、例えば動作モードまたはチャネルを切り替える場合などに、自動利得制御装置の利得を迅速に設定することが可能である。迅速に複合信号レベルを得て初期利得を設定することにより、さらなる利得制御がフィードバック方式によって実施される。

フィードバック制御装置は一般的に４５０と示されており、増幅器４０８の出力における信号電力を表す整流信号を推定する（deduce）ため、増幅器４０８の出力に接続した整流器４５２を含む。整流器４５２からの信号は、ウィンドウ比較器（window comparator）４５６の入力に供給される前に、フィルタ４５４によってローパスフィルタを通過するが、ここでウィンドウ比較器４５６は、当業者に認識されているように、その入力における信号を、ウィンドウを定義する高閾値および低閾値と比較し、該信号がウィンドウ閾値の下であるか、上であるかを示す出力４５８を生成するものである。信号４５８は、カウンター４４０のカウント方向制御入力（アップ／ダウン入力）へ供給される。図７に示すように、ウィンドウ比較器４５６はまた、それへの入力がウィンドウを定義する境界内である場合にそのことを示す出力を供給し、この出力は、供給されたクロック信号をカウンター４４０へゲートするために動作するＡＮＤゲート４６０へ送られる。従って、出力４１０がウィンドウ比較器４５６によって定義された電力帯域内である場合、カウンター４４０はそのクロック信号を受信することを禁じられる。クロック信号４６２はまた、フィードバックループを動作すべきかどうかの総合的な制御を行うＡＮＤゲート４６４における「フィードバック可能」信号と共に、ＡＮＤ処理される。ＡＮＤゲート４６４の出力は、ＡＮＤゲート４６０の入力へ供給され、その出力はカウンター４４０のクロックピンへ接続される。カウンター４４０の出力は利得デコーダー４７０へ供給され、利得デコーダー４７０は増幅器４０４、４０６および４０８の利得を設定する。

使用においては、信号レベル検出器およびウィンドウ比較器は、複合信号レベルおよび増幅器出力が狭い範囲内、例えば＋／−０．５ｄＢに維持されていることを保証するために用いる。複合信号レベルがウィンドウ比較器の閾値を上回っている場合は、アップ／ダウンカウンターを作動させ、利得をクロックサイクル毎に調節する。そのようにして、クロックはフィードバックループの時定数を設定する。複合信号レベルがウィンドウ比較器の閾値を下回っている場合も、アップ／ダウンカウンターを作動させ、しかしこの時は逆方向にカウントする。その結果、フィードバックループは常に、クロック４６２の周波数によって決定される速度において、複合信号レベルが厳しく制御され調節されることを保証するよう動作する。

図２を参照すると、利得制御調節がなされるかまたはオフセット修正がなされるたびに、この段階変化により、フィルタの出力において過渡的ＤＣオフセットが生じ得ることに注目すべきである。ＤＣオフセットはハイパスフィルタによって除去できるが、しかし真に一般的な（generic）受信機にとっては、ＤＣオフセット修正はデジタルドメインにおいて行うのがよい。従って、各利得変化において、新しいＤＣオフセットを推定し、推定値を変換器１３４および１３６に供給することにより、アナログ加算器１３０および１３２において修正を付加する。これは、利得変化の結果生じる過渡現象が、ローパスフィルタ１４０および１５０の望ましくない効果をまだ有していることを示す。この過渡現象はやがて減衰するが、しかしフィルタのセトリング時間の間、ホモダイン受信機は効果的に遮断されている。これは、アナログ・デジタル変換器の変換範囲が必然的に限定されており、オフセットによって、変換器がその公称動作範囲の外側までも変換させられる可能性があるためである。

この過渡現象期間中、受信機が事実上非機能的である場合に、本発明者は、短時間の間フィルタ特性を変更してより迅速なセトリング時間を実現することができることを見出した。従って、利得またはオフセットの変化を実施する場合、それと同時またはほぼ同時にハイパスフィルタが広い帯域幅に設定されて、ＤＣ過渡現象が急速にセトリングされる。このセトリング時間は、既知のフィルタ特性から推定できる。セトリング時間の後、フィルタは自動的に、その適正な動作のための公称必要設定値に切り替えられる。フィルタはタイマーの制御の下にあってもよく、例えば単安定（monostable）として実施されてもよく、これは短いが明確に規定された期間中、フィルタ特性を変更するものである。この技術は、ハイパスフィルタによって除去される可能性のある所望の変調エネルギー量を同時に最小化しつつ、受信機の可能な限り最短のセトリング時間を保証する。２つの帯域幅設定の間の代表的な比率は１０対１の桁であるが、ただしこれは１つの非限定的な例であり、設計により他の割合を選択してもよい。この技術の実装はフィルタ技術に依存しない。従ってフィルタは、スイッチトキャパシタフィルタとして、スイッチ帯域幅活性Ｒ−Ｃフィルタとして、ジャイレータ／キャパシタフィルタなどとして実装してよい。フィルタの特定の実装は当業者の知識の範囲内である。
従って、移動電話において使用するのに特に好適な、マルチモード受信機およびトランシーバを提供することが可能となる。

共有のＲＦ構成要素が単一回路内に統合されている、複合ＧＳＭおよびＵＭＴＳ送信機を示す回路図である。 直接変換マルチモード受信機の図である。 ローパスチェビシェフフィルタおよび逆チェビシェフフィルタの群遅延と周波数の関係を示すグラフである。 ローパスチェビシェフフィルタおよび逆チェビシェフフィルタの応答の大きさと周波数の関係を示すグラフである。 図４のフィルタの複合応答の大きさを示す図である。 複合ＧＳＭ／ＵＭＴＳトランシーバを図式化したものである。 自動利得制御を図式化したものである。

Claims (34)

1. 少なくとも１個の電子的に再構成可能なフィルタを含む、直接変換マルチモード受信機。
2. 電子的に再構成可能なフィルタがローパスフィルタである、請求項１に記載の受信機。
3. 少なくとも１個のフィルタがフィルタ制御装置に応答する、請求項１に記載の受信機。
4. 少なくとも１個のフィルタのカットオフ周波数が調節可能である、請求項１に記載の受信機。
5. フィルタの次数が調節可能である、請求項１に記載の受信機。
6. フィルタが複数のフィルタステージを含み、該ステージは、フィルタの次数を変更するために選択またはバイパス可能である、請求項５に記載の受信機。
7. フィルタの通過帯域のリップル量が調節可能である、請求項１に記載の受信機。
8. 少なくとも１個のフィルタが、個別に制御可能な異なる型の複数のフィルタを含み、複合フィルタを形成する、請求項１に記載の受信機。
9. フィルタの１つが、逆チェビシェフフィルタである、請求項８に記載の受信機。
10. 逆チェビシェフフィルタが、最小阻止帯減衰、最大許容通過帯域ロールオフ、最小阻止帯減衰に達する周波数、およびフィルタの次数、を含むリストから選択される少なくとも１つのその特性を調節するために制御可能である、請求項９に記載の受信機。
11. フィルタの１つがチェビシェフフィルタである、請求項８に記載の受信機。
12. チェビシェフフィルタが、カットオフ周波数、フィルタの次数および通過帯域リップルを含むリストの少なくとも１つの特性を調節するために制御可能である、請求項１１に記載の受信機。
13. 受信機が、ＧＳＭおよびＵＭＴＳ伝送を受信するように動作可能であって、フィルタの動作をＧＳＭおよびＵＭＴＳ受信信号に調節して該受信信号を受信機内でのさらなる処理に提供する、請求項１に記載の受信機。
14. 受信機がさらに少なくとも１個のＤＣオフセット発生器を含み、該発生器は制御装置に応答して前記受信機内でダウンコンバートされた信号にＤＣオフセットを付加し、それによって前記受信機内で発生するＤＣオフセットを低減する、請求項１に記載の受信機。
15. 少なくとも１個の電子的に再構成可能なフィルタの上流でダウンコンバートした信号に対し、ＤＣオフセット発生器が発生したＤＣオフセットを付加する、請求項１４に記載の受信機。
16. 少なくとも１個の電子的に再構成可能なフィルタの下流でダウンコンバートした信号に対し、ＤＣオフセット発生器が発生したＤＣオフセットを付加する、請求項１４に記載の受信機。
17. 受信機が、「同相」チャネルおよび「直交」チャネルを有する、請求項１に記載の受信機。
18. 制御装置に応答してその出力における信号振幅を所定の範囲に維持する可変利得増幅器をさらに含む、請求項１に記載の受信機。
19. 直接変換マルチモード受信機であって、該受信機からのベースバンド信号をフィルタリングするよう配置した少なくとも１個の電子的に再構成可能なフィルタ、および、ＤＣオフセット発生器を含み、その各々は、オフセットおよびフィルタ応答が受信モードおよび信号状態の関数として自動的に制御されるような制御回路の制御の下にある、前記受信機。
20. 受信機が、ＧＳＭおよびＵＭＴＳ伝送を受信するよう動作する、請求項１９に記載の受信機。
21. アナログ・デジタル変換器が受信機からの信号をデジタル形式に変換し、制御回路が該デジタル形式に応答して、これを、オフセット発生器がダウンコンバートした信号に適用するＤＣオフセットの誘発に用いる、請求項１９に記載の受信機。
22. 少なくとも第１および第２の周波数帯域または第１および第２の送信モードにおける送信を受信するための、第１および第２の無線周波数フロントエンドをさらに含む、請求項１９に記載の受信機。
23. 受信機を、ＧＳＭ標準およびＵＭＴＳ標準に従って送信された信号を受信するように配置した、請求項２２に記載の受信機。
24. 第１の無線周波数フロントエンドを、ＧＳＭ８５０ＭＨｚ伝送およびＧＳＭ９００ＭＨｚ伝送のうち少なくとも１つを受信するよう配置した、請求項２２に記載の受信機。
25. 第２の無線周波数フロントエンドを、ＧＳＭ１８００ＭＨｚ伝送およびＧＳＭ１９００ＭＨｚ伝送のうち少なくとも１つを受信するよう配置した、請求項２２に記載の受信機。
26. フロントエンドの１つを、ＵＭＴＳ２１００ＭＨｚおよびＵＭＴＳ１９００ＭＨｚのうち少なくとも１つを受信するよう配置した、請求項２２に記載の受信機。
27. 各フロントエンドが、受信信号の同相成分および直交成分を出力するための第１および第２混合器を有するホモダイン受信機を含む、請求項２２に記載の受信機。
28. フィルタが、チェビシェフフィルタおよび逆チェビシェフフィルタの組み合わせを含む、請求項１９に記載の受信機。
29. チェビシェフフィルタおよび逆チェビシェフフィルタの各々の特性が個別に制御可能な、請求項２８に記載の受信機。
30. チェビシェフフィルタ応答および逆チェビシェフフィルタ応答の組み合わせを含む、ハイブリッドフィルタ。
31. チェビシェフ応答および逆チェビシェフ応答を、フィルタの通過帯域内において実質的に一定の群遅延を供給するよう選択する、請求項３０に記載のハイブリッドフィルタ。
32. フィルタがローパスフィルタである、請求項３０に記載のハイブリッドフィルタ。
33. フィルタの個々のカットオフ周波数が独立して調節可能であり、それによりフィルタの群遅延および選択性が、フィルタリングされる信号の性質に応じて変更可能である、請求項３０に記載のハイブリッドフィルタ。
34. 請求項３０に記載のハイブリッドフィルタを含む無線受信機。

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