JP2005333674A - 増幅器の制御装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】小規模回路により、電力増幅器の電力効率を最適にすることができる装置を提供する。
【解決手段】バイアス電圧制御部２は、ＴＰＣ信号を基にＰＡ８の出力電力を算出し、ＰＡ８の電力効率を最大にするためにバイアスティー７−１，７−２に印加すべきバイアス電圧を決定する。バイアス電圧制御部２は、Duty可変回路５−１，５−２に指示を与え、分周回路６−１，６−２によって生成された発信周波数信号の分周信号のデューティを可変させて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１，４−２に駆動信号として与える。ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２は、電源３の電圧を、駆動信号に従って当該電圧に変圧し、バイアスティー７−１，７−２に印加する。これにより、ＰＡ８の出力電力が制御される。
【選択図】図２

Description

本発明は、バイアス電圧の印加により制御される増幅器及びその制御方法に関する。

近年、携帯電話の普及に伴って、秘匿性を高めたままできるだけ多くの加入者を基地局に収容できるシステムが望まれている。このようなシステムとして、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）システムが有望視され、多くの企業や研究団体において、研究開発が行われている。

特に、最近研究開発の進んでいるＣＤＭＡシステムにおいては、拡散方式に直接拡散（ＤＳ）方式が用いられているが、ＤＳ方式には遠近問題という固有の問題 があり、解決策が必要となっている。遠近問題とは、例えば、距離が遠く、受信電界強度の小さい相手からの電波を受信したいと思っても、受信したくない近くの受信電界強度の大きい電波によって、妨げられて受信できない状態のことである。

この遠近問題の解消のためには、例えば、複数の端末が発振する電波の電界強度を調整し、基地局が受信する複数の端末からの受信電界強度を同一にする必要がある。これを実現するためには、端末において、送信電力のダイナミックレンジが広く（例えば、８０ｄＢ）、かつ、精度が良くなければならない。

図３５は、ＣＤＭＡ端末の回路構成例を示すブロック図である。同図においては、送信側と受信側が１つのアンテナを共用して通信を行う構成の端末の構成例を示している。
アンテナ３６０で受信された電波信号は、デュプレクサ３６１を介して、増幅器３６２に入力される。増幅器３６２では、伝送によって弱くなった信号を受信可能なように増幅する。そして、バンドパスフィルタ３６３において、ノイズなどが除去され、乗算器３６４に入力される。乗算器３６４には、局部発振器３７３からの周期波が入力され、アンテナ３６０で受信された信号をＩＦ帯域の信号に変換する。ＩＦ帯域の信号に変換された受信信号は、再びバンドパスフィルタ３６６に入力され、受信帯域の信号のみが抽出される。そして、増幅器３６７で再び増幅された後、分岐され、乗算器３６８−１、３６８−２それぞれに入力される。乗算器３６８−１、３６８−２それぞれには、局部発振器３７４からの周期波と、９０°移相器によって、この周期波の位相が９０°移相された周期波が それぞれ入力される。

ＩＦ帯域に変換された受信信号は、乗算器３６８−１、３６８−２それぞれで、ベースバンド信号に変換される。そして、それぞれのベースバンド信号は、ローパスフィルタ３６９−１、３６９−２で信号帯域が抽出され、Ａ／Ｄ変換器３７０−１、３７０−２それぞれでデジ タル信号に変換され、復調器３７１によって復調されデータ受信される。

送信すべきデータは、変調器３７６に入力され、変調された後、Ｄ／Ａ変換器３７７−１、３７７−２によってアナログ信号に変換される。そして、該アナログ信号はローパスフィルタ３７８−１、３７８−２で信号帯域の抽出が行われた後、それぞれ、乗算器３７９−１、３７９−２に入力される。局部発振器３８０から出力された２つの周期波は、一方は、そのまま乗算器３７９−１に入力され、他方は、９０°移相器３８１によって位相が９０°シフトされて、乗算器３７９−２に入力される。乗算器３７９−１、３７９−２は、ベースバンド信号である、ローパスフィルタ３７８−１、３７８−２からの入力信号をＩＦ帯域の信号に変換出力する。そして、ローパスフィルタ３７８−１，３７８−２から出力される該２つのＩＦ帯域の信号は合波された後、利得可変増幅器（ＡＧＣ増幅器）３８２により増幅され、更に、バンドパスフィルタ３８３でノイズが除去されて、乗算器３８４に入力される。乗算器３８４には、局部発振器３８５からも周期波が入力され、該ＩＦ帯域の信号は、乗算器３８４によりＲＦ帯域の信号に変換される。そして、該ＲＦ帯域の信号はバンドパスフィルタ３８６によって信号帯域の抽出がされた後、再び、ＡＧＣ増幅器３８７で増幅され、更に、バンドパスフィルタ３８８で帯域制限された後、増幅器３８９によって増幅される。このようにして生成された送信用の信号は、デュプレクサ３６１を介し て、アンテナ３６０から送出される。ＡＧＣ増幅器３８２、３８７の利得は、ＴＰＣ信号抽出・制御信号作成部３７２から入力される、ＴＰＣ信号抽出・制御信号作成部３７２が、受信データ信号から抽出された、送信電力制御信号（ＴＰＣ：TransmissionPower Control signal）に基づいて生成した制御信号によって制御される。

以上、説明したように、ＣＤＭＡ端末は、利得可変増幅器（ＡＧＣ増幅器）もしくは、可変減衰器（ＶＡＴＴ）を用いて、送信電力制御（ＴＰＣ）を行うことにより、広いダイナミックレンジを実現し、精度の良い送信電力制御を行っている。

ここで、ＴＰＣ信号とは、基地局において、端末からの受信電界強度に基づいて算出される信号で、基地局が端末に対して送信電力の増減を指示する信号である。これにより、端末のＴＰＣを精度良く行うことができる。

１）ＰＡの電力効率の問題点図３５に示す回路おいて、ＡＧＣ増幅器３８２、３８７などを用いて送信電力制御（ＴＰＣ）を行った場合、最終段の電力増幅器（以下、ＰＡと略す）３８９の入力電力が低下する。ＰＡ３８６は、低出力電力時には、電力効率が著しく低下してしまう。図３６は、 ＰＡ３８９の出力電力対効率特性を示したものであるが、出力電力が大きくなればなるほど、効率が良くなることが分かる。一方、出力電力が小さい場合には、 効率は非常に小さくなってしまう。このＰＡ３８９の電力効率の低下によって増加する電力の損失分は、ジュール熱となってしまうため、端末の温度を上昇させてしまう。このため、連続送信が行われるＷ−ＣＤＭＡ（Wideband CDMA）で長時間通話した場合、端末の温度が上昇し、耳が暖かくなる等の障害が発生するおそれがある。したがって、ＰＡの電力効率を改善し、放熱を施すなどの対策が必要と考えられる。

また、携帯電話などの移動端末では、通話時間の伸長は、非常に重要な課題である。すなわち、電池を電源とする移動端末では、通話時間を伸長するために、消費電力を如何に削減するかが最重要課題となっている。ここで、移動端末の消費電力の内訳を調べると、ＰＡの消費電力は全体に対して例えば７割といった非常に大きな割合となっている。よって、ＰＡの消費電力の削減が通話時間を伸長するための重要な課題となっている。

前述のような低出力 電力時において、ＰＤＣ（Personal Digital Cellular）などが採用しているＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式では間欠送信を行っているため、ＰＡも間欠動作となり消費電力も連続送信した場合と比較し、３分の１ないし６分の１となる。しかしながら、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、ＴＤＭＡと異なり、ＶＯＸ（ボイスアクティベーション）はあるものの、連続送信が行われる。よって、消費電力は削減されな い。なお、ＶＯＸとは、通話において無音状態になった場合送信を行わない機能のことである。

以上、述べたように、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、ＰＡのより一層の効率の改善と低消費電力化が必要である。すなわち、ＰＡの電力効率の劣化により発生する熱の低減及び通話時間を伸長するための低消費電力化には、ＰＡの電力効率の改善が必要である。
２）ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の問題点ＰＡの低出力電力時における効率の劣化対策として、ＰＡの入出力バイアス電圧を制御して、ＰＡの低消費電力化などを実現する方法が考えられる。以下に、このような技術を開示する特許公開公報を示す。
特開昭６０−９６０１１号 特開昭６２−２７４９０６号 特開平３−３４７０９号 特開平３−１７４８１０号 特開平７−１７０２０２号

これらの例では、ＰＡ出力をカプラ等で分配し、包絡線検波を行い、その結果を用いてバイアス電圧を決定し、制御用トランジスタまたは電圧可変直流直流変換回路（以後ＤＣ−ＤＣコンバータという）の出力電圧を制御している。

図３７は、 上記ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたＰＡの入出力バイアス電圧制御回路の概略構成図である。同図に示す回路において、ＰＡ４００の出力は、カプラ４０１によって分岐され、包絡線検波部４０２に入力される。包絡線検波部４０２は、ＰＡ４００の出力の包絡線検波を行い、その結果を周波数等化部４０３に出力する。周波数等化部４０３は、周波数の違いによるＰＡ４００の出力の等化を行い、該等化により得られた信号をＤＣ−ＤＣコンバータ４０４に制御信号として出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４０４は、該制御信号に従ってＰＡ４００に出力するバイアス電圧を調整し、ＰＡ４００の出力電圧を制御する。

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０４は、巻き線トランスを用いたものと、圧電トランスを用いたものとがある。前者は、形状が大きいため携帯電話などの携帯端末には向かない。後者は、その形状から小型化が可能である。そのため、圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ４０４を、ＰＡ４００の電源に用いるための検討が行われている。（鈴木、熊谷、野島“圧電形ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた高効率電力増幅”、１９９７信学総全大Ｂ−５−１５１）

しかしながら、圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ４０４では駆動周波数に対する出力電圧のカーブが、例えば、図３８のように非常に急峻である。このような特性のため、圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ４０４では出力電圧制御が難しく、その精度も非常に悪く問題となっている。

また、周波数を可変するための回路は、ＰＬＬシンセサイザまたは電圧−周波数変換回路（Ｖ／Ｆ変換）等を用いるため、出力電圧制御の応答時間が長くなってしまい問題となる。また、回路規模も大きくなるため、小型軽量が望まれる、携帯電話等の携帯端末に適用するのが困難なのが現状である。

本発明の課題は、小型及び軽量な回路構成で、ＰＡの電力効率を最適にすることができる装置及び方法を提供することである。

本発明の増幅器を制御する制御装置は、バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御装置であって、前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するバイアス電圧生成手段と、送信電力制御（ＴＰＣ）信号から該増幅器の出力電力を算出し、該増幅器が該算出された出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。

本発明の増幅器を制御する制御方法は、バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御方法であって、（ａ）前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するステップと、（ｂ）送信電力制御（ＴＰＣ）信号から該増幅器の出力電力を算出し、該増幅器が該算出された出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御するステップとを備えることを特徴とする。

本発明によれば、上記ＴＰＣ信号に基づいて、上記増幅器の出力電力を算出し、上記増幅器が、該出力電力を最大電力効率で出力するように、上記増幅器に印加するバイアス電圧を制御する。

従って、上記増幅器の電力効率が良くなり、上記増幅器の低消費電力化を達成することができるので、例えば、該増幅器を搭載する端末の連続使用時間を伸長することができる。また、上記増幅器の電力効率が向上することにより、上記増幅器の熱の発生を抑制することができる。従って、該増幅器を搭載する端末を長時間連続使用した場合暖かくなってしまうという問題を解消することができる。

本発明により、電力増幅器の電力効率を高精度かつ高安定に改善することができる。この結果、例えば、移動体端末に用いられた場合、通話時間等の連続使用時間を伸長させ、かつそのような使用時における発熱を最小限に抑制することができる。

ＣＤＭＡシステムにおいては、基地局から到来するＴＰＣ信号によって、端末のＡＧＣ増幅器の利得が決められる。これにより、ＰＡへの入力電力が求まる。すなわち、ＰＡの出力電力が求まる。そこで、ＰＡの電力効率ないし電力付加効率が最高となるようなバイアス電圧を算定し、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する。この際、消費電力が最小となるよう制御することも可能であるし、隣接チャネル漏洩電力が最小となるように制御することも可能であり、出力歪みが最小となるよう制御することも可能である。

ＤＣ−ＤＣコンバータの制御においては、その駆動信号のデューティ（duty）を可変することにより、その出力電圧の制御を行う。以後、この制御をデューティ制御と略す。ここで、デューティに対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の特性を図２に示す。

図１に示されるように、駆動信号のデューティを変えることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を可変制御することができることが分かる。また、デューティの変化に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の変化が緩やかであるので、デューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を精度良く制御することができる。

更に、デューティを可変することによる出力電圧の制御は、圧電トランスの共振周波数を維持したまま制御するため、周波数制御と比較してＤＣ−ＤＣコンバータの効率も高くすることができる。

また、分周回路等を用いることにより、デューティ可変回路を実現できるため、回路規模を小さくできる。また、ＬＳＩ化も可能であり、実装面積の削減が可能である。これらから小型軽量の端末の実現が可能となる。

送信電力制御（ＴＰＣ）信号を用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動信号のデューティを可変することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変化させ、ＰＡがその出力電力に対して最大電力効率となるように制御を行う。これにより、ＰＡの効率を改善し、通話時間の伸長及び発熱を最小限に抑制することができる。

また、バイアス電圧制御部をＬＳＩ化できることから、小型化が可能である。図２は、本発明の第１の実施形態を示す構成図である。端末（ＭＳ：Mobile Station）において、受信部で受信された基地局（ＢＳ：Base Station）から送信されたＴＰＣ信号をＴＰＣ信号抽出部１において再生抽出する。ここで、ＢＳは、ＭＳから送信される信号の受信電界強度を測定し、他のＭＳからの受信電界強度を考慮し、ある一定の受信電界強度となるようＭＳに対して、送信電力制御（ＴＰＣ）の制御用信号、すなわち該ＴＰＣ信号を送信 する。ＴＰＣの具体的な内容は、送信電力を上げる下げるの情報でも良いし、絶対電力または相対電力でも構わない。また、ＴＰＣ信号はデータフォーマットに含まれる信号である。

ＴＰＣ信号抽出部１で抽出されたＴＰＣ信号は、バイアス電圧制御部２に送られる。バイアス電圧制御部２は、ＴＰＣ信号を基に、Duty可変回路５−１、５−２に制御信号を出力して、Duty可変回路５−１，５−２〜出力される信号のデューティを変化させる。Duty可変回路５−１、５−２には、分周回路６−１、６−２によって生成された、発振器（不図示）から出力される発振周波数の信号を分周する事により得られた周期波が入力される。Duty可変回路５−１、５−２によってデューティが可変されたそれぞれの周期波は、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２に入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２は、電源３から所定の電圧を入力し、それを入力される周期波のデューティの値に従った、出力電圧に変換して出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２から出力される電圧は、ＰＡ８の利得を制御するバイアスティー７−１、７−２に入力される。ＰＡ８は、バイアスティー７−１、７−２によって調整される利得に応じ、入力ＲＦ信号を増幅してアンテナへ送出する。

図３は、上記圧電トランス形ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１，４−２の概略構成を示す図である。入力側から入力された電源電圧は、コンデンサ１０及びコイル１１により、整流され、コンデンサ１２の両端子に印加される。Duty可変回路５−１、５−２からの制御信号は、駆動信号１６として、トランジスタ１３のゲートに印加され、駆動信号１６の示すデューティに従ってトランジスタ１３をオン／オフする。これにより、駆動信号１６のデューティに応じて、コンデンサ１２の両端に印加された電圧が圧電トランス１４に印加される。該印加電圧は圧電トランス１４によって変圧され、ブリッジダイオードからなる全波整流器１５に入力され、全波整流された後、出力コンデンサ１６によってフラットな波形の電圧に変換されて出力端子から出力される。以上の動作により、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２は、入力電圧を駆動信号１６のデューティに従った電圧に変換し出力する。

図４は、ＴＰＣ信号を用いたＰＡに印加するバイアス電圧の制御の流れを示すフローチャートである。ステップＳ１で、ＴＰＣ信号抽出部１が受信したＴＰＣ信号を再生抽出し、バイアス電圧制御部２が該ＴＰＣ信号を基にＡＧＣ増幅器の利得（ゲイン）を確定し（ステップＳ２）、次に、該利得からＰＡ８の入力電力Ｐ_in1を算出して確定する（ステップＳ３）。バイアス電圧制御部２は、続いて、該利得からＰＡ８の出力電力Ｐ_out1も確定する（ステップＳ４）。そして、このときのＰＡ８の電力効率η₁ を算出する。更に、バイアス電圧制御部２は、ＰＡ８の入力バイアス電圧をＶ_in1、出力バイアスをＶ_out1としたとき、出力電力Ｐ_out1を一定とし、電力効率が最大となるバイアス電圧Ｖ_in2、Ｖ_out2を求め（ステップＳ５）、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の制御信号を作成し（ステップＳ６）、該制御信号に基づきデューティ可変回路５−１、５−２を制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５−１、５−２の駆動信号のデューティを可変する。デューティが変わることにより、デューティ可変回路５−１、５−２の出力電圧が変化し（ステップＳ７）、その結果ＰＡ８の入力及び出力のバイアス電圧がそれぞれ、Ｖ_in2 とＶ_out2となる（図１参照）。

上記デューティ制御により、ＰＡ８の電力効率が改善しη₂となる。この結果、ＭＳの通話時間が伸長し、かつＭＳの発熱を抑えることができる。ここで、デューティ可変回路５−１、５−２は例えば分周器を用いて構成し、この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１，４−２の制御信号は分周比となる。

上述においては、ＰＡ８の電力効率を最大とする制御方法に関して述べたが、これに限定されることなく、ＰＡ８が最小消費電力となるよう制御しても良く、ＰＡ８が最小消費電流となるよう制御しても構わない。

また、受信したＴＰＣ信号ではなく、送信機内部で作成したＴＰＣ信号を利用して同様な制御を行うことが可能である。図５は、本発明の第２の実施形態の回路構成を示すブロック図である。

なお、同図において、図２と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、電圧／電流モニタ２２〜２５を用いてＰＡ８のみではなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２も最大効率となるようバイアス電圧を制御する。

このため、電圧／電流モニタ２２〜２５をＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の前後に挿入し、バイアス電圧制御部２０は、電圧／電流モニタ２２〜２５の測定値を基にＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の電力効率を算出する。次に、バイアス電圧制御部２０は、ＴＰＣ信号から、ＰＡ８に設定すべき入出力電力をメモリ２１から読み出す。そして、バイアス電圧制御部２０は、両者を用いて、ＰＡ８の実際の電力効率を算出することにより、ＰＡ８のバイアス電圧制御を行う。これにより、ＰＡ８のバイアス電圧制御の高精度化及び安定化を計る。また、これにより、ＰＡ８及びＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の個体差及び経年変化を相殺する。

ＴＰＣ信号はＴＰＣ信号抽出部１で抽出され、バイアス電圧制御部２０は該ＴＰＣ信号を基にＰＡ８に設定すべき出力電圧を設定する。このとき、バイアス電圧制御部２０は電圧／電流モニタ２２〜２５の測定結果からＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の電力効率を算出する。そして、バイアス電圧制御部２０はこのＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の電力効率と該ＴＰＣ信号から、ＰＡ８に設定すべき出力電圧をメモリ２１から読み出す。そして、Duty可変回路５−１、５−２に該出力電圧に応じたデューティを設定する。発振器から入力される所定の周波数の信号は、分周回路６−１、６−２によって分周され、該分周により得られた信号はDuty可変回路５−１、５−２によってデューティが変換された後、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２に駆動信号として入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２は該駆動信号に従って、電源３から入力される電圧を変換して、該変換後の電圧をバイアスティー７−１、７−２に印加することにより、ＰＡ８の利得を制御する。このとき、電圧／電流モニタ２２〜２５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入出力の電圧／電流を常時モニタし、そのモニタ結果をバイアス電圧制御部２０に送る。バイアス電圧制御部２０は、そのモニタ結果を基にＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の電力効率を算出する。前述したように、バイアス電圧制御部２０は、この電力効率を、ＴＰＣ信号による指示情報と共に、合わせて考慮し、電力効率とＴＰＣ信号による指示情報とを基に、ＰＡ８に設定すべき出力電圧が記憶されたメモリ２１から、ＰＡ８に設定すべき出力電圧を読み出し、ＰＡ８の利得の制御を行う。

図６は、上記構成の第２の実施形態における制御動作を説明するフローチャートである。まず、ＴＰＣ信号抽出部１で受信されたＴＰＣ信号を再生抽出し（ステップＳ１０）、該ＴＰＣ信号の指示情報に従った場合のＰＡ８の電力効率η₁を算出する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入出力の電圧及び電流を、電圧／電流モニタ２２〜２５により測定し、その測定値をバイアス電圧制御部２０に渡す。更に、ＴＰＣ信号に基づいてＩＦもしくはＲＦに挿入されたＡＧＣ増幅器（不図示）の利得を決定する（ステップＳ１１）。次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の効率と、上記ＡＧＣ増幅器の利得から、ＰＡ８の入力電力Ｐ_in1を算出し（ステップＳ１２）、該入力電力Ｐ_in1とメモリ２１から読み出したＰＡ８の出力電力Ｐ_out1を用いてＰＡ８の電力効率η_DCを算出する（ステップＳ１３）。

ここで、Ｐ_out1はＰＡ８の入力電圧（上記ＡＧＣ増幅器の利得から換算できる）とＰＡ８の入出力バイアス電圧に対する電力効率から算出された値であり、予め、メモリ２１に記憶されていたものである。このとき、上記ＡＧＣ増幅器は、ＴＰＣ信号によって利得が制御されている。また、上記Ｐ_in1の算出において、Ｐ_in1の算出に必要な情報とＰ_in1の値とで構成されるルックアップテーブルをメモリ２１に記憶しておき、Ｐ_in1の値をメモり２１から読み出す方法も考えられる。

次に、ＴＰＣ信号を用いて、ＰＡ８の電力効率が最大となるバイアス電圧Ｖ_in30、Ｖ_out30を求め（ステップＳ１４）、該電力効率がη₃₀となるように制御を行う。すなわち、バイアス電圧制御部２０は、まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の制御信号を作成し（ステップＳ１５）、デューティ可変回路５−１、５−２を制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の駆動信号のデューティを可変制御する。該デューティが変わることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の出力電圧が変わり、その結果ＰＡ８の入力／出力バイアス電圧がそれぞれＶ_in31とＶ_out31となるので、これを電圧／電流モニタ２２〜２５により測定する（ステップＳ１６）。上記デューティ制御によりＰＡ８の電力効率が改善するので、このときのＰＡ８の電力効率η₃₁を算出する（ステップＳ１７）。このとき、η₃₀とη₃₁の 差、すなわち誤差を求める。ここで、該誤差が、一定値δ以下になったか否かを判断し（ステップＳ１８）、一定値δ以下にならなかった場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入力の前と出力の後に挿入した電圧／電流モニタ２２〜２５を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入力／出力電流値及び入力／出力電圧値を測定し（ステップＳ１９）、上記誤差を考慮してＰＡ８の入出力バイアス電圧を再計算し、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１，４−２の制御信号を再作成する（ステップＳ２０）。そして、再びＰＡ８の電力効率を算出し（ステップＳ２１）、ステップＳ１８に戻って、ステップＳ１９〜ステップＳ２１の処理を収束するまで繰り返す。すなわち、制御信号を用いて、Duty可変回路５−１、５−２を介してＤＣ−ＤＣコンバータ４−１，４−２の出力電圧をデューティ制御することによって、ＰＡ８のバイアス電圧をＶ_in32とＶ_out32とする。これらの制御をＰＡ８の電力効率の誤差が一定値δ以下となるよう繰り返し、収束した場合は制御を維持する。これにより、ＰＡ８の電力効率が、制御精度が良い状態でかつ安定・最大となる。この結果、ＭＳの通話時間が伸長し、かつ発熱を抑えることができる。また、ＰＡ８の個体差並びに経年変化、及びＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の出力電圧誤差並びに経年変化を解消することができる。

上記第２の実施形態において、制御毎にＰＡ８の電力効率を計算せず、ＰＡ８のバイアス電圧を測定し、上記誤差を収束させるように制御することも可能である。
また、第１の実施形態においても述べたように、ＰＡ８が最小消費電力となるよう制御をしても良いし、ＰＡ８が最小消費電流となるように制御しても構わない。

図７は、本発明の第３の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図４と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、ＰＡ８の入出力電力及びバイアス電圧・電流から歪みの情報を抽出し、これらをバイアス電圧制御に用いる。ＰＡ８の入出力電力を測定し、該測定結果とＰＡ８のバイアス電圧及びバイアス電流から歪みを算出する。そして、この歪み情報も考慮し、ＰＡ８のバイアス電圧制御を行う。これにより、更に、ＰＡ８の電力効率が改善される。また、同時に歪み特性も改善され、隣接チャネル漏洩電力特性及び占有帯域幅特性が改善できる。

図７に示す回路において、ＲＦ信号は、バイアスティー７−２に入力される前に、カプラ３１によって分岐され、ＡＧＣ増幅器３２にも入力される。ＡＧＣ増幅器３２で増幅されたＲＦ信号は、検波器３３で検波され、Ａ／Ｄ変換器３４でデジタル信号に変換されてから、バイアス電圧制御部３０に入力される。ＡＧＣ増幅器３２は、バイアス電圧制御部３０からの制御信号によって制御される。カプラ３１で分岐されたＲＦ信号の内、他方は、バイアスティー７−２、ＰＡ８及びバイアスティー７−１を経て増幅されて、カプラ３５に入力される。カプラ３５では、該増幅されたＲＦ信号が分岐され、その一方が、バイアス電圧制御部３０によって制御されるＡＧＣ増幅器３６で増幅された後、検波器３７で検波される。そして、該検波されたＲＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器３８によってデジタル信号に変換され、バイアス電圧制御部３０に入力される。バイアス電圧制御部３０は、上記Ａ／Ｄ変換器３４，３８から入力されるＰＡ８の実際の入出力電圧を歪み算出用に保持する。バイアス電圧 制御部３０は、Duty可変回路５−１，５−２に制御信号を与えて、分周回路６−１、６−２によって分周された発振器から入力される所定の周波数の信号のデューティを変化させて、該信号をＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２に入力させる。ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２は、電源３から入力される電圧を、Duty可変回路５−１，５−２から送られてくる信号によって所定の電圧に変換し、バイアスティー７−１，７−２に出力する。これにより、ＰＡ８の利得が決定される。電圧／電流モニタ２２〜２５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入出力電圧／電流をモニタし、そのモニタ結果をバイアス電圧／電流情報としてバイアス電圧制御部３０に出力する。バイアス電圧制御部３０は、検波器３３，３７で検波されたＲＦ信号の電圧と、電圧／電流モニタ２２〜２５によって検出されたバイアス電圧／電流情報とから、ＰＡ８の出力の歪みを算出し、その算出結果を考慮してDuty可変回路５−１、５−２を制御することによって、ＰＡ８のバイアス電圧を変化させ、ＰＡ８の歪みを改善する。

図８は、上記構成の第３の実施形態における制御処理の流れを示すフローチャートである。図７に示したように、ＰＡ８の入力側と出力側にカプラ３１，３５を挿入し、カプラ３１，３５によりＰＡ８の入出力信号を分岐する。そして、該入出力信号をＡＧＣ増幅器３２，３６を用いて増幅し、検波器３３，３７によって該増幅後の入出力信号の電力を測定する（ステップＳ３０）。このとき、バイアス電圧制御部３０は、ＴＰＣ信号を用いて、送信装置におけるＰＡ８の前段に存在するＡＧＣ増幅器（不図示）の利得を制御することにより、ダイナミックレンジを広げる。

次に、第２の実施形態と同様にしてＰＡ８のバイアス電圧とバイアス電流を電圧／電流モニタ２２〜２５により測定する（ステップＳ３１）。以上のようにして測定された６つの情報を用いて、予めバイアス電圧制御部３０内に記憶されたテーブル（不図示）から該当する歪みを読み出す（ステップＳ３２）。

図９は、バイアス電圧制御部３０に記憶される上記テーブルの構成例を示した図である。バイアス電圧制御部３０は、このテーブルから取得する歪みを加味して、前述の第２の実施形態における処理を実施して、電力効率の改善（ステップＳ３３）及び歪みが改善（ステップＳ３５）されるようにＰＡ８のバイアス電圧を制御する。

ステップＳ３４の収束判定は、ＰＡ８の電力効率の制御前と制御後の値の差を算出し、この差が所定の値よりも小さくなったか否かを判断することによって行う。同様に、ステップＳ３６の収束判定も、歪み特性の制御前と制御後の値の差を算出し、この差が所定の値よりも小さくなったか否かを判断することによって行う。

以上の制御により、第２の実施形態よりも電力効率が更に改善される。また、同時に歪み特性も改善され、隣接チャネル漏洩電力特性及び占有帯域幅特性が改善される。
上述の制御において、電力効率の改善の方を重視しても、逆に歪み特性の改善の方を重視しても問題ない。また、両者に対して重み付けを行いながら制御することも可能である。

図１０は、本発明の第４の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図７と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、漏洩電力を測定し、この測定結果をＰＡ８のバイアス電圧制御に用いる。

第４の実施形態においては、第３の実施形態の構成に加え、更に検波器３３、３７の前にチャネル帯域幅の通過を阻止するＢＥＦ（Band Elimination Filter ）４２，４３を設けることにより、帯域外電力すなわち漏洩電力を測定する。次に、この漏洩電力の大きさによって歪みを算出する。そして、この歪み情報とバイアス電圧及びバイアス電流から、ＰＡ８の電力効率が改善され、かつ低歪みとなるようにバイアス電圧制御を行う。

発振器から入力され る所定の周波数の信号は、分周回路６−１、６−２によって分周され、更に、バイアス電圧制御部４０によって制御されるDuty可変回路５−１、５−２に よってデューティが可変されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２に印加される。これにより、ＰＡ８のバイアスティー７−１、７−２に印加されるバイアス電圧／電流を変化させ、ＰＡ８の電力効率等を変化させる。ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２は、電源３から電力供給を受けるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ ４−１，４−２の入出力電圧／電流は、電圧／電流モニタ２２〜２５によって検出され、その検出結果がバイアス電圧制御部４０に入力される。また、カプラ３１，３５によって分岐された、ＰＡ８の入出力電力は、バイアス電圧制御部４０によって制御されるＡＧＣ増幅器３２，３６によって増幅された後、 ＢＥＦ４２，４３によりフィルタリングされ、検波器３３，３７で検波される。このとき、ＢＥＦ４２，４３は、チャネル帯域の通過を阻止し、チャネル帯域外の隣接チャネル漏洩電力のみを通過させる。従って、検波器３３，３７で検波される電力は、隣接チャネル漏洩電力のみとなる。検波器３３，３７の検波結果はＡ／Ｄ変換器３４，３８によってデジタル信号に変換され、バイアス電圧制御部４０に出力される。メモリ４１には、ＰＡ８の入出力の隣接チャネル漏洩電力、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１，４−２がバイアスティー７−１、７−２に与えるバイアス電圧／電流、及びＰＡ８の出力の歪みとが登録された、図９のテーブルと同様な構成のテーブルが格納されている。バイアス電圧制御部４０は、このメモリ４１に記憶されたテーブル内の歪み情報と共に、ＴＰＣ信号抽出部１で抽出されたＴＰＣ信号の内容とを加味して、ＰＡ８の効率及び歪みを小さくするようにバイアス電圧／電流を制御し、更に、隣接チャネル漏洩電力が最も小さくなるようにDuty可変回路５−１、５−２を制御する。

図１１は、上記構成の第４の実施形態の制御処理の流れを示すフローチャートである。なお、図１１には、図８の第３の実施形態の処理と異なる部分のみを示す。
まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入出力電圧及び入出力電流を、電圧／電流モニタ２２〜２５により測定する。次に、バイアス電圧制御部４０によりＴＰＣ信号を用いて、送信回路のＰＡ８より前段にあるＡＧＣ増幅器（不図示）の利得を制御し、ダイナミックレンジを広げる（ステップＳ４０）。このときのＰＡ８の出力側の信号のスペクトルを図１２に示す。同図に示すように、理想的には、矩形状となるべきスペクトルの形状が、隣のチャネルへの漏れ込み（図１２で斜線で示されているすそ野の部分）を有している。このようなスペクトルを有する信号を図１３に示す周波数特性を持つＢＥＦ４２，４３を用いて、フィルタリングを行い（ステップＳ４１）、図１４に示すようなチャネル帯域（ｆ１〜ｆ２）外のスペクトル（隣接チャネル漏洩電力）のみを通過させるようにする。

最初に、バイアス電圧制御部４０は、バイアス電圧制御を隣接チャネル漏洩電力を加味しないで行い（ステップＳ４２）、次に、検波器３３，３７により隣接チャネル漏洩電力を測定し、その測定結果をデジタル信号に変換させて、バイアス電圧制御部４０に入力させる（ステップＳ４３）。

該測 定結果が入力されると、バイアス電圧制御部４０では、隣接チャネル漏洩電力が最小かつＰＡ８の電力効率が最大となるよう、Duty可変回路５−１、５−２を介してＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２をデューティ制御しＰＡ８のバイアス電圧を可変させる（ステップＳ４２）。

以後、バイアス電圧制御部４０は、歪みが所定の値δ_d 以下かつ電力効率が所定の値η₅₀となるようステップＳ４２、４３の制御を繰り返す。バイアス電圧制御部４０は、ステップＳ４３の処理の後、歪み及び電力効率のそれぞれに対して収束判定を行い（ステップＳ４４）、両方が収束した場合は制御を維持する。このとき、収束条件として歪み及び電力効率に対して重み付けを行うことも可能である。該重み付けは、歪みを小さくする処理の収束判定に使う所定値δ_dの大きさと、電力効率が所定の値η₅₀になったと判断する範囲を相互に調整することによって行うことができる。

なお、以上のようにＲＦ信号を用いて制御するほかに、ＩＦ信号及びＢＢ（ベースバンド）信号を用いて制御を行うことも可能である。また、電力効率を算出する際にＢＥＦ４２，４３をバイパスしＰＡ８の入出力電力を測定し、制御を行うことも可能である。

図１５は、本発明の第５の実施形態の回路構成を示すブロック図である。本実施形態においては、ＰＡ８のバイアス電圧制御において、バイアス電圧の立ち上がり及び電源 投入時において、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の出力電圧の変動を相殺するような制御を行いＰＡ８のバイアス電圧制御の応答時間を短縮し、動作の安定化を図る。

まず、電源投入によって作られる信号を用いてタイマ５８を稼働させ、タイマ５８から送られてくる経過時間に対応したデューティの値をメモリから読み出してデューティ制御を行う。このときのデューティの値の例を図１７に実線で示す。なお、同図の破線は、デューティの値を時間制御しない場合の例である。ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の動作が安定すると考えられる時間が経過したら、立ち上がり制御を終了する。この制御により、図１８に実線で示すように破線で示されたデューティを制御しない場合と比較して、バイアス電圧の立ち上がり時間の短縮が可能となる。

図１５においては、発振周波数の信号が分周回路５４によって分周され、Duty可変回路５２に与えられる。Duty可変回路５２は、バイアス電圧制御部５３の制御を受けて該分周により得られた所定の周波数の信号のデューティを変化させて、電源５０の電圧を変化させるＤＣ−ＤＣコンバータ５１をデューティ制御する。

バイアス電圧制御部５３は、主電源５９投入と共に起動するタイマ５８からその計時値を入力し、主電源５９の投入時から所定の時間が経過するまで、メモリ５５から経過時間に対応したデューティ値を読みとり、それをDuty可変回路５２に与える。メモリ５５は、図１７の実線で示されるような関数を離散化して保持しており、バイアス電圧制御部５３はタイマ５８から計時値を取得する毎に、Duty可変回路５２に設定すべきデューティの値をメモリ５５から読み出すことができる。また、このようなデューティの制御は、主電源５９の投入時のみに限られず、ＴＰＣ信号が変化した場合にも適用される。すなわち、ＴＰＣ信号が変化すると、送信回路のＰＡ８の前段にあるＡＧＣ増幅器（不図示）の利得が変わるので、ＰＡ８に入力されるＲＦ信号の電圧値も異なってくる。従って、ＰＡ８に与える最適なバイアス電圧／電流も変化させる必要が生じる。従って、ＴＰＣ信号の変化に応じて、上記主電源５９投入時と同様にしてバイアス電圧／電流のデューティ制御を行うことによって、バイアス電圧／電流の制御応答時間を速くすることができる。

この場合、まず、ＴＰＣ信号抽出部５６で受信したＴＰＣ信号を抽出し、それを変化抽出部５７に入力させる。変化抽出部５７は、前回入力されたＴＰＣ信号を保持しており、これを、新たに、ＴＰＣ信号抽出部５６から入力されたＴＰＣ信号と比較し、ＴＰＣ信号が変化したかを検出する。変化抽出部５７はＴＰＣ信号の変化を検出した場合には、タイマ５８をリセットさせて、タイマ５８に計時を開始させる。タイマ５８の計時値はバイアス電圧制御部５３に入力され、バイアス電圧制御部５３は上述した主電源５９の投入時と同様なデューティ制御を行う。これにより、ＴＰＣ信号が変わったことにより、新たなバイアス電圧／電流に切り替える必要が生じた場合にも、そのバイアス電圧に設定するまでの応答時間を高速化でき、同様にバイアス電流の設定応答時間も高速化できるので、ＴＰＣ制御に対する、ＰＡ８の送信電力の追従能力を向上させることができる。

また、次に述べる図１６に示す回路のように、デューティを制御するのではなく周波数を制御することによって、立ち上がり時間を短縮し、制御を安定化することも可能である。

これにより、端末が高速で移動している場合のＴＰＣ制御に対して追従能力を向上させることができる。また、送信相手の基地局を切り替える（ハンドオーバー）際の追従性能を向上させることができる。

図１６は、本発明の第６の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図１５と同じ構成要素には同じ参照符号が付してある。発信周波数信号は分周回路５４によって分周されるが、本実施形態では、この分周回路５４に周波数制御部６０からバイアス電圧／電流の立ち上がりを制御するための制御信号が入力される。分周回路５４によって生成された発信周波数信号の分周信号は、バイアス電圧制御部５３により制御され、Duty可変回路５２によってデューティが制御されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１に駆動信号として入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、駆動信号に応じて電源５０からの入力電圧を変圧して、ＰＡのバイアスティーへ出力する。

バイアス電圧制御部５３は、 ＴＰＣ信号抽出部５６が抽出したＴＰＣ信号に基づいてＰＡの入力電圧を算出し、該入力電圧に対応する適切なデューティの値をメモリ５５から読み出し、上記分周信号がDuty可変回路５２により該読み出したデューティの値と等しくなるように変換されてＤＣ−ＤＣコンバータ５１に入力されるように、Duty可変回路５２に制御信号を出力する。一方、変化抽出部５７は、ＴＰＣ信号抽出部５６が抽出したＴＰＣ信号に変化が現れたか否かを判断し、変化が現れた場合には、タイマ５８をリセットし、計時を開始させる。また、タイマ５８は、主電源５９の電源投入によっても上記と同様にして計時を開始する。周波数制御部６０は、タイマ５８から入力されるタイマ５８の計時値に従い、ＰＡのバイアス電圧／電流の立ち上がりを早めるための周波数制御信号を生成し、それを分周回路５４に出力する。，１８では、デューティの制御によるバイアス電圧の立ち上がり時間の短縮のみが示されているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の駆動信号の周波数を変えること は、該駆動信号のパルスの発生間隔（周期）を変えることに相当するので、バイアス電圧の立ち上がり時間の短縮に関して、デューティ制御の場合と同様な効果 をもたらすことができる。計時値とそれに対応する周波数制御値のデータは、実験などによって測定し、該データをテーブル化してメモリに保持しておき、周波数制御部６０は、タイマ５８から入力される計時値に対応する周波数制御値を、該メモリから読み出して使用するようにする。

上記第５及び第６の実施形態における電源は、主電源から供給された電圧を、そのまま使用しても構わないし、主電源の電圧をレギュレータ及びＤＣ−ＤＣコンバータなどで昇圧ないし降圧することによって得られた電圧で、低周波雑音を除去したものでも構わない。ただし、後者の場合、主電源の出力電圧の立ち上がりと比較し、穏やかに出力電圧が立ち上がる可能性がある。この場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の前に電圧／電流モニタを挿入し、電源電圧の振る舞いを考慮してバイアス電圧制御を行う必要がある。

また、図１５には示していないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の実際の電流及び電圧の変化を測定し、バイアス電圧を制御する方法も考えられる。具体的には、ＤＣ−ＤＣコン バータ５１の出力側に電圧／電流モニタを設け、それにより電圧及び電流を測定し、その測定結果をバイアス電圧制御部５３に送る。そして、バイアス電圧制御部５３により、ある時間ｔ及びそれよりも過去のある時間ｔ−１の測定結果を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ５１の電圧／電流の変動量を算出し、該変動量がある一定値δ₆以下となるように制御する。これにより、より高精度のバイアス電圧制御が可能となる。

図１９は、本発明の第７の実施形態の回路構成を示すブロック図である。本実施形態においては、他の素子の電源電圧変動及び電流変動を抑制する。本実施形態においては、バイアス電圧制御によって過渡的に増加するＤＣ−ＤＣコンバータ６７の入力電流により、他の素子に対する駆動能力が低下し、該他の素子に電圧降下が発生することを防ぐため、ＤＣ−ＤＣコンバータ６７の入力電流を測定し、該入力電流が一定値Ｉ_in7以上とならないように制御を行う。これにより、他の素子の動作を安定させることができる。

すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ６７に入力される駆動信号のデューティが変化したとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ６７の動作が変化し、主電源６５からＤＣ−ＤＣコンバータ６７に過渡的に大きな電流が流れる可能性がある。もし、このようにＤＣ−ＤＣコンバータ６７に過渡的に大きな電流が流れると、ＤＣ−ＤＣコンバータ６７と同じく主電源６５で駆動される他の素子に供給される電流が非常に小さくなってしまう。すると、他の素子が正常に動作しなくなるので、本実施形態の構成を有する回路が正常に動作しなくなってしまう。

すなわち、図１９の構成では、主電源６５からＤＣ−ＤＣコンバータ６７に電力が供給されているが、この主電源６５からＤＣ−ＤＣコンバータ６７に流れる電流及び主電源６５からＤＣ−ＤＣコンバータ６７に印加される電圧を電流／電圧モニタ６６で測定し、電流／電圧モニタ６６からＤＣ−ＤＣコンバータ６７に入力される電流値をバイアス電圧制御部６８に出力する。バイアス電圧制御部６８は、入力された電流値が所定値以上となった場合には、Duty可変回路６９に制御信号を与えて、ＤＣ−ＤＣコンバータ６７の消費電流の量を減少させるように、Duty可変回路６９を制御する。この制御は、通常のＰＡ９２の電力効率を制御するためのバイアス電圧の制御と共に行われる。通常の動作時においては、バイアス電圧制御部６８がＴＰＣ信号抽出部７０から ＴＰＣ信号の内容を取得して、ＰＡ７２への入力電圧を算出し、分周回路７１から出力される発振周波数信号の分周信号のデューティをDuty可変回路６９に よって可変し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６７に与えることによって、ＰＡ７２の電力効率を制御する。なお、同図においては、バイアスティーは省略されており、 また、ＰＡ７２の入出力の両方のバイアス電圧を出力するためのＤＣ−ＤＣコンバータ６７も１つのみ図示している。

図２０は、本発明の第８の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図１９と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、ＧＰＳ等を用いて移動速度を検出し、速度に応じてバイアス電圧制御間隔を制御し、ＰＡのバイアス電圧を制御する。

本実施形態においては、端末の移動速度を測定し、それに応じてバイアス電圧制御間隔を調整し、制御回路の動作間隔を調整する。これにより、低消費電力化が可能となる。
移動する端末から基地局への通信では、移動することで発生するフェージングによって、基地局における受信電力（受信電界強度）が変動してしまう。しかしながら、前述のように遠近問題があるため、フェージングによる受信電力の減衰を相殺するために、端末の送信電力を制御する必要がある。特に、自動車及び電車といった高速で移動する乗り物の中で通信を行うためには、送信電力制御を高速で行う必要がある。

ここで、もし、端末が移動せず静止した状態であるとしたら、周りの環境（例えば、他の人の移動など）により基地局の受信電力に変動が生じるものの、前者の高速移動での送信電力制御の制御速度と比較して制御速度の低速化が可能となる。

実際の端末の移動速度の検出は、ＧＰＳ（Global Positioning System）などの位置情報を測定できるシステムを用いて移動速度を算出する。具体的には、例えば、ある時刻ｔτにおける端末の位置情報Ｐτと該ある時刻ｔτよりも時間間隔がα前の時刻ｔτ−αにおける端末の位置情報Ｐτ−αを用いて、次式（１）から、端末の時刻ｔτにおける移動速度ｖτを算出する。
ｖτ＝（Ｐτ−Ｐｔ−τ）／α ・・・（１）
このようにして得られた移動速度ｖτから、送信電力の制御の間隔を広げたり、狭めたりすることが可能となる。すなわち、バイアス電圧制御の制御間隔を広げたり、狭めたりする制御が可能となる。

以上の制御により、端末の消費電力を削減することが可能であり、その結果、端末の通話時間の伸長も可能となる。図２０においては、通常の制御時は、バイアス電圧制御部６８がＰＡのバイアス電圧を可変するために、ＴＰＣ抽出部７０により抽出されたＴＰＣ信号に基づいて、Duty可変回路６９に制御信号を送って、分周回路７１によって生成された発信周波数信号の分周信号のデューティを変えて、該分周信号をＤＣ−ＤＣコンバータ６７に駆動信号として印加する。これにより、電源６５の電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ６７により変圧されてＰＡのバイアスティーに印加され、ＰＡの電力効率が最大になるように制御される。しかし、端末が高速で移動している場合には、ＴＰＣ信号によるＰＡの出力電力の変化の指示が頻繁に発生するので、ＰＡの出力電力制御が端末の移動に追従できない。そこで、位置情報取得部７５がＧＰＳから端末の移動速度を取得し、バイアス電圧制御部６８に通知する。すると、バイアス電圧制御部６８は、該移動速度に対応するＤＣ−ＤＣコンバータ６７に入力される駆動信号のデューティ値をメモリ７６から取得して、これをDuty可変回路６９に出力する。このようにして、端末が高速で移動しており、ＰＡのバイアス電圧を頻繁に可変させる必要がある場合にも、該バイアス電圧を端末の移動速度に追従して制御することができる。

上記メモリ７６には、実験的に求めておいた各移動速度毎の適切なデューティ値をテーブルなどのデータ形式で予め記憶しておくようにする。（ａ）は、上記構成の第８の実施形態における動作の流れを示すフローチャートである。

ステップＳ５０において、移動速度を算出しようとする時刻τよりも所定時間α前の時刻τ−αにおいて、ＧＰＳを用いて自端末の位置Ｐτ−αを検出する。次に、ステップＳ５１で、移動速度を算出しようとする時刻τにおける自端末の位置ＰτをＧＰＳを用いて検出する。そして、ステップＳ５２で、（Ｐτ−α）−Ｐτにより移動距離を算出する。そして、これを上記所定時間αで除算し、移動速度Ｖτを算出する（ステップＳ５３）。ステップＳ５４では、予め保持していた閾値δと移動速度Ｖτとを比較し、移動速度Ｖτが閾値δ以上の場合には、ステップＳ５６に進んで、通常の制御を行う。一方、ステップＳ５４で、移動速度Ｖτが閾値δより小さい場合には、ステップＳ５５に進んで、バイアス電圧制御を停止するか（バイアス制御回路への電力供給を停止するか）、あるいは、バイアス電圧の制御間隔を拡げる。該制御間隔を拡げる動作は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６７の駆動信号のパルス間の間隔（周期）を広げることになるので、該駆動信号のデューティを小さくする場合と同様な効果を得ることができる。

図２１（ｂ）は、通常の制御と制御間隔を拡げる制御を説明する図である。同図（ｂ）の（１）に示すように、通常の制御における上記駆動信号のパルスの周期をＴとした場合、制御間隔を拡げる制御において上記駆動信号の周期を３倍にした場合に、同図（ｂ）の（２）に示すように、上記駆動信号のパルスの間隔が３倍に拡がることになる。これは、上記駆動信号のデューティを可変させる操作と同等の操作であり、ＰＡのバイアスティーに印加されるバイアス電圧の制御間隔が拡がり、端末の消費電力が削減されることになる。

図２２は、本発明の第９の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図２０と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、フェージング周波数等を用いて端末の移動速度を検出し、該移動速度に応じてバイアス電圧の制御間隔を制御する。

移動速度検出部７７は、フェージング周波数を用いて端末の移動速度を測定し、それに応じてバイアス電圧の制御間隔を調整し、制御回路の動作間隔を調整する。これにより、低消費電力化が可能となる。また、端末の停止したことを感知した場合は、バイアス電圧制御を停止し、その時点の状態を維持する。この際、制御回路の電源供給を停止する。これにより、低消費電力化を行う。

実際の端末の移動速度の検出方法としては、フェージング周波数またはフェージングピッチを測定することにより、端末の移動速度を計算する方法を用いることができる。フェージング周波数またはフェージングピッチの測定による移動速度の検出方法については、特開平６−２１９０３号公報、特開平６−２４２２２５号公報、特開平８−３２５２７号公報等に詳細が記載されている。

このようにして得られた端末の移動速度から、端末の送信電力の制御を連続的に行うのではなくて、端末が停止している時は制御を止め、端末が移動を始めたならば制御を開始する等、送信電力の制御間隔を拡げて、間欠的に制御を行ったりすることが可能となる。すなわち、ＰＡのバイアス電圧制御の制御間隔を広げたり、時には制御を停止する。該制御間隔を広げたり停止した場合は、図２１中のメモリにそのときの制御状態を記憶し、制御を保持する。

また、フェージング周波数（あるいは、移動速度）がある一定値以下となり、環境によるフェージングの影響が小さいことが分かった場合には、端末が移動せず停止していると判断し、端末の送信電力の制御を止めることも可能である。この一定値は、通信の精度や回路の構成の複雑の程度等を考慮して設定すべきものであるが、実験的に定めても良い。以上の制御により、端末の消費電力を削減することが可能である。これにより、端末の通話時間の伸長が可能となる。

分周回路７１で生成された発信周波数信号の分周信号は、バイアス電圧制御部６８により制御されるDuty可変回路６９によってデューティが制御されて、 ＤＣ−ＤＣコンバータ６７に入力される。バイアス電圧制御部６８は、ＴＰＣ信号抽出部７０により抽出されたＴＰＣ信号に基づいてＰＡの入力電圧を算出すると共に、フェージング周波数から移動速度を検出する移動速度検出部７７から送信されてくる移動速度及び該ＴＰＣ信号を用いて、移動速度値及びＴＰＣ信号情報とそれらに対応するデューティ値の様々な組み合わせのパターンが記憶されたメモリ７６を参照して、Duty可変回路６９に適切なデューティ制御信号を送信する。これにより、メモリ７６の駆動信号のデューティを制御して、上記したようにＰＡの出力電力の制御を間欠的にしたり、停止する等の処理を施す。

図２３は、本発明の第１０の実施形態を示す構成図である。なお、同図において、図９と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、バイアス電圧制御値の初期値を記憶しておき、これを用いることにより、バイアス電圧制御を高速化する。

本実施形態において、ＰＡ８の出力電力に対する電力効率が最大となるようバイアス電圧を制御する際に、開始時においては予め記憶されたバイアス電圧の制御値の初期値を読み出し、その後、実際のバイアス電圧及びバイアス電流を測定し、ＰＡの電力効率を算定し、該電力効率が最大となるように制御する。これにより、バイアス電圧制御による時間が短縮され、かつバイアス電圧の制御を高精度化することが可能となる。

あらかじめ、ＰＡ８の各出力電力に対して最大電力効率となるＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２のバイアス電圧及び電流の値を、初期値として初期値メモリ８１に記憶しておく。この初期値は、複数の製品のＰＡ８について、実際に測定した結果得られた平均値でもよいし、あるいは、最頻値でもかまわない。また、製造時におけるＰＡ８のロット毎の平均値でも良いし、最頻値でも構わない。

また、環境温度及びＰＡ８の出力電力に対して最大効率となるバイアス電圧及び電流を初期値として初期値メモリ８１に記憶することも可能である。まず、端末の発呼時に基地局からの到来信号の受信電力Ｐ_BSを測定し、端末の送信電力Ｐ_MSを算定する。次に、ＰＡ８が設けられている送信回路の前段に位置するＡＧＣ増幅器の利得を制御する。なお、このＡＧＣ増幅器は、図２２に明記したＡＧＣ増幅器３２，３６ではなく、ＩＦ信号及びＲＦ信号に対して配置されたＡＧＣ増幅器を示す（図３５参照）。上記制御により、ＰＡ８の入力電力が算定でき、ＰＡ８の出力電力に対する最大電力効率となるバイアス電圧が導き出される。この最大電力効率となるバイアス電圧を初期値メモリ８１から読み出し、ＰＡ８のバイアス電圧とする。

次に、ＰＡ８の前後に設けられたＡＧＣ増幅器３２，３６の利得を制御し、ＰＡ８の入出力電力の実測を行い、かつＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入出力の電圧及び電流を電圧／電流モニタ２２〜２５によって測定することにより、実際のＰＡ８の電力効率を算出する。

実測値と初期値の誤差を算出し、該誤差がキャンセルされるよう、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２のバイアス電圧及び電流を調整する。これを繰り返すことにより、ＰＡ８の出力電力の制御精度が向上し、かつＰＡ８の電力効率を精度良く向上させることができる。また、初期値を用いることにより、制御速度が向上し、制御が収束するまでの時間が早くなる。

また、図２３には、明記してないが、感熱（感温）素子を用いて、ＰＡ８の動作環境の周辺温度あるいは環境温度を測定し、それらの温度とＰＡ８の出力電力から、ＰＡ８が該動作環境において最大電力効率となるような、バイアス電圧の初期値として初期値メモリ８１から読み出す様にしても良い。これにより温度変化が生じても上述と同様の効果が得られる。すなわち、動作環境の変化に柔軟に対応できる。

なお、同図において、図７と同じ構成要素については、前述したものと同じなので動作説明は省略する。図２４は、上記構成の第１０の実施形態における動作の流れを示すフローチャートである。

まず、ステップＳ６０で、ＰＡ８の入出力電力からＰＡ８の最大効率η_PAを算出する。次に、ステップＳ６１で、ＰＡ８の効率が該最大η_PAとなるようにＰＡ８のバイアス電圧Ｖ_in、Ｖ_outを決定する。このバイアス電圧に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２を制御し、それらの出力電圧を制御する（ステップＳ６２）。更に、ステップＳ６３で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の入出力電流及び電圧からＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の効率η_DC-DCを算出する。次に、ＰＡ８の実際の効率とＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の効率η_DC-DC から総合効率η₃₁を算出し（ステップＳ６４）、ステップＳ６５で、目標の総合効率η₃₀と総合効率η₃₁との誤差を算出する。ステップＳ６６で、算出された誤差が所定値以下になったか否かを判断することによって、制御の収束判定を行い、収束していない場合には、ステップＳ６１に戻って上記処理を繰り返す。ステップＳ６６で収束条件が満たされたことが判断された場合には、それ以降、現在の制御状態を維持する。

図２５は、本発明の第１１の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図２３と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、上記第１０の実施形態のように、上記初期値を固定的に使用するのではなく更新し、ＰＡ８及びＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の経年変化等による誤差を吸収する。

本実施形態においては、ＰＡ８の各出力電圧に対して最大電力効率が得られるＰＡ８へのバイアス電圧及び電流について、初期値と実測値を比較し、後者の方がＰＡ８の電力効率が改善される場合は、初期値を該実測値に更新する。これにより、ＰＡ８及びＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の個体間の特性のばらつき及び経年変化による特性の劣化を相殺し、かつ制御時間の短縮と高精度化を図る。

まず、ＰＡ８の出力電力に対して初期値をそのまま用いてＰＡ８のバイアス電圧を設定し、実測した電力効率と該初期値から制御を行った後の電力効率を比較し、前者の効率がより高かった場合、そのときのバイアス電圧及び電流の値を初期値と置き換える。

製造後初めて稼働させた場合は、ＰＡ８及びＤＣ−ＤＣコンバータ４−１、４−２の特性のばらつきを、初期値を更新することによって相殺する事が可能となる。
なお、実際には製造工場での試験において、出力電力が高精度で、変調精度も高いような高品質な変調波形を出力できる送信機ないし発振器を用いて、上述のような制御を行ってもよいし、また、このために、専用の入力端子を設けてもよい。

上記制御を随時行い、初期値を更新することにより、経年変化によって生じるＰＡ８及びＤＣ−ＤＣコンバータ４−１，４−２の特性の劣化を相殺することができ、高精度の制御が可能となる。

また、第９の実施形態と同様に感温（感熱）素子を用いることにより、周辺温度もしくは環境温度とＰＡ８の出力電力に対して、ＰＡ８の最大電力効率が得られるような値に初期値を更新するような構成とすることも可能となる。

なお、図２３と同じ構成要素については、前述したものと同様なので動作説明を省略する。図２６は、本発明の第１２の実施形態の回路構成を示すブロック図である。
なお、同図において、図１９と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６、６７の駆動信号をデューティ制御するのではなく、ＰＣＭ回路８５−１、８５−２を用いてＰＣＭ（Pulse Code Modulation ）により変化させ、バイアスティー８６−１、８６−２に印加するバイアス電圧を制御する。

本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の入力電圧と出力電圧との関係が非線形である場合、その入出力特性に対応するように、適応的かつ最適に割り当てられたコードを用いて、ＰＣＭ回路８５−１、８５−２により分周回路７１−１、７１−２によって生成された発信周波数信号の分周信号に対しＰＣＭを施すことにより、ＰＡ８のバイアス電圧制御の精度を改善する。これにより、該バイアス電圧制御をより高精度化することができる。

次に図２６及び図２７を用いて、本実施形態の構成及び動作を説明する。図２６（ａ）のバイアス電圧制御部６８によって、ＰＡ８のバイアス電圧を求め、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧をＰＣＭを用いて制御するためのコード（ＰＣＭコード）を作成する。そして、該コードをＰＣＭ回路８５ −１、８５−２に出力し、例えば、図２６（ｂ）の（２）の様な波形の駆動信号を形成する。そして、この駆動信号をＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７に供給することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧を制御する。このようにＰＣＭを利用することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の駆動信号を、デューティ制御のようにパルス幅のみではなく、パルス間隔も可変に制御することが可能となるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧をより高精度に制御することができる。

例えば、図２７に 破線で示す例１の様に、ＰＣＭコードをＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧が線形となるように均等に配分する方法も可能であるが、ＤＣ−ＤＣコン バータ６６，６７は、出力電圧が大きくなると歪みを生じるようになるので、出力電圧が大きい場合にはよりきめ細かい制御が必要となる。従って、このようなことが要求される場合には、図２７の例２の様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧が大きい部分に、多くのＰＣＭコードを割り当てておくことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の線形に変化する小出力電圧部分に対しては、少ないＰＣＭコードで制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の非線形に変化する高い出力電圧部分に対しては、多く割り当てられているＰＣＭコードで制御することにより微妙に、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧の特性を忠実に再現できるようになる。

以上のように制御することによって、ＰＡ８のバイアス電圧を高精度に制御することが可能となるので、ＰＡ８の電力効率が改善され、通話時間の伸長が図れる。
図２８及び図２９は、本発明の第１３の実施形態の構成及び動作を説明する図である。なお、図２８において、図２６と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。

本実施形態においては、バイアス電圧によっては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の使用を中止することにより、高電力出力時のＰＡの電力効率を改善する。
本実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の使用、不使用を切り替え制御するスイッチＳＷ１、ＳＷ２を設け、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７を用いないほうが、ＰＡ８及びＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７を含む回路全体の電力効率が良い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７を使用しない。これにより、ＰＡ８の出力電力が高いときなどに電力効率を改善することができる。

図２９に、前記第１の実施形態のバイアス制御を行った場合（実線のグラフ）と、行わなかった場合（破線のグラフ）の回路全体の電力効率のグラフを示す。図２９から、ＰＡ８の出力電力が２点鎖線で示す値より高い場合には、バイアス制御による効果がないことが分かる。

これは、以下の理由によるものである。ＰＡ８の出力電力が大きい場合は、一般的にＰＡ８の電力効率は高く維持される。しかしながら、バイアス電圧を変えてしまうと、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の電力効率の劣化が影響し、回路全体の電力効率がＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７を使用しない場合よりも劣化してしまうからである。

そこで、ＰＡ８の出力電力が高い場合は（図２９中の２点鎖線より出力電力の高い領域では）、バイアス電圧制御部６８からの信号によってスイッチＳＷ１、ＳＷ２を切り替え、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７をバイパスし、電源６５から直接バイアスティー８６−１、８６−２に電源を供給する。

これにより、ＰＡ８の出力電力の大きさに応じて、図２９において、実線と点線で示される高い方を選択して、ＰＡ８のバイアス電圧を制御することになり、電力効率の劣化を防ぐことができ、低消費電力化を行うことができる。

なお、図２９において、ＰＡ８の出力電圧が２点鎖線で示す値より低い領域では、前述の第１及び第１２の実施形態の制御を行う。ところで、図２９のＳＷ１及びＳＷ２は同時に切り替えても良いし、別々のタイミングで切り替えても構わない。

すなわち、図２８に示す回路において、バイアス電圧制御部６８は、ＴＰＣ信号抽出部７０が抽出したＴＰＣ信号に基づいて、ＰＡ８への入力電圧を算出し、これに基づいて、ＰＡ８の利得を算出する。そして、ＰＡ８の出力電力が、図２９の２点鎖線で示す値より小さい場合には、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７から出力される電圧がバイアスティー８６−１，８６−２に供給するように、切り替える。一方、バイアス電圧制御部６８は、ＰＡ８の出力電力が図２９の２点鎖線で示す値よりも大きいと判断した場合には、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を、電源６５の電圧が直接バイアスティー８６−１、８６−２に供給されるように、切り替える。

このような構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７を含む回路全体の電力効率を最大化し、低消費電力化を達成すると共に、発熱もより低減することができる。
図３０は、本発明の第１４の実施形態の構成及び動作を説明する図である。なお、同図において、図２６と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６、６７の駆動信号をバースト化して、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧を制御し、低消費電力化する。

すなわち、ＴＰＣ信号に基づいて、ＤＣ−ＤＣ コンバータ６６，６７の駆動信号をバースト状にすることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力の実効電圧を変化させる。これにより、ＰＡ８のバ イアス電圧が変化し、ＰＡ８の電力効率が改善する。この結果、端末の通話時間を伸長させ、かつ端末の発熱を抑えることができる。

図３０（ａ）において、発振周波数信号は、分周回路７１−１、７１−２によって分周された後、バースト化制御部９５−１、９５−２に入力される。一方、バイアス電圧制御部６８は、ＴＰＣ信号抽出部７０によって抽出されたＴＰＣ信号に基づいて、ＰＡ８への入力電力及び出力電力を算出し、バイアスティー８６−１、８６−２に印加すべきバイアス電圧を決定する。バイアス電圧制御部６８は、バースト化制御部９５−１、９５−２に、分周回路７１−１、７１−２から入力される図３０（ｂ）の（１）に示す分周信号を図３０（ｂ）の（２）に示されるように、バースト化を指示する制御信号を出力する。どの程度バースト化するかは、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力実効電圧が、どの程度のバースト化によってどれほど変化するかの情報が登録されたテーブルを参照するなどして、決定する。バースト化制御部９５−１，９５−２によってバースト化された分周信号は、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７に印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７は、例えば、図３に示されるような構成となっており、圧電トランス１４に印加される実効電圧が減少する 結果、圧電トランス１４の出力を整流することによって生じるＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧の実効電圧も変化する。このようにして、電圧値が可変されたＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７の出力電圧がバイアスティー８６−１，８６−２に印加され、ＰＡ８の電力効率を最適に制御する。

これにより、ＰＡ８の電力効率を改善することが可能となる。なお、本実施形態においてはデューティ制御の変わりにバースト化制御を行っている。図３１は、本発明の第１５の実施形態の回路構成を示すブロック図である。

なお、同図において、図３０と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６、６７の駆動信号のデューティ制御に加え、バースト制御も行う。これにより、バイアス電圧の制御精度を更に向上させる。

ＴＰＣ信号はＴＰＣ信号抽出部７０において抽出され、バイアス電圧制御部６８に入力される。バイアス電圧制御部６８では、ＴＰＣ信号からＰＡ８への入力電力及び出力電力を算出し、電力効率が最大となるＰＡ８のバイアス電圧、すなわち、バイアスティー８６−１、８６−２にどの程度のバイアス電圧を印加すべきかを決定する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７に与えるべき駆動信号を決定して、Duty可変回路１００−１、１００−２、及びバースト化制御部９５−１、９５−２に制御信号を与える。

発信周波数信号は分周回路７１−１、７１−２により分周された後、Duty可変回路１００−１、１００−２に入力される。Duty可変回路１００−１、１００−２は、バイアス電圧制御部６８からの指示により、入力された分周信号のデューティを変化させて、バースト化制御部９５−１、９５−２へ出力する。バースト化制御部９５−１、９５−２は、デューティの可変された分周信号を、バイアス電圧制御部６８から入力される制御信号の指示により、バースト化して、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７へ駆動信号として出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ６６，６７がバイアスティー８６−１、８６−２に与えるバイアス電圧の値をデューティ可変とバースト化によって適切に制御するために、バイアス電圧制御部６８は、ＰＡ８の各出力電力毎に、ＰＡ８の電力効率を最大とするためのデューティ制御情報及びバースト化制御情報とを保持したテーブルを有しており、これを参照することなどにより、適切な指示をDuty可変回路１００−１、１００−２及びバースト化制御部９５−１、９５−２に与える。

デューティ制御とバースト化を同時に行うことにより、いずれか一方のみの場合よりも、ＰＡ８のバイアス電圧をよりきめ細かく制御することが可能となり、ＰＡ８の電力効率を更に改善することができる。

図３２は、本発明の第１６の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図３１と同じ構成要素には同じ参照符号を付してあり、要部以外の部分は図示を省略してある。

本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６に与える駆動信号の周波数制御を行い、ＰＡのバイアス電圧制御を行うことにより、低消費電力化する。 ＴＰＣ信号を用いて、上記駆動信号の周波数を可変することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の出力電圧を変化させることにより、ＰＡ８のバイアス電圧を 変化させて、ＰＡ８の電力効率を改善する。この結果、端末の通話時間が伸長し、かつ端末の発熱を抑えることができる。

バイアス電圧制 御部１０５は、ＴＰＣ信号に基づいて、ＰＡへの入力電力及び出力電力を算出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６に与えるべき駆動信号の周波数を決定する。この周 波数は、ＰＡの各出力電力と該各出力電力時のＰＡ８の電力効率を最大とするＰＡ８のバイアス電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ６６が生成するために必要な駆動信号の周波数とを対応付けて記憶しているテーブルなどを参照して取得するようにすればよい。そして、バイアス電圧制御部１０５はこの周波数に基づいて周波数制御信号を作成して周波数制御部１０６へ出力し、周波数制御部１０６に分周回路７１が実施すべき分周処理の分周比を可変制御させ、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６に与える駆動信号の周波数を変更させる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の出力電圧が可変し、ＰＡ８のバイアス電圧が可変する。

このようにして、ＰＡ８のバイアス電圧を適切に制御することにより、ＰＡ８の電力効率等を改善することが可能となる。また、周波数制御部１０６は、ＰＬＬ シンセサイザ、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）、Ｖ／Ｆコンバータまたは、分周回路等を用いて構成することができる。

図３３は、本発明の第１７の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図３２と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。また、要部以外の構成は図示を省略している。

本発明の実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の駆動信号のデューティを変化させる制御を行うだけでなく、該駆動信号の周波数制御も行う。これより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の出力電力の制御精度が向上する。

ＴＰＣ信号は、ＴＰＣ信号抽出部７０により抽出され、バイアス電圧制御部１１０に入力される。バイアス電圧制御部１１０は、抽出されたＴＰＣ信号により指示されている送信電力に関する情報に対応して、行うべき周波数制御とデューティ制御に関する情報が登録されたテーブルを有しており、このテーブルを参照して、周波数制御部１０６に対して、所定の周波数制御を行うべきことを指示すると共に、Duty可変回路１１１にデューティ可変制御信号を入力する。

発信周波数信号は、周波数制御部１０６によって制御される分周回路７１によって、分周され、更に、Duty可変回路１１１によってデューティ制御されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６に駆動信号として入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ６６は、この駆動信号に従って、電源６５の電圧を変圧して、ＰＡ８にバイアス電圧として印加する。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の駆動信号をデューティ制御及び周波数制御することにより、ＰＡ８の電力効率が最大になるように制御されると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の効率も最適化して、回路全体の電力効率を最大にし、端末の発熱を抑えると共に、端末の低消費電力化も達成する。

図３４は、本発明の第１８の実施形態の回路構成を示すブロック図である。なお、同図において、図３３と同じ構成要素には同じ参照符号を付してあると共に、要部以外の構成は図示を省略してある。

本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の駆動信号のデューティ制御を行うだけでなく、バースト制御及び周波数制御も行う。これより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の出力電圧の制御精度が更に向上する。

ＴＰＣ信号抽出部７０によって抽出されたＴＰＣ信号により指示された送信電力に関する情報により、バイアス電圧制御部１１０は、ＰＡへの入力電力及び出力電力を算出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６に与えるべき駆動信号の周波数、デューティ、バースト化度（入力クロックの何パルスを１つのバーストとする、バースト間隔をどの程度にするか等）をどの程度に設定するかに関する情報が、ＰＡ８の出力電力に対応付けて登録されたテーブルを参照することにより、決定し、当該情報を周波数制御部１０６、Duty可変回路１１１、及びバースト化制御部１１２に制御信号を与える。周波数制御部１０６は、分周回路７１に制御信号を与えて、発信周波数信号を分周させ、Duty可変回路１１１は、バイアス電圧制御部１１０からの指示信号により、分周回路７１から入力される分周信号のデューティを可変し、更に、バイアス電圧制御部１１０の制御によりバースト化制御部１１２がDuty可変回路１１１から入力される信号をバースト化して、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６に駆動信号として与える。

これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６は、入力される駆動信号に従って、電源６５から印加される電圧を当該電圧に変圧して、ＰＡのバイアス電圧として与える。この結果、ＰＡ８の電力効率を最大にすることができると共に、周波数制御、Duty制御、バースト制御をうまく組み合わせることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の出力電圧を高精度に制御することが可能となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６の電力効率も向上させることができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ６６とＰＡ８を含む回路全体の電力効率を最適にすることができるので、端末の低消費電力化を達成し、発熱を抑えることができる。

なお、上記実施形態の説明では、限られた制御手段の組み合わせのみを示したが、上記説明で示された、周波数制御、デューティ制御、バースト制御、ＤＣ−ＤＣコンバータの不使用等は、相互に様々な形態で組み合わせ可能であり、本発明の実施形態を使用するものによって、適切に構成されるべきものである。従って、本発明は、これらの任意の組み合わせも含むものである。

デューティに対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態を示す構成図である。 圧電トランス形ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。 ＴＰＣ信号を用いることによるＰＡ制御の流れを示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態を示す構成図である。 第２の実施形態における動作を説明するフローチャートである。 本発明の第３の実施形態を示す構成図である。 第３の実施形態における制御の流れを示すフローチャートである。 バイアス電圧制御部３０に記憶されるテーブルの構成例を示した図である。 本発明の第４の実施形態を示す構成図である。 第４の実施形態の制御の流れを示すフローチャートである。 ＰＡ８の出力側の信号のスペクトルを示す図である。 ＢＥＦの帯域特性を示す図である。 ＢＥＦによるフィルタリング後の信号のスペクトルを示す図である。 本発明の第５の実施形態の構成図である。 本発明の第６の実施形態を示す構成図である。 デューティの時間変化を示す図である。 バイアス電圧の時間変化を示す図である。 本発明の第７の実施形態を示す構成図である。 本発明の第８の実施形態を示す構成図である。 第８の実施形態における動作を説明する図である。 本発明の第９の実施形態を示す構成図である。 本発明の第１０の実施形態を示す構成図である。 第１０の実施形態における動作の流れを示すフローチャートである。 本発明の第１１の実施形態を示す構成図である。 本発明の第１２の実施形態を示す図である。 ＰＡの出力電圧に対するＰＣＭコードの割り当て方法の例を説明する図である。 本発明の第１３の実施形態を説明する図（その１）である。 本発明の第１３の実施形態を説明する図（その２）である。 本発明の第１４の実施形態を説明する図である。 本発明の第１５の実施形態を説明するブロック図である。 本発明の第１６の実施形態を示す構成図である。 本発明の第１７の実施形態を示す構成図である。 本発明の第１８の実施形態を示す構成図である。 ＣＤＭＡ端末の構成例を示す図である。 電力増幅器の出力電力対効率特性を示した図である。 上記ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたＰＡの入出力バイアス電圧制御装置の概略構成図である。 圧電トランス等を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。

符号の説明

１、５６、７０ ＴＰＣ信号抽出部
２、２０、３０、４０、５３、６８、８０、１０５、１１０ バイアス電圧制御部
３、５０ 電源
４−１，４−２、５１、６７ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５−１，５−２、５２、６９、９０−１，９０−２、１００−１，１００−２、１１１ Duty可変回路
６−１，６−２、５４、７１ 分周回路
７−１，７−２、８６−１，８６−２ バイアスティー
８、７２ ＰＡ（電力増幅器）
１０、１２ コンデンサ
１１ コイル
１３ トランジスタ
１４ 圧電トランス
１５ 全波整流器
２１、４１、５５、７６ メモリ
２２〜２５、６６ 電圧／電流モニタ
３１、３５ カプラ
３２，３６ ＡＧＣ増幅器
３３，３７ 検波器
３４，３８ Ａ／Ｄ変換器
４２，４３ ＢＥＦ
５７ 変化抽出部
５８ タイマ
５９、６５ 主電源
６０、１０６ 周波数制御部
７７ 移動速度検出部
８１ 初期値メモリ
８５−１，８５−２ ＰＣＭ回路
９５−１，９５−２、１１２ バースト化制御部

Claims (7)

1. バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御装置であって、
   前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するバイアス電圧生成手段と、
   送信電力制御（ＴＰＣ）信号から該増幅器の出力電力を算出し、該増幅器が該算出された出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御する制御手段と、
   前記バイアス電圧生成手段の入出力に設けられ、該バイアス電圧生成手段の入出力電圧値及び入出力電流値を測定する電圧／電流モニタ手段を更に備え、
   前記制御手段は、該電圧／電流モニタ手段のそれぞれの測定値に基づき、前記バイアス電圧生成手段の電力効率を算出し、与えられたＴＰＣ信号に対応して、前記増幅器及び該バイアス電圧生成手段の総電力効率が高効率となるように、前記バイアス電圧生成手段の出力するバイアス電圧を制御することを特徴とする増幅器の制御装置。
2. 前記増幅器の入出力電力を測定する測定手段を更に備え、
   前記制御手段は、該測定手段の測定結果と、前記電圧／電流モニタによって測定された前記バイアス電圧生成手段から出力されるバイアス電圧及びバイアス電流から前記増幅手段の歪み情報を算出し、該歪み情報を考慮して、前記バイアス生成手段の出力するバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の増幅器の制御装置。
3. 前記測定手段は、所定のチャネル帯域を通さない帯域除去フィルタを更に備え、該帯域除去フィルタによりチャネル帯域を除去して、前記増幅器の入出力信号の帯域外電力を測定し、
   前記制御手段は、前記帯域外電力から得られる歪み情報と前記増幅手段のバイアス電圧及びバイアス電流から、前記増幅器の電力効率が向上し、かつ低歪みとなるように、前記バイアス電圧生成手段が出力するバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項２に記載の増幅器の制御装置。
4. バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御装置であって、
   前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するバイアス電圧生成手段と、
   送信電力制御（ＴＰＣ）信号から該増幅器の出力電力を算出し、該該算出された増幅器の出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御する制御手段と、
   前記制御手段は、前記増幅器の出力電力に対して、該増幅器の電力効率が最大となるよう制御する際に、予め記憶された該増幅器の制御情報の初期値を読み出し、該増幅器の制御開始時は該初期値を用いて前記バイアス電圧生成手段の出力電圧を制御し、その後、該バイアス電圧生成手段の実際の入出力電圧、入出力電流及び該増幅器の実際の入出力電力を測定して該増幅器の電力効率を算定し、両者の電力効率を考慮した総合的な電力効率が最大となるように、前記バイアス電圧生成手段を制御することを特徴とする増幅器の制御装置。
5. 前記初期値を用いた場合の前記増幅器の電力効率と、前記バイアス電圧生成手段の出力電圧、出力電流及び前記増幅器の入出力電力の実測値から得られた前記増幅器の電力効率とを比較し、該実測値から得られた電力効率の方が高い場合は、該実測値を用いて該初期値を更新することを特徴とする請求項４に記載の増幅器の制御装置。
6. バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御方法であって、
   （ａ）前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するステップと、
   （ｂ）送信電力制御（ＴＰＣ）信号から該増幅器の出力電力を算出し、該算出された該増幅器の出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御するステップと、
   前記ステップ（ｂ）は、前記増幅器の出力電力に対して、該増幅器の電力効率が最大となるよう制御する際に、予め記憶された該増幅器の制御情報の初期値を読み出し、該増幅器の制御開始時は該初期値を用いて前記バイアス電圧の出力電圧を制御し、その後、該バイアス電圧の実際の入出力電圧、入出力電流及び該増幅器の実際の入出力電圧を測定して該増幅器の電力効率を算定し、両者の電力効率を考慮した総合的な電力効率が最大となるように、前記バイアス電圧を制御することを特徴とする増幅器の制御方法。
7. 前記初期値を用いた場合の前記増幅器の電力効率と、前記バイアス電圧の出力電圧、出力電流及び前記増幅器の入出力電力の実測値から得られた前記増幅器の電力効率とを比較し、該実測値から得られた電力効率の方が高い場合は、該実測値を用いて該初期値を更新することを特徴とする請求項６に記載の増幅器の制御方法。

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