JP2005341279A - 電圧制御フィルタ、帯域阻止型フィルタ、帯域通過型フィルタおよび無線装置並びにその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＶＣＦの通過中心周波数と阻止周波数を制御して大きな減衰量を確保する。
【解決手段】一対のマイクロストリップラインＭＳＬ１，ＭＳＬ２の一方端にそれぞれバラクタダイオードＸ１、Ｘ２を結合する。ストリップラインＭＳＬ１，ＭＳＬ２の他方端にはバラクタダイオードＸ５、Ｘ６やコンデンサＣ３、Ｃ４等を介して入出力端子Ｊ１，Ｊ２を接続する。ストリップラインＭＳＬ１，ＭＳＬ２の他方端にはそれぞれコンデンサＣ７、Ｃ８を介してバラクタダイオードＸ３、Ｘ４を接続する。マイクロストリップラインＭＳＬ１，ＭＳＬ２には、所望の通過帯域に適した結合量、通過帯域より高い中心周波数を持たせる。これらのバラクタダイオードＸ１〜Ｘ４それぞれの容量値を個別に変化させることにより、通過中心周波数に関わらず、ＶＣＦの通過中心周波数と帯域阻止周波数とを制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は電圧制御フィルタおよびその制御方法に係わり、特に帯域特性の形成手段を改善した電圧制御フィルタおよびその制御方法に関する。さらに、本発明は、例えば、本発明の電圧制御フィルタを含んだ、帯域阻止型フィルタ、帯域通過型フィルタおよび無線装置に適用して有効な技術に関する。

従来の電圧制御フィルタ（以下、ＶＣＦと称する）は、通過中心周波数やスプリアス信号に対応して、フィルタ特性を制御することができる。

また、そのようなＶＣＦに対して、通過中心周波数から所定周波数だけ離れた周波数を阻止する機能を付加させると、通過中心周波数が低い場合においては、所望の特性が得られる。

しかしながら、特に通過中心周波数が高い場合、または、帯域阻止周波数が通過中心周波数よりも高い場合においては、通過中心周波数および帯域阻止周波数の制御が困難であった。

例えば、従来のＶＣＦの一例における特許文献１の構成を図１３に示す。

図１３を参照すると、このＶＣＦ２０は、ＲＦ信号を入力する入力端子Ｊ２１と、ＲＦ信号を出力する出力端子Ｊ２２と、誘電体共振器ＤＲ２１と、誘電体共振器ＤＲ２２とを有する。

ＶＣＦ２０は、誘電体共振器ＤＲ２１の一方端と入力端子Ｊ２１との間に接続された結合用コンデンサＣ２１と、誘電体共振器ＤＲ２２の一方端と出力端子Ｊ２２との間に接続された結合用コンデンサＣ２３とを有する。

ＶＣＦ２０は、誘電体共振器ＤＲ２１の一方端と誘電体共振器ＤＲ２２の一方端との間に接続された結合用コンデンサＣ２２を有する。ＶＣＦ２０は、誘電体共振器ＤＲ２１の他方端と接地電位との間にコンデンサＣ２４を介して接続されたバラクタダイオードＸ２１を有する。同様に、ＶＣＦ２０は、誘電体共振器ＤＲ２２の他方端と接地電位との間にコンデンサＣ２５を介して接続されたバラクタダイオードＸ２２を有する。

ＶＣＦ２０は、バラクタダイオードＸ２１のカソードとバイアス供給用端子Ｔ２１との間に、バイアス供給用抵抗素子Ｒ２１を有する。同様に、ＶＣＦ２０は、バラクタダイオードＸ２２のカソードとバイアス供給用端子Ｔ２２との間に、バイアス供給用抵抗素子Ｒ２２を有する。バイアス供給用抵抗素子Ｒ２１、Ｒ２２はバラクタダイオードＸ２１およびＸ２２の静電容量を制御電圧に応じて変化させる手段である。

この従来のＶＣＦ２０は、通過帯域の中心周波数をバラクタダイオードＸ２１とコンデンサＣ２４との合成容量、バラクタダイオードＸ２２とコンデンサＣ２５との合成容量、および誘電体共振器ＤＲ２１、ＤＲ２２の共振周波数で決めている。

また、ＶＣＦ２０は、バラクタダイオードＸ２１、Ｘ２２の容量を変化させることにより中心周波数を可変できる。コンデンサＣ２４、Ｃ２５は中心周波数の可変範囲を調整するためのコンデンサである。

ＶＣＦ２０は、コンデンサＣ２４、Ｃ２５の容量値を選ぶことによりバラクタダイオードＸ２１、Ｘ２２の容量とコンデンサＣ２４、Ｃ２５の合成容量の変化範囲を変え、中心周波数の可変範囲を調整することができる、というものである。

特開平５−１５２８０６号公報（段落「０００８」、「００１１」、図３。）。

上述したように、従来のＶＣＦは、マイクロストリップラインや誘電体共振器から構成される結合器と、可変容量素子としてバラクタダイオードとで構成する。これらの構成要素のうちバラクタダイオードに印加するバイアス電圧を変化させることにより通過帯域や阻止帯域の中心周波数を制御することができる。

その際、マイクロストリップライン形状や誘電体共振器については、信号帯域の中心周波数が共振周波数となるように決定する。このようなＶＣＦに対して通過中心周波数から所定の周波数だけ離れた位置において帯域阻止特性を付加させる場合、所望の通過中心周波数および帯域阻止周波数の制御が困難である。

特に通過中心周波数が高い場合、また、後述する図８に示したように帯域阻止周波数が中心周波数よりも高い場合に、所望の通過中心周波数および帯域阻止周波数の制御が困難である。例えば上述したＶＣＦ２０はバラクタダイオードの容量を電圧で制御して、通過中心周波数を高い方向にシフトする。しかし、帯域阻止周波数を制御しているわけではないので、所望の通過中心周波数より高い方の帯域阻止周波数の減衰量を大きくすることは困難である。

また、電圧制御フィルタを含んだ、帯域阻止型フィルタ、帯域通過型フィルタおよび無線装置においても同様に困難であることは容易に想到出来る。

本発明の発明者は、所望の通過中心周波数より高い方の帯域阻止周波数の減衰量を大きくすることが困難であるということに着眼した。その着眼点に基づき、中心周波数を通過中心周波数よりも高い周波数に予め設定した一対の結合器を備えて構成する電圧制御フィルタがその問題解決に有効であることを、本発明の発明者が発見したものである。

本発明の目的は、上述した従来の欠点に鑑みなされたものであり、結合器に所望の通過帯域に適した結合量、通過帯域より高い中心周波数を持たせ、可変容量の容量値を個別に可変する。個別に可変することにより、中心周波数に関わらず、ＶＣＦの通過中心周波数と阻止周波数を制御して大きな減衰量を確保するＶＣＦを提供することにある。また。電圧制御フィルタを含んだ、帯域阻止型フィルタ、帯域通過型フィルタおよび無線装置に適用することも目的とする。

本発明の電圧制御フィルタは、フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器と、前記一対の結合器にそれぞれ結合して前記結合器相互間の結合量を調整するとともに前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成する一対の周波数特性調整手段と、その一対の周波数特性調整手段にそれぞれ個別に制御電圧を供給する一対の制御電圧供給端子とを備えることを特徴とする。

本発明の電圧制御フィルタの他の特徴は、フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器に結合した一対の周波数特性調整手段で前記結合器相互間の結合量を調整するとともに、前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成する機能を備えることにある。

また、前記一対の結合器がマイクロストリップラインまたは誘電体共振器から構成することができる。

さらに、前記誘電体共振器をチップ多層方向性結合器とすることもできる。

さらにまた、前記周波数特性調整手段は、第１および第２の制御電圧供給端子と、第１の制御電圧に応じて前記通過中心周波数を制御する第１の調整素子、前記第１の調整素子に結合して前記通過中心周波数の帯域を制御する第２の調整素子と、第２の制御電圧に応じて前記帯域阻止周波数を制御する第３の調整素子と、前記結合量を制御する第４の調整素子と、通過帯域内の反射損失を微調整する第５および第６の調整素子とを、それぞれ２組ずつ備えることもできる。

また、前記第５および前記第６の調整素子に準じた動作をする素子として、一方の抵抗体を前記第５の調整素子に結合し、他方の抵抗体および容量素子の並列接続体を前記第６の調整素子に直列に結合して直流的および高周波的に接地する構成を有することでもよい。

さらに、一対の前記周波数特性調整手段はそれぞれ周波数制御手段および通過損失制御手段を備え、前記周波数制御手段は、前記結合器の一端に電圧印加端を接続する第１の可変容量素子と、前記第１の可変容量素子の接地端および接地電位間に互いに並列状態で接続する第１の容量素子および第１の抵抗体と、前記結合器の一端に端子の一端を接続し他端を第１の制御電圧供給端子に接続する第２の抵抗体と、前記第２の抵抗体の他端および接地電位間に接続する第２の容量素子と、前記結合器の一端に端子の一端を接続する第２の容量素子と、前記第２の容量素子の他端に電圧印加端を接続する第２の可変容量素子と、前記第２の可変容量素子の接地端と接地電位との間に接続する第３の抵抗体と、前記第２の可変容量素子の電圧印加端に一端を接続し他端を第２の制御電圧供給端子に接続する第４の抵抗体と、前記第４の抵抗体の他端と接地電位間に接続する第３の容量素子と、前記第１および前記第２の制御電圧供給端子と接地電位との間にそれぞれ接続する第４および第５の容量素子とで構成するとともに、一対の前記周波数特性調整手段はそれぞれの前記第２の可変容量素子の接地端相互間を第６の容量素子を介して接続することもできる。

さらにまた、前記通過損失制御手段は、前記結合器の他端に電圧印加端を接続する第３の可変容量素子と、前記第３の可変容量素子の接地端および接地電位間に互いに並列状態で接続する第６の容量素子および第５の抵抗素子と、前記結合器の他端に電圧印加端を接続する第４の可変容量素子と、前記第４の可変容量素子の接地端および接地電位間に接続する第６の抵抗素子と、前記第４の可変容量素子の接地端および第１の信号入出力端子間に接続する第７の容量素子とで構成してもよい。

また、前記第２の可変容量素子が前記通過中心周波数を制御する第１の調整素子であり、前記第３の容量素子が前記通過中心周波数の帯域を制御する第２の調整素子であり、前記第１の可変容量素子が前記帯域阻止周波数を制御する第３の調整素子であり、前記第１の容量素子が前記結合量を制御する第４の調整素子であり、前記第３および前記第４の可変容量素子が前記通過帯域内の反射損失を微調整する第５および第６の調整素子に対応するようにしてもよい。

本発明の帯域阻止型フィルタは、請求項１から１０のいずれかに記載の電圧制御フィルタの構成を含むことを特徴とする。

本発明の帯域通過型フィルタは、請求項１から１０のいずれかに記載の電圧制御フィルタの構成を含むことを特徴とする。

本発明の無線装置は、請求項１から１０のいずれかに記載の電圧制御フィルタを備えていることを特徴とする。

本発明の電圧制御フィルタの制御方法は、フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器に結合した一対の周波数特性調整手段で前記結合器相互間の結合量を調整するステップと、前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成するように調整するステップとを有することを特徴とする。

本発明の電圧制御フィルタの制御方法の他の特徴は、フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器と、前記一対の結合器にそれぞれ結合して前記結合器相互間の結合量を調整するとともに前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成する一対の周波数特性調整手段と、その一対の周波数特性調整手段にそれぞれ個別に制御電圧を供給する一対の制御電圧供給端子とを用いて、
一方の前記制御電圧供給端子から第１の制御電圧を一対の前記周波数特性調整手段に供給して所望の通過中心周波数となるように前記第１の制御電圧を変化させるステップと、他方の前記制御電圧供給端子から供給する第２の制御電圧を変化させて帯域阻止周波数を調整し前記通過中心周波数から所定周波数離れた帯域を減衰させるステップと、前記第１の制御電圧および前記第２の制御電圧を交互に調整して通過周波数域を微調整するステップとを有することにある。

また、前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第１の調整素子が可変容量素子でありその可変容量素子を用いて、外部からの前記第１の制御電圧に応じて前記通過中心周波数を制御するステップを有することができる。

さらに、前記周波数特性調整手段に含まれ前記第１の調整素子に結合する第２の調整素子が容量素子でありその容量素子を用いて、前記通過中心周波数の帯域を制御するステップを有することもできる。

さらにまた、前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第３の調整素子が可変容量素子でありその可変容量素子を用いて、外部からの前記第２の制御電圧に応じて前記帯域阻止周波数を制御するステップを有してもよい。

また、前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第４の調整素子が容量素子でありその容量値に応じて、前記結合器の結合量を制御するステップを有してもよい。

さらに、前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第５および第６の調整素子が可変容量素子でありその可変容量素子の容量値に応じて、前記通過帯域内の反射損失を微調整するステップを有してもよい。

さらにまた、前記第５および第６の調整素子に準じた動作をする素子として、前記第５の調整素子に結合する一方の抵抗体と、前記第６の調整素子に直列に結合する他方の抵抗体および容量素子の並列接続体とを用いて、前記通過帯域内の反射損失を微調整するステップを有してもよい。

本発明の帯域阻止型フィルタの制御方法は、請求項１４から２２のいずれかに記載の電圧制御フィルタの制御方法を含むことを特徴とする。

本発明の帯域通過型フィルタの制御方法は、請求項１４から２２のいずれかに記載の電圧制御フィルタの制御方法を含むことを特徴とする。

本発明の無線装置の制御方法は、請求項１４から２２のいずれかに記載の電圧制御フィルタ制御方法を含むことを特徴とする。

本発明の効果として、電圧制御フィルタにおいて、帯域阻止周波数を電圧制御フィルタの通過中心周波数よりも高い周波数帯域に設定する手段として、中心周波数を通過中心周波数よりも高い周波数に予め設定した一対の結合器を備える。従って、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃに関わらず、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃの上位方向および下位方向の周波数帯域に、減衰量の優れた帯域阻止特性を持たせることができる。この特徴により、無線装置や計測器等において、送受信信号間の干渉防止、ミキサにおけるイメージ信号等のスプリアス信号の抑圧に効果があり、信頼性の向上に寄与する。

まず本発明の概要を説明すると、本発明のＶＣＦは、一対の結合器（以下、マイクロストリップラインと称する）の一方端にそれぞれ、可変容量素子としてバラクタダイオードを結合する。マイクロストリップラインの他方端には容量素子（以下、コンデンサと称する）やバラクタダイオード等を介して、入出力端子Ｊ１，Ｊ２を接続する。

また、マイクロストリップラインの他方端にはそれぞれコンデンサを介してバラクタダイオードを接続する。ここで、マイクロストリップラインには、所望の通過帯域に適した結合量、通過帯域より高い中心周波数を持たせる。

これらのバラクタダイオードそれぞれの容量値を個別に変化させることにより、通過中心周波数に関わらず、ＶＣＦの通過中心周波数と帯域阻止周波数とを制御することができるというものである。

次に、本発明の第１の実施例を図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の第１の実施例におけるＶＣＦの結合回路として、マイクロストリップラインを用いたＶＣＦの構成図である。

図１を参照すると、本発明のＶＣＦは、フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対のマイクロストリップラインＭＳＬ１およびＭＳＬ２を備える。マイクロストリップラインＭＳＬ１、ＭＳＬ２にはマイクロストリップライン間の結合量を調整するとともに通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成する一対の周波数特性調整手段が結合する。

周波数特性調整手段は構成要素として、周波数特性調整手段にそれぞれ個別に制御電圧Ｖ１およびＶ２を供給する制御電圧供給端子Ｔ１およびＴ２と、ＲＦ信号の入出力端子Ｊ１およびＪ２とを有する。

また、周波数特性調整手段は構成要素として、制御電圧Ｖ１に応じてＶＣＦの通過中心周波数を制御するバラクタダイオードＸ１およびＸ２と、制御電圧Ｖ２に応じて帯域阻止周波数を制御するバラクタダイオードＸ３およびＸ４とを有する。周波数特性調整手段は通過帯域内の周波数偏差を微調整するためのバラクタダイオードＸ５、Ｘ６、Ｘ７およびＸ８とを有する。バラクダダイオードは、可変容量ダイオードやバリキャップとも呼ばれ、逆バイアス電圧によって静電容量が変わり、いわゆるバリコンとして動作する。

さらに、周波数特性調整手段は構成要素として、通過中心周波数の帯域を制御するコンデンサＣ１およびＣ２と、カップリングコンデンサＣ３、Ｃ４およびＣ９と、高周波接地用のコンデンサＣ５、Ｃ６、Ｃ１０〜Ｃ１５とを有する。

さらにまた、周波数特性調整手段は構成要素として、高周波的接地用でかつマイクロストリップラインＭＳＬ１およびＭＳＬ２相互間の結合量を制御するコンデンサＣ７およびＣ８と、直流的接地用の抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６、Ｒ１１およびＲ１２とを有する。

上述した構成要素を有する周波数特性調整手段の構成は、マイクロストリップラインＭＳＬ１の一方端にバラクタダイオードＸ１の電圧印加端であるカソードを接続する。バラクタダイオードＸ１の接地端であるアノードはコンデンサＣ１および抵抗素子Ｒ１をそれぞれ介して接地する。

同様に、マイクロストリップラインＭＳＬ２の一方端にバラクタダイオードＸ２のカソードを接続する。バラクタダイオードＸ２のアノードはコンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２をそれぞれ介して接地する。

また、マイクロストリップラインＭＳＬ１の一方端にはコンデンサＣ７の一端が接続し、コンデンサＣ７の他端にバラクタダイオードＸ３のカソードを接続する。バラクタダイオードＸ３のアノードは抵抗素子Ｒ１１を介して接地する。

マイクロストリップラインＭＳＬ２の一方端にはコンデンサＣ８の一端が接続し、コンデンサＣ８の他端にバラクタダイオードＸ４のカソードを接続する。バラクタダイオードＸ４のアノードは抵抗素子Ｒ１２を介して接地する。

また、マイクロストリップラインＭＳＬ１の一方端には抵抗素子Ｒ９の一端が接続し、抵抗素子Ｒ９の他端は、コンデンサＣ１０を介して接地するとともに、制御電圧供給端子Ｔ１にも接続する。

マイクロストリップラインＭＳＬ２の一方端には抵抗素子Ｒ１０の一端が接続し、抵抗素子Ｒ１０の他端は、コンデンサＣ１１を介して接地するとともに、制御電圧供給端子Ｔ１にも接続する。制御電圧供給端子Ｔ１が接続するラインはさらにコンデンサＣ１４を介して接地する。

また、コンデンサＣ７の他方端には抵抗素子Ｒ７の一端が接続し、抵抗素子Ｒ７の他端は、コンデンサＣ１２を介して接地するとともに、制御電圧供給端子Ｔ２にも接続する。

コンデンサＣ８の他方端には抵抗素子Ｒ８の一端が接続し、抵抗素子Ｒ８の他端は、コンデンサＣ１３を介して接地するとともに、制御電圧供給端子Ｔ２にも接続する。制御電圧供給端子Ｔ２が接続するラインはさらにコンデンサＣ１５を介して接地する。

マイクロストリップラインＭＳＬ１の他方端にはバラクタダイオードＸ５のカソードを接続する。バラクタダイオードＸ５のアノードは、コンデンサＣ３を介して入出力端子Ｊ１に接続するとともに、抵抗素子Ｒ３を介して接地する。

さらに、マイクロストリップラインＭＳＬ１の他方端はバラクタダイオードＸ７のカソードにも接続する。バラクタダイオードＸ７のアノードは、コンデンサＣ５および抵抗素子Ｒ５それぞれを介して接地する。

同様に、マイクロストリップラインＭＳＬ２の他方端にはバラクタダイオードＸ６のカソードを接続する。バラクタダイオードＸ６のアノードは、コンデンサＣ４を介して入出力端子Ｊ２に接続するとともに、抵抗素子Ｒ４を介して接地する。

さらに、マイクロストリップラインＭＳＬ２の他方端はバラクタダイオードＸ８のカソードにも接続する。バラクタダイオードＸ８のアノードは、コンデンサＣ６および抵抗素子Ｒ６それぞれを介して接地する。

上述した構成による本発明のＶＣＦは、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２により、バラクタダイオードＸ１，Ｘ２のアノード端子が直流的にグランドへ接地する。同様に、コンデンサＣ１，Ｃ２によりバラクタダイオードＸ１，Ｘ２のアノード端子は高周波的にグランドへ接地する。これらコンデンサＣ１，Ｃ２の定数を変更することにより、電圧印加によるＶＣＦの通過中心周波数を変えることができる。

これらのバラクタダイオードＸ１，Ｘ２は、外部から供給する制御電圧Ｖ１の変化に応じて容量値を変化させることができるので、ＶＣＦの通過中心周波数の制御に利用する。

また、マイクロストリップラインＭＳＬ１，ＭＳＬ２はコンデンサＣ７，Ｃ８を介して、バラクタダイオードＸ３，Ｘ４を接続しており、コンデンサＣ７，Ｃ８によりマイクロストリップラインＭＳＬ１，ＭＳＬ２の結合量を調整できる。

一方、バラクタダイオードＸ３，Ｘ４は、外部から供給する制御電圧Ｖ２の変化に応じて容量値を変化させることにより、帯域阻止特性を制御することができる。

コンデンサＣ７，Ｃ８，Ｃ９は、バラクタダイオードＸ１，Ｘ２とＸ３およびＸ４に印加される制御電圧を防ぐ役割をもっている。

すなわち、制御電圧Ｖ１をバラクタダイオードＸ１，Ｘ２に供給する場合は、その電圧Ｖ１がバラクタダイオードＸ３、Ｘ４にも印加されることがないようにコンデンサＣ７，Ｃ８でブロックする。

逆に、制御電圧Ｖ２をバラクタダイオードＸ３，Ｘ４に供給する場合は、その電圧Ｖ２がバラクタダイオードＸ１、Ｘ２にも印加されることがないようにコンデンサＣ７，Ｃ８でブロックする。

抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２は、Ｒ１，Ｒ２同様、バラクタダイオードＸ３，Ｘ４のアノード端子を直流的にグランドへ接地する役割をもっている。また、バラクタダイオードＸ５，Ｘ６，Ｘ７，Ｘ８はＶＣＦの帯域阻止特性には関係ない。しかし、これらを付加することにより、通過周波数帯域におけるリターンロス（反射損失のことで、伝送路上に発生する高周波信号の反射量）を改善することができる。

抵抗素子Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６およびコンデンサＣ５，Ｃ６は、バラクタダイオードＸ５，Ｘ６，Ｘ７，Ｘ８に準ずる回路である。すなわち、バラクタダイオードＸ５，Ｘ６，Ｘ７，Ｘ８に、それぞれ対応する制御電圧Ｖ１を印加した状態で、通過帯域内偏差の微調整をすることができる。

コンデンサＣ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３は、ＲＦ信号がコンデンサＣ７またはＣ８を介してバイアス方向に漏れないように、抵抗素子Ｒ７〜Ｒ１０の制御電圧供給側のラインをそれぞれ接地電位に落とす役割をもっている。また、コンデンサＣ１４，Ｃ１５は、印加する制御電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧源のノイズを接地電位に落とす役割をもっている。

結合回路をマイクロストリップラインではなく、誘電体共振器等によっても構成することもできる。例えば、チップ多層方向性結合器にて構成すれば、実装パターンを大幅に削減することができ、また、結合回路の中心周波数や結合量を変更する場合にもプリント基板を共通化できるなどのメリットがある。

次に、図１と、ＶＣＦの通過中心周波数および帯域阻止周波数の基本的な制御方法のフローチャートを示した図２とを参照しながら、制御方法を説明する。

まず、制御電圧Ｖ１を変化させることによりバラクタダイオードＸ１、Ｘ２の容量値を調整して、ＲＦ信号を所望の通過中心周波数に設定する（処理ステップＳ１、Ｓ２）。

次に、通過中心周波数から所定周波数離れた帯域が減衰するよう、制御電圧Ｖ２により帯域阻止周波数を調整する（処理ステップＳ３、Ｓ４）。

その際、通過中心周波数もやや変動するため、制御電圧Ｖ１およびＶ２を交互に調整する（処理ステップＳ５、Ｓ６）。

次に、結合回路としてのマイクロストリップラインＭＳＬ１、ＭＳＬ２で構成された方向性結合器（以下、ＣＰＬと称する）の中心周波数（共振周波数）や結合量について詳細を説明する。

まず、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃと通過損失Ｌｏｓｓに対して、ＣＰＬの結合量（ＣＯＵＰＬＩＮＧ）および中心周波数ｆｃの関係を計算したものを図３および図４に示す。

図３はＣＰＬの結合量を１０ｄＢで一定としてＶＣＦの通過中心周波数ｆｃから２８０ＭＨｚ低い方に離れた帯域を減衰させる場合について通過損失Ｌｏｓｓが最小になるようにした算出結果の図である。

図４はＣＰＬの中心周波数ｆｃ１，７５０ＭＨｚを一定としてＶＣＦの通過中心周波数ｆｃから２８０ＭＨｚ低い方に離れた帯域を減衰させる場合について通過損失Ｌｏｓｓが最小になるようにした算出結果の図である。

図３を参照すると、破線で示した直線は、ＣＰＬの中心周波数ｆｃとＶＣＦの通過中心周波数ｆｃのずれをわかりやすくするために描いたものである。つまり、ＣＰＬのｆｃとＶＣＦのｆｃを直線で結んだものである。黒丸で示した特性曲線がＶＣＦの通過中心周波数特性であり、白三角で示した曲線特性がＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓ特性である。

ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが低い場合、例えば１，５００ＭＨｚ以下においては、ＶＣＦとＣＰＬの中心周波数ｆｃのずれが小さいことを示している。従って、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃと同程度の中心周波数ｆｃをもつＣＰＬを使用すればよいことが分かる。

ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが高くなるにつれ、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃとＣＰＬの中心周波数ｆｃにずれが生じる。例えばＣＰＬの中心周波数ｆｃが３０００ＭＨｚではＶＣＦの通過中心周波数ｆｃとは８００ＭＨｚもずれてくることを示している。そのため、徐々に、ＣＰＬの中心周波数ｆｃを高く設定する必要があることがわかる。

また、図４を参照すると、ＣＰＬの結合量（ＣＯＵＰＬＩＮＧ）を小さくすれば（ｄＢの絶対値大）、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが高くなる反面、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが大きくなることがわかる。

反対にＣＰＬの結合量（ＣＯＵＰＬＩＮＧ）を大きくすれば、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが低くなり、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓは小さくなることがわかる。

しかしながら、実際には、過剰にＣＰＬの結合量（ＣＯＵＰＬＩＮＧ）を大きくすると、ＶＣＦの通過帯域が非常に広くなる。そのため、通過中心周波数近傍のスプリアスを抑圧するための帯域阻止周波数の制御が困難になる。

一方、過剰にＣＰＬの結合量（ＣＯＵＰＬＩＮＧ）を小さくすると、ＶＣＦの一次側と二次側の結合量が小さくなるため、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが大幅に大きくなる。

従って、実際に使用する場合には、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃに関わらず、図４において通過損失Ｌｏｓｓがほぼ一定である１０〜１２ｄＢ前後の結合量（ＣＯＵＰＬＩＮＧ）を基本とする。

実際に、結合量が１０ｄＢのものを用いてＶＣＦの通過中心周波数ｆｃより２８０ＭＨｚ低い帯域を減衰させた場合の測定結果を図５および図６に示す。図５はＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚで、図１におけるコンデンサＣ１（＝Ｃ２）をＣａ、Ｃｂ、Ｃｃとし、Ｃａ＜Ｃｂ＜Ｃｃの関係を持つ場合の例で説明する。

すなわち、図５（ａ）は、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）をＣａ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。図５（ｂ）は、ＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚで、図１におけるコンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｂ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。図５（ｃ）は、ＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚで、図１におけるコンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｃ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。

同様に、図６はＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚで、図１におけるコンデンサＣ１（＝Ｃ２）をＣｄ、Ｃｅ、Ｃｆとし、Ｃｄ＜Ｃｅ＜Ｃｆの関係を持つ場合の例である。

図６（ａ）は、ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚで、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｄ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。図６（ｂ）は、ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚで、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｅ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。図６（ｃ）は、ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚで、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｆ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。

図５を参照すると、通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚのＶＣＦを設計する場合には、同様にＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚのものを使用すると、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが小さく減衰量も大きくなり、最も良い特性となる。

例えば、図５（ａ）ではＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約７ｄＢで減衰量が約３６ｄＢ、図５（ｂ）ではＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約８ｄＢで減衰量が約４０ｄＢ、図５（ｃ）ではＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約１０ｄＢで減衰量が約５０ｄＢである。従って、ここでは、それぞれの値が中間的である図５（ｂ）の特性が好ましいことになる。

一方、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，７５０ＭＨｚのＶＣＦを設計する場合には、中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚのＣＰＬを使用すると、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが大きくなる等、特性が悪化することが十分に予測できる。また、通過帯域や阻止帯域の制御自体できなくなる（図５）。

そこで、図６のように、中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚのＣＰＬを用いると、例えば図６（ａ）の場合、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが２，０００ＭＨｚのときに最小の約１２ｄＢであり、減衰量も約２７ｄＢである。

図６（ｂ）の場合は、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，７５０ＭＨｚのときに最小の約１０ｄＢであり、減衰量も約３０ｄＢである。図６（ｃ）の場合、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，２６０ＭＨｚのときに最小の約９ｄＢであり、減衰量は約３０ｄＢである。

従って、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，７５０ＭＨｚのＶＣＦについても、図６（ｂ）の場合に通過損失と減衰量の面で良好な特性を得ることができる。

結果として、良好な特性を確保するためには、図３を参照すると、使用するＣＰＬの中心周波数ｆｃをＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも高く設定する必要があるが、それはＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが高くなったときである。

上述したことから、使用するＣＰＬの結合量と中心周波数ｆｃおよびコンデンサＣ１の定数を適切な値に設定すると、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃに関わらず、印加電圧Ｖ１、Ｖ２の制御により所望の特性に調整することができる。

以上説明したように、本発明の構成によれば、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃに関わらず、帯域阻止特性を持たせたＶＣＦを構成することができる（図５、図６）。

また、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃより低い領域においても、帯域阻止周波数の制御を行うことができる。ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃを１，７５０ＭＨｚとして、その中心周波数ｆｃから２８０ＭＨｚおよび５６０ＭＨｚ低い方に離れた帯域において帯域阻止周波数を制御した測定結果を図７に示す。

図７において、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，７５０ＭＨｚのときに、それより２８０ＭＨｚ低い周波数域において、その差約３１ｄＢの減衰量が得られることが分かる。

また、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃの１，７５０ＭＨｚよりも５６０ＭＨｚ低い周波数域でも、その差約４０ｄＢ程度の減衰量が得られることが分かる。

次に、本発明の第２の実施例を説明する。

本来、計算上では通過帯域周波数より低い方および高い方の帯域阻止周波数ともに同様な方法で制御可能であるが、実際には、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも帯域阻止周波数が高い領域では、帯域阻止周波数の制御が困難であり、減衰量も期待できない。

例えば、図８（ａ）は通過帯域周波数よりも高い方に帯域阻止周波数があり制御できていない場合の特性を示した図である。図８（ａ）を参照すると、中心周波数ｆｃが８５０ＭＨｚのＣＰＬを用いて、それよりも２８０ＭＨｚ高い方の周波数帯域を阻止しようとしても、帯域阻止周波数を制御することができていない。また、２８０ＭＨｚ高い方の周波数帯域の減衰量も少なくなることが分かる。

一方、図８（ｂ）は通過中心周波数ｆｃよりも高い方に帯域阻止周波数があり制御できた場合の特性を示した図である。図８（ｂ）を参照すると、帯域阻止周波数を２８０ＭＨｚに制御できたとしても、通過域と減衰域とにおける減衰量の差はやはり２０ｄＢにも満たない。すなわち、通過中心周波数ｆｃよりも低い方にある帯域阻止周波数での通過域と減衰域とにおける減衰量の差約３５ｄＢに比べてはるかに少なくなる。

本発明においては、前述した図１のように、コンデンサＣ７，Ｃ８によりＣＰＬの結合量およびＸ１、Ｘ２によるＶＣＦの通過中心周波数ｆｃを変更する。その場合、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも低い方の帯域阻止周波数を制御するのと基本的には同様の方法で、高い方の帯域阻止周波数を制御することができるものである。

すなわち、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃから高い方の帯域阻止周波数を制御する際の特徴的な点は、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが低い場合でも、ＣＰＬの中心周波数ｆｃを高めに設定することである。この点がＶＣＦの通過中心周波数よりも低い方の周波数域にある帯域阻止周波数を制御する場合と異なる。

ＣＰＬの結合量に関しては、上述した低い方の周波数域にある帯域阻止周波数を制御する場合と同様である。実際に、ＣＰＬの結合量が１０ｄＢのものを用いて通過中心周波数ｆｃより２８０ＭＨｚ上方に離れた帯域を減衰させた場合の測定結果を図９および図１０に示す。

図９はＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚのものを用いて、図１におけるコンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｇ（ｐＦ），Ｃｈ（ｐＦ），Ｃｉ（ｐＦ）のように定数変更し、Ｃｇ＜Ｃｈ＜Ｃｉとする大小関係の下に測定したときの測定値である。

同様に、図１０はＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚのものを用いて、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｊ（ｐＦ），Ｃｋ（ｐＦ），Ｃｌ（ｐＦ）のように定数変更し、Ｃｊ＜Ｃｋ＜Ｃｌとする大小関係の下に測定したときの測定値である。

図９を参照すると、ＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚのＣＰＬを用いてＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚのＶＣＦを設計する場合、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが大きくなり減衰量も小さくなることがわかる。

ここで、図９（ａ）はＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す図である。図９（ｂ）はＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す他の図である。図９（ｃ）はＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示すさらに他の図である。

例えば、図９（ａ）において、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚではＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約１９ｄＢ、減衰量が約１８ｄＢである。図９（ｂ）においては、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦ Ｌｏｓｓが約１５ｄＢ、減衰量が約２２ｄＢである。図９（ｃ）においては、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約１２ｄＢ、減衰量が約２４ｄＢである。

つまり、コンデンサＣ１がＣｇ（ｐＦ）→Ｃｈ（ｐＦ）→Ｃｉ（ｐＦ）と大きくなるのに従い、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓは約１９ｄＢ→約１５ｄＢ→約１２ｄＢと大きくなる。一方、減衰量は、約１８ｄＢ→約２２ｄＢ→約２４ｄＢと大きくなることが分かる。

そこで、図１０に示すように、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃ１，５００ＭＨｚよりも高い２，４５０ＭＨｚの中心周波数をもつＣＰＬを使用すると、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓと減衰量の面で良好な特性を得ることができる。

ここで、図１０（ａ）はＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す図である。図１０（ｂ）はＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す他の図である。図１０（ｃ）はＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示すさらに他の図である。

例えば図１０（ａ）を参照すると、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，７５０ＭＨｚでコンデンサＣ１がＣｊのときＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約１１ｄＢ、減衰量が約３１Ｂである。図１０（ｂ）においてはＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＣ１がＣｋのときＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約１０ｄＢ、減衰量が約３０ｄＢである。図１０（ｃ）においてはＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，２５０ＭＨｚでコンデンサＣ１がＣｌのときＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約１２ｄＢ、減衰量が約２８ｄＢである。

すなわち、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，７５０ＭＨｚで、帯域阻止周波数を例えば１，７５０ＭＨｚ＋２８０ＭＨｚ＝２０３０ＭＨｚに設定した場合は、図１０（ａ）のようにコンデンサＣ１をＣｊに設定すればよい。コンデンサＣ１をＣｊに設定することにより、ＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが約１１ｄＢ、減衰量が約３１ｄＢが得られることを示す。従って、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも高い領域において、帯域阻止周波数の制御が可能となる。

このように、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも高い領域において帯域阻止周波数の制御を行う際には、ＣＰＬの中心周波数ｆｃをＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも高く設定すると良好な特性が得られる。

さらにまた、図１０（ｃ）のように、コンデンサＣ１の定数を変更すると、さらに低い中心周波数のＶＣＦを設計することができる。

一例として、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，０００ＭＨｚと１，７５０ＭＨｚの場合について、通過中心周波数ｆｃよりも２８０ＭＨｚおよび５６０ＭＨｚ高い帯域において、帯域阻止周波数を制御した測定結果をそれぞれ図１１および図１２に示す。

図１１を参照すると、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃ１，０００ＭＨｚよりも２８０ＭＨｚ高い周波数帯域においては、実線で示すように通過域と減衰域とにおける減衰量の差約４１ｄＢを得ることができる。また、５６０ＭＨｚ高い帯域においても通過域と減衰域とにおける減衰量の差約４３ｄＢ程度を得ている。

図１２を参照すると、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃ１，７５０ＭＨｚの場合は、１，７５０ＭＨｚよりも２８０ＭＨｚ高い周波数帯域においては、通過域と減衰域とにおける減衰量の差約３０ｄＢを得ることができる。また、５６０ＭＨｚ高い帯域においては通過域と減衰域とにおける減衰量の差約３５ｄＢ程度を得ている。

なお、ＣＰＬの中心周波数ｆｃをＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも高く設定すると、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃよりも低い帯域に関しては減衰量が少なくなるが、高い方の帯域のみ減衰させる場合には有効である。

また、本発明の帯域阻止型フィルタ、帯域通過型フィルタおよび無線装置は、前述した課題を解決するために、前述した課題を解決するための手段で述べた、いずれかの電圧制御フィルタおよびその制御方法を備えることを特徴としている。

上述した本発明によれば、帯域阻止型フィルタ、帯域通過型フィルタおよび無線装置は、それぞれが備える上述した電圧制御フィルタを単独、または複数個組み合せて採用することができ、電圧制御フィルタをそれぞれ適切な値に設定することができる。すなわち、使用するＣＰＬの結合量とＣＰＬの中心周波数とコンデンサＣ１の定数とを、それぞれの使用条件に応じた適切な値に設定する。その設定結果に基づき、印加電圧Ｖ１、Ｖ２の制御により、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃに関わらず、ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃの上位方向および下位方向の周波数帯域に、減衰量の優れた帯域阻止特性を持たせることができる。したがって、送受信信号間の干渉防止、ミキサにおけるイメージ信号等のスプリアス信号を抑圧することができる。

上述したＶＣＦは、特に通過中心周波数近傍のイメージを減衰させる必要がない場合などは、単に、帯域通過型フィルタとしても使用できる。その際は、ＶＣＦの通過中心周波数から離れた周波数（例えば、５６０ＭＨｚなど）に帯域阻止特性を持たせると、ＶＣＦの通過帯域幅も広くなるし、通過損失も小さくなる。

また、帯域阻止周波数を制御できるので、一般的な帯域阻止型フィルタとしても使用可能である。これらの通過中心周波数と帯域阻止特性を同時に制御すると、実際の無線装置や計測器において、さらに有用なものとなる。

例えば、何種類かの周波数に対して、それぞれのイメージ信号を減衰させるようなＶＣＦとして利用できるし、また、ボリューム等で通過中心周波数と帯域阻止周波数を固定して使用することにより、同一パターンで、あらゆる周波数に対してもイメージ信号抑圧型のＢＰＦを設計することができる。一般的な誘電体等で形成されたＢＰＦと比較すると、大幅なコストダウンにつながる。

本発明のＶＣＦは、無線装置や計測器等において、送受信信号間の干渉防止、ミキサにおけるイメージ信号等のスプリアス信号の抑圧のために必要となる、帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）、あるいは帯域阻止型フィルタ（ＢＥＦ）に活用可能である。

本発明の第１の実施例におけるＶＣＦの結合回路として、マイクロストリップラインを用いたＶＣＦの構成図である。 ＶＣＦの通過中心周波数および帯域阻止周波数の基本的な制御方法のフローチャートである。 ＣＰＬの結合量を１０ｄＢで一定としてＶＣＦの通過中心周波数ｆｃから低い方に離れた帯域を減衰させる場合のＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが最小になるようにした算出結果の図である。 ＣＰＬの中心周波数を一定としてＶＣＦの通過中心周波数ｆｃから低い方に離れた帯域を減衰させる場合についてＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓが最小になるようにした算出結果の図である。 （ａ）コンデンサＣ１（＝Ｃ２）をＣａ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。 （ｂ）ＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚで、図１におけるコンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｂ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。 （ｃ）ＣＰＬの中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚで、図１におけるコンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｃ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。 （ａ）ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚで、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｄ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。 （ｂ）ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚで、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｅ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。 （ｃ）ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚで、コンデンサＣ１（＝Ｃ２）を、Ｃｆ（ｐＦ）に定数変更したときの測定値を示した図である。 ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃから２８０ＭＨｚおよび５６０ＭＨｚ低い方に離れた帯域において帯域阻止周波数を制御した測定結果を示す図である。 （ａ）通過帯域周波数よりも高い方に帯域阻止周波数があり制御できていない場合の特性を示した図である。 （ｂ）通過帯域周波数よりも高い方に帯域阻止周波数があり制御できた場合の特性を示した図である。 （ａ）ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す図である。 （ｂ）ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す他の図である。 （ｃ）ＶＣＦの通過中心周波数ｆｃが１，５００ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示すさらに他の図である。 （ａ） ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す図である。 （ｂ） ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示す他の図である。 （ｃ） ＣＰＬの中心周波数ｆｃが２，４５０ＭＨｚでＶＣＦの通過損失Ｌｏｓｓおよび減衰量を示すさらに他の図である。 通過中心周波数ｆｃ１，０００ＭＨｚよりも２８０ＭＨｚおよび５６０ＭＨｚ高い帯域において、帯域阻止周波数を制御した測定結果を示す図である。 通過中心周波数ｆｃ１，７５０ＭＨｚよりも２８０ＭＨｚおよび５６０ＭＨｚ高い帯域において、帯域阻止周波数を制御した測定結果を示す図である。 従来のＶＣＦの一例における特許文献１の構成を示した図である。

符号の説明

ＭＳＬ１，ＭＳＬ２，ＤＲ２１，ＤＲ２２ マイクロストリップライン
Ｔ１，Ｔ２ 制御電圧供給端子
Ｊ１，Ｊ２ ＲＦ信号の入出力端子
Ｖ１，Ｖ２ 制御電圧
Ｘ１〜Ｘ８，Ｘ２１，Ｘ２２ バラクタダイオード
Ｃ１〜Ｃ２，Ｃ２１，Ｃ２２ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２ 抵抗素子

Claims (25)

1. 少なくとも一対の結合器を有し、通過中心周波数およびスプリアス信号に対応してフィルタ特性を制御する機能を備える電圧制御フィルタにおいて、帯域阻止周波数を前記電圧制御フィルタの通過中心周波数よりも高い周波数帯域に設定する手段として、中心周波数を前記通過中心周波数よりも高い周波数に予め設定した前記一対の結合器を備えることを特徴とする電圧制御フィルタ。
2. フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器と、前記一対の結合器にそれぞれ結合して前記結合器相互間の結合量を調整するとともに前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成する一対の周波数特性調整手段と、その一対の周波数特性調整手段にそれぞれ個別に制御電圧を供給する一対の制御電圧供給端子とを備えることを特徴とする電圧制御フィルタ。
3. フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器に結合した一対の周波数特性調整手段で前記結合器相互間の結合量を調整するとともに、前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成する機能を備えることを特徴とする電圧制御フィルタ。
4. 前記一対の結合器がマイクロストリップラインまたは誘電体共振器から構成される請求項１、２または３記載の電圧制御フィルタ。
5. 前記誘電体共振器がチップ多層方向性結合器である請求項４記載の電圧制御フィルタ。
6. 前記周波数特性調整手段は、第１および第２の制御電圧供給端子と、第１の制御電圧に応じて前記通過中心周波数を制御する第１の調整素子、前記第１の調整素子に結合して前記通過中心周波数の帯域を制御する第２の調整素子と、第２の制御電圧に応じて前記帯域阻止周波数を制御する第３の調整素子と、前記結合量を制御する第４の調整素子と、通過帯域内の反射損失を微調整する第５および第６の調整素子とを、それぞれ２組ずつ備える請求項２または３記載の電圧制御フィルタ。
7. 前記第５および前記第６の調整素子に準じた動作をする素子として、一方の抵抗体を前記第５の調整素子に結合し、他方の抵抗体および容量素子の並列接続体を前記第６の調整素子に直列に結合して直流的および高周波的に接地する構成を有する請求項６記載の電圧制御フィルタ。
8. 一対の前記周波数特性調整手段はそれぞれ周波数制御手段および通過損失制御手段を備え、前記周波数制御手段は、前記結合器の一端に電圧印加端を接続する第１の可変容量素子と、前記第１の可変容量素子の接地端および接地電位間に互いに並列状態で接続する第１の容量素子および第１の抵抗体と、前記結合器の一端に端子の一端を接続し他端を第１の制御電圧供給端子に接続する第２の抵抗体と、前記第２の抵抗体の他端および接地電位間に接続する第２の容量素子と、前記結合器の一端に端子の一端を接続する第２の容量素子と、前記第２の容量素子の他端に電圧印加端を接続する第２の可変容量素子と、前記第２の可変容量素子の接地端と接地電位との間に接続する第３の抵抗体と、前記第２の可変容量素子の電圧印加端に一端を接続し他端を第２の制御電圧供給端子に接続する第４の抵抗体と、前記第４の抵抗体の他端と接地電位間に接続する第３の容量素子と、前記第１および前記第２の制御電圧供給端子と接地電位との間にそれぞれ接続する第４および第５の容量素子とで構成するとともに、一対の前記周波数特性調整手段はそれぞれの前記第２の可変容量素子の接地端相互間を第６の容量素子を介して接続する請求項２、３または６記載の電圧制御フィルタ。
9. 前記通過損失制御手段は、前記結合器の他端に電圧印加端を接続する第３の可変容量素子と、前記第３の可変容量素子の接地端および接地電位間に互いに並列状態で接続する第６の容量素子および第５の抵抗素子と、前記結合器の他端に電圧印加端を接続する第４の可変容量素子と、前記第４の可変容量素子の接地端および接地電位間に接続する第６の抵抗素子と、前記第４の可変容量素子の接地端および第１の信号入出力端子間に接続する第７の容量素子とで構成する請求項８記載の電圧制御フィルタ。
10. 前記第２の可変容量素子が前記通過中心周波数を制御する第１の調整素子であり、前記第３の容量素子が前記通過中心周波数の帯域を制御する第２の調整素子であり、前記第１の可変容量素子が前記帯域阻止周波数を制御する第３の調整素子であり、前記第１の容量素子が前記結合量を制御する第４の調整素子であり、前記第３および前記第４の可変容量素子が前記通過帯域内の反射損失を微調整する第５および第６の調整素子に対応する請求項６、８または９記載の電圧制御フィルタ。
11. 請求項１から１０のいずれかに記載の電圧制御フィルタの構成を含むことを特徴とする帯域阻止型フィルタ。
12. 請求項１から１０のいずれかに記載の電圧制御フィルタの構成を含むことを特徴とする帯域通過型フィルタ。
13. 請求項１から１０のいずれかに記載の電圧制御フィルタを備えていることを特徴とする無線装置。
14. 少なくとも一対の結合器を有し、通過中心周波数およびスプリアス信号に対応してフィルタ特性を制御する電圧制御フィルタの制御方法において、帯域阻止周波数を前記電圧制御フィルタの通過中心周波数よりも高く設定する際に、前記一対の結合器の中心周波数を前記通過中心周波数よりも高い周波数に予め設定するステップを有することを特徴とする電圧制御フィルタの制御方法。
15. フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器に結合した一対の周波数特性調整手段で前記結合器相互間の結合量を調整するステップと、前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成するように調整するステップとを有することを特徴とする電圧制御フィルタの制御方法。
16. フィルタの通過中心周波数よりも高い共振周波数をもつ一対の結合器と、前記一対の結合器にそれぞれ結合して前記結合器相互間の結合量を調整するとともに前記通過中心周波数から予め定める周波数だけ離れた上位および下位のいずれの周波数帯域にも帯域阻止特性を形成する一対の周波数特性調整手段と、その一対の周波数特性調整手段にそれぞれ個別に制御電圧を供給する一対の制御電圧供給端子とを用いて、
    一方の前記制御電圧供給端子から第１の制御電圧を一対の前記周波数特性調整手段に供給して所望の通過中心周波数となるように前記第１の制御電圧を変化させるステップと、他方の前記制御電圧供給端子から供給する第２の制御電圧を変化させて帯域阻止周波数を調整し前記通過中心周波数から所定周波数離れた帯域を減衰させるステップと、前記第１の制御電圧および前記第２の制御電圧を交互に調整して通過周波数域を微調整するステップとを有する電圧制御フィルタの制御方法。
17. 前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第１の調整素子が可変容量素子でありその可変容量素子を用いて、外部からの前記第１の制御電圧に応じて前記通過中心周波数を制御するステップを有する請求項１６記載の電圧制御フィルタの制御方法。
18. 前記周波数特性調整手段に含まれ前記第１の調整素子に結合する第２の調整素子が容量素子でありその容量素子を用いて、前記通過中心周波数の帯域を制御するステップを有する請求項１７記載の電圧制御フィルタの制御方法。
19. 前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第３の調整素子が可変容量素子でありその可変容量素子を用いて、外部からの前記第２の制御電圧に応じて前記帯域阻止周波数を制御するステップを有する請求項１６記載の電圧制御フィルタの制御方法。
20. 前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第４の調整素子が容量素子でありその容量値に応じて、前記結合器の結合量を制御するステップを有する請求項１６記載の電圧制御フィルタの制御方法。
21. 前記周波数特性調整手段に含まれ前記結合器に結合する第５および第６の調整素子が可変容量素子でありその可変容量素子の容量値に応じて、前記通過帯域内の反射損失を微調整するステップを有する請求項１６記載の電圧制御フィルタの制御方法。
22. 前記第５および第６の調整素子に準じた動作をする素子として、前記第５の調整素子に結合する一方の抵抗体と、前記第６の調整素子に直列に結合する他方の抵抗体および容量素子の並列接続体とを用いて、前記通過帯域内の反射損失を微調整するステップを有する請求項２１記載の電圧制御フィルタの制御方法。
23. 請求項１４から２２のいずれかに記載の電圧制御フィルタの制御方法を含むことを特徴とする帯域阻止型フィルタの制御方法。
24. 請求項１４から２２のいずれかに記載の電圧制御フィルタの制御方法を含むことを特徴とする帯域通過型フィルタの制御方法。
25. 請求項１４から２２のいずれかに記載の電圧制御フィルタ制御方法を含むことを特徴とする無線装置の制御方法。
    

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