JP2005345109A - 物理量測定方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動レベル制御用の基準電圧源を使用しつつ、この基準電圧源から駆動回路に供給される基準電圧値の温度ドリフトが検出感度へと影響するのを防止することにより、検出感度の温度ドリフトを一層低減できるようにする。
【解決手段】振動子に駆動信号を供給するための駆動回路、駆動回路に対して第一の基準電圧を供給し、駆動レベルを調整するための第一の基準電圧源、振動子から出力される出力信号を処理し、物理量に対応しかつ第一の基準電圧に比例する検出信号２７を出力する検出回路、第二の基準電圧Ｂを供給する基準電圧源６、検出信号２７に対して変調を加える変調回路５を使用する。変調回路５における利得が、第一の基準電圧Ｂに対して逆比例しかつ第二の基準電圧に対して比例するようにする。
【選択図】 図４

Description

本発明は、振動型ジャイロスコープ等の物理量測定方法および装置に関するものである。

本出願人は、振動型ジャイロスコープの応用について種々検討を進めており、例えば自動車の車体回転速度フィードバック式の車両制御方法に用いる回転速度センサーに振動型ジャイロスコープを使用することを検討した。こうしたシステムにおいては、操舵輪の方向自身は、ハンドルの回転角度によって検出する。これと同時に、実際に車体が回転している回転速度を振動ジャイロスコープによって検出する。そして、操舵輪の方向と実際の車体の回転速度を比較して差を求め、この差に基づいて車輪トルク、操舵角に補正を加えることによって、安定した車体制御を実現する。

振動型ジャイロスコープから出力されるアナログ検出信号は、車両のＥＣＵ（電子制御ユニット）のアナログ−デジタル変換器においてデジタル信号に変換される。そして、得られたデジタル信号を演算処理装置に送り、車両の運動状態の判断、各種アクチュエーターの駆動に利用する。

例えば特許文献１では、振動型ジャイロスコープにおいて、電源電圧に応じて駆動レベルを制御することによって、駆動信号と検出回路からの出力信号とが電源電圧に比例するようにしている。
特開平７−２１９１４９号公報

特許文献２では、振動子の駆動電極に駆動回路を接続し、振動子の検出電極に検出回路を接続し、振動子のモニタ電極にモニタ回路を接続し、モニタ回路と駆動回路との間に振動制御回路を設ける。振動制御回路の基準電圧を、駆動回路やモニタ回路に電力を供給する電圧電源とは独立させ、検出回路の利得が電源電圧に比例するようにする。
特開２００４−５３３９６号公報

従来は、自励発振回路と検出回路とをディスクリート部品により形成していたが、製造工程数が多い。このため、本発明者は、モノリシックＩＣチップ上に自励発振回路と検出回路とを形成することによって、駆動−検出回路の量産を検討していた。

ところが、製造された同一仕様の多数の振動型ジャイロスコープについて、自励発振回路ごとに駆動電流を測定してみると、温度変化による駆動電流値の変動が大きいことが判明した。例えば車体制御システムにおいては、振動型ジャイロスコープは、幅広い環境温度、即ち高温と低温とにさらされる。このような使用温度範囲は、−４０℃〜＋８５℃の範囲にわたっている。このため、温度変化に伴って駆動電流が変化すると、駆動感度が変化し、この結果として検出電極からの出力電流も変化する。この結果、回転角速度の測定値に温度ドリフトが発生する。

また、検出電極からの出力電流を処理して、回転角速度に対応する検出電流を得るが、個々の振動型ジャイロスコープごとに、検出電流の測定値にバラツキが見られるようになった。これらの現象は、自励発振回路と検出回路とをディスクリートＩＣ上に形成していたときには見られないものであった。

本発明者は、特許文献１、２に記載されているような制御方式の振動型ジャイロスコープにおいて、こうしたモノリシックＩＣの特性に由来する温度ドリフトを低減するために検討を重ね、回路構成を工夫してきた。しかし、それでも振動型ジャイロスコープの検出感度には約２％程度のバラツキがあった。

この感度のばらつきの主原因は、駆動電流の大きさを決定する基準電圧源である。例えば、モノリシックＩＣで通常使われるバンドギャップリファレンスと呼ぶ回路方式では、１．２Ｖの基準電圧に対して２０ｍＶ程度のバラツキが通常見られる。このように基準電圧源から駆動回路に印加される基準電圧値にばらつきがあることから、ＩＣごとに調整用回路を設けて調整することが必要であり、調整用回路によりＩＣの面積が大きくなるし、調整コストも高い。また、このような基準電圧源からの電圧の温度特性は、理論的に曲線的であり、曲線補償が必要であるので、ＩＣの面積が大きくなる。一方、このようにモノリシックＩＣなどに形成された駆動レベル制御用の基準電圧源を、他の温度特性の少ない高精度の基準電圧源に取り替えると、振動子側の回路寸法が著しく大きくなるので、駆動レベル制御用の基準電圧源はそのまま使用することが好ましい。

本発明の課題は、駆動レベル制御用の基準電圧源を使用しつつ、この基準電圧源から駆動回路に供給される基準電圧値の温度ドリフトが検出感度へと影響するのを防止することにより、検出感度の温度ドリフトを一層低減できるようにすることである。

本発明は、振動子を用いて物理量を測定する方法および装置であって、振動子に駆動信号を供給するための駆動回路、この駆動回路に対して第一の基準電圧を供給し、駆動レベルを調整するための第一の基準電圧源、振動子から出力される出力信号を処理し、物理量に対応しかつ第一の基準電圧に比例する検出信号を出力する検出回路、第二の基準電圧を供給する基準電圧源、および検出信号に対して変調を加える変調回路を使用し、変調回路における利得が、第一の基準電圧に対して逆比例しかつ第二の基準電圧に対して比例するようにすることを特徴とする方法および装置にかかるものである。

本発明者は、第一の基準電圧源によって駆動レベルを略一定に保つことによって、この駆動レベルに略比例する振幅の検出信号を得るのと共に、これとは独立に動作する第二の基準電圧源を設け、検出回路に変調回路を設け、変調回路における利得が、第一の基準電圧源による電圧に反比例し、第二の基準電圧源における電圧に比例するようにした。

これによって、物理量に対応する最終的な出力信号は、駆動レベルを調整する第一の基準電圧源における電圧に比例せず、これとは独立の第二の基準電圧源における電圧に比例する。駆動レベル制御用の基準電圧源を使用しつつ、この基準電圧源から駆動回路に供給される基準電圧値の温度ドリフトが検出感度へと影響するのを防止することにより、検出感度の温度ドリフトを一層低減できるようになった。

本発明で使用する前記変調回路は特に限定されないが、ＰＷＭ（パルス幅）変調回路、アナログ乗算器を例示できる。これらは以下のものである。
（ＰＷＭ変調器）
矩形波が持つ２値の時間比率は、その波形の低周波成分のレベルに比例する。そこで被変調信号をそれに比例する２値の時間比率を持つ矩形波に変換することをＰＷＭ変調と呼ぶ。
具体的な例としては、被変調波より十分高い周波数の鋸波発振回路の出力と被変調波をコンパレータ回路（比較回路）により大小を比較し、その出力を２値とすることでＰＷＭ変調信号を発生する方式がある。この場合、被変調波に比例し、鋸波の波高値に反比例することとなる。
（アナログ乗算器）
半導体の非線形な特性を利用して乗除算を実現する回路である。
具体的な例としては、半導体のＰＮ接合のＶ−Ｉ特性が、ＩはＶの指数関数となっている性質を利用して、被変調波を対数変換した後に和差演算を行うことで、比例・反比例の特性を実現する方式がある。

本発明において測定されるべき物理量は、特に限定はされない。振動子に駆動振動を励振し、駆動振動中の振動子に対する物理量の影響によって振動子の振動状態に変化が生じたときに、この振動状態の変化から検出回路を通して検出可能な物理量を対象とする。こうした物理量としては、振動子に印加される加速度、角速度、角加速度が特に好ましい。また、測定装置としては慣性センサーが好ましい。

好適な実施形態においては、物理量が車両の運動に関する物理量である。この場合には、好ましくは、検出回路側の第二の基準電圧源が車両の電子制御ユニット内に設けられている。

好適な実施形態においては、駆動回路が自励発振回路である。この場合、特に好ましくは、自励発振回路において、振動子から出力された駆動電圧のレベルと、第一の基準電圧源から駆動回路へと供給された電圧との比較に基づいて、自励発振回路における増幅利得を制御する。

本発明の実施例にかかる測定装置の全体を図１に模式的に示す。
本例では、移動体の回転角速度を測定する測定装置について述べる。本測定装置は、測定部２６と変調部２８とを備えている。測定部２６には測定器２７が設けられている。変調部２８には、変調回路５、第二の基準電圧源６、自己診断情報入力部３１が設けられている。変調回路５および第二の基準電圧源６は、移動体の電子制御ユニット（ＥＣＵ）内に設けられている。

第二の基準電圧源６には、電源線と接地線とが接続されている。電源線はバッテリーなどの外部電源に接続されている。第二の基準電圧源６では、端子ａ、ｂから電力を受け入れ、所定の基準電圧の電力を出力する。基準電圧源６の端子ｃは、伝送線を介して測定器２７に接続されており、かつ、伝送線を介して変調部２８に接続されている。

測定器２７は、振動子、振動子に駆動振動を励振するための自励発振回路、および振動子からの出力信号を処理してアナログ検出信号を得る検出回路を備えている。

図２は、本発明で使用できる自励発振回路４を示す模式図である。振動子７Ａには励振手段８が取り付けられており、励振手段８は自励発振回路４に対して接続されている。自励発振回路４は、電流／電圧増幅器（交流増幅器）１１、ハイパスフィルタ１、コンパレータ１２、全波整流器２，積分器１３、抵抗器を備えている。

起動時には、自励発振回路４に対して起動回路から雑音を入力する。この雑音は、振動子の駆動部７Ａを通過して周波数選択を受け、次いで電流／電圧変換器１１に入力され、増幅されて電圧値に変換される。電流／電圧変換器１１からの出力信号の一部を取り出し、全波整流器１に入力し、振幅の水準（大きさ）に変換する。ここで第一の基準電圧源３を参照する。得られた振幅の信号を積分器１３に入力する。自励発振回路４は、図示しない診断回路に連結されており、診断回路の出力はＤＩＡＧ端子を通して外部に出力される。

起動後の初期段階では、振動子７Ａにおいて雑音の大部分がカットされるため、全波整流器１からの出力が比較的小さい。このため、積分器１３における出力電圧を大きくし、発振ループを一周する間のループゲインが１より大きくなるようにする。時間が経過すると、整流器２からの出力が大きくなるので、積分器１３における出力電圧を小さくし、ループゲインが１になるようにする。

図３においては、振動子の検出部７Ｂにおける振動を検出部９によって検出し、出力信号として出力する。この出力信号を検出回路２１によって処理し、所定のアナログ検出信号を得る。例えば、出力信号を電流−電圧変換器１７によって電圧に変換し、検波器１８によって位相検波する。この際には、駆動信号の一部を派生させ、派生信号を移相器１６に通し、移相信号を得る。移相信号の位相は、漏れ信号の位相とは、所定角度、例えば９０°ずれている。この移相信号を位相検波器１８に入力し、振動子からの出力信号を検波する。

この結果、検波後の出力信号においては、不要な漏れ信号は消去されており、あるいは少なくとも低減されているはずである。この検波後の出力信号をローパスフィルター１９に入力し、平滑化し、次いで０点調整回路２０に入力する。この検出信号を伝送線２５Ａを通して矢印ＡのようにＥＣＵへと伝送し、変調部２８に入力する。

次いで、検出信号を変調する。即ち、図４の例では、測定器２７から出力された定常波からなるアナログの検出信号を、矢印Ａのように変調部２８に入力する。変調部２８は、コンパレータ５Ａと、第二の基準電圧源６とを備えている。測定器２７からの信号を矢印Ａのようにコンパレータ２２に入力する。

入力信号Ａは、図５に示すように一定振幅Ｉの一定値を示す。ここで、第二の基準電圧源６から基準電圧（例えば振幅Ｖｒｅｆの鋸波）Ｂを発振し、変調回路を構成するコンパレータ５Ａに入力する。すると、コンパレータ５Ａからの出力は、入力信号Ａと鋸波Ｂとを比較して、Ａが大きいときには出力値は０となり、Ｂが大きいときには出力値はＶｒｅｆとなる。この結果、高さＶｒｅｆ、幅Ｗと矩形波Ｃが、コンパレータ５Ａから出力される。

入力信号Ａの振幅Ｉが高ければ高いほど、コンパレータからの出力信号Ｃの矩形波のパルス幅Ｗは小さくなり、入力信号Ａの振幅Ｉが低ければ低いほど、コンパレータからの出力信号Ｃの矩形波のパルス幅Ｗは大きくなる。

ここで、入力信号Ａの振幅Ｉは駆動レベルに比例しており、駆動レベルは、第一の基準電圧源から供給される基準電圧に比例する。従って、入力信号Ａの振幅Ｉは、第一の基準電圧源から供給される基準電圧に比例する。この結果として、パルス幅Ｗは、第一の基準電圧源から供給される基準電圧に反比例する。

これと同時に、矩形波パルスの高さＶｒｅｆは、第二の基準電極から供給された鋸波Ｂの振幅である。

また、矩形波Ｃの面積は、Ｖｒｅｆ×Ｗに比例する。従って、矩形波Ｃの面積は、第一の基準電圧源から供給される基準電圧に反比例し、かつ、第二の基準電極から供給された鋸波Ｂの振幅、つまり第二の基準電圧値Ｖｒｅｆに比例する。この結果、変調回路における利得も、第一の基準電圧に反比例し、かつ、第二の基準電圧に比例する。

次いでこの矩形波Ｃをレベル変換器２３において振幅水準に変換する。次いでこの振幅水準のデータを矢印Ｄのようにローパスフィルター２４に通し、レシオメトリックな検出信号２５を得る。

測定装置全体の感度は、駆動レベルに比例し、また変調回路における利得にも比例する。駆動レベルは第一の基準電圧に比例する。変調回路における利得は、第一の基準電圧に反比例し、かつ、第二の基準電圧に比例する。従って、測定装置全体の感度は、第二の基準電圧値に比例することになり、第一の基準電圧値の影響を受けないことになる。

図６の例においては、いわゆるアナログ乗算器５Ｂを使用している。そして、端子８から入力信号Ａを入力し、端子１から第二の基準電圧Ｂ（鋸波）を入力し、端子５から第一の基準電圧Ｅを入力し、端子４から最終出力を得る。このナアログ乗算器の利得は、第一の基準電圧源から供給される基準電圧Ｅに反比例し、かつ、第二の基準電圧源から供給された第二の基準電圧値Ｖｅｒに比例することになる。

そして、測定装置全体の感度は、駆動レベルに比例し、また変調回路における利得にも比例する。駆動レベルは第一の基準電圧に比例する。従って、測定装置全体の感度は、第二の基準電圧値に比例することになり、第一の基準電圧値の影響を受けないことになる。

好適な実施形態においては、駆動振動を励振する際に使用する第一の基準電圧源３をモノリシックＩＣに形成する。この場合には、モノリシックＩＣ上の既存の基準電圧源を使用できるので、製造コスト上有利である。

駆動信号の波形は限定されないが、好ましくは正弦波、余弦波あるいは矩形波である。
振動子の構成は特に限定されない。振動子を構成する材質のＱ値は、３０００以上であることが好ましく、１００００以上であることが一層好ましい。振動子を構成する材質としては、エリンバー等の恒弾性合金、強誘電性単結晶（圧電性単結晶）を例示できる。こうした単結晶としては、水晶、ニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム−タンタル酸リチウム固溶体、ホウ酸リチウム、ランガサイトを例示できる。

以下、図１〜図５を参照しつつ説明したような回路を構成し、駆動実験を行った。振動子としては、特開平１１−２８１３７２号公報に記載の振動子を使用した。この振動子は、２本の駆動振動片と、駆動振動片とは独立的に振動する２本の検出振動片とを備えている。起動回路から周波数１００〜５００ｋＨｚの雑音を発生させ、自励発振回路４に入力し、自励発振を開始した。駆動振動片の固有共振周波数は４５ｋＨｚである。ローパスフィルターのカットオフ周波数は５ｋＨｚとする。

この結果、−４０℃〜＋８５℃の範囲内における検出感度には０．５％のバラツキがあった。また、１０個の振動型ジャイロスコープを作製して検出感度のバラツキを測定したところ、検出感度には０．１％のバラツキがあった。

測定器２７および変調部２８の配列例を示すブロック図である。 自励発振回路４の例を示す回路図である。 検出回路２１の例を示す回路図である。 変調部２８および後処理回路の例を示す模式図である。 ＰＷＭ変調の方式を説明するための波形図である。 アナログ乗算器例を示す模式的回路図である。

符号の説明

３ 第一の基準電圧源 ５ 変調回路 ５Ａ コンパレータ ５Ｂ アナログ乗算器 ６ 第二の基準電圧源 ７Ａ 振動子の駆動部 ７Ｂ 振動子の検出部 ２１ 検出回路 ２２ コンパレータ ２６ 測定部 ２７ 測定器 Ａ 検出信号 Ｂ 第二の基準電圧 Ｃ コンパレータによる変調信号 Ｄ レベル変換後の信号 Ｉ 変調器に入力される検出信号Ａの高さ Ｖｒｅｆ 変調信号Ｃの高さ Ｗ 変調信号Ｃのパルス幅

Claims (6)

1. 振動子を用いて物理量を測定する方法であって、
   前記振動子に駆動信号を供給するための駆動回路、この駆動回路に対して第一の基準電圧を供給し、駆動レベルを調整するための第一の基準電圧源、前記振動子から出力される出力信号を処理し、前記物理量に対応しかつ前記第一の基準電圧に比例する検出信号を出力する検出回路、第二の基準電圧を供給する第二の基準電圧源、および前記検出信号に対して変調を加える変調回路を使用し、前記変調回路における利得が、前記第一の基準電圧に対して反比例しかつ前記第二の基準電圧に対して比例するようにすることを特徴とする、物理量の測定方法。
2. 前記変調回路がＰＷＭ変調回路であることを特徴とする、請求項１記載の方法。
3. 前記変調回路がアナログ乗算器であることを特徴とする、請求項１または２記載の方法。
4. 振動子を用いて物理量を測定する装置であって、
   前記振動子に駆動信号を供給するための駆動回路、この駆動回路に対して第一の基準電圧を供給し、駆動レベルを調整するための第一の基準電圧源、前記振動子から出力される出力信号を処理し、前記物理量に対応しかつ前記第一の基準電圧に比例する検出信号を出力する検出回路、第二の基準電圧を供給する基準電圧源、および前記検出信号に対して変調を加える変調回路を備えており、前記変調回路における利得が、前記第一の基準電圧に対して反比例しかつ前記第二の基準電圧に対して比例するようにすることを特徴とする、物理量測定装置。
5. 前記変調回路がＰＷＭ変調回路であることを特徴とする、請求項４記載の装置。
6. 前記変調回路がアナログ乗算器であることを特徴とする、請求項４または５記載の装置。

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