JP2005516230A - 時間変化信号とインタフェースするための装置並びに方法 - Google Patents

Abstract

２つのハードウェア環境の間で時間変化波形をインタフェースするための改善された装置並びに方法である。１つの特徴において、本発明は１つまたは複数の型式の検知装置（例えば、受動ブリッジ圧力変換器）の出力を、複数の異なる監視そして／または分析装置で使用するために正確にシミュレーションし、これにより各々の異なる監視装置／分析器に適合される特化されたインタフェース回路の必要性を無くす。別の実施例では、検知装置は非観血型血圧モニタ（ＮＩＢＰＭ）を含み、これは汎用的に本発明のインタフェース回路（８００）を経由して従来技術の患者モニタ（８０６）とインタフェースする。本発明の第２の特徴として、インタフェース回路を組み入れた改善されたＮＩＢＰＭ装置が開示されている。検知装置とモニタ間の電気的接続の状態を検知するように適合された改善された切断（デイスコネクト）回路もまた開示されている。

Description

本発明は一般的に、時間変化信号とインタフェースするための装置並びに方法に係わり、詳細にはモニタ機器上の波形（例えば、血圧波形）の信号処理／シミュレーションに係わる。

ゆっくりと時間と共に変形する波形または信号は、工業、研究および医療を含む多くの分野で広範な応用用途を有する。医療分野での特に関心を持たれる１つの応用例は、生物（例えば人間および犬）の動脈血圧の監視に関する。いわゆる「浸潤性若しくは観血的」動脈血圧（“ｉｎｒａｓｉｒｅ”ａｒｔｅｒｉａｌ ｂｌｏｏｄ ｐｒｅｓｓｕｒｅ）監視の一部として、使い捨て血圧変換器（ディスポーザブル・プレッシャ・トランスデューサ）が一般的に使用されて被検者の血圧を、通常の生理食塩水を「ＫＶＯ」速度で適切な血管に点滴する観血的動脈管経由で測定する。ＫＶＯ（または「静脈開放維持（ｋｅｅｐ ｖｅｉｎ ｏｐｅｎ）」）はＩＶ針が静脈内で凝固させないために必要な最少流量を指す。使い捨て圧力変換器（ＤＰＴ：ｄｉｓｐｏｓａｂｌｅ ｐｒｅｓｓｕｒｅ ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）は受動抵抗ブリッジで典型的にシリコン歪み梁（ストレイン・ビーム）技術で実現されている。このＤＰＴは患者モニタと電気的にインタフェースしており、この患者モニタは多くの異なる製造者、例えばヒューレット・パッカード（Ｈｅｗｌｅｔｔ Ｐａｃｋａｒｄ）／アジレント（Ａｇｉｌｅｎｔ）／フィリップス（Ｐｈｉｌｉｐｓ）、ジェネラル・エレクトリック（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ）／マーケット（Ｍａｒｑｕｅｔｔｅ）、ダテックス−オーメダ（Ｄａｔｅｘ−Ｏｈｍｅｄａ）、データスコープ（Ｄａｔａｓｃｏｐｅ）／福田電子（Ｆｕｋｕｄａ−Ｄｅｎｓｈｉ）、ウェルチ・アリン（Ｗｅｌｃｈ Ａｌｌｙｎ）／プロトコル（Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）、スペース・ラブズ（Ｓｐａｃｅ Ｌａｂｓ）、クリティケア（Ｃｒｉｔｅｃａｒｅ）、クリティコン（Ｃｒｉｔｉｋｏｎ）、およびバレイ・メディカル（Ｖａｌｌｅｙ Ｍｅｄｉｃａｌ）同様にその他から購入できる。患者モニタはＤＰＴのブリッジ回路にエネルギーを与える励起信号を供給し、またＤＰＴから導かれた出力の信号処理を行って、被検者の血圧波形を患者モニタの表示装置上に表示する。

上記の種々のモニタは色々な方法を用いてブリッジにエネルギーを供給し出力信号を復元している。１つの簡単な方法（図１に図示）では、ＤＰＴ１００のブリッジ１０１は直流（ＤＣ）低電圧源１０２で駆動されている。電圧源１０２で生成されるＤＣ電圧の値は１Ｖから１０Ｖの間の任意の値を取ることが可能であるが、典型的には５Ｖである。この電圧値は抵抗器Ｒ１ １０４，Ｒ２ １０６，Ｒ３ １０８，Ｒ４ １１０，Ｒ５ １１２，およびＲ６ １１４が電力を消費する際に発生する自己発熱を最少とする。この電力消費はブリッジ・センサ抵抗器Ｒ３ １０８，Ｒ４ １１０，Ｒ５ １１２，およびＲ６ １１４の温度を変化させ、それらの電気抵抗の値を変化させる。この抵抗の変化はブリッジ１０１の出力に誤差を生じさせ、これは望ましいものではない。通常ＤＰＴの製造者は追加の抵抗器（図示せず）を付加して、その様な温度の影響を補償し、ＤＰＴの出力を特定の値（例えば５μＶ／Ｖ／ｍｍＨｇ）に校正している。それにも係わらず、構成部品の自己発熱を最少とすることは誤差の大きさに限界が有り、それはその様な電気的補償は完全ではないからである。

図１に示すように、ＤＰＴ１００への駆動信号は＋Ｅ１２０と−Ｅ１２２端子間に供給される。抵抗器Ｒ１ １０４およびＲ２ １０６はブリッジ電流を制限し、スパン（ｓｐａｎ）に対する温度補償を与える。伝送器に圧力が加えられた際に、シリコン歪み梁の幾何構造は抵抗器Ｒ３ １０８およびＲ６ １１４の値が減少し、抵抗器Ｒ４ １１０およびＲ５ １１２の値が同一量増加するように構成されている。この変化は典型的に抵抗器の抵抗値の１％程度であり、一般的に「デルタＲ」またはΔＲと呼ばれる。一般的な構造では、抵抗器Ｒ３ １０８，Ｒ４ １１０，Ｒ５ １１２，およびＲ６ １１４は全て同じ公称値、Ｒ_ｂを有する。抵抗器Ｒ１およびＲ２は、通常等しい抵抗となるように選択されており、端末＋Ｓ１３０および−Ｓ１３２間の公称電圧が駆動電圧Ｅ_ｄの二分の一となる。これらの条件に対して、ブリッジ１０１の出力インピーダンスはＲ_ｂとなり、その入力インピーダンスは式１で与えられる。

ＺｉｎおよびＺｏｕｔ（Ｒ_ｂ）の典型的な値はそれぞれ３Ｋオームと３００オームである。これらの定義が与えられると、端末＋Ｓ１３０および−Ｓ１３２間のブリッジ出力電圧が下記のように式２の様に記述出来ることは容易に示せる。

式２は等価バランス・ブリッジ構造２００（図２）を下記の６つの仮定に基づいて解析することにより導出される：（ｉ）抵抗器Ｒ１ ２０２＝Ｒ２ ２０２；（ｉｉ）抵抗器Ｒ３ ２０４，Ｒ４ ２０６，Ｒ５ ２０８，およびＲ６ ２１０の抵抗値は、ブリッジ２００がバランスしている時には全て等しく、Ｒ_ｂに等しい；（ｉｉｉ）ブリッジのバランスが崩れると、抵抗器Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，およびＲ６は全て図３に示されるように等しい量（ｄＲ）だけ変化する；（ｉｖ）端末＋Ｓ２３０および−Ｓ２３２間の負荷は無限大の差動インピーダンスである；（ｖ）＋Ｓと＋Ｅまたは−Ｅ間には負荷が無い；（ｖｉ）−Ｓと＋Ｅ又は−Ｅ間には負荷が無い。

図２のブリッジがバランス状態にあるとき、端子１ ２４０と端子２ ２４２間の抵抗値はＲ_ｂで与えられる（すなわち、２ｘＲｂと２ｘＲｂを並列接続すると有効インピーダンスＲ_ｂが得られる）。図３のバランスが崩れた構造でも、端子１ ３４０と端子２ ３４２間の抵抗値はＲ_ｂで与えられるがそれは、量（Ｒ３＋Ｒ４＋ｄＲ−ｄＲ）＝２Ｒ_ｂ、が（Ｒ５＋Ｒ６＋ｄＲ−ｄＲ）＝２Ｒ_ｂと並列に配置されると有効インピーダンスＲ_ｂを生成するからである。同様に、ブリッジ出力インピーダンスＺｏｕｔ＝Ｒ_ｂである。

図３の不平衡回路は図４に示す等価回路４００で簡略化される。励起源Ｅ_ｄから見た入力インピーダンスは、従って式３で与えられる。

Ｅｂ（すなわち、ブリッジに掛かる等価電圧）と励起電圧Ｅ_ｄとの関係は式４で与えられる。

しかしながら此処で（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒｂ）＝Ｚ_ｉｎである。従ってＥｂは式５に示すように表現できる。

ブリッジは独立して解析可能であり、それはブリッジに掛かる電圧Ｅ_ｂが一定（従ってＲ_ｂが一定）だからである。等価な不平衡回路５００が図５に示されている。ノード＋Ｓ５０２の電圧は式６で与えられる。

同様の表現をノード−Ｓ５０４に対して展開できる（式７）。

差動出力Ｅ（ｓ）は、以下に示すように単にＥ（＋ｓ）−Ｅ（−ｓ）となる。

最終的に、式５の結果を式８に代入して、上記の式２が得られる。

全てのＤＰＴを同様に機能させるために、これらは製造途中に標準感度である５μＶ／Ｖ／ｍｍＨｇに校正される。これは１００ｍｍＨｇの圧力が加えられ、駆動電圧（Ｅ_ｄ）が５Ｖの場合、出力Ｅ_ｓが２．５ｍＶとなることを意味する。これは上記の式２によると、抵抗差（ｄＲ）が１．５オームである必要がある。Ｚｉｎが３ｋオームの場合、その様なＤＰＴのフルスケール圧力仕様は３００ｍｍＨｇであり、これは４．５オームの抵抗差（ｄＲ）を必要とし、７．５ｍＶの出力電圧を発生する。

差分抵抗ｄＲを圧力の関数として示すことが可能である。

此処で、
Ｋ_ｓ＝５μＶ／Ｖ／ｍｍＨｇの倍率（スケーリング・ファクタ）、そしてＰ＝検出圧力、である。

この結果を式２に代入することにより、ブリッジの伝達関数、式１０が得られる。

出力電圧Ｅｓが、入力変数である圧力（Ｐ）と、モニタから供給される駆動電圧（Ｅｄ）両方の関数であることに注意されたい。

５ＶＤＣの駆動条件に対して、出力の信号処理は典型的に、その範囲が非常に制限される；例えば計装用増幅器でブリッジ出力を増幅し、その出力を、カットオフ周波数が対象としている血圧信号の全ての周波数成分よりも高い２極ローパス・フィルタで濾波する。その様なフィルタ・カットオフ周波数の典型的な値は４５Ｈｚである。

使用者がそのモニタに、先に述べたＤＰＴから導かれたもの以外の波形（例えば、本譲受人の製造によるデジタル式非観血型血圧モニタからのもの）を供給して表示したいと所望するとき、ＤＰＴの接続をモニタから外し、新たな信号源が電気的に挿入されなければならない。５Ｖの固定ＤＣ駆動電圧の場合、回路は図６に示される様な新たな（例えばデジタル）信号源を患者モニタにインタフェースするように容易に形作ることができる。

図６に図示されるように、インタフェース回路６００の抵抗器Ｒ１ ６０２は患者モニタが、ＤＰＴを使用する際に通常見られる、３Ｋオームのインピーダンス値（Ｚｉｎ）を検出可能とする。従って、抵抗器Ｒ２ ６０６およびＲ３ ６０８は差動出力インピーダンス（Ｚ_ｏｕｔ）を３００オームに設定する。ノードＳ＋６１０の出力は基準増幅器Ｕ１ ６１６によって＋２．５Ｖにバイアスが掛けられ、増幅器Ｕ２ ６１８およびＵ３ ６２０（並びにこれらに関連する構成部品）は−Ｓ出力を式１１に基づいて設定する。

＋Ｓと−Ｓ間の差動出力は式１２で与えられる。

−６ｍＶの固定オフセット（図６の回路例に対して）は、ほとんどの患者モニタにおいて、出力電圧Ｅｓを入力電圧の関数として残しながら「ゼロ出力とする」または相殺し、１Ｖ入力が１００ｍｍＨｇとなるように倍率（スケール）を設定することが可能である。−６ｍＶをモニタ側でゼロとする代わりのやり方は、ゼロ調整を増幅器Ｕ２ ６１８に追加することである。

図６の回路６００（または他の全ての類似の回路）は、固定＋５Ｖ低電圧励起を有する全てのモニタに対して一般的に動作するが、使用者が現在購入可能な多くの異なる型式の患者モニタを駆動したいとする際に重大な欠点を有する。その様な多くの患者モニタは＋５Ｖ一定の励起を使用せず、むしろバイポーラ正弦波駆動、または２ＫＨｚと５ＫＨｚの間の搬送波としてパルス駆動を使用し、これは圧力信号で変調される。これらのモニタはブリッジ・オフセット効果を低減し、雑音をキャンセルするためにＡＣ駆動を使用する。更に、これらはその信号処理回路の一部として、血圧変調尊号を復元するために同期復調を必要とする。

従って、これらのモニタを非ＤＰＴ装置、例えば先に述べたデジタル式ＮＩＢＰＭで駆動するために、受動変換器ブリッジの電気的形状および動作を模倣するための回路が必要である。このような回路の伝達関数は受動ブリッジのそれと電気的に同一でなければならず、同様に入力および出力インピーダンスも受動ブリッジのものと一致しなければならない。先に説明した５μＶ／Ｖ／ｍｍＨｇの感度係数（または選択されたモニタでの対応する値）もまた維持されなければならない。この回路は、両極性の定電圧駆動、両方向の定電流駆動、および任意の波形、デューティー・サイクル、ＤＣオフセットの１ＫＨｚから１０ＫＨｚの周波数を備えた全てのＡＣ電圧または電流駆動を含む任意の型式の励起源で機能しなければならない。

米国特許第４，７０５，０４７号、１９８７年１１月１０日発行の名称「生理学的測定機器用出力回路」はデジタル式生理学的測定機器用出力回路を開示している。この出力回路は生理学的パラメータを示すデジタル信号に対して、モニタからの励起信号で動作し、そのパラメータの可視表示を生成するためにモニタを駆動する応答信号を提供させるための手段を具備する。励起信号はデジタル／アナログ変換器で倍率調整され、デジタル信号のゼロ・オフセットを修正して、モニタに適用される。ダミー励起信号が、出力回路がアナログ入力を有する読み出し装置を駆動できるように具備されているが、これは励起信号は提供しない。しかしながら、ベイレイ（Ｂａｉｌｅｙ）の発明は励起信号の全ての極性および範囲に良好に適応しているわけではなく、扱いにくいオフセット訂正技術を用いており、これは多くのアプリケーションに対して最適ではない。

米国特許第６，４７１，６４６号、２００２年１０月２９日発行、テーデ（Ｔｈｅｄｅ）に付与、名称「動脈経路エミュレータ」は動脈経路エミュレータを開示しており、これは非観血性血圧モニタを観血性血圧モニタとインタフェースしている。エミュレータは圧力波形信号を非観血性血圧モニタから受け取り、変換器励起電圧を観血性血圧モニタから受け取る。エミュレータは非観血性血圧モニタからの圧力波形を、励起信号の関数として倍率調整されたアナログ信号に変換する。倍率調整されたアナログ圧力信号は観血性血圧モニタの入力として供給され、これはカテーテル方式の血圧変換器から受け取られた信号をエミュレートするように意図されている。しかしながらこのシステムは、デジタル処理（すなわちマイクロ制御装置）と関連するアルゴリズムを使用し、信号分析と倍率調整を実施するが、これは非常に遅いかまたは信号処理を遅らせ、また解決方法のコストと複雑さを増加させる。更に、テーデ（Ｔｈｅｄｅ）が開示するエミュレータは、動作できる入力励起の型式が制限されており、明らかに交流（ａｃ）励起を使用する能力は無い（例えば極性検知回路参照）。

米国特許第５，５６８，８１５号、レイネス（Ｒａｙｎｅｓ）その他に付与、１９９６年１０月２９日発行、名称「変換器センサで使用するための電源内蔵型インタフェース回路」は半導体変換器センサを患者生命信号モニタにインタフェースするためのインタフェース回路を開示している。１つの実施例において、このインタフェース回路は患者モニタで生成された励起電力信号を受け取る電源回路を含み、そこから非安定化および安定化供給電圧を導きだし、これをインタフェース回路上の電気部品で使用する。また電力供給回路で、半導体変換器用の適切なセンサ励起信号が生成される。別の実施例において、このインタフェース回路は更に変換器センサで生成されたセンサ出力信号を受け取るための受け入れ回路を含む。次に倍率調整回路はその信号を、センサで検出された生理学的条件に比例するパラメータ信号に倍率調整し、これはまた患者モニタで生成された励起電力信号にも比例する。しかしながら、レイネス（Ｒａｙｎｅｓ）の発明は１つの励起センサでのみ有用であり、これは重大な制約である。

以上に基づき、必要とされていることはモニタ機器を具備した時間変化波形（例えば、生きている検体の心臓収縮期、拡張期そして／または平均血圧波形）を発生する、検出装置とインタフェースするための改善された装置並びに方法である。その様な装置並びに方法は理想的に、（ｉ）広範な異なるモニタおよび表示装置の構成に、容易に適合し、（ｉｉ）広い動的範囲を有し、（ｉｉｉ）二値デジタル入力で動作可能であり（対して、最初にアナログに変換する必要があり）、（ｉｖ）所望の感度係数を維持し、（ｖ）両極性の低電圧駆動を含む、任意の型式の励起源で機能し、（ｖｉ）両極性の定電流駆動で機能し、（ｖｉｉ）任意の波形、デューティー・サイクル、およびＤＣオフセットの任意のＡＣ電圧または電流で機能するものである。更に、その様な回路はオプションとして、モニタから電気的に絶縁され、安定でかつそのシミュレーション範囲内を通して最少誤差またはドリフトを有し、モニタ装置がそこに電気的に接続された際に検知する機能を提供することを含む。

（発明の概要）
本発明は先に述べた要求を、異なるハードウェア環境の間で、生体被検体から得られた血圧波形を含む、時間変化信号をインタフェースするための改善された装置並びに方法により満足している。

本発明の第１の特徴として、２つのハードウェア環境の間で、時間変化信号をインタフェースするために有用な装置が開示されている。１つの実施例において、その装置は１つまたは複数の受動ブリッジ圧力変換器を正確にシミュレートするように適合されている。このインタフェース装置は圧力変換器が生成することの可能な、直流（すなわち０Ｈｚ）から数百ヘルツまでの周波数範囲を有する波形を含む、任意の信号をシミュレートするように構築されている。この装置の１つの改良型では、１つの回路が使い捨て受動ブリッジ圧力変換器（ＤＰＴ）で生成されるであろう、１つまたは複数の血圧波形をシミュレートするように適合されている。この回路は、関連する血圧検出および処理装置（例えば、圧力方式圧力測定システム、または圧力／ドップラー方式超音波システムの組み合わせ、およびそれに付随する信号処理）からのデジタル入力を受け取るデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を含み、この信号は次にＤＰＴブリッジ装置のそれを複製する線形伝達関数を用いて信号処理される。この回路は患者モニタから基準値として励起信号を使用し、好適にアナログ信号合成は必要としない；従って、電圧基準値に対する依存性またはその中に固有の誤差も存在しない。この回路は更にその性質上「一般的（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ）」であって、任意の異なる構成のモニタ装置とも本質的にインタフェースするように適合されていて、ＤＰＴ用のモニタ装置で使用される励起の型式、または適用されている出力信号処理の型式には無関係である。この回路はまた、調整可能倍率係数をも含み、その様な係数は２つの抵抗値の比率を調整することに基づいていて、本来的にドリフトが非常に小さく、これによって精度を高めている。

本発明の第２の特徴として、第２の装置を用いて第１の装置からの時間変化出力信号をシミュレートするための方法が開示されている。この方法は一般的に第２の装置を用意し；第２の装置に励起信号を供給し；第２の装置を用いて時間変化波形のデジタル表示を生成し；第１の装置のそれとほぼ類似の伝達関数を、そのデジタル表示に適用し；デジタル表示および伝達関数の少なくとも一部に基づいて、第１の装置で生成されたものとほぼ類似の出力信号を生成する、ことを含む。１つの実施例において、第１の装置は受動ブリッジ構成要素を含み、時間変化波形は生体被検体から得られた血圧波形を含み、第２の装置は非観血型血圧モニタ（ＮＩＢＰＭ：ｎｏｎ−ｉｎｖａｓｉｖｅ ｂｌｏｏｄ ｐｒｅｓｓｕｒｅ ｍｏｎｉｔｏｒ）を含む。このＮＩＢＰＭは、典型的に従来技術による受動ブリッジＤＰＴ装置と共に使用される、従来型モニタ装置に接続され、ＮＩＢＰＭが存在することは特定インピーダンス（または、これに代わってモニタの予め定められた端末における電圧）が存在することを通して、検出される。この方法は更にＮＩＢＰＭに供給された励起信号をバッファリングし、ＤＡＣをフィードバック・ループ構成の中に配置することを含み、これによってその内部電流は予め定められたパラメータ（例えば、ＤＡＣ段数，Ｎ）の関数となる。

本発明の第３の特徴では、モニタ装置（例えば患者モニタ）が、その検出装置（例えば、ドップラー方式血圧センサ）から切断された際に検出するための、改善された切断回路が開示されている。この切断回路はモニタが存在することを、そのモニタに関連する信号、例えばそのモニタで通常使用される受動ブリッジを励起するためにモニタが使用する駆動信号、を検出することにより検出している。この信号を直接評価する代わりに、本発明の切断回路はその信号のバッファに蓄えられたものを評価している。１つの実施例において、この切断回路は検知装置の中で物理的に開示されている。ウィンドウ比較器伝達関数が検出のために使用されている；従って、駆動信号波形のある部分が予め定められた信号強度を超えている間は、ウィンドウ比較器の出力は予め定められた状態に保持される。この方法は任意の形状またはデューティー・サイクルの任意の信号が、この回路で検出されることを保証している。比較的長い時定数が使用されていて、ゼロ点交差波形またはその他の瞬時電圧低下による所望するものではなかったりまたは誤った警報が生じることを回避している。

本発明の第４の特徴では、生体被検体の血圧を測定するための非観血型の改善された装置が開示されている。この実施例において、その装置は（ｉ）その被検者に関連する血流力学属性、例えば血液動的エネルギーまたは速度を測定し、そこから動脈血圧を決定し、それに関連する少なくとも１つの二値デジタル信号を展開するように適合された超音波ドップラー方式システムと；（ｉｉ）先に説明したインタフェース回路とを含む。血流力学パラメータ測定システムは超音波変換器と圧力変換器とに動作的に結合された信号処理装置と、その１つまたは複数の変換器に供給されたアプラネーション圧力を制御するように適合された圧平装置（ａｐｐｌａｎａｔｉｏｎ ｄｅｖｉｃｅ）とを含む。信号処理装置（および関連するアルゴリズム）は校正機能を生成し、測定データおよび描出された校正機能に基づいて血圧を決定する。血圧測定データはインタフェース回路に供給され、これはその信号を調整してモニタとのデータ通信が出来るようにする。このインタフェース回路は文字通り全ての型式のモニタ装置（製造者に関係なく）とデータ通信するように適合されており、従ってこの装置は被検体からの血圧を、利用可能なモニタ機器には関係なく非観血的に測定するために好適に使用出来る。第２の実施例において、超音波システムは被検体の血管に関連する種々のパラメータを測定し、少なくとも収集されたデータに対する時間周波数分布を計算することで血圧を決定する。更に別の実施例において、この装置は無線（例えば、ラジオ周波数）データ・リンクと、被検体の血圧のデジタル・データ表示が、患者モニタの近くに配置されているインタフェース回路に送信されるように構築されており、これにより電気コードを不要としている。

本発明の第５の特徴では、生体被検体の血圧を監視するための改善された装置が開示されている。この装置は一般的に、非観血型血圧監視（ＮＩＢＰＭ）装置を含み、これは先に説明したシミュレーション回路を経由して監視システムに結合されていて、後者は与えられた被検体に関連する血圧波形データ（またはその他の関連するデータ）を、監視しまたオプションとして分析、表示および記録するように適合されている。１つの実施例において、ＮＩＢＰＭ装置は被検体に関連する血流力学属性、例えば血液動的エネルギーまたは速度、を測定し、そこから動脈血圧を決定し、それに関連する少なくとも１つの二値デジタル信号を展開するように適合された超音波ドップラー方式システムを含む。此処で先に説明したインタフェース回路が、ＮＩＢＰＭとモニタとの間のハードウェア・インタフェースを提供するために使用されている。モニタはアナログ信号をＮＩＢＰＭから、インタフェース回路経由で受け取り、そのデータをモニタの処理機能の中で分析し、結果として血圧の測定値を導く（および表示する）。

本発明の第６の特徴では、先に説明した装置および方法を用いて、被検体に処置を提供するための改善された方法が開示されている。この方法は一般的に：被検体から検知装置（センシング・デバイス）を用いてデータを獲得し；獲得したデータの少なくとも１部に基づいて第１信号を生成し；第１信号を調整回路を用いて調整して第２信号を生成し；第２信号をモニタ装置に提供し、後者は所望のパラメータの表示を生成し、そのパラメータ表示に基づいて被検体の処置を提供する。１つの実施例において、被検体から得られたデータは、人間の橈骨動脈から得られた動脈血流力学的データ（例えば、圧力、速度、動的エネルギー）を含み、検知装置は関連するインタフェース回路を具備した、先に説明した超音波ＮＩＢＰＭシステムを含む。ＮＩＢＰＭシステムで生成された動脈血圧のデジタル表示は、インタフェース回路に入力され、これは任意の監視システムで「一般的」に使用するための信号に調整される。選択された監視システムは調整された血圧信号を取り込み、波形またはその他の表示（例えば、平均、心臓収縮期、心臓拡張期圧力のデジタル値）を表示し、治療提供者の使用に託す。次に治療提供者は、その表示された情報に基づいて処置のコース（例えば、管理調剤、または追加監視）を指示する。

次に添付図を参照するが、全体を通して同様の部品には同様の番号が振られている。

本発明は人間被検者の橈骨動脈（すなわち手首）を介して循環システムの血流力学パラメータを評価するための方法並びに装置を第１として此処では記述しているが、本発明はまた人体の他の部位でのその様なパラメータの監視にも実施可能であるしまたは適合されるであろう、また同様に他の温血種でのこれらのパラメータ監視にも適応可能である。更に、広い意味で、本発明は医療分野の外にも容易に適用可能であり、例えば流体システムでの圧力監視装置が挙げられ、此処では検知装置と関連する監視装置との間の汎用機能または相互接続性を有することが望ましい。これは時間変化信号（例えば、２００Ｈｚ未満）を処理する任意の型式のブリッジ型変換器モニタ用の、信号処理回路を駆動するために使用できる。その様な全てのアプリケーション、適応および代替実施例は、添付の特許請求の範囲に落ちるものと考えている。

此処で使用されているように、用語「非観血型血圧モニタ」または「ＮＩＢＰＭ」は生体被検体の血管内の血圧を、使用する方法には関係なく、部分的にまたは完全に非観血的方法で測定または推定するように適合された任意の装置を言う。

次に図７を参照すると、従来技術例の受動ブリッジ装置の、ブリッジの駆動入力へ供給された正弦波励起への応答が分析されている。ブリッジ７００内で完全に整合が取れていると仮定すると、出力＋Ｓ７０２および−Ｓ７０４もまた、励起電圧と同位相の正弦波であり、ただし駆動電圧の半分の強度である。ブリッジ７００が供給された圧力（例えば１００ｍｍＨｇ）を検知すると、この抵抗値はデルタＲに等しい量だけ変化し、＋Ｓ７０２および−Ｓ７０４における出力正弦波強度はそれぞれ１．２５ｍＶづつ、異なる方向に変化する。図７に例として示すブリッジ７００の差動出力は、駆動信号と同位相の、強度２．５ｍＶの正弦波である。この差動信号の強度はこの装置に供給された血圧波形に従い、これはかなり低い周波数で変化する。特に、血圧信号の周期は１．７秒（３５拍／分）から０．２５秒（２４０拍／分）の範囲である。血圧波形は出力信号を駆動励起正弦波と同期復調することにより得られる。

受動ブリッジの伝達関数、

を思い出すことにより、受動ブリッジを模擬または「シミュレーション」するために使用される全てのインタフェース回路の出力が、圧力信号Ｐと駆動励起源Ｅ_ｄの関数、両方の関数であることが分かる。更に、この伝達関数はインタフェース回路を受動ブリッジと同じように機能させるために、複数の変数間で掛け算を行わなければならないことを示している。Ｅ_ｄは二極性なので、少なくとも２象限掛け算が必要である。

インタフェース回路はＤＣ駆動、およびＡＣ駆動の両方で動作する必要があるため、良好なＤＣ安定性が要求される。インタフェース回路はあたかも変換器に見えるように倍率調整されるため、その出力は５ＶＤＣ駆動時に２５μＶ／ｍｍＨｇである。ドリフト誤差が１０℃から４０℃の動作温度範囲に渡って１ｍｍＨｇ以下でなければならない場合、そのドリフトは０．８３３μＶ／℃未満でなければならない。更に、ＤＰＴのＤＣオフセットは仕様上１．８７５ｍＶ（７５ｍｍＨｇ）しか許容されないので、インタフェース回路はその要求を満たすものでなければならない。

次に図８を参照すると、先に述べた要求に合致する本発明の改善されたインタフェース回路８００の第１の実施例が開示されている。図８に示されるように回路８００は一般的に、非観血式血圧測定システム（例えば、本出願人の製造による）と、受動ブリッジ変換器または同様の検知装置（図示せず）に適合した、他の異なる団体の製造による従来技術による監視装置との間のインタフェースとして動作する。特に、ジャックまたは接続器Ｊ１ ８０２はモニタ８０６に接続し、これは駆動励起電圧Ｅｄをピン１（＋Ｅ）８０８に供給する。抵抗器Ｒ１ ８１０およびＲ４ ８１２は入力インピーダンスを与え、本実施例では名目上３Ｋオームに選択されている。先に説明した受動ブリッジ装置と動作する間、モニタ８０６はその様なインピーダンスを見て、その受動ブリッジ変換器が電気的に接続されている否かを判断する。これに代わって、モニタは受動ブリッジ変換器の存在を、＋Ｓ８１４または−Ｓ８１６の信号を見て検出する場合もある。

図８の実施例において、抵抗器Ｒ１とＲ４は２：１分圧器を形成し、Ｅ_ｄ／２の信号を２つの演算増幅器Ｕ１Ｂ８１７およびＵ２Ａ８１８の入力に供給する。演算増幅器８１７，８１８は各々テキサス・インスツルメント社で製造されたモデル番号ＯＰＡ２２７７集積回路（ＩＣ）を含むが、他の型式の集積されたものまたはそれ以外の形式も使用可能である。その様な演算増幅器の構造も動作も電子技術分野では良く知られているので、此処ではこれ以上説明しない。両演算増幅器は電圧フォロワーとして構築されており（此処での説明のために、抵抗器Ｒ５ ８２０には電流は流れないと仮定する）、その出力信号の電圧もまた関係Ｅｄ／２で表される。抵抗器Ｒ２ ８２２およびＲ３ ８２４は、増幅器の出力信号を、変換器出力接続器Ｊ１ ８０２の＋Ｓ８１４および−Ｓ８１６端子に結合し、３００オームの差動出力インピーダンスをモニタに与えているが、他の抵抗値に置き換えることが可能なことは理解されよう。先に述べたＯＰＡ２２７７増幅器は非常に低オフセット（例えば、２５μＶ）で低ドリフト（例えば、０．１μＶ／℃）の素子であり、従ってその出力オフセットは最悪の場合でも５０μＶ（これはほぼ２ｍｍＨｇに相当する）である。この段での総ドリフトは１０℃から４０℃の温度範囲で３μＶ程度である。

図８の実施例に示されるように、励起電圧Ｅ_ｄは当業分野で良く知られている型式の単一利得増幅器Ｕ１Ａ８２６でバッファリングされ、１２ビット、バイポーラ型、掛け算方式デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）Ｕ３ ８３０に供給される。本実施例は１２ビットＤＡＣを使用しているが、他のビット解像度（例えば８ビット、１０ビット、１４ビットまたは１６ビット）と、動作特性（例えば「フラッシュ」ＤＡＣ）を有するＤＡＣも利用可能であることは理解されよう。また本実施例では、ＤＡＣはバイポーラ型掛け算機能もサポートしていることに注意されたい。ＤＡＣ８３０のデジタル入力８３２、８３４，８３６は本実施例の血圧波形信号を搬送する。他の機能の中でも、ＤＡＣ８３０はブリッジ伝達関数で説明した、必要な掛け算機能、すなわち式１３のそれを実行する。

ＤＡＣ８３０はフィードバック・ループ８４０内に、演算増幅器Ｕ２Ｂ８４２およびＵ４ ８４４と共に接続されて、バイポーラ式プログラム可能、フローティング電流源を形成する。動作に際して、ＤＡＣ８３０の基準入力８４８部の電圧が初期電流を流さしめ、その大きさはＤＡＣ段数、Ｎの関数である。この電流は、ＤＡＣ８３０のピン「２」８５０に接続された内部フィードバック抵抗器（本実施例では１０Ｋオーム）を通って流れる。ＤＡＣ加算接合部（図示せず）は増幅器Ｕ２Ｂ８４２のフィードバック動作により０ボルトに維持されている。ＤＡＣ８３０のピン「２」における出力電圧は式１４で与えられる。

この信号は計装用増幅器Ｕ４ ８４４から供給され、これは本実施例では利得が１（単一）で構成されている。その接続のおかげで、抵抗器Ｒ６ ８５４に掛かる電圧は次のようになる。

増幅器Ｕ２Ｂ８４２はその出力電圧を上記の式１５を満たすように調整する。抵抗器Ｒ６ ８５４のもう一方の端の電圧はＥ_ｄ／２に等しい。従って、増幅器Ｕ２Ｂ８４２の出力部の電圧は次のようになる。

Ｒ６ ８５４およびＲ５ ８２０を通って流れる出力電流は、Ｕ２Ａ８１８の出力部の信号に加算される。分析を通して、Ｒ６ ８５４を通って流れる電流が下記の関係で与えられることが分かる。

此処でＮは、シリアル／パラレルインタフェース（ＳＰＩ）（ピン「５」、「６」および「７」）８３２，８３４，８３６を介してＤＡＣ８３０の中にプログラムされる計数値である。図示された実施例では、Ｎは０から４０９５の間の任意の値にセットすることが出来る。従って、Ｅ_ｄが５．０ＶでＮ＝３０００回の場合、電流Ｉは式１７から４４．３８８μＶである。駆動電圧Ｅ_ｄがその極性を反転させるので、電流Ｉはその向きを反転させ、＋Ｓ８１４でのその出力信号は位相を反転させる。

電流ＩはＲ５ ８２０に掛かる電圧を展開し、その値は以下の式で与えられる。

これはＵ２Ａ８１８の出力を次式に等しくする。

−Ｓ８１６の電圧もまた、Ｅ_ｄ／２であるから、差動出力は、

となり、此処で

である。

圧力Ｐが量Ｎ／４０９６に代入されると、式２０は先に此処で説明した受動ブリッジの伝達関数と同じ形式となる。

Ｒ５ ８２０とＲ６ ８５４の比率はこの回路の感度値と、圧力伝達関数の倍率とを設定する。例えば、５μＶ／Ｖ／ｍｍＨｇに対して、Ｋｓ＝０．００２０４８である。また本実施例において、定数はＮの値が０．１ｍｍＨｇ／計数となるように構成されていることに注意されたい。従ってＮ＝３０００だと３０００ｘ０．１＝３００ｍｍＨｇとなる。

加えて、本実現例では、抵抗器Ｒ１ ８１０およびＲ４ ８１２は低温度係数（２５ｐｐｍ／℃）で選択されていて、０．１％に合わされている。抵抗器Ｒ５ ８２０およびＲ６ ８５４もまた低温度係数型（１０ｐｐｍ／℃）であって、０．０５％以上の精度を有する。理想的には、抵抗器（Ｒ５およびＲ６）は共通の温度環境内のカスタム・ネットワークであって、温度差傾斜を最少とすべきである。示されているＲ５ ８２０とＲ６ ８５４の値に関して、出力信号の公称精度は好適に３００ｍｍＨｇで０．０２％以内である。

図８の実施例の回路８００のひとつの優位点は、この回路が血圧（ＢＰ）入力信号のデジタル表示を、ＢＰ信号のアナログ表示を要求するのではなく、利用出来ることである。この機能は、アナログ合成に関連する、精度、ドリフト、および非線形性などに有害な影響を回避できる点から見て重要であり、これは入力に先だって行われるデジタルとアナログ領域での変換が不要だからである。

回路８００はまた、この回路が接続されているモニタから供給される駆動信号Ｅ_ｄに関して、好適に比率（レシオ）メトリックである。特に、Ｅｄ内の全ての変化が適当な比率で出力＋Ｓおよび−Ｓに反映される。また、回路の出力倍率調整も調整可能であり、伝達関数は式２０で記述されるように本質的に線形であり、此処でＫｓはＲ５とＲ６の比になる。更に別の特長は、（デジタル）ＢＰ信号のデジタル処理をその信号をＤＡＣ８３０に入力する前に容易に行えることであって、全てのＢＰ信号の異形分（ａｎｏｍａｌｉｅｓ）そして／または人為的なものを、当業分野で良く知られている型式の信号処理技術を通して簡便に除去できる。

血圧は動的（すなわち、時間変化）信号であるので、ＢＰ値が変化する度に、ＢＰ値の新たなデジタル表示をＤＡＣ８３０に出力する必要がある。本特許出願人はアプリケーション事例から、１心拍周期当たり１０００個の値を供給すれば十分な解像度が得られることを承知しているが、他の値（多いかまたは少ないか）も本発明と矛盾無く使用できる。その様なアプリケーションでは、Ｎの各々の値はほぼ３μ秒毎にロードされ、従ってＤＡＣ８３０の更新は完全に３ｍ秒（すなわち、１０００個の値ｘ３Ｅ−０６秒／値）以内に実行できる。これに比較して、もっとも早い心拍周期は大ざっぱに２５０ｍ秒である。実際上、１心拍周期当たり４０点ほど有れば、典型的な血圧波形の形跡を定義するのに十分で有ることを示せる。これは毎分２４０拍の心拍周期に適合するために、ＤＡＣに対して最低１６０Ｈｚのサンプリング速度を認める。

校正を目的として、ＤＡＣ８３０はＮ＝０に設定することが可能であり、付属されている監視装置をゼロ調整する（例えば、その前面パネルの変換器ゼロ制御により）。先の例に関連して、ＤＡＣ８３０をＮ＝１０００に設定することが可能であり、これは１００ｍｍＨｇと相関がある。この手法は一定出力を容易にモニタ上に表示させ、更にスパン校正チェックも提供する。仮に何らかの理由でモニタが１００ｍｍＨｇ校正値から外れた読みを表示する場合、その値は例えば誤差項を、その回路が関連している非観血式血圧モニタ（ＮＩＢＰＭ）経由で挿入することにより、容易に補償できる。１つの実施例において誤差項は、本出願人の製造によるＮＩＢＰＭ装置に関連したキーパッド入力装置を等して入力されるが、他の方法（ソフトウェアまたはそれ以外）も同様に使用できる。

本発明の別の実施例のインタフェース回路９００（図９）において、ＤＡＣ９３０へのデジタル・プログラミング・ライン９３２，９３４，９３６は、光絶縁モジュール９５５を経由して光学的に絶縁されており、電子技術分野では良く知られている型式の絶縁型電源９５７を用いて回路９００に電力を供給している。この方法は好適にインタフェース回路の完全なフローティング絶縁を提供し、全ての地絡の可能性を取り除き、患者そして／または操作者の安全等を保証している。

本発明のインタフェース回路の先の実施例（図８および図９）は、個別電子部品（すなわち、演算増幅器、抵抗器、キャパシタなど）の観点から、プリント回路基板上に配置されたものであるが、回路、さらにはそれに関連する付属の構成部品を、１つまたはいくつかの集積回路（ＩＣ）素子の中に、通常の技量を有する当業者には良く知られている半導体設計合成および製造技術を用いて組み込むことができるとは理解されよう。その様な集積回路は、必要で有れば検知装置（例えばＮＩＢＰＭ）の電子部品を含むことも可能である。例えば、信号処理装置、ＡＤＣ、およびインタフェース回路８００は全て、単一シリコン・ダイの上に、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）として組み込むことが出来る。その他の構成（複数の集積回路素子の使用を含む）もまた検討可能であり、そのような変形および代替実施例は添付の特許請求の範囲内に含まれる。

（切断回路）
次に図１０を参照すると、本発明のモニタ切断（ディスコネクト）回路１０００の１つの実施例が開示されている。この回路１０００は電気的に接続された患者監視装置が存在することを、通常接続されている受動ブリッジを励起するためにモニタが使用する駆動信号を検出することにより、検出している。この信号を直接検出するのではなく、回路１０００はその信号のバッファリングされた値（図８のＵ１Ａ８２６のピン１）、図１０のＥ_ｄｂｕｆ１０１０と名付けられたものを監視する。

次に切断回路１０００の構成と動作を説明する。図１０に図示されているように、駆動信号Ｅｄは比較器Ｕ８Ａ１０１２とＵ８Ｂ１０１４に供給される。この比較器の閾値は抵抗器Ｒ２１ １０１６，Ｒ２５ １０１８およびＲ２７ １０２０によって、予め定められた値、図示された実施例では＋／−１Ｖに設定されている。Ｕ８Ａ１０１２とＵ８Ｂ１０１４出力部のワイヤード「ＯＲ」接続１０２２は、ウィンドウ比較器構造１０２４と、図１０ａに図示される伝達関数とを形成する。従って、駆動信号波形のある部分が、予め定められた値（例えば｜１Ｖ｜）の大きさを超えると、ウインドウ比較器１０２４の出力は低となる。この構造は、ＤＣまたはＡＣいずれか、任意の形状またはデューティー・サイクルによらず、全ての信号が比較器１０１２，１０１４および出力接続１０２２で形成されたウィンドウ比較器で検出出来ることを保証する。ウィンドウ比較器構造の低出力インピーダンスにより、キャパシタＣ１１ １０２６は抵抗器Ｒ２４ １０２８を通して放電する。Ｃ１１ １０２６に掛かる電圧が比較器Ｕ９Ａ１０３０（例えば＋１Ｖ）の閾値未満である限り、比較器Ｕ９Ａ１０３０の出力は低である。駆動信号Ｅ_ｄがモニタを電気的に切断したために失われると、ウィンドウ比較器構成１０２４の出力は高インピーダンス状態となり、Ｃ１１ １０２６は選択された電圧（例えば＋５Ｖ）まで、抵抗器Ｒ２２ １０３４を通して充電を開始する。Ｃ１１ １０２６に掛かる電圧が予め定められた値（例えば＋１Ｖ）を超えると、比較器Ｕ９ １０３０出力は高となり、モニタが電気的に切断されたことを示す。この検出の時定数（τ）は、Ｒ２２ １０３４とＣ１１ １０２６とで設定され、これは図示された実施例の中に示された値では、ほぼ１００ｍ秒である。図示された実施例の中で比較的長い時定数を使用しているのは、信号の瞬時的な損失、例えば正弦波駆動信号の周期的なゼロ点交差、が回路１０００で検出されないようにするためである。先に述べた１００ｍ秒の時定数に対して、駆動信号周波数は好適に約１００Ｈｚまで落とすことが可能である。しかしながら実際には、回路で受け取られる駆動信号周波数はもっと高い値、典型的には２から５ＫＨｚ程度に留まる。

比較器Ｕ９Ａ １０３０からの出力は論理レベル相当の信号を含み、これは５Ｖ １０４２電源供給で動作する任意の処理装置の入力／出力（Ｉ／Ｏ）ポートで読み取り可能であることに注意されたい。Ｕ９Ａ １０３０はオープン・コレクタ比較器であるので、Ｒ２３ １０３８は任意の供給電圧、例えば１．５Ｖ，１．８Ｖまたは３．３Ｖに戻して、最新のマイクロプロセッサまたはその他の部品の広範なレンジと互換性を持たせることができる。

（自己テスト機能を具備したインタフェース（および切断）回路の代替実施例）
次に図１１を参照すると、本発明のインタフェース回路（切断回路を具備）の更に別の実施例が記述されている。図１１の実施例において、回路１１００は図８および１０そして図９の実施例に比較して種々の面で強化された機能を提供するように適合されており、そこには自己テスト機能を含み、これを以下に更に詳細に説明する。図１１の回路１１００はまた、しかしながら非常に複雑であり、従って強化された機能が必要であるかそして／またはコストの増加が重大な問題とはならないアプリケーションに対して最適である。

図１１に示されるように、インタフェース回路１１００の種々のアナログ回路用の供給電圧は＋／−７．５に設定され、回路１１００の電力要求を減らし、熱発生を押さえるようにして、信頼性を向上させるようにしている。加えて、増幅器Ｕ１１Ｂ １１２６は、図８および１０の構成と比較されるように、Ｒ１９ １１１０およびＲ１７ １１１２で形成された分圧器の後で、駆動電圧Ｅｄ１１０８（＋Ｅ）をバッファリングする。Ｕ１１Ｂ１１２６の出力はまた、ＤＡＣ Ｕ６ １１３０の基準入力１１４８、および比較器Ｕ１Ａ１１７０，Ｕ１Ｂ１１７２をスイッチＳｉＢ１１７４経由で駆動するように構成されている。電圧Ｅｄ／２ １１６２もまた、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）で測定用に利用可能である。更に、この構成のために生じる倍率係数誤差を補償するために、抵抗器Ｒ７ １１２０とＲ８ １１５４の値が、２４４．１：１に変更されている。これらの修正変更により、回路の倍率係数が１０計数／ｍｍＨｇに保たれる。

加えて、回路１１００のウィンドウ比較器Ｕ１Ａ１１７０とＵ１Ｂ１１７２の基準電圧が＋／−１Ｖから＋／−０．５Ｖに変更されている。これは分圧器の抵抗器；Ｒ３ １１７６，Ｒ４ １１７８，およびＲ５ １１８０の値を変更することにより実現されている。

図１１に示されるように、モニタ検出器回路用の出力比較器はシュミット・トリガ論理ゲート、ＮＣ７ＷＺ１４ １１８１を用いている。その出力は３．３Ｖまたは５Ｖ論理素子から導くことが出来るが、異なる駆動電圧で同様の機能を提供するように適合された他の装置で置き換え可能なことも理解されよう。組閣器１１８１の出力はマイクロプロセッサ（または他の同等の処理装置）で直接読まれる。

図１１の回路１１００はまた、チョークＴ１ １１６５経由の無線周波数インタフェース（ＲＦＩ）保護、キャパシタＣ１７ １１６６，Ｃ２２ １１６７，Ｃ２４ １１６８およびＣ２８ １１６９をも含む。患者モニタ接続器出力１１０２の静電気放電（ＥＳＤ）防止もまた、過電圧クランプＵ９ １１８４経由で具備されている。この保護の結果、患者モニタ駆動電圧（＋Ｅ）１１０８の範囲が＋／−７．５Ｖまたは１５Ｖｐ−ｐに制限される。

先に参照したように、図１１の回路１１００はまた自己テスト副回路１１７７を含み、これは患者モニタ８０６への出力信号が正しいことを補償する、独立した手段を提供する。この回路１１７７を次に詳細に説明する。

患者モニタ８０６への出力信号が正しく機能していることを補償する、独立した手段を有するために、患者モニタ（ＰＭ）８０６からの未知の外部駆動電圧が切断され、代わりに既知の基準信号１１８５が使用される。図示された実施例において、既知の基準値が精密電圧基準装置（図示せず）で生成され、これは＋２．５００ＶをＳ１Ａ１１８６に供給する。Ｓ１Ａ１１８６およびＳ１Ｂ１１７４は効果的に単極双投スイッチを形成し、これは制御ラインＴＭＡＩ１１８７の状態によって制御される。正常動作時にはＳ１Ａがオフで、Ｓ１Ｂがオンである。ＰＭ回路の機能チェックを行いたい場合、ＴＭＡＩ１１８７が真値となり、Ｓ１Ａ１１８６がオンとなり、Ｓ１Ｂ１１７４がオフに切り替わる。これは外部ＰＭ駆動信号を切断し、既知の＋２．５Ｖ基準値をＤＡＣ Ｕ６ １１４８，Ｕ７Ａ１１１７，Ｕ７Ｂ１１１８，Ｉ１Ａ１１７０およびＵ１Ｂ１１７２に接続する。モニタ出力１１８２はこの条件では高となるべきであり、マイクロプロセッサで検証可能である。これはこの回路のＰＭ接続検出能力をチェックする。回路に対して、＋２．５Ｖ基準値は外部ＰＭからの＋５．０００Ｖ駆動信号と同じ振る舞いをする。この２．５Ｖ基準値１１８５は第２Ａ／Ｄ変換器（図示せず）により、バッファＵ１１Ａ１１８８の出力を経由してＲＥＦＭＯＮ１１８９で読み取ることができる。これは、好適に基準値の独立したチェックを提供する。

回路１１００のゼロ・オフセット状態を検証するために、ＤＡＣ１１３０が計数値００００にセットされる。この条件の下で、これは０ｍｍＨｇ信号をシミュレーションし、Ｕ７Ａ１１１７およびＵ７Ｂ１１１８の出力は公称＋２．５００ボルトである。理想的にこれらの差はゼロのはずであるが、図示された実施例では両方の増幅器は最大２５μＶの有限オフセットを有する。従って差動出力は最大５０μＶとなり、これは５Ｖ駆動での２ｍｍＨｇと等価である。この出力信号を測定するためにＵ１０ １１９０がＵ７Ａ１１１７とＵ７Ｂ１１１８の間に抵抗器Ｒ１３ １１２２およびＲ６ １１２４を通して接続されている。Ｕ１０の利得は、Ｒ１６ １１９１およびＲ１５ １１９２を介して４００に設定されている。従って出力信号ＴＬＦＤＢＫ１１９３は１０ｍＶ／ｍｍＨｇの倍率係数を有する。ゼロ状態では、ＴＬＦＤＢＫ１１９３は＋／−２０ｍＶの範囲である。Ｕ１０ １１９０の入力部のＲ１４ １１９４，Ｃ２３ １１９５，Ｒ１２ １１９６，およびＣ１８ １１９７のネットワークは、図示するように構成された際に、公称カットオフ周波数１．６ＫＨｚを具備した単極低域濾波フィルタを形成する。このフィルタは高周波信号がＵ１０ １１９０に入り、その出力に影響を与えることを防止している。Ｕ１０ １１９０自体は最大５０μＶのオフセットを有する。このオフセットはまた、これが＋／−２ｍｍＨｇを表すので補償されなければならない。スイッチＳ１Ｃ１１９８はこの目的で使用される。スイッチＳ１Ｃ１１９８はＵ７Ａ１１１７とＵ７Ｂ１１１８の間に抵抗器Ｒ１３ １１２２とＲ６ １１２４を通して配置されている。スイッチＳ１Ｃ１１９８がオンとなると、ＺＭＡＩ１１９９が真値（論理０）となる。これはＵ７Ａ１１１７とＵ７Ｂ１１１８差動オフセット誤差を短絡して取り除き、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）がＵ１０ １１９０のオフセット誤差をＴＬＦＤＢＫ１１９３で測定できるようにする。次にスイッチＳ１Ｃ１１９８が開放され、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）が再びＵ１０ １１９０の出力をＴＬＦＤＢＫ１１９３で測定する。この値が、ＰＭに提供される真の「０」信号を表し、全ての非ゼロ出力が参照される基本値となる。

本実施例の様に差動測定を行うことで、Ａ／Ｄ測定チャンネル内の全てのオフセット誤差が好適に相殺される。いずれかの測定が予め定められた範囲外に落ちるとき、故障条件が存在し、警報が発せられる（例えば、可視または可聴など）か、またはその他の条件が可能化される（追跡ファイルへのデータの書き込み）。外部ＰＭは、＋／−２ｍｍＨｇの小さな差動出力を相殺するために０とされなければならないことに注意されたい。これはＴＭＡＩ１１８７が０、ＺＭＡＩ１１９９＝１，そしてＤＡＣ１１３０計数＝００００の時に行われる。

回路１１００の利得精度を検証するために、ＤＡＣ１１３０の計数値が１０００に設定される。これは結果としてＰＭへの出力信号が、予め定められた値（例えば１００ｍｍＨｇ）を表わさなければならない。Ｕ１０ １１９０が１０ｍＶ／ｍｍＨｇで倍率調整されているので、その出力信号ＴＬＦＤＢＫ１１９３は、先に確立した０基準値の１．０００Ｖ上でなければならない。測定値が予め定められた範囲外に落ちる場合、故障条件が存在し、警報（またはその他の条件）が発せられる。ゼロオフセットとＰＭ回路の利得の両方が良好であると検証されると、回路はその正常状態にリセットされる：ＴＭＡＩ１１８７＝０，そしてＺＭＡＩ１１９９＝１。

自己テスト副回路１１７７の別の好適な特徴は、外部ＰＭが定電圧ＤＣ駆動信号を使用している場合、通常運転中にモニタ接続インタフェース回路１１００の適切な動作を評価できることである。これはほとんどの最新モニタに関して言えることであり、場合によっては正弦波ＡＣ駆動、またはパルスＤＣ駆動のいずれかを使用する場合にも言える。固定ＤＣ駆動が使用されている場合、Ａ／Ｄ変換器は駆動信号の値をＥＤ／２ １１６２で測定出来る。これを知ることにより、全ての圧力信号値の出力を計算することができて、ＴＬＦＤＢＫ１１９３における実際の測定された出力に対して比較される。これらの値が予め定められた範囲内に整合しない場合、故障が存在し、適切な警報が発せられる（または他の行動が取られる）。以上の例として、外部モニタ駆動が＋６．０００Ｖと仮定する。Ａ／Ｄは＋３．０００ＶをＥＤ／２ １１６２で測定する。実際の駆動電圧が２Ｘ＋３．０００＝＋６．０００ボルトと知ることにより、出力信号は以下の式２１で計算できる。

此処でＰ_ｏｕｔはｍｍＨｇで表される。１００ｍｍＨｇのＰ_ｏｕｔ値（ＤＡＣ１１３０計数＝１０００）に対して、Ｅ_ｓは＋１．２００Ｖに等しくなる。Ｅ_ｓはＴＬＦＤＢＫ１１９３で測定される。図示された実施例では、出力信号は、オフセット誤差を相殺するために、ゼロ値ＤＡＣ１１３０＝００００を基準としなければならないことに注意されたい。

外部ＰＭ８０６が正弦波ＡＣ駆動またはパルス化ＤＣ駆動のいずれかを使用する場合、動作は＋２．５００Ｖ基準値にスイッチすることによってのみ検証可能である。これはシステムが最初に電源を投入された時か、または監視が何らかの理由で中断された時に行うことができる。

（時間変化出力のシミュレーション方法）
次に図１２を参照すると、本発明に基づき第２の装置を使用して第１の装置からの時間変化出力信号をシミュレーションするための方法が開示されている。以下の説明は先に説明した様に受動ブリッジ変換器装置（「第１の装置」）とそれに関連するモニタ、および非観血型血圧モニタ（「第２の装置」）を引き合いになされているが本発明の技術は、医療分野内または医療分野外の、例えば工業的流体システム内の圧力測定の様な、他のアプリケーションおよび装置の組み合わせに対しても容易に適用可能であることに留意されたい。

図１２に示すように、この方法１２００の第１ステップ１２０２は、非観血型血圧モニタ（ＮＩＢＰＭ）を用意することを含む；本出願人の製造による圧力測定（ｔｏｎｏｍａｔｒｉｃ ｐｒｅｓｓｕｒｅ−ｂａｓｅｄ）システムが１つの実施例で使用されているが、他の多数の型式および構成で置き換えることは可能である。ＮＩＢＰＭは次に先に説明した従来技術による患者監視システム（例えば、ジェネラル・エレクトリック社その他で製造されたもの）の１つに電気的に接続される、ステップ１２０４。ＮＩＢＰＭの接続はステップ１２０８で光学的に、患者モニタ内の２つまたは複数の端子に掛かる指定されたインピーダンス（これに代わって、患者モニタの予め定められた端子の電圧）が存在することを通して検出されるが、これは患者モニタからＮＩＢＰＭに与えられた（ステップ１２０６）供給励起電圧に基づいて行われる。ステップ１２１０において、励起信号はインタフェース回路８００，９００，１１００の中に先に説明したようにバッファリングされる。先のインタフェース回路８００，９００，１１００の全て（またはそれらの所望の機能の組み合わせ）が、方法１２００と矛盾無く使用できることに留意されたい。

ステップ１２１２において、ＮＩＢＰＭは時間変化血圧波形のデジタル表示を、そこに接続された圧力変換器構成要素（またもしも装備されている場合は光学的、音響的構成要素）で生成されたデータを通して生成する。この信号の生成は、モニタから供給された励起信号とは完全に独立している。次に伝達関数がデジタル表示に、インタフェース回路８００，９００，１１００を使用して適用され（ステップ１２１４）、その伝達関数は先に説明したように受動ブリッジ装置のそれとほぼ類似している。

最後に、インタフェース回路８００，９００，１１００からの出力信号が生成され、これは患者監視システムと互換性がある（同様に、他の製造者の患者監視システムと「汎用的」に互換性がある）、ステップ１２１６。ステップ１２１６の出力信号は、少なくともそれぞれ回路８００，９００，１１００のＤＡＣ８３０、１１３０に供給される波形（例えば血圧）のデジタル表示、患者モニタ８０６から供給された駆動信号８０２，１１０２、および適用された伝達関数に基づき、その出力信号は匹敵する励起信号および測定圧力波形の下で、受動ブリッジ装置で生成された信号とほぼ類似している。

（血流力学評価用装置）
次に図１３を参照すると、生体被検体に関する血流力学パラメータ（例えば動脈血圧）を非観血的に評価するための、改善された装置が開示されている。図１３の実施例において、装置１３００は、なかんずく（ｉ）被検体に関連する、血圧そして／または血流力学的属性（例えば、血液運動エネルギーまたは速度）を測定し、それに関連する少なくとも１つの二値デジタル信号を展開するように適合された血圧測定システム１３０２；（ｉｉ）先に説明したインタフェース回路８００，９００，１１００を含む。血圧／血流力学パラメータ測定システム１３０２は一般的に、１つまたは複数の圧力変換器１３０８に動作可能なように結合された信号処理装置１３０４と、同様に変換器１３０８に供給される平圧を制御するように適合された平圧装置１３１０を含む。信号処理装置１３０４（およびその上で動作する関連するアルゴリズム）は、測定データに基づいて動脈血圧を決定する。本発明の１つの鍵となる特長は、先に説明したように種々の型式のモニタに効果的に汎用的な適合可能性に加えて、血圧測定の様な医療アプリケーションまたは他の用途のいずれに係わらず、多くの異なるパラメータ測定装置への適合性にある。例えば、本発明は係属の米国特許出願シリアル番号第０９／５３４，９００号、名称「生体被検体の循環システム内の、血流力学パラメータ評価方法並びに装置」２０００年３月２３日出願、現米国特許第６，５５４，７７４号、２００３年４月２９日発行で、本出願人に譲渡され、此処に挙げることで参照されている特許の中に詳細に記述されている装置並びに技術と共に容易に用いることが出来よう。ひとつの特徴において、先に説明したアプリケーションは、一般的に以下のステップを含む方法を記述している：被検体の血管から第１パラメータを測定し；血管から第２パラメータを測定し；第２パラメータに基づき校正機能を導出し；そして第１パラメータを導出された校正機能を用いて訂正する。ひとたび校正されると、第２パラメータは連続的または周期的に監視され；そのパラメータの変化は対象としている血流力学属性内の変化を示すために使用される。実施例において、第１パラメータは圧力波形を含み、第２パラメータは血管内の血液の全流量運動エネルギーを含む。圧力波形の測定中に、血管内および循環システム内の血流力学的属性内の変化を引き起こすように血管が平圧化（圧迫）され；続いてその様な平圧化中の運動エネルギーそして／または速度が測定され、１つまたは複数の欠陥（例えば、運動エネルギーまたは速度形状内の「瘤」）を識別するために使用される。次に訂正機能がこれらの欠陥に基づいて生成され、測定された圧力波形に適用されて、血管内の実際の圧力を表す、訂正または校正された波形を生成する。１つの実施例において、校正方法は対象血管から圧力波形を測定し；同一血管から少なくとも１度、第２パラメータを測定し；第２パラメータに基づき圧力波形内の少なくとも１つの欠陥を識別し；測定された第２パラメータおよび少なくとも１つの欠陥に関連する少なくとも１つの属性に基づいて校正機能を導きだし；校正機能を少なくとも１度圧力波形に適用して、血管内の圧力の校正された表示を生成し；第２パラメータを連続して監視することにより血圧の時間変化を識別する、ことを含む。

更に別の代替として、係属の米国特許明細書シリアル番号第０９／８１５，０８０号、２００１年３月２２日出願、名称「生体被検体の循環システム内の血流力学的パラメータ評価方法および装置」はまた本出願人に譲渡されており此処に挙げることで参照されているが、この明細書の方法および装置も本発明と共に使用できる。１つの特徴として、本方法は血管内に配置されている内腔の検出を使用している。この方法は音響エネルギーを血管内に伝達し；音響エネルギーの反射信号レベルを血管内のエネルギーの伝搬の関数として評価し、反射内の減衰信号レベルの少なくとも１部を識別することを含む。１つの実施例において、電力計量値がＡモード包洛線から導出される。後方散乱電力を深さの関数として積分した値が使用されている欠陥（例えば「停滞状態」）を識別し、適切な制約の下に、内腔の深さを検出するために用いられる。第２の実施例において、後方散乱エネルギー（例えばＡモード信号）が、予め選択された深さ間隔に渡って実施された電力計算を使用して分析され、その中の減衰信号レベルの領域が識別される。別の特徴において、少なくとも１つの血管壁を検出する方法は、音響エネルギーを血管の中に放射し；血管内の内腔に関連する少なくとも１つの領域を検出し；その内腔に関連する少なくとも１つの血管壁の位置を検出することを含み；此処で位置の検出は放射された音響エネルギーから導かれたＡモード・データを分析することを含む。１つの実施例において、壁は指定された深さで積分された電力を平均内腔電力と比較して検出される。別の実施例では、包洛線平方根信号のレベル（強度）が内腔のそれと比較される。更に別の特徴では、血管の直径を決定するための改善された方法が、音響エネルギーを血管に放射し；血管内の内腔に関連する領域を検出し；その内腔に関連する血管の第１壁の位置を検出し；その内腔に関連する血管の第２壁の位置を検出し；少なくとも第１および第２壁の位置に基づいて、血管の少なくとも一部の直径を決定することを含む。

しかしながら、更に別の血圧測定技術を本発明の血圧／血流力学的評価装置で採用出来ることは理解されよう、その様な装置とは例えば係属の米国特許明細書シリアル番号第０９／３４２，５４９号、名称「動脈血圧の非観血的決定方法並びに装置」１９９９年６月２９日出願、現米国特許第６，４７１，６５５号、名称「動脈血圧の非観血的決定方法並びに装置」２００２年１０月２９日発行、または係属の米国特許明細書シリアル番号第０９／４８９，１６０号、名称「動脈血圧の非観血的決定方法並びに装置」２０００年１月２１日出願、現米国特許第６，５１４，２１１号、２００３年２月４日発行、両者とも本出願人に譲渡されており、此処に挙げることで参照されている、に開示されている、時間周波数分散方式システムを含む。更に広範に、電気的出力を生成する文字通り全ての型式の検知装置（生理学的パラメータの測定用またはその他の用途）も、本発明と矛盾無く用いられる。

例として示す測定システム１３０２で生成されたデジタル領域血圧データは、インタフェース回路１３００に供給され、これは信号を先に説明したように調整し、選択された患者モニタと連続的なデータ通信が可能なようにする。先に説明したように、インタフェース回路１３００は、文字通り全ての型式の患者モニタ装置（製造者に関係なく）とデータ通信するように適合されており、従って図１３の装置１３００は、利用可能な患者監視機器本体とは無関係に、被検体からの血圧を非観血的に測定するために好適に使用される。

図１３の装置は更に、関連する電気的接続器１３２２と一体型または個別装置１３２０として物理的に含まれるように、例えば接続器１３２２が本来の患者モニタ装置内の対応する電気的ソケットの中に直接差し込めるように、適合されている。ソケットの構造は一般的にモニタ毎に異なるので、接続器１３２２は第１部位１３２６で装置１３２０の接続器１３２２を受け入れるアダプタ１３２４と整合するように構成され、患者監視装置１３４２の関連するソケット１３４０と第２部位１３２８を経由して整合するように構成されている。図示された実施例の中で、アダプタ１３２４は雌／雄プラグを含む（すなわち、ＮＩＢＰＭ装置１３２０の接続器１３２２は第１部位１３２６で雌接続器１３３０の中に受け入れられ、第２部位１３２８上に配置されている雄接続器１３３２は対応する患者モニタ雌ソケット１３４０の中に受け入れられる）。その様な患者モニタ雌ソケット構造は電気ショック事故を減らす目的で広く使用されており、それは検知装置１３００への励起電圧を搬送する電気端子が日常的接触から遮蔽されているからである。しかしながら、本発明と矛盾することなく他の構造、例えば、雌／雌、雄／雄、および雄／雌（図１３の実施例内の雌／雄と違って）を含む構造を、アダプタ１３２４の中に採用出来ることは理解されよう。更に、（ｉ）２台またはそれ以上のＮＩＢＰＭ装置１３２０（または混合構造の装置）を単一の患者モニタ１３４２と電気的に通信したい場合、連動または多重アダプタ構造を採用することも可能である。その他の構造および先のテーマの変形は可能であり、その様な全ての構造および変形は添付の特許請求の範囲内に含まれる。

更に、容易に理解されるように、装置１３００の接続器１３２２は直接または選択されたモニタ１３４２のソケット１３４０内に受け入れられるように適合される。例えば、或る医療／処置設備が一律に単一型式の患者モニタのみを用いる場合、彼らはその型式の患者モニタのソケット１３４０で直接受けられるように適合された接続器１３２２を具備したＮＩＢＰＭを購入したいと望むであろう、従って別々のアダプタ（そして、費用、安全性、またはそれに関連する電気的性能）の必要性が避けられる。

次に図１３ａを参照すると、生体被検体に関連した血流力学パラメータを非観血的に評価するための装置の第２の実施例が開示されている。図１２ａの実施例において、装置１３８０はインタフェース回路８００，９００，１１００が患者モニタ１３４２の近くに、特に接続器１３２２を患者モニタ・ソケット１３４０に結合するために使用されるアダプタ１３８４の一部として配置されるように構成されている。インタフェース回路構成部品（ＤＡＣ、比較器、増幅器、抵抗器、キャパシタなど）は、プリント回路基板の様な小型形状因子の基板１３８６上に配置されている。微小回路基盤は微小電子機器／表面実装電子技術では良く知られており、従って此処ではこれ以上説明しない。次にインタフェース回路８００，９００，１１００がＮＩＢＰＭデジタル・データ出力と患者モニタソケット１３４０との間の回路内に電気的に配置され、ＮＩＢＰＭで生成されたデジタル・データが、例えばＤＡＣ８３０（図８参照）の入力端子に供給され、そのインタフェース回路を動作させるのに必要な接地電位、励起（Ｅ_ｄ）、および基準電位が回路８００、９００，１１００内の適切な点に供給されるようになされる。構成部品を搭載した基板１３８６は、全体モールド１３９０内に物理的に包含されており、このモールドは構成部品を高分子重合体／エラストマー材に中に包み込んでいて、これによってその耐久性および外部効果、例えば温度変化、湿気、塵埃、電磁雑音、および物理的損傷に対する抵抗力を高めている。構成部品もまたオプションとして、例えば、当該技術分野で良く知られている型式の接地された錫銅合金金属シールド素子を使用して電磁的にシールドすることも可能であり、その様なシールドは全体モールド１３９０内に配置される。

更に別の実施例において、図１４に示されるように図１３（および患者モニタ）を装置１４００と患者モニタ１３４２間の無線リンク１４０２を含むようにして、インタフェース回路８００，９００，１１００が患者モニタ１３４２の近くに配置するように構成することも可能である。図１４に図示されるように、リンク１４０２は電気技術分野では良く知られている型式の、無線周波数（ＲＦ）通信システムを含む。例えば、１つの改良型の例として、ＲＦトランシーバ１４１０と変調器装置１４１２が具備されていて、一般的に良く知られている「ブルートゥース^ＴＭ」無線インタフェース基準に適合している。「第３世代」（３Ｇ）ブルートゥース無線技術は、使用者が無線を使用し、種々の通信装置、例えば移動体機器（例えば、セルラ電話機、ＰＤＡ、ノート型コンピュータ、ローカルまたは遠隔患者監視ステーション）およびデスクトップ・コンピュータまたはその他の固定装置との間での瞬時接続を可能とする。ブルートゥースは無線周波数伝送を使用するので、データの伝送は実時間で行われる。ブルートゥース技術はポイント間およびポイントと複数接続の両方をサポートしている。複数の「スレーブ」機器を「マスタ」機器と通信するように設定できる。このやり方で、本発明のＮＩＢＰＭ１４０６がブルートゥース無線様式を装備している場合、モニタ１３４２部に配置されている患者モニタ受信機１４２７を含む、その他のブルートゥース適合移動体または固定機器と直接通信したり、またはセルラ電話機、ＰＤＡ、ノート型コンピュータ、またはデスクトップ・コンピュータの様なその他のブルートゥース可能機器と通信を行う。

モニタ受信機１４２７は、ブルートゥース互換トランシーバ１４２９を含み、これはＮＩＢＰＭ装置上の対応するトランシーバ１４１０から放射されたＲＦエネルギーの形で二値デジタル・データを受信し、その二値データをインタフェース回路８００，９００，１１００のＤＡＣ８３０への入力用に復号するように適合されている。従って、無線リンク１４０２の動作は、インタフェース回路と患者モニタ１３４２に対して効果的に透過である。

モニタ受信機ユニット１４２７は、物理的に患者モニタ・ソケット１３４０と整合し（直接または、先に説明したように中間アダプタ１３２４を介して）、ユニット１４２７が単にソケット１４４０に「挿入」するだけで保持されるように構成されている。ユニット１４２７のブルートゥース・トランシーバ１４２９およびインタフェース回路８００，９００，１１００の構成部品（同様に、その他の付属の電子部品）は、容易に受信機１４２７の長方形形状因子（図１４ａ）の中に含むことが可能である、もっとも他の形状（例えば円筒形、球形、正方形など）も使用できることは理解されよう。加えて、装置１４００内でのスペースを省略する目的で、ＮＩＢＰＭ装置１４００の信号処理およびトランシーバ／変調器構成部品を、半導体製造技術では一般的に良く知られている型式の、完全集積「システム・オンチップ」（ＳｏＣ）特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）内に組み込めることは理解されよう。ＳｏＣ ＡＳＩＣは、なかんずく、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）コア、組み込み型プログラムおよびデータ・ランダム・アクセス・メモリ、ＲＦトランシーバ回路、変調器、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）、および受信機１４２７への血圧（または他の）データのサンプリング、変換、処理、および伝送に必要なアナログ・インタフェース回路を組み込んでいる。ＳｏＣ素子の設計はＶＨＳＩＣハードウェア記述言語（ＶＨＤＬ）を当該技術分野で良く知られている型式の設計および組立ツールと共に使用して行われる。０．１８ミクロンのＭＯＳ基盤処理を用いて図示されている実施例の素子を製造するが、必要とされる集積の程度に応じて、例えば０．３５ミクロンまたは０．１ミクロンを含むその他の半導体製造処理工程で置き換えることも可能である。

これに代わって、本発明のＮＩＢＰＭ（または他の同等の装置）を使用して血圧監視／分析を実施中の多くの異なる被検体を、単一のモニタ受信機１４２７を使用し、中央集中化された位置で実時間で監視することが可能である。特にモニタ受信機１４２７およびトランシーバ１４２９は、遠隔装置（例えばＮＩＢＰＭ）から複数の（現在は、一般的なブルートゥース・アーキテクチャの下で７つ、もちろんこの様な数は増減可能である）信号を受信できるように適合されており、これにより個々の信号はマルチプレクスされるか、またはインタフェース回路８００，９００，１１００で並列処理される。従ってその様なマルチプレクスされるか、または並列チャンネル・データを受信するように構成された受信機を、複数の被検体を一度に監視するように使用できる。

ブルートゥース適合装置は、なかんずく２．４ＧＨｚ ＩＳＭ帯域で動作する。ＩＳＭ帯域は、医療施設を含む、無免許使用者専用であり、これにより無制限の周波数スペクトル接続が好適に許されている。図１４のトランシーバ１４１０からの最大放射電力レベルは、ｍＷの程度であり、放射された電磁エネルギーによって被検体の生理現象に悪影響を与えることは無い。無線遠距離通信技術では良く知られているように、トランシーバ１４１０のアンテナ部品（図示せず）から放射された電力はまた、トランシーバ１４１０の相対的近さに基づいて制御され調整されており、これにより被検体の身体に照射される電磁量が更に削減される。

図示された実施例の変調器１４１２は、１つまたは複数の周波数シフト・キーの変体、例えば当該技術分野で良く知られている、ガウス周波数シフト・キー（ＧＦＳＫ）またはガウス最少シフト・キー（ＧＭＳＫ）を使用してデータを搬送波上に変調しているが、その他の型式の変調（例えば、位相変調または振幅変調）も使用できる。

装置のスペクトル接続は周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、周波数ホッピング拡散スペクトル（ＦＨＳＳ）、疑似雑音拡散符号を使用した直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳ、符号分割多元接続を含む）、または時分割多元接続を、使用者の必要性に応じて利用して行える。例えば、ＩＥＥＥ基準８０２．１１に準拠した装置は、必要で有れば先に説明したように、ブルートゥース・トランシーバ／変調器構成用のプローブで代用できる。システムが要求する帯域幅に順応することの出来る文字通り全ての無線インタフェースが使用できる。更に別の実施例として、赤外線装置（例えば、赤外線データ連合「ＩｒＤＡ」）を先に述べたＲＦリンク１４０２の代わりに、またはそれと一緒に使用することができる。

（処置の提供方法）
次に図１５を参照すると、先に述べた血流力学的評価と、インタフェース回路装置を用いて被検体に処置を提供するための方法が詳細に説明されている。以下の処置方法は生体被検体の動脈血圧監視に関連してなされているが、血圧以外のパラメータを本発明の方法を用いて監視することも、他の治療のコースまたは処置が提供できることは理解されよう。

図１５に図示されるように、方法１５００の第１ステップ１５０２は、被検体から、先に説明したＮＩＢＰＭの様な検知装置を使用してデータを獲得することを含む。被検体から得られたデータは被検体の、例えば橈骨動脈から得られた血流力学的データ（例えば、圧力、速度、運動エネルギー）を含む。次にステップ１５０４で、少なくとも部分的にステップ１５０２で得られたデータに基づき、デジタル領域信号が生成される；血圧信号の生成は、先に述べた係属の米国特許および先に組み込んだ明細書に明示的に記述されている。次に、ステップ１５０６で、デジタル領域信号がインタフェース回路８００，９００，１１００を用いて調整され、アナログ信号を生成する。此処で先に説明したように、インタフェース回路はなかんずく、データをデジタル領域からアナログ領域に変換した後に、所望の「対象」装置、この場合当該技術分野で良く知られている型式の受動抵抗ブリッジ回路、で生成されるであろう出力をほぼ複製するように、データに伝達関数が適用される。

次に調整されたアナログ信号がステップ１５０８で、患者監視装置に与えられ、後者は所望のパラメータの表示を実時間で生成する。この様な表示は、例えば、被検体から得られた心臓収縮期、心臓拡張期および平均圧力波形の校正された表示、またはこれに代わって心臓収縮期、心臓拡張期および平均圧力のデジタル値の様な他の表示を含む。最後に、ステップ１５１０で処置が生体被検体に対して、ステップ１５０８のパラメータ表示に基づいて提供される。治療提供者は表示された表示に基づいて処置コース、例えば投薬管理、または監視項目の追加、を予め記述する。これに代わる方法として、校正された測定値が長期間に渡って収集され、被検体の循環システムの状態または応答によって長期傾向が分析される。更に別の方法として、処置が患者モニタへの信号出力（またはその導出信号）に基づいて自動的に提供される、例えば患者の平均血圧レベルの急速低下の注意を喚起するための警報音の発生、またはＮＩＢＰＭ、またはその被検体で使用されている他の監視装置に関連するパラメータの調整などである。

本発明のいくつかの特徴を１つの方法のステップの特定シーケンスに関連して説明してきたが、これらの説明は本発明の広範な方法を図示するだけが目的であり、特定のアプリケーションの要求に従って修正変更可能であることは理解されよう。雨種のステップは或る環境下では不要であったり、またはオプションとなろう。加えて、或るステップまたは機能が開示された実施例に追加されたり、または２つまたはいくつかのステップの実行順序の入れ替えが行われよう。その様な変形は此処で開示され特許請求されている本発明の範囲に含まれるものと考える。

上記の詳細な説明は、種々の実施例に適用される本発明の新規な機能を示し、説明しそして指摘してきたが、種々の省略、代替、および装置の詳細または図示された処理手順の詳細な形式での変更が、当業者には本発明から逸脱することなく行えることは理解されよう。先の説明は現在熟慮された本発明を実施するための最良の方法である。この説明は制限を意味するのではなく、むしろ本発明の一般的原理を図示するものと捉えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲を参照して決定されるべきである。

（優先権）
本明細書は、同一名称で２００２年１月３０日に出願された、米国特許明細書シリアル番号第１０／０６０，６４６号、およびＰＣＴ明細書ＰＣＴ／ＵＳ０３／０３０２０号に対して優先権を主張する。

図１は使い捨て圧力変換器（ＤＰＴ）で使用される受動抵抗ブリッジからの出力信号にエネルギーを供給し復元するために使用される、従来技術による回路例の図式図である。 図２は図１と電気的に等価な平衡ブリッジ回路の図式図である。 図３は図２の等価回路の図式図であるが、不平衡状態であることが異なる。 図４は図３と電気的に等価な、不平衡ブリッジ回路の図式図である。 図５は図４の不平衡ブリッジ回路の図式図であるが、回路がブリッジ抵抗値Ｒｂのみを反映するように簡略化されている点が異なる。 図６は非ＤＰＴ信号源を固定ＤＣ駆動電圧患者モニタにインタフェースするように適合された従来技術例の図式図である。 図７は、従来技術例による受動ブリッジ素子の図式図であり、ブリッジの駆動入力に供給された正弦波励起信号への応答を図示する。 図８は本発明によるインタフェース回路の１つの実施例の図式図である。 図９は本発明によるインタフェース回路の第２の実施例の部分図であり、此処で光絶縁器（アイソレータ）がＤＡＣへのデータ経路内に配置されており、これによって電気的な絶縁がなされている。 図１０は図８または図９のインタフェース回路と関連してオプション的に使用される、切断（デイスコネクト）回路の実施例の図式図である。 図１０ａは図１０の切断回路の比較器に関連する、ウィンドウ機能の動作を図示するグラフである。 図１１は本発明のインタフェース回路の第３の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。 図１１は本発明のインタフェース回路の第３の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。 図１１は本発明のインタフェース回路の第３の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。 図１１は本発明のインタフェース回路の第３の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。 図１２は第１装置の時間変化出力を、本発明に基づき適用された第２装置を用いてシミュレーションするための方法の１つの実施例を図示する論理流れ図である。 図１３は本発明に基づく、生体被検体の血圧を非観血的に測定するための装置の１つの実施例の機能ブロック図である。 図１３ａは生体被検体の血圧を非観血的に測定するための装置の第２の実施例の機能ブロック図であり、此処でインタフェース回路が患者モニタの近くに配置されている。 図１４は生体被検体の血圧を非観血的に測定するための装置の第３の実施例の機能ブロック図であり、無線（例えばラジオ周波数ＩＳＭ帯域）データ・リンクを組み込んでいる。 図１４ａはこの装置のモニタ受信機ユニットの１つの実施例の斜視図であり、その形状係数（フォーム・ファクタ）を図示する。 図１５は先に述べた装置および方法を用いて、被検体に処置を提供するための方法の１つの実施例を図示する論理流れ図である。

Claims (39)

1. １つまたは複数の波形をシミュレーションするように適合された回路であって：
   少なくとも１つの時間変化波形を生成するように適合された、少なくとも１つの検知装置からデジタル入力信号を受け取り、前記デジタル入力の少なくとも１部に関連するアナログ出力信号を生成する、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と；
   前記ＤＡＣの出力と動作可能なように結合された少なくとも１つの増幅器とを含み；
   前記少なくとも１つの増幅器が、その出力電圧と供給された励起電圧との間の予め定められた関係を満足するように動作する、前記回路。
2. 請求項１記載の回路において、前記検知装置が非励起型である、前記回路。
3. 請求項２記載の回路において、回路がバイポーラ励起電圧を受け付けるように校正されている、前記回路。
4. 請求項１記載の回路において、前記ＤＡＣが掛け算型ＤＡＣと関連するフローティング電流源とを含み、前記フローティング電流源がバイポーラである、前記回路。
5. 請求項１記載の回路において、前記回路が監視装置に動作可能なように結合され、前記アナログ出力信号は少なくとも部分的には、前記モニタ装置で生成される前記励起電圧に関連されている、前記回路。
6. 請求項１または３記載の回路において、前記回路が複数の異なる監視装置の１つまたはいくつかとインタフェースする際に、その様な監視装置で生成される励起には関係なく、インタフェースするように適合されている、前記回路。
7. 請求項６記載の回路が更に、ウィンドウ比較器を有する切断検出回路を含む、前記回路。
8. 請求項７記載の回路において、前記励起が予め定められた値以上である際に、前記ウィンドウ比較器の出力がほぼ一定の状態に維持される、前記回路。
9. 請求項１記載の回路が、更に前記ＤＡＣの出力と前記少なくとも１つの増幅器とに関連して配置された第１および第２の抵抗器を含み、前記第１および第２の抵抗器の抵抗値の比が、前記回路の倍率係数を定める、前記回路。
10. 請求項５記載の回路が更に、前記回路内に配置され、前記監視装置と前記回路との間で伝送される信号にフィルタを掛けるように適合された、少なくとも１つのフィルタ素子を含む、前記回路。
11. 請求項１０記載の回路において、少なくとも１つのフィルタ素子がチョーク・コイルを含む、前記回路。
12. 請求項５記載の回路が更に、回路内に配置され前記監視装置で生成される電圧遷移を緩和するように適合された過電圧保護素子を含む、前記回路。
13. 請求項１記載の回路が更に、前記シミュレーションに適合された回路に動作可能なように結合されたテスト回路を含み、前記テスト回路がシミュレーションするように適合された前記回路の少なくとも一部の機能をテストするように構成されている、前記回路。
14. 請求項１３記載の回路において、前記テスト回路がシミュレーションするように適合された前記回路の通常動作中に、機能のテストを行うように適合されている、前記回路。
15. 請求項９記載の回路において、前記第１および第２抵抗器の少なくとも１つが調整可能であり、これにより前記倍率係数を調整可能としている、前記回路。
16. 請求項１記載の回路において、前記少なくとも１つの増幅器が前記ＤＡＣと共にフィードバック・ループの中に接続され、フローティング電流源を形成している、前記回路。
17. 第２装置を使用して、第１装置からの時間変化出力信号をシミュレーションするための方法であって：
    それに関連する少なくとも１つの伝達関数を有する第１装置を用意し；
    ほぼ自律的な検知器から少なくとも１つの時間変化パラメータを検知するように適合され、少なくとも部分的にはそれに基づいて表示を提供する、前記第２装置を用意し；
    前記第２装置に励起電圧を提供し；
    前記第２装置を使用して、前記時間変化パラメータの１つの表示を生成し；
    前記表示に対して、前記第１装置の伝達関数と実質的に類似した伝達関数を適用し；
    少なくとも部分的には前記表示と前記伝達関数とに基づく少なくとも１つの出力信号であって、前記第１装置で生成される少なくとも１つの出力信号と実質的に類似の該出力信号を生成することを含む、前記方法。
18. 請求項１７記載の方法において、前記伝達関数がほぼ線形で、アナログ領域で適用される、前記方法。
19. 請求項１７記載の方法において、少なくとも１つの時間変化パラメータを検知する動作が、生体被検体の血管から圧力波形を検知することを含む、前記方法。
20. 請求項１９記載の方法において、検知する動作が非観血的に実行される、前記方法。
21. 請求項２０記載の方法において、前記第１装置が受動ブリッジ素子を含み、１つの表示を生成する動作が、二値デジタル表示を生成することを含む、前記方法。
22. 請求項２０記載の方法において、伝達関数を適用する動作が：
    前記二値デジタル表示をデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）で受け取り；
    前記二値デジタル表示をアナログ表示に変換し；
    前記アナログ表示を増幅信号を生成するために増幅し、前記増幅信号をフィードバック・ループ内の前記ＤＡＣに供給してフローティング電流源を形成し；
    前記増幅信号と前記第２装置に供給された励起信号との間に予め定められた関係を生成することを含む、前記方法。
23. 請求項１７記載の方法が更に、前記第２装置と外部的に供給された励起信号との間の電気的接続を、特定のインピーダンス値が存在することを検出することにより検出することを含む、前記方法。
24. 請求項１７記載の方法が更に、前記第２装置と外部的に供給された励起信号との間の電気的接続を、前記励起信号を供給する装置の予め定められた端子に電圧が存在することを検出することにより検出することを含む、前記方法。
25. 監視装置と検知装置との間の電気的接続の状態を判定するための方法で、前記監視装置は１つの励起信号を動作中に前記検知装置に与える方法であって：
    前記監視装置から与えられた励起信号の存在を検出し；
    前記励起信号をバッファリングしてバッファリングされた励起信号を生成し；
    前記バッファリングされた励起信号を分析して、電気的接続の前記状態を示す変化を識別することを含む、前記方法。
26. 請求項２５記載の方法において、分析する動作は、少なくとも１つの伝達関数を前記バッファリングされた励起信号に適用することを含む、前記方法。
27. 請求項２６記載の方法において、適用する動作は、ウィンドウ比較器伝達関数を適用することを含む、前記方法。
28. 請求項２５記載の方法において、分析する動作は、ゼロ交差またはその他の短時間電圧遷移を補償するように適合された時定数を指定することを含む、前記方法。
29. 少なくとも１つの波形を検知し、それに関連する二値デジタル表示を生成する検知装置と；
    前記検知装置に動作可能なように結合され、インタフェースするように適合されたインタフェース回路で、該インタフェース回路は１つの伝達関数を前記デジタル表示に適用し、少なくとも１つの出力信号を生成するように適合され、前記少なくとも１つの出力信号は少なくとも部分的には前記二値デジタル表示と前記伝達関数とに基づき、受動ブリッジ装置で生成された少なくとも１つの出力信号と実質上類似している、前記インタフェース回路とを含む、装置。
30. 請求項２９記載の装置において、前記モニタが励起信号を提供し、前記デジタル表示が前記励起信号を参照することなく導出される、前記装置。
31. 請求項２９または３０記載の装置において、前記伝達関数が実質的にアナログ領域内で適用される、前記装置。
32. 請求項２９記載の装置において、前記検知装置が非観血的血圧モニタを含み、前記二値デジタル表示が生体被検体の血管から得られた血圧のデータ表示を含む、前記装置。
33. 請求項３２記載の装置において、前記二値デジタル表示が、前記少なくとも１つの波形に対する時間周波数分散を計算することにより導出される、前記装置。
34. 請求項３２記載の装置において、前記二値デジタル表示が：
    前記血管から第１パラメータを測定し；
    前記血管を圧迫し；
    前記圧迫中に前記血管から第２パラメータを測定し；
    前記第２パラメータの少なくとも一部に基づいて校正機能を導出し；
    前記校正機能を使用して第１パラメータを校正することにより、導出される前記装置。
35. 請求項３４記載の装置において、前記第１パラメータが前記血管内の圧力を含み、前記第２パラメータが血流運動エネルギーを含む、前記装置。
36. 請求項２９記載の装置が更に、無線通信インタフェースを含み、前記無線インタフェースが前記検知装置と前記インタフェース回路との間のデータ通信に適合されている、前記装置。
37. 請求項２９記載の装置が更に、無線通信インタフェースを含み、前記無線インタフェースが前記装置と前記モニタ装置との間のデータ通信に適合されている、前記装置。
38. 請求項３６記載の装置において、前記無線インタフェースが前記データを通信するために、無線周波数エネルギーを利用する、前記装置。
39. 請求項３８記載の装置において、前記無線周波数エネルギーが実質的にＩＳＭ帯域内に配置され、前記無線インタフェースがスペクトル拡散装置を含む、前記装置。

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