JP2005333344A - 無線通信装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】ＯＦＤＭ信号にスペクトル拡散信号を多重する場合の干渉の問題を解決する無線通信装置を提供する。
【解決手段】第１の情報１１が割り当てられた第１サブキャリア及び第２の情報１２が割り当てられた第２サブキャリアを含み、第１の情報１１に対して第２の情報１２が相対的に高い誤り耐性を持つように構成されたＯＦＤＭ信号１３を生成する手段１０１〜１０５と、第２サブキャリアにＯＦＤＭ信号１３の周波数帯域より狭い周波数帯域を持つスペクトル拡散信号１４を多重して多重信号を生成する手段１０７〜１０９と、多重信号を送信する手段１１０〜１１３を有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）とスペクトル拡散を併用する無線通信装置及びＦＦＴタイミングの検出精度を向上させた無線通信装置に関する。
ＯＦＤＭとスペクトル拡散を併用する無線通信システムは、例えば特許文献１に記載されている。特許文献１では、ＯＦＤＭ信号にスペクトル拡散信号を多重し、スペクトル拡散信号にＯＦＤＭ信号の情報とは別の情報を乗せることで伝送速度の向上を図っている。スペクトル拡散信号の周波数帯域は、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域と同一もしくはＯＦＤＭ信号の周波数帯域を含む帯域としている。
特許文献１には、スペクトル拡散信号電力を白色雑音とみなせる程度に十分小さくすることで、スペクトル拡散信号によるＯＦＤＭ信号への干渉を回避し、逆にＯＦＤＭ信号によるスペクトル拡散信号への干渉については、スペクトル拡散信号の拡散利得で回避することが開示されている。
さらに、特許文献１にはスペクトル拡散信号に使用する拡散コードの先頭とＯＦＤＭシンボルの境界を一致させることにより、受信機側でスペクトル拡散信号からマルチパスのタイミングを検出し、そのタイミングを用いてＯＦＤＭ信号の復調に必要なＦＦＴ（高速フーリエ変換）のタイミングを決定することが示されている。
特許第３１４２７７１号
特許文献１の技術においては、多重されるスペクトル拡散信号がＯＦＤＭ信号に与える干渉を小さくするために、スペクトル拡散信号の帯域幅当たりの送信電力を小さくしている。しかし、スペクトル拡散信号が多重されることによる定常的な干渉の発生は避けられず、このためにＯＦＤＭ信号により送信される情報の伝送速度が低下する。また、スペクトル拡散信号の送信電力を小さくすると、逆にスペクトル拡散信号に対してＯＦＤＭ信号が与える干渉が相対的に増加するために、スペクトル拡散信号の拡散率を大きくする必要がある。
受信機側において拡散率の大きなスペクトル拡散信号について相関処理を行う場合、マッチトフィルタを用いると拡散率に応じて回路規模が増大し、スライディング相関器を使用する場合には、処理時間が増大する。ＯＦＤＭ信号に多重されるスペクトル拡散信号を例えば受信機側でＦＦＴタイミングを検出するために用いた場合、スペクトル拡散信号の拡散率の増加は、ＦＦＴタイミング検出のための回路の規模あるいはタイミング検出時間の増加という問題を引き起こす。
一方、受信機側においてＦＦＴタイミング検出を行う際に、ＯＦＤＭシンボルの終端部とガードインターバル（ＧＩ）との間の拡散コードの相関性を利用して検出精度を上げる手法が知られている。特許文献１では、ＧＩにおけるＯＦＤＭ信号成分はＩＦＦＴ後の信号の終端部と同じ波形でを持つが、拡散コードのパターンはＯＦＤＭシンボルと無関係に生成されている。すなわち、ＧＩにおける拡散コードのパターンとＯＦＤＭシンボルの終端部に相当する時刻の拡散コードのパターンとは同一ではない。このため、スペクトル拡散信号の多重は、ＯＦＤＭシンボルの終端部とＧＩ間の相関性を利用したＦＦＴタイミング検出の精度向上には全く寄与しない。逆に、拡散コードが雑音として作用するために、ＦＦＴタイミングの検出精度を劣化させてしまう可能性がある。
本発明の一つの目的は、ＯＦＤＭ信号にスペクトル拡散信号を多重する場合の干渉による諸問題を解決する無線通信装置を提供することにある。より具体的には、スペクトル拡散信号からＯＦＤＭ信号に与えられる干渉によってＯＦＤＭ信号による情報伝送誤り確率を低下させ、またスペクトル拡散信号の拡散率を大きくすることなくスペクトル拡散信号に対してＯＦＤＭ信号が与える干渉を緩和することを目的とする。
本発明の他の目的は、ＦＦＴタイミング検出の検出精度を向上させる無線通信装置を提供することにある。
上記の課題を解決するため、本発明の第１の観点では第１の情報が割り当てられた複数の第１サブキャリア及び第２の情報が割り当てられた複数の第２サブキャリアを含み、第１の情報に対して第２の情報が相対的に高い誤り耐性を持つように構成された第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、前記第２サブキャリアに前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を多重して多重信号を生成する手段と、前記多重信号を送信する手段とを具備する無線通信装置を提供する。
ここで、前記ＯＦＤＭ信号を生成する手段は、例えば（ａ）前記第１の情報を前記第１のサブキャリアをそれぞれ含むＮ個のＯＦＤＭシンボルに拡散する第１拡散器と、前記第２の情報を前記第２のサブキャリアをそれぞれ含むＭ個（ただし、Ｍ＞Ｎ）のＯＦＤＭシンボルに拡散する第２拡散器とを有する、（ｂ）前記第２の情報を前記第２のサブキャリアをそれぞれ含む複数個のＯＦＤＭシンボルに拡散する拡散器を有する、（ｃ）前記第１の情報を前記第１のサブキャリアに第１の拡散率で拡散する第１拡散器と、前記第２の情報を前記第２のサブキャリアに第１の拡散率より大きい第２の拡散率で拡散する第２拡散器とを有する、あるいは（ｄ）前記第２の情報を前記第２のサブキャリアに拡散する拡散器を有する。
本発明の第２の観点によると、第１の情報を第１の符号化率で符号化して第１の符号化データを生成する手段と、第２の情報を前記第１の符号化率より小さい第２の符号化率で符号化して第２の符号化データを生成する手段と、前記第１の符号化データを変調して第１の変調データを生成する手段と、前記第２の符号化データを変調して第２の変調データを生成する手段と、前記第１の変調データが割り当てられた第１サブキャリア及び前記第２の変調データが割り当てられた第２サブキャリアを含む第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、前記第２サブキャリアに前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を多重して多重信号を生成する手段と、前記多重信号を送信する手段とを具備する無線通信装置を提供する。
本発明の第３の観点によると、第１の情報を符号化して第１の符号化データを生成する手段と、第２の情報を符号化して第２の符号化データを生成する手段と、前記第１の符号化データを第１の変調多値数で変調して第１の変調データを生成する手段と、前記第２の符号化データを前記第１の変調多値数より小さい第２の変調多値数で変調して第２の変調データを生成する手段と、前記第１変調データが割り当てられた第１のサブキャリア及び前記第２の変調データが割り当てられた第２サブキャリアを含む第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、前記第２サブキャリアに前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を多重して多重信号を生成する手段と、前記多重信号を送信する手段とを具備する無線通信装置を提供する。
本発明の第４の観点によると、第１の情報が割り当てられた複数の第１サブキャリア及び第２の情報が割り当てられた直交する第２サブキャリアを含み、前記第１の情報に対して第２の情報が相対的に高い誤り耐性を持つように構成された第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号及び前記第２サブキャリアに多重された前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を有する多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、前記受信信号から前記第２の周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、前記スペクトル拡散信号に対応する拡散コードを発生する拡散コード発生器と、前記第２の周波数帯域の信号成分と前記拡散コードとの相関演算を行う相関演算器と、前記相関演算器の出力信号からＦＦＴ（高速フーリエ変換）タイミングを検出するタイミング検出器と、前記受信信号及び前記第２の周波数帯域の信号成分のいずれかを選択する選択器と、選択された前記受信信号または前記第２の周波数帯域の信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより、第１サブキャリア及び第２サブキャリアの両方または第２サブキャリアのみを含むサブキャリア成分を抽出するＦＦＴユニットと、抽出されたサブキャリア成分から前記第１の情報及び第２の情報をそれぞれ抽出する第１の情報抽出部及び第２の情報抽出部とを具備する無線通信装置を提供する。
ここで、前記第１の情報抽出部は、例えば前記第１サブキャリアに対して前記第１の拡散率に対応する逆拡散を施す第１逆拡散器を有し、前記第２の情報抽出部は、前記第２サブキャリアに対して前記第１の拡散率より大きい第２の拡散率に対応する逆拡散を施す第２逆拡散器を有する。前記第２の情報抽出部は、例えば前記第２サブキャリアに対して逆拡散を施す逆拡散器を有する。
本発明の第５の観点では、第１の情報を第１の符号化率で符号化しかつ変調して得られる第１の変調データが割り当てられた第１サブキャリア及び第２の情報を前記第１の符号化率より小さい第２の符号化率で符号化しかつ変調して得られる第２の変調データが割り当てられた第２サブキャリアを含む第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、前記受信信号から前記第２の周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、前記スペクトル拡散信号に対応する拡散コードを発生する拡散コード発生器と、前記第２の周波数帯域の信号成分と前記拡散コードとの相関演算を行う相関演算器と、前記相関演算器の出力信号からＦＦＴ（高速フーリエ変換）タイミングを検出するタイミング検出器と、前記受信信号及び前記第２の周波数帯域の信号成分のいずれかを選択する選択器と、前記選択器により選択された前記受信信号または前記第２の周波数帯域の信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより、第１サブキャリア及び第２サブキャリアの両方または第２サブキャリアのみを含むサブキャリア成分を抽出するＦＦＴユニットと、抽出されたサブキャリア成分から第１の情報及び第２の情報をそれぞれ抽出する第１の情報抽出部及び第２の情報抽出部とを具備する無線通信装置を提供する。
ここで、前記第１の情報抽出部は、例えば前記第１サブキャリア成分に対して前記第１の符号化率に対応する誤り訂正を施す第１の誤り訂正器を有し、前記第２の情報抽出部は、例えば前記第２サブキャリア成分に対して前記第１の符号化率より大きい第２の符号化率に対応する誤り訂正を施す第２の誤り訂正器を有する。
本発明の第６の観点によると、送信情報をシリアル・パラレル変換することによりサブキャリア毎の信号に分割するシリアル・パラレル変換器と、前記サブキャリア毎の信号に対してＩＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施してＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成するＩＦＦＴユニットと、前記ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを生成するランダムコード生成器と、前記ＯＦＤＭ信号に前記ランダムコードを多重して第１の多重信号を生成する手段と、前記第１の多重信号の終端部をコピーして前記第２の多重信号の先頭にガードバンドとして付加することにより送信用信号を生成するガードインターバル付加器と、前記送信用信号を送信する手段とを具備する無線通信装置を提供する。
ここで、前記ランダムコード生成器は、例えば（ａ）シフトレジスタのシフト動作により前記ランダムコードを生成するように構成され、前記ランダムコードを生成する毎に前記ＯＦＤＭ信号が次に生成される時点まで前記シフトレジスタのシフト動作を停止するか、あるいは（ｂ）シフトレジスタのシフト動作により前記ランダムコードを生成するように構成され、前記ランダムコードを生成する毎に前記ＯＦＤＭ信号が次に生成される時点までの間に生成されるランダムコードを廃棄する。
本発明の第７の観点によると、送信情報が割り当てられたサブキャリアを含むＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号に該ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを多重した第１多重信号の終端部をコピーして前記第１多重信号の先頭にガードバンドとして付加した第２多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、前記受信信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）長に相当する時間だけ遅延する遅延器と、前記受信信号と前記遅延器の出力信号との相関演算を行う相関演算器と、前記相関演算器の出力信号からＦＦＴタイミングを検出するタイミング検出器と、前記受信信号から前記ＦＦＴタイミングに従って前記ガードバンドを除去するガードバンド除去器と、前記ガードバンド除去後の受信信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより前記サブキャリア毎の信号を分離して抽出するＦＦＴユニットと、前記ＦＦＴユニットの出力信号から前記送信情報を抽出する手段とを具備する無線通信装置を提供する。
本発明の第８の観点では、送信情報が割り当てられたサブキャリアを含むＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号に該ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを多重した第１多重信号の終端部をコピーして前記第１多重信号の先頭にガードバンドとして付加した第２多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、前記受信信号から前記ランダムコードが多重された周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、前記ランダムコードと同じランダムコードを生成するランダムコード生成器と、前記フィルタの出力信号と前記ランダムコード生成器により生成されるランダムコードとの相関演算を行う相関演算器と、前記相関演算器の出力信号からＦＦＴタイミングを検出するタイミング検出器と、前記受信信号から前記ＦＦＴタイミングに従って前記ガードバンドを除去するガードバンド除去器と、前記ガードバンド除去後の受信信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより前記サブキャリア毎の信号を分離して抽出するＦＦＴユニットと、前記ＦＦＴユニットの出力信号から前記送信情報を抽出する手段とを具備する無線通信装置を提供する。
本発明の第１０の観点によると、送信情報が割り当てられたサブキャリアを含むＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号に該ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを多重した第１多重信号の終端部をコピーして前記第１多重信号の先頭にガードバンドとして付加した第２多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、前記受信信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）長に相当する時間だけ遅延する遅延器と、前記受信信号と前記遅延器の出力信号との相関演算を行う第１相関演算器と、前記受信信号から前記ランダムコードが多重された周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、前記ランダムコードと同じランダムコードを生成するランダムコード生成器と、前記フィルタの出力信号と前記ランダムコード生成器により生成されるランダムコードとの相関演算を行う第２相関演算器と、前記第１相関演算器及び第２相関演算器の出力信号からＦＦＴタイミングを検出するタイミング検出器と、前記受信信号から前記ＦＦＴタイミングに従って前記ガードバンドを除去するガードバンド除去器と、前記ガードバンド除去後の受信信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより前記サブキャリア毎の信号を分離して抽出するＦＦＴユニットと、前記ＦＦＴユニットの出力信号から前記送信情報を抽出する手段とを具備する無線通信装置を提供する。
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号のうちスペクトル拡散信号が多重されるサブキャリアに割り当てられる情報の誤り耐性をそれ以外のサブキャリアに割り当てられる情報の誤り耐性より大きくすることにより、スペクトル拡散信号からＯＦＤＭ信号に与えられる干渉によってＯＦＤＭ信号による情報伝送誤り確率を低下させ、またスペクトル拡散信号の拡散率を大きくすることなくスペクトル拡散信号に対してＯＦＤＭ信号が与える干渉を緩和することができる。
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードをＯＦＤＭ信号に多重した信号の終端部をコピーして信号の先頭にガードバンドとして付加することにより、ＯＦＤＭシンボルとＧＩガードインターバル間の相関性を利用するＦＦＴタイミング検出の検出精度を高くすることができる。
以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。
［第１の実施形態］
（送信機について）
まず、図１を用いて本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の送信機について説明する。送信機には例えば音声や映像などのユーザが送信したいユーザ情報１１と、例えば基地局からの待ち受け時の呼び出し情報のような制御情報１２が入力される。ユーザ情報１１及び制御情報１２は、いずれもシリアルのシンボル列である。ユーザ情報１１及び制御情報１２のシンボル列は、それぞれ第１シリアル・パラレル変換器１０１及び第２シリアル・パラレル変換器１０２によってシリアル・パラレル変換される。これによりＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の各サブキャリアにそれぞれ対応する、より低速の複数のシンボル列（低速シンボル列という）が生成される。
ユーザ情報１１に対応する低速シンボル列は、第１拡散器１０３に入力される。制御情報１２に対応する低速シンボル列は、第２拡散器１０４に入力される。第１拡散器１０３及び第２拡散器１０４では、第１拡散コード生成器１００で生成される拡散コードＣ１により拡散処理が行われる。
図２に、第１拡散器１０３及び第２拡散器１０４による拡散処理前後の様子を示す。図２の横軸は時間、縦軸は周波数であり、周波数軸上に互いに直交する複数のサブキャリアが並んでいる。図２によると、ユーザ情報１１は８つの第１サブキャリアに割り当てられ、制御情報１２は２つの第２サブキャリアに割り当てられる。図２の例では、第１拡散器１０３での拡散率は４、第２拡散器１０４での拡散率は１６である。すなわち、第１拡散器１０３ではユーザ情報１１の１シンボルがＮ＝４個のＯＦＤＭシンボルに渡って拡散処理され、第２拡散器１０４では制御情報１２の１シンボルがＭ＝１６個のＯＦＤＭシンボルに渡って拡散処理される。
このようにユーザ情報１１及び制御情報１２を複数のＯＦＤＭシンボルに拡散する代わりに、複数のサブキャリアに拡散させてもよい。また、ユーザ情報１１及び制御情報１２を複数のＯＦＤＭシンボルに拡散することと、複数のサブキャリアに拡散することを併用してもよい。これらの場合、ユーザ情報１１の拡散率に対して制御情報１２の拡散率を大きくすることにより、制御情報１２の誤り耐性をユーザ情報１１の誤り耐性より相対的に大きくする。さらに、場合によってはユーザ情報１１については拡散を行わず、制御情報１２のみ拡散を行うようにしてもよい。
第１拡散器１０３及び第２拡散器１０４から出力される拡散後の信号は周波数領域の信号であり、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ユニット１０５によってＩＦＦＴが施されることにより、全サブキャリアに対応する周波数領域の信号が一括して時間領域の信号に変換される。ＩＦＦＴユニット１０５の出力信号１３は、互いに直交する複数のサブキャリアによるＯＦＤＭと拡散コードＣ１によるスペクトル拡散（ＳＳ）が施されているため、通常のＯＦＤＭ信号と区別する意味で以後ＯＦＤＭ−ＳＳ信号と呼ぶ。また、ＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３の１シンボルをＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。
ガードインターバル（ＧＩ）付加器１０６では、図３に示されるようにＩＦＦＴユニット１０５から出力されるＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３の各々のＯＦＤＭシンボルの終端からＯＦＤＭシンボルの１／４周期に相当する期間の波形をコピーして、ＯＦＤＭシンボルの先頭にガードインターバルとして付加する。
第２拡散コード生成器１０８は、ＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３よりも狭い周波数帯域を持つ拡散コードＣ２をＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３に同期して生成する。拡散コードＣ２は振幅調整器１０９に入力され、ここで振幅調整を受けることによりＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３に同期したスペクトル拡散信号１４が生成される。振幅調整器１０９によって、スペクトル拡散信号１４の送信電力を調整することができる。スペクトル拡散信号１４は、例えば後述するように受信機においてＦＦＴタイミングを検出するために用いられる。
スペクトル拡散信号１４は加算器１０７に入力され、ＧＩ付加器１０６から出力されるＧＩ付加後のＯＦＤＭシンボルと加算されることにより、ＯＦＤＭ−ＳＳ信号に対して多重される。このときＧＩ付加後のＯＦＤＭシンボルと、スペクトル拡散信号１４の拡散コードＣ２の位相関係は図４のようになっており、拡散コードＣ２の１周期分がＧＩ付加後のＯＦＤＭシンボルの長さの整数倍と一致する。
上述の処理により加算器１０７では、図５に示すようにＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３中のユーザ情報１１が割り当てられた第１サブキャリアと、制御情報１２が割り当てられたサブキャリアのうち、制御情報１２が割り当てられた第２サブキャリアの周波数帯域にスペクトル拡散信号１４が多重される。一方、従来の技術である例えば特許文献１では、図６に示すようにＯＦＤＭ信号の周波数帯域とスペクトル拡散信号の周波数帯域がほぼ一致している。
加算器１０７から出力されるベースバンドのディジタル信号は、ＤＡＣ（ディジタル・アナログ変換器）１１０によってアナログ信号に変換される。ＤＡＣ１１０から出力されるベースバンドのアナログ信号は、周波数変換器１１１によりＲＦ（無線周波数）信号に変換される。ＲＦ信号はＰＡ（電力増幅器）１１２により増幅され、アンテナ１１３に供給されることによって、アンテナ１１２から図示しない受信機に向けて電波として送信される。
ＤＡＣ１１０から出力されるベースバンドのディジタル信号は一般に複素信号であるため、周波数変換器１１１には直交変調器を含んでいる。また、ＤＡＣ１１０の出力以後には、信号に含まれる高調波除去のためのスムージングフィルタを含んでいる。図１では、これら直交変調器及びスムージングフィルタについては省略している。この点は後述する他の実施形態においても、同様である。
（受信機について）
次に、図７を用いて本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の受信機について説明する。図１に示した送信機からは、ユーザ情報１１と制御情報１２を含む信号が送信される。図７の受信機では、制御部２００が受信信号から制御情報のみ抽出すべきか、ユーザ情報を含めて抽出すべきかを決定し、それに従って各部の制御を行う。
図１の送信機から送信されたＲＦ信号は、アンテナ２０１により受信される。アンテナ２０１から出力される受信信号は、ＬＮＡ（低雑音増幅器）２０２により増幅された後、周波数変換器２０３によりベースバンド信号に変換される。周波数変換器２０３からのベースバンド信号は、フィルタ２０４及び第１ＡＤＣ（アナログ・ディジタル変換器）２０５に入力される。フィルタ２０４は、入力される信号からスペクトル拡散信号が多重された周波数帯域の信号を取り出すフィルタであり、周波数変換器２０３の出力信号帯域より狭い通過帯域を持つ。フィルタ２０４により抽出されたスペクトル拡散信号帯域の信号は、第２ＡＤＣ２０６に入力される。
第１ＡＤＣ２０５は、受信信号の全帯域幅の２倍以上のサンプリングレートでサンプリングを行い、各サンプル値をディジタル値に変換する。第２ＡＤＣ２０６は、フィルタ２０４の出力信号、すなわちスペクトル拡散信号の帯域幅の２倍以上のサンプリングレートでサンプリングを行い、各サンプル値をディジタル値に変換する。第１ＡＤＣ２０５及び第２ＡＤＣ２０６からの出力信号は、選択器２０７を介してＧＩ（ガードインターバル）除去器２０８に入力される。
第２ＡＤＣ２０６からの出力信号は、ＦＦＴタイミング決定部２０９にも入力される。ＦＦＴタイミング決定部２０９は相関演算器２１０、第２拡散コード生成器２１１及びタイミング検出器２１２を有する。第２拡散コード生成器２１１は、図１の送信機においてスペクトル拡散信号１４の生成に使用したのと同じ第２拡散コードＣ２を生成する。相関演算器２１０は、拡散コードＣ２と第２ＡＤＣ２０６の出力信号との相関演算を行う。タイミング検出器２１２は、相関演算器２１０の出力信号から相関電力がピークを示すタイミングを検出する。
タイミング検出器２１２によって検出された相関電力のピークタイミングは、第２拡散コードＣ２の位相を示しており、図４に示すようにＯＦＤＭシンボルの位相と一致する。このことを利用して、相関電力のピークタイミングをＦＦＴタイミングとして決定することができる。相関演算器２１０としては、第２拡散コード生成器２１１により生成される第２拡散コードＣ２の１周期分を使ったマッチトフィルタを使用することで実現でき、あるいはスライディング相関器により実現することもできる。
制御部２００が受信信号から制御情報のみを抽出すべきと決定した場合、選択器２０７は制御部２００からの制御信号に従って第２ＡＤＣ２０６の出力をＧＩ除去器２０８に接続する。このとき第１ＡＤＣ２０５の出力信号は使用されないため、制御部２００は第１ＡＤＣ２０５のサンプリング処理を停止させることが望ましく、これにより消費電力を削減させることができる。
ＧＩ除去器２０８は、ＦＦＴタイミング決定部２０９で決定されたＦＦＴタイミングを用いて、ＧＩを含む信号からＯＦＤＭシンボル長のサンプリングデータを取り出し、それをＦＦＴユニット２１３に渡す。ＦＦＴユニット２１３は、ＧＩ除去器２０８でＧＩが除去された後の信号についてＦＦＴを施し、制御情報１２が割り当てられている第２サブキャリアの周波数成分を抽出する。
このときＧＩ除去器２０８及びＦＦＴユニット２１３は、制御部２００からの制御信号に従って第２ＡＤＣ２０６のサンプリングレートと同じクロックレートで動作を行うように制御される。従って、ＧＩ除去器２０８及びＦＦＴユニット２１３では信号処理量が必要最小限に抑えられるため、消費電力が削減される。
ＦＦＴユニット２１３からの出力信号は、ユーザ情報抽出部２１４及び制御情報抽出部２１５に入力される。ユーザ情報抽出部２１４は、逆拡散器２１６及び第１Ｐ／Ｓ（パラレル・シリアル）変換器２１８を有する。制御情報抽出部２１５は、逆拡散器２１７及び第２Ｐ／Ｓ（パラレル・シリアル）変換器２１９を有する。第１拡散コード生成器２２０は、図１の送信機において制御情報１２の拡散に使用したのと同じ第１拡散コードＣ１を生成する。
制御部２００が受信信号から制御情報のみを抽出すべきと決定した場合、制御情報抽出部２１５が制御部２００からの制御信号に従って動作し、ＦＦＴ後のサブキャリア成分から制御情報２２を抽出する。逆拡散器２１７は、第１拡散コード生成器２２０からの第１拡散コードＣ１を用いてＦＦＴ後のサブキャリア成分について逆拡散処理を施し、第２Ｐ／Ｓ変換器２１９を介して制御情報２２を出力する。このときユーザ情報抽出部２１５は使用されないため、制御部２００からの制御信号により動作を停止している。
一方、制御部２００が受信信号からユーザ情報のみを抽出すべきと決定した場合、制御部２００からの制御信号に従って第２ＡＤＣ２０６に加えて第１ＡＤＣ２０５も動作を行い、選択器２０７は第１ＡＤＣ２０５の出力をＧＩ除去器２０８に接続する。ＧＩ除去器２０８及びＦＦＴユニット２１３は、第１ＡＤＣ２０５と同じサンプリングレートで動作する。ＧＩ除去器２０８は、ＦＦＴタイミング決定部２０９で決定されたＦＦＴタイミングに従いＧＩを除去したサンプリングデータをＦＦＴユニット２１３に渡す。ＦＦＴユニット２１３は、ＯＦＤＭ−ＳＳ信号の全サブキャリアの周波数成分を抽出する。
このとき、ユーザ情報抽出部２１５は制御部２００からの制御信号に従って動作しており、ＦＦＴユニット２１３の出力信号からユーザ情報を抽出する。ユーザ情報抽出部２１５内の逆拡散器２１６及び第１Ｐ／Ｓ変換器２１８の動作は、制御情報抽出部２１６内の逆拡散器２１７及び第２Ｐ／Ｓ変換器２１９と基本的に同じである。すなわち、逆拡散器２１６は第１拡散コード生成器２２０からの第１拡散コードＣ１を用いてＦＦＴ後のサブキャリア成分について逆拡散処理を施し、第１Ｐ／Ｓ変換器２１８を介してユーザ情報２１を出力する。このとき制御情報抽出部２１６は使用されないので、制御部２００からの制御により動作を停止させる。
受信信号からユーザ情報及び制御情報の双方を抽出する場合には、制御部２００からの制御信号に従ってユーザ情報抽出部２１４及び制御情報抽出部２１５の両方が同時に動作する。こうして抽出されるユーザ情報２１及び制御情報２２は、必要に応じて図示しない伝送路応答推定器からの情報に従って、伝送路による振幅及び位相変動の影響が補正される。
以上述べたように本発明の第１の実施形態では、図１の送信機側においてスペクトル拡散信号１４をＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３に多重する場合、スペクトル拡散信号１４が多重されない第１サブキャリア（前記の例では、ユーザ情報１１が割り当てられたサブキャリア）に対して、スペクトル拡散信号１４が多重される第２サブキャリア（前記の例では、制御情報１２が割り当てられたサブキャリア）の拡散率を大きくしている。この結果、ＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３のうちスペクトル拡散信号１４が多重される第２サブキャリアの誤り耐性が大きくなり、第２サブキャリアに対するスペクトル拡散信号１４の干渉の影響が緩和されるため、制御情報１２の誤りを防止できる。
特許文献１では、図６のようにスペクトル拡散信号がＯＦＤＭ信号の全サブキャリアの周波数帯域に多重される。この場合、ＯＦＤＭ信号に対するスペクトル拡散信号の干渉を避けるために、スペクトル拡散信号の送信電力Ａ２を小さくする必要がある。反面、送信電力Ａ２を小さくするとスペクトル拡散信号に対するＯＦＤＭ信号による干渉が相対的に増加するため、スペクトル拡散信号の拡散率を大きくしなければならない。
受信機側において拡散率の大きなスペクトル拡散信号について相関処理を行う場合、マッチトフィルタを用いると拡散率に応じて回路規模が増大し、スライディング相関器を使用する場合には、処理時間が増大する。ＯＦＤＭ信号に多重されるスペクトル拡散信号を例えば受信機側でＦＦＴタイミングを検出するために用いた場合、スペクトル拡散信号の拡散率の増加は、ＦＦＴタイミング検出用の回路規模あるいはタイミング検出時間の増加という問題を引き起こす。
一方、本発明の第１の実施形態では、スペクトル拡散信号１４を特定のサブキャリアの周波数帯域、すなわち制御情報１２が割り当てられる第２サブキャリアの周波数帯域に多重し、かつ制御情報１２の誤り耐性をユーザ情報１１の誤り耐性に比較して大きくしている。これによって第２サブキャリアに対するスペクトル拡散信号１４からの干渉が減るため、図５のようにスペクトル拡散信号１４の送信電力Ａ１を図６の場合より大きくとることができ、スペクトル拡散信号１４に対するＯＦＤＭ−ＳＳ信号１３による干渉が軽減される。従って、スペクトル拡散信号１４の拡散率をあまり大きくする必要がなく、拡散率を大きくすることによる上記の問題を避けることができる。
さらに、スペクトル拡散信号１４が多重される第２サブキャリアに伝送速度の遅い制御情報１２を割り当てることで、受信機において受信信号から制御情報のみを抽出する場合には、制御情報の抽出に用いる第２ＡＤＣ２０６のサンプリングレートを下げ、さらにＧＩ除去器２０８及びＦＦＴユニット２０９などの動作速度を下げて処理量を減らすことで、受信機全体としての消費電力を削減することができる。
（第２の実施形態）
（送信機について）
次に、本発明の第２の実施形態を図８及び図９を用いて説明する。図８に示されるように、本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置の送信機では、ユーザ情報１１は第１符号化器１２１に入力され、制御情報１２は第２符号化器１２２に入力される。第１符号化器１２１及び第２符号化器１２２は、符号化率が可変である。第１符号化器１２１及び第２符号化器１２２としては、例えばターボ符号化器などを用いることができる。
第１符号化器１２１により符号化されたユーザ情報は、第１インタリーバ１２３でビットの並び順序を入れ替えるインタリーブ処理が施された後、第１変調器１２５で複数のビットを一つのシンボルにまとめる変調処理が施される。第１変調器１２５は変調方式（特に変調多値数）が可変の変調器であり、例えばＢＰＳＫ（２値位相変調）、ＱＰＳＫ（４値位相変調）、１６ＱＡＭ（１６値振幅位相変調）などを用いることができる。第１変調器１２５により変調されたシンボル列は、第１Ｓ／Ｐ変換器１２７に入力され、ここでユーザ情報１１に割り当てられた複数の第１サブキャリアに分配される。
制御情報１２についても、ユーザ情報１１と同様の処理が施される。すなわち、制御情報１２は第２符号化器１２２により符号化された後、第２インタリーバ１２４によりインタリーブ処理が施され、さらに第２変調器１２６を経て第２Ｓ／Ｐ変換器１２８に入力され、制御情報１２に割り当てられた複数の第２サブキャリアに分配される。第２変調器１２６も第１変調器１２５と同様、変調方式（変調多値数）が可変である。
ここで、第１符号化器１２１の符号化率と第１変調器１２３の変調多値数の組み合わせ、及び第２符号化器１２２の符号化率と第２変調器１２４の変調多値数の組み合わせで、ユーザ情報１１及び制御情報１２の誤り耐性に差をつけることができる。
制御情報１２が割り当てられる第２サブキャリアは、後述するようにスペクトル拡散信号が多重されるため、多重されるスペクトル拡散信号の干渉の影響を受けやすい。この影響を緩和するために、例えば第１符号化器１２１の符号化率よりも第２符号化器１２２の符号化率を小さくするか、あるいは第１変調器１２３の変調多値数よりも第２変調器１２４の変調多値数を小さくする。これによって第２サブキャリアに割り当てられる制御情報１２は、第１サブキャリアに割り当てられるユーザ情報１１に比較して誤り耐性が高くなり、スペクトル拡散信号の干渉を受けにくくなる。
第１Ｓ／Ｐ変換器１２７及び第２Ｓ／Ｐ変換器１２８以降の処理は、基本的に第１の実施形態と同様である。すなわち、第１Ｓ／Ｐ変換器１２７及び第２Ｓ／Ｐ変換器１２８によってサブキャリア毎の成分に割り当てられた各信号は、ＩＦＦＴユニット１０５によりＩＦＦＴが施されることによって時間領域の信号であるＯＦＤＭ信号１３に変換される。ＯＦＤＭ信号１３は、ＧＩ付加器１０６に入力される。ＧＩ付加器１０６では、図３に示したようにＯＦＤＭ信号１３の各々のＯＦＤＭシンボルの終端からＯＦＤＭシンボルの１／４周期に相当する時間の波形をコピーして、ＯＦＤＭシンボルの先頭にガードインターバルとして付加する。
拡散コード生成器１０８は、ＯＦＤＭ信号１３よりも狭い周波数帯域を持つ拡散コードＣ２を生成する。拡散コードＣ２は振幅調整器１０９に入力され、ここで振幅が調整されることによりスペクトル拡散信号１４が生成される。スペクトル拡散信号１４は、例えば後述するように受信機においてＦＦＴタイミングを決定するために用いられる。スペクトル拡散信号１４は加算器１０７に入力され、ＧＩ付加器１０６から出力されるＧＩ付加後のＯＦＤＭシンボルと加算される。このときＧＩ付加後のＯＦＤＭシンボルと、スペクトル拡散信号１４の拡散コードＣ２の位相関係は図４に示すように設定されており、拡散コードＣ２の１周期分がＧＩ付加後のＯＦＤＭシンボル長の整数倍と一致する。
加算器１０７から出力されるベースバンドのディジタル信号は、ＤＡＣ１１０によってアナログ信号に変換される。ＤＡＣ１１０から出力されるベースバンドのアナログ信号は、周波数変換器１１１によりＲＦ信号に変換される。ＲＦ信号はＰＡ１１２により電力増幅され、アンテナ１１３に供給されることによって、アンテナ１１２から電波として送信される。
（受信機について）
次に、図９を用いて本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置の受信機について説明する。図８に示した送信機からは、ユーザ情報１１と制御情報１２を含む信号がＲＦ信号として送信される。図８の受信機では、制御部２３０が受信信号から制御情報のみ抽出すべきか、ユーザ情報を含めて抽出すべきかを決定し、それに従って各部の制御を行う。さらに、制御部２３０は受信されたユーザ情報及び制御情報の変調多値数及び符号化率を決定し、それに従って各部の動作を制御する制御信号を生成する。変調多値数や符号化率に関する情報は、システム上あらかじめ決定されていてもよいし、送信機側からの報知情報から得ることもできるし、さらには情報の送受に先立ってそれらのパラメタを受け渡す段階を踏んでもよい。
以下、図７と相対応する部分に同一符号を付して説明すると、図８の送信機から送信されたＲＦ信号はアンテナ２０１により受信される。アンテナ２０１から出力される受信信号は、ＬＮＡ２０２により増幅された後、周波数変換器２０３によりベースバンド信号に変換される。周波数変換器２０３からのベースバンド信号は、フィルタ２０４及び第１ＡＤＣ２０５に入力される。フィルタ２０４は、入力される信号からスペクトル拡散信号が多重された周波数帯域の信号を取り出すフィルタであり、周波数変換器２０３の出力信号帯域より狭い通過帯域を持つ。フィルタ２０４により抽出されたスペクトル拡散信号帯域の信号は、第２ＡＤＣ２０６に入力される。
第１ＡＤＣ２０５は、受信信号の全帯域幅の２倍以上のサンプリングレートでサンプリングを行い、各サンプル値をディジタル値に変換する。第２ＡＤＣ２０６は、フィルタ２０４の出力信号、すなわちスペクトル拡散信号の帯域幅の２倍以上のサンプリングレートでサンプリングを行い、各サンプル値をディジタル値に変換する。第１ＡＤＣ２０５及び第２ＡＤＣ２０６からの出力信号は、選択器２０７を介してＧＩ（ガードインターバル）除去器２０８に入力される。
第２ＡＤＣ２０６からの出力信号は、相関演算器２１０、第２拡散コード生成器２１１及びタイミング検出器２１２を有するＦＦＴタイミング決定部２０９にも入力される。第２拡散コード生成器２１１は、図１の送信機においてスペクトル拡散信号１４の生成に使用したのと同じ第２拡散コードＣ２を生成する。相関演算器２１０は、拡散コードＣ２と第２ＡＤＣ２０６からの出力信号との相関を求める。タイミング検出器２１２は、相関演算器２１０の出力信号から相関電力がピークを示すタイミングを検出する。
タイミング検出器２１２で検出された相関電力のピークタイミングは、第２拡散コードＣ２の位相を示しており、図４に示すようにＯＦＤＭシンボルの位相と一致する。このことを利用して、相関電力のピークタイミングをＦＦＴタイミングとして決定することができる。相関演算器２１０としては、第２拡散コード生成器２１１で生成される第２拡散コードＣ２の１周期分を使ったマッチトフィルタを使用することで実現でき、あるいはスライディング相関器により実現することもできる。
制御部２３０が受信信号から制御情報のみを抽出すべきと決定した場合、選択器２０７は制御部２３０からの制御信号に従って第２ＡＤＣ２０６の出力をＧＩ除去器２０８に接続する。このとき第１ＡＤＣ２０５の出力信号は使用されないため、制御部２３０は第１ＡＤＣ２０５のサンプリング処理を停止させ、消費電力を削減させる。
ＧＩ除去器２０８は、ＦＦＴタイミング決定部２０９で決定されたＦＦＴタイミングを用いて、ＧＩを含む信号からＯＦＤＭシンボル長のサンプリングデータを取り出し、それをＦＦＴユニット２１３に渡す。ＦＦＴユニット２１３は、ＧＩ除去器２０８でＧＩが除去された後の信号についてＦＦＴを行い、制御情報が割り当てられているサブキャリアの周波数成分を抽出する。
このときＧＩ除去器２０８及びＦＦＴユニット２１３は、制御部２００からの制御信号に従って第２ＡＤＣ２０６のサンプリングレートと同じクロックレートで動作を行うように制御される。従って、ＧＩ除去器２０８及びＦＦＴユニット２１３では信号処理量が必要最小限に抑えられるため、消費電力が削減される。
ＦＦＴユニット２１３からの出力信号は、ユーザ情報抽出部２３１及び制御情報抽出部２３２に入力される。ユーザ情報抽出部２３１は、第１位相補正器２３３、第１Ｐ／Ｓ変換器２３５、第１復調器２３７、第１デインタリーバ２３９及び第１誤り訂正器２４１を含む。制御情報抽出部２３２は、第２位相補正器２３４、第２Ｐ／Ｓ変換器２３５、第２復調器２３８、第２デインタリーバ２４０及び第２誤り訂正器２４２を含む。
制御部２３０が受信信号から制御情報のみを抽出すべきと決定した場合、制御情報抽出部２３２が制御部２３０からの制御信号に従って動作し、ＦＦＴ後のサブキャリア成分から制御情報を抽出する。第２位相補正器２３４は、ＩＦＦＴユニット２１３からの出力信号について図示しない伝送路応答推定器からの情報を用いて振幅及び位相の補正、すなわち伝送路による振幅及び位相変動の影響を補正する。第２復調器２３８は、第２位相補正器２３４から第２Ｐ／Ｓ変換器２３６を介して出力されるサブキャリア成分について、制御情報に適用された変調多値数に応じた軟判定情報を生成する。
第２デインタリーバ２４０は、制御情報に適用された並べ替え順序の逆手順で軟判定情報の並べ替えを行い、第２誤り訂正器２４２に入力する。第２誤り訂正器２４２は、制御情報に適用された符号化率に対応した復号処理を施し、制御情報２２を出力する。制御情報のみを抽出する場合、ユーザ情報抽出部２３１は使用されないため、制御部２３０からの信号により動作を停止している。
一方、制御部２３０が受信信号からユーザ情報のみを抽出すべきと決定した場合、ユーザ情報抽出部２３１が制御部２３０からの制御信号に従って動作し、制御部２００からの制御信号に従って第２ＡＤＣ２０６に加えて第１ＡＤＣ２０５も動作を行い、選択器２０７は第１ＡＤＣ２０５の出力をＧＩ除去器２０８に接続する。ＧＩ除去器２０８及びＦＦＴユニット２１３は、第１ＡＤＣ２０５と同じサンプリングレートで動作する。ＧＩ除去器２０８は、ＦＦＴタイミング決定部２０９で決定されたＦＦＴタイミングに従いＧＩを除去したサンプリングデータをＦＦＴユニット２１３に渡す。ＦＦＴユニット２１３は、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアの周波数成分を抽出する。
このとき、ユーザ情報抽出部２１５は制御部２３０からの制御信号に従って動作しており、ＦＦＴユニット２１３の出力信号からユーザ情報を抽出する。ユーザ情報抽出部２１５の動作は制御情報抽出部２４６と基本的に同様であり、第１位相補正器２３３、第１Ｐ／Ｓ変換器２３５、第１復調器２３７、第１デインタリーバ２３９及び第１誤り訂正器２４１を介してユーザ情報２１を出力する。ユーザ情報のみを抽出する場合、制御情報抽出部２３２は使用されないため、制御部２３０からの信号により動作を停止している。
受信信号からユーザ情報及び制御情報の双方を抽出する場合には、制御部２３０からの制御信号に従ってユーザ情報抽出部２４１及び制御情報抽出部２４２の両方が同時に動作する。
図１０に、符号化率を変えたときの送信ビット列と符号化後のビット列の関係を示す。送信ビット列とは、第１符号化器１２１の場合はユーザ情報１１であり、第２符号化器１２２の場合は制御情報１２である。符号化率１／３の場合には、図１０（ａ）に示されるように、符号化の後のビット列には送信ビット列の１ビット当たり２ビットの冗長ビットが付加される。符号化率２／３の場合には、図１０（ｂ）に示されるように符号化後のビット列は図１０（ａ）の符号化率１／３の冗長ビットのうち一部のみであり、冗長度を下げている。符号化率２／３では符号化率１／３よりも伝送速度は上がるが、冗長度が低いために誤り耐性は低くなる。符号化率１／５では、図１０（ｃ）に示されるように、送信ビット列の１ビット当たり冗長ビットを４ビットとすることで、符号化率１／３よりもさらに誤り耐性が高くなるが、伝送速度は低下する。一方、図１０（ｄ）に示されるように、符号化率１／３で符号化したビット列を複数回繰り返し送信することにより、受信機側の信号対雑音比を改善することもできる。但し、図１０（ｄ）では符号化率１／３よりも誤り耐性は向上するが、伝送速度は半分となる。
ここで、スペクトル拡散信号１４が多重される第２サブキャリアに割り当てられる制御情報１２を符号化する第２符号化器１２２においては、符号化率１／３や１／５、あるいは１／３の繰り返し送信のような、誤り耐性の高い比較的符号化率の小さい符号化処理を制御情報１２に対して施す。これによって制御情報１２に割り当てられる第２サブキャリアに多重されるスペクトル拡散信号１４の干渉による制御情報１２の誤りや、伝送速度の低下を避けることができる。
一方、スペクトル拡散信号の多重されない第１サブキャリアに割り当てられるユーザ情報１１を符号化する第１符号化器１２１においては、第２符号化器１２１の符号化率と同等あるいはより高い符号化率の符号化処理をユーザ情報１１に対して施すことによって、ユーザ情報１１の伝送速度を高めることが可能である。このように第２の実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
上記の説明では、スペクトル拡散信号が多重されない第１サブキャリアに割り当てられるユーザ情報１１を符号化する第１符号化器１２１での符号化率に対して、スペクトル拡散信号が多重される第２サブキャリアに割り当てられる制御情報１２を符号化する第２符号化器１２２での符号化率を小さくしたが、前述したように第１変調器１２５及び第２変調器１２６の変調多値数に差を持たせてもよい。すなわち、スペクトル拡散信号が多重されない第１サブキャリアに割り当てられるユーザ情報１１の符号化データに変調を施す第１変調器１２５での変調多値数に対して、スペクトル拡散信号が多重される第２サブキャリアに割り当てられる制御情報１２の符号化データに変調を施す第２変調器１２６での変調多値数を小さくして、制御情報１２の誤り耐性を大きくする。
また、変調多値数と符号化率の組み合わせでユーザ情報１１と制御情報１２の誤り耐性に差を持たせてもよい。変調多値数と符号化率の組み合わせは、言い替えれば変調方式(Modulation Scheme)と符号化方式(Coding Scheme)の組み合わせであり、ＭＣＳ(Modulation and Coding Scheme)と呼ばれる。ＭＣＳは一般に伝送速度（スループット）によってランク付けすることが可能であり、より上位のランクほど、つまり伝送速度が大きいほど誤り耐性は小さくなる。従って、ランク付けされた複数のＭＣＳ（ＭＣＳセット）を用意しておき、ユーザ情報１１に対してはより上位ランクのＭＣＳを割り当て、制御情報１２に対してはより下位のＭＣＳを割り当てるようにすることによって、上記と同様の効果を得ることができる。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態として、ＯＦＤＭシンボルとＧＩ（ガードインターバル）間の相関性を利用するＦＦＴタイミング検出の検出精度を向上させる例について説明する。第３の実施形態では、相関性を利用したＦＦＴタイミングの検出のために、拡散コードに代えてランダムコードを使用する。
（送信機について）
図１１に示されるように、本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の送信機に入力される送信情報３１は、まず符号化器３０１により誤り訂正符号化が施された後、インタリーバ３０２によってバースト誤りの影響を軽減するためのビット並び順序を入れ替えるインタリーブ処理が施され、さらに変調器３０３によってＢＳＰＫ（２値位相変調）などの変調が施される。変調器３０３から出力される変調データは、Ｓ／Ｐ（シリアル・パラレル）変換器３０４によってＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号のサブキャリア毎の信号分割された後、ＩＦＦＴ（高速フーリエ変換）ユニット３０５により一括して時間領域の信号に変換され、加算器３０６に入力される。
ランダムコード生成器３０７は、ＩＦＦＴ部の出力信号長に相当するランダムコードを生成する。ランダムコードは振幅調整器３０８により振幅が調整されてから加算器３０６に入力され、ＩＦＦＴユニット３０５の出力信号と加算される。ここで、ＩＦＦＴユニット３０５の出力信号のサンプル数に対して、ランダムコード生成器３０７が生成するランダムコードのパターン数（スペクトル拡散におけるチップに相当）を少なくする。これにより図１２に示されるように、ランダムコード信号の周波数帯域をＯＦＤＭ信号の周波数帯域より狭くすることで、ＯＦＤＭ信号に対してランダムコード信号が与える影響を少なくする。
ＧＩ（ガードインターバル）付加器３０９では、加算器３０６の出力信号の終端部の一部、例えばＩＦＦＴ後の信号の１／４に相当する部分を加算器３０６の出力信号の先頭部分にＧＩとして付加し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。ＧＩ付加器３０９の出力信号は、ＤＡＣ（ディジタル・アナログ変換器）３１０によりＯＦＤＭ信号帯域の２倍以上のサンプリングレートでディジタル信号からアナログ信号へと変換された後、周波数変換器３１１によりＲＦ（無線周波数）信号に変換される。ＲＦ信号はＰＡ（電力増幅器）３１２により増幅され、アンテナ３１３に供給されることによって、アンテナ３１２から電波として図示しない受信機に向けて送信される。
ＤＡＣ３１０から出力されるベースバンドのディジタル信号は一般に複素信号であるため、周波数変換器３１１には直交変調器を含んでいる。また、ＤＡＣ３１０の出力以後には信号に含まれる高調波除去のためのスムージングフィルタを含んでいる。図１１では、これら直交変調器及びスムージングフィルタについては省略している。
ＩＦＦＴユニット３０５の出力信号３３１とランダムコード生成器３０７で生成されるランダムコード３３２は、図１３に示すような関係になっている。信号３３１及び３３２についてそれぞれ終端から一部分をコピーして、信号３３１及び３３２の始端部分にＧＩとして付加すると、信号３３３及び３３４のようになる。ただし、実際には信号３３１と３３２を加算器３０６により加算した後、ＧＩ付加を行っているので、信号３３３と信号３３４が独立して存在しているわけではない。
信号３３３の隣り合う２つのＯＦＤＭシンボルの間を見てみると、１つ目のＯＦＤＭシンボルの終端と２つ目のＯＦＤＭシンボルのＧＩが隣接する。信号３３３の１つ目のＯＦＤＭシンボルの終端にあるランダムコードと２つ目のＯＦＤＭシンボルのＧＩに含まれるランダムコードとは、相互相関が十分小さくなるようなパターンにする必要がある。
ランダムコード生成器３０７は、周知のＭ系列生成多項式を利用した例えば図１４に示すような複数のレジスタ（ＲＥＧ）で構成されるシフトレジスタと、排他的論理和ゲートＥＯＲとの組み合わせにより実現される。図１４のランダムコード生成器３０７では、ランダムコードを一つ生成する毎にシフトレジスタがシフト動作を行う。
ランダムコード生成器３０７は、例えば図１２（ａ）に示すようにＯＦＤＭ信号の１シンボル分に相当するランダムコードを生成した後、一定時間シフト動作を停止することでランダムコードの生成を停止して、次のＯＦＤＭ信号の生成を待つように制御される。この場合、ランダムコードの系列で見ると、隣り合う２つのＯＦＤＭシンボルに使用したランダムコードの位相は連続する。
一方、図１２（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ信号の１シンボル分に相当するランダムコードを生成した後でも、シフト動作を停止することなくランダムコードの生成を続行するが、次のＯＦＤＭ信号が生成されるまでの間に生成されるランダムコードを破棄するようにしてもよい。これにより図１２（ａ）の場合とは異なり、隣り合う２つのＯＦＤＭシンボルに使用したランダムコードの位相は連続しない。
次に、図１６を用いて本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の受信機について説明する。図１１の送信機から送信されたＲＦ信号は、アンテナ４０１により受信される。アンテナ４０１から出力される受信信号は、ＬＮＡ（低雑音増幅器）４０２により増幅された後、周波数変換器４０３によりベースバンド信号に変換される。周波数変換器４０３から出力されるベースバンド信号は、ＡＤＣ（アナログ・ディジタル変換器）４０４に入力される。ＡＤＣ４０４は、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の２倍以上のサンプリングレートでサンプリングを行い、各サンプル値をディジタル値に変換する。ＡＤＣ４０４からの出力信号は、ＧＩ除去器４０９に入力される。
ＡＤＣ４０４からの出力信号は、ＦＦＴタイミング決定部４０５にも入力される。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）タイミング決定部４０５は遅延器４０６、相関演算器４０７及びタイミング検出器４０８を有する。遅延器４０６は、ＡＤＣ４０４からの出力信号をＦＦＴ長に相当する時間だけ遅延させる。相関演算器４０７は、ＡＤＣ４０４からの出力信号と遅延器４０６からの出力信号との相関演算をＧＩ長の期間にわたって行い、相関電力を求める。タイミング検出器４０８は、相関演算器４０７の出力信号から相関電力がピークを示すタイミングを検出してＧＩの終了タイミング、すなわちＦＦＴタイミングとして検出し、ＧＩ除去器４０９に通知する。
ＧＩ除去器４０９は、タイミング検出器４０８により検出されたタイミングを用いて受信信号（ＡＤＣ４０４の出力信号）からＧＩを除去し、ＧＩ除去後の信号をＦＦＴユニット４１０に渡す。ＦＦＴユニット４１０は、ＧＩ除去後の信号にＦＦＴを施してサブキャリア毎の信号を分離し、位相補正器４１１に渡す。位相補正器４１１は、サブキャリア毎の信号について図示していない伝送路応答推定器からの情報を用いて振幅及び位相を補正する。Ｐ／Ｓ（パラレル・シリアル）変換器４１２は、位相補正器４１１によって補正された信号をシリアル信号に変換する。復調器４１３は、Ｐ／Ｓ変換器４１２からの出力信号について送信機側の変調多値数に従って復調処理を行う。デインタリーバ４１４は、復調された信号のビット列の並び替えを行い、バースト誤りのランダム化を施す。誤り訂正器４１５は、デインタリーバ４１４からの出力信号に対し誤り訂正を施し、受信情報４１を出力する。
次に、図１７を用いてＯＦＤＭシンボルの終端部とＧＩ間の相関性を利用したＦＦＴタイミング検出の原理を説明する。図１７に示すように、ＡＤＣ４０４の出力信号５０１及びこれを遅延器４０６でＦＦＴ時間だけ遅延した信号５０２をＧＩ長だけ取り出し、相関演算器４０７により両者の相互相関を求める相関演算を行い、信号５０３を得る。受信信号が１サンプル入力される度に相関演算を行うと、信号５０１におけるＯＦＤＭシンボル終端と信号５０２のＧＩ部分が重なった部分で、相関電力値にピークが発生する。各ＯＦＤＭシンボルの先頭がＧＩであるため、相関電力値のピークもＯＦＤＭシンボル周期で発生する。
図１８及び図１９に、受信信号にマルチパス信号が含まれる場合の相関電力値の変化を示す。まず、図１９はスペクトル拡散信号をＯＦＤＭ信号に多重する特許文献１においてＯＦＤＭシンボルの終端部とＧＩの相関性を利用する例である。この場合、スペクトル拡散信号に用いる拡散コードについてはＯＦＤＭシンボルの終端部とＧＩ間で相関性はないため、相関電力値はＯＦＤＭ信号の相関性に依存したものとなる。ＯＦＤＭ信号は異なる周波数の正弦波（サブキャリア）が多重された信号であるため、時間的な相関性が低い。特にマルチパスが存在する場合には、時間的な変化は緩やかになってしまう。すなわち、各パスの信号成分間の相関により、単独パスだけの場合に発生する２つのピークの間に相関電力のピークが発生する可能性がある。このようなピークはＦＦＴタイミング検出の誤差となり、受信性能を劣化させる。
一方、本発明の第３の実施形態に従うと、ＯＦＤＭ信号にＯＦＤＭシンボル長と同じ長さのランダムコードが多重されており、図１８に示すようにＧＩに含まれるランダムコードとＯＦＤＭシンボルの終端部に多重されたランダムコードは同一のパターンである。また、ＯＦＤＭ信号の位相がランダムコードの１タイミング（拡散コードの１チップに相当）だけずれた場合の相関電力は小さくなっている。
従って、相関演算器４０７によりＯＦＤＭシンボルの終端部とＧＩとの相関演算を行うと、ランダムコードの作用により相関電力の時間的変化に鋭いピークが現れる。このピークからタイミング検出器４０８によって各マルチパスのタイミングが判断でき、最適なＦＦＴタイミングを検出することが可能となる。なお、受信時においては受信信号にランダムコードが多重されているかどうかを認識する必要は特にない。従って、送信機側での変更だけで、ＦＦＴタイミングの検出精度の向上という得ることができる。
次に、図２０及び図２１を用いて第３の実施形態における受信機に含まれるＦＦＴタイミング決定部の変形例について説明する。図２０に示される変形例のＦＦＴタイミング決定部４０５Ａは、ランダムコードそのものによる相関演算を行う例である。すなわち、ＦＦＴタイミング決定部４０５Ａはランダムコードの周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタ４２１と、送信機側と同じランダムコードを生成するランダムコード生成器４２２、及びフィルタ４２１の出力信号とランダムコードとの相関演算を行う相関演算器４２３を有する。タイミング検出器４０８は、相関演算器４０７の出力信号から相関電力がピークを示すタイミングを検出してＧＩの終了タイミング、すなわちＦＦＴタイミングとして決定し、ＧＩ除去器４０９に通知する。このようにＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭシンボルの全てを使ったランダムコードによる相関を利用することにより、ＦＦＴタイミングを検出することもできる。この場合、送信機側でランダムコードを適用したことを受信機側で認識して、ＦＦＴタイミング決定部４０５Ａの処理を行うことが望ましい。
図２１に示される変形例のＦＦＴタイミング決定部４０５Ｂは、図１６中に示したＦＦＴタイミング決定部４０５と図２０中に示したＦＦＴタイミング決定部４０５Ａを組み合わせた例である。ＦＦＴタイミング決定部４０５Ｂでは、相関演算器４０７により生成される、ＧＩに関する相関電力値と、相関演算器４２３により生成される、ランダムコードに関する相関電力値をタイミング検出器４０７によって加算する。このようにＯＦＤＭシンボルの終端部とＧＩ間のランダムコードの相関性に加えて、ＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭシンボルの全てを使ったランダムコードによる相関を併用することにより、ＦＦＴタイミングの決定精度をさらに向上させることができる。この場合には、送信機側でランダムコードを適用したことを受信機側も認識してフィルタ４２１、ランダムコード生成器４２２及びフィルタ４２１による処理を加えることができる。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置に含まれる送信機のブロック図 ＯＦＤＭ−ＳＳ信号における制御情報及びユーザ情報の拡散率について説明する図 ガードインターバルの付加について説明する図 ＯＦＤＭ信号とスペクトル拡散信号の拡散コード位相の関係を示す図 本発明の第２の実施形態における周波数領域で見たＯＦＤＭ−ＳＳ信号とスペクトル拡散信号を示す図 従来技術に基づいてＯＦＤＭ信号にスペクトル拡散信号を多重する様子を示す図 本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置に含まれる受信機のブロック図 本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置に含まれる送信機のブロック図 本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置に含まれる受信機のブロック図 本発明の第２の実施形態における送信ビット列を種々の符号化率で符号化する様子を示す図 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置に含まれる送信機のブロック図 本発明の第３の実施形態における周波数領域で見たＯＦＤＭ信号とスペクトル拡散信号を示す図 本発明の第３の実施形態におけるＩＦＦＴ後の信号とランダムコードの位相関係及びＧＩ付加について説明する図 本発明の第３の実施形態におけるランダムコード生成器の一例を示すブロック図 本発明の第３の実施形態におけるＯＦＤＭシンボル間でのランダムコードの生成について説明する図 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置に含まれる受信機のブロック図 本発明の第３の実施形態におけるＯＦＤＭシンボル終端とＧＩ部分の相関演算によるＦＦＴタイミング検出について説明する図 本発明の第３の実施形態におけるマルチパス受信時のＦＦＴタイミング検出について説明する図 比較例によるマルチパス受信時のＦＦＴタイミング検出について説明する図 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置に含まれる受信機の第１の変形例の要部のブロック図 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置に含まれる受信機の第２の変形例の要部のブロック図
符号の説明
１１…ユーザ情報、１２…制御情報、１３…ＯＦＤＭ−ＳＳ信号、１４…スペクトル拡散信号、２１…ユーザ情報、２２…制御情報、１００…拡散コード生成器、１０１，１０２…シリアル・パラレル変換器、１０３，１０４…拡散器、１０５…ＩＦＦＴユニット、１０６…ＧＩ付加器、１０７…加算器、１０８…拡散コード生成器、１０９…振幅調整器、１１０…Ｄ／Ａ変換器、１１１…周波数変換器、１１２…電力増幅器、１１３…送信アンテナ、１２１，１２２…符号化器、１２３，１２４…インタリーバ、１１５，１２６…変調器、１２７，１２８…シリアル・パラレル変換器、２０１…受信アンテナ、２０２…低雑音増幅器、２０３…周波数変換器、２０４…フィルタ、２０５，２０６Ａ／Ｄ変換器、２０７…選択器、２０８…ＧＩ除去器、２０９…ＦＦＴタイミング決定部、２１０…相関演算器、２１１…拡散コード生成器、２１２…タイミング検出器、２１３…ＩＦＦＴユニット、２１４…ユーザ情報抽出部、２１５…制御情報抽出部、２１６，２１７…逆拡散器、２１８，２１９…パラレル・シリアル変換器、２２０…拡散コード生成器、３１…送信情報、３０１…符号化器、３０２…インタリーバ、３０３…変調器、２０４…シリアル・パラレル変換器、３０５…ＩＦＦＴユニット、３０６…加算器、３０７…ランダムコード生成器、３０８…振幅調整器、３０９…ＧＩ付加器、３１０…Ｄ／Ａ変換器、３１１…周波数変換器、３１２…電力増幅器、３１３…送信アンテナ、４０１…受信アンテナ、４０２…低雑音増幅器、４０３…周波数変換器、４０４…Ａ／Ｄ変換器、４０５…ＦＦＴタイミング決定部、４０６…遅延器、４０７…相関演算器、４０８…タイミング検出器、４０９…ＧＩ除去器、４１０…ＦＦＴユニット、４１１…位相補正器、４１２…パラレル・シリアル変換器、４１３…復調器、４１４…デインタリーバ、４１５…誤り訂正器、４１…受信情報、４２１…フィルタ、４２２…ランダムコード生成器、４２３…相関演算器。

Claims (18)

  1. 第１の情報が割り当てられた複数の第１サブキャリア及び第２の情報が割り当てられた複数の第２サブキャリアを含み、第１の情報に対して第２の情報が相対的に高い誤り耐性を持つように構成された第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、
    前記第２サブキャリアに前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を多重して多重信号を生成する手段と、
    前記多重信号を送信する手段とを具備する無線通信装置。
  2. 前記ＯＦＤＭ信号を生成する手段は、前記第１の情報を前記第１のサブキャリアをそれぞれ含むＮ個のＯＦＤＭシンボルに拡散する第１拡散器と、前記第２の情報を前記第２のサブキャリアをそれぞれ含むＭ個（ただし、Ｍ＞Ｎ）のＯＦＤＭシンボルに拡散する第２拡散器とを有する請求項１記載の無線通信装置。
  3. 前記ＯＦＤＭ信号を生成する手段は、前記第２の情報を前記第２のサブキャリアをそれぞれ含む複数個のＯＦＤＭシンボルに拡散する拡散器を有する請求項１記載の無線通信装置。
  4. 前記ＯＦＤＭ信号を生成する手段は、前記第１の情報を前記第１のサブキャリアに第１の拡散率で拡散する第１拡散器と、前記第２の情報を前記第２のサブキャリアに第１の拡散率より大きい第２の拡散率で拡散する第２拡散器とを有する請求項１乃至３のいずれか１項記載の無線通信装置。
  5. 前記ＯＦＤＭ信号を生成する手段は、前記第２の情報を前記第２のサブキャリアに拡散する拡散器を有する請求項１乃至３のいずれか１項記載の無線通信装置。
  6. 第１の情報を第１の符号化率で符号化して第１の符号化データを生成する手段と、
    第２の情報を前記第１の符号化率より小さい第２の符号化率で符号化して第２の符号化データを生成する手段と、
    前記第１の符号化データを変調して第１の変調データを生成する手段と、
    前記第２の符号化データを変調して第２の変調データを生成する手段と、
    前記第１の変調データが割り当てられた第１サブキャリア及び前記第２の変調データが割り当てられた第２サブキャリアを含む第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、
    前記第２サブキャリアに前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を多重して多重信号を生成する手段と、
    前記多重信号を送信する手段とを具備する無線通信装置。
  7. 第１の情報を符号化して第１の符号化データを生成する手段と、
    第２の情報を符号化して第２の符号化データを生成する手段と、
    前記第１の符号化データを第１の変調多値数で変調して第１の変調データを生成する手段と、
    前記第２の符号化データを前記第１の変調多値数より小さい第２の変調多値数で変調して第２の変調データを生成する手段と、
    前記第１変調データが割り当てられた第１のサブキャリア及び前記第２の変調データが割り当てられた第２サブキャリアを含む第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、
    前記第２サブキャリアに前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を多重して多重信号を生成する手段と、
    前記多重信号を送信する手段とを具備する無線通信装置。
  8. 第１の情報が割り当てられた複数の第１サブキャリア及び第２の情報が割り当てられた直交する第２サブキャリアを含み、前記第１の情報に対して第２の情報が相対的に高い誤り耐性を持つように構成された第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号及び前記第２サブキャリアに多重された前記第１の周波数帯域より狭い第２の周波数帯域を有するスペクトル拡散信号を有する多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、
    前記受信信号から前記第２の周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、
    前記スペクトル拡散信号に対応する拡散コードを発生する拡散コード発生器と、
    前記第２の周波数帯域の信号成分と前記拡散コードとの相関演算を行う相関演算器と、
    前記相関演算器の出力信号からＦＦＴ（高速フーリエ変換）タイミングを検出するタイミング検出器と、
    前記受信信号及び前記第２の周波数帯域の信号成分のいずれかを選択する選択器と、
    選択された前記受信信号または前記第２の周波数帯域の信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより、第１サブキャリア及び第２サブキャリアの両方または第２サブキャリアのみを含むサブキャリア成分を抽出するＦＦＴユニットと、
    抽出されたサブキャリア成分から前記第１の情報及び第２の情報をそれぞれ抽出する第１の情報抽出部及び第２の情報抽出部とを具備する無線通信装置。
  9. 前記第１の情報抽出部は、前記第１サブキャリアに対して前記第１の拡散率に対応する逆拡散を施す第１逆拡散器を有し、前記第２の情報抽出部は、前記第２サブキャリアに対して前記第１の拡散率より大きい第２の拡散率に対応する逆拡散を施す第２逆拡散器を有する請求項８記載の無線通信装置。
  10. 前記第２の情報抽出部は、前記第２サブキャリアに対して逆拡散を施す逆拡散器を有する請求項８記載の無線通信装置。
  11. 第１の情報を第１の符号化率で符号化しかつ変調して得られる第１の変調データが割り当てられた第１サブキャリア及び第２の情報を前記第１の符号化率より小さい第２の符号化率で符号化しかつ変調して得られる第２の変調データが割り当てられた第２サブキャリアを含む第１の周波数帯域を有するＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成する手段と、
    前記受信信号から前記第２の周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、
    前記スペクトル拡散信号に対応する拡散コードを発生する拡散コード発生器と、
    前記第２の周波数帯域の信号成分と前記拡散コードとの相関演算を行う相関演算器と、
    前記相関演算器の出力信号からＦＦＴ（高速フーリエ変換）タイミングを検出するタイミング検出器と、
    前記受信信号及び前記第２の周波数帯域の信号成分のいずれかを選択する選択器と、
    前記選択器により選択された前記受信信号または前記第２の周波数帯域の信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより、第１サブキャリア及び第２サブキャリアの両方または第２サブキャリアのみを含むサブキャリア成分を抽出するＦＦＴユニットと、
    抽出されたサブキャリア成分から第１の情報及び第２の情報をそれぞれ抽出する第１の情報抽出部及び第２の情報抽出部とを具備する無線通信装置。
  12. 前記第１の情報抽出部は、前記第１サブキャリア成分に対して前記第１の符号化率に対応する誤り訂正を施す第１の誤り訂正器を有し、前記第２の情報抽出部は、前記第２サブキャリア成分に対して前記第１の符号化率より大きい第２の符号化率に対応する誤り訂正を施す第２の誤り訂正器を有する請求項１１記載の無線通信装置。
  13. 送信情報をシリアル・パラレル変換することによりサブキャリア毎の信号に分割するシリアル・パラレル変換器と、
    前記サブキャリア毎の信号に対してＩＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施してＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号を生成するＩＦＦＴユニットと、
    前記ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを生成するランダムコード生成器と、
    前記ＯＦＤＭ信号に前記ランダムコードを多重して第１の多重信号を生成する手段と、
    前記第１の多重信号の終端部をコピーして前記第２の多重信号の先頭にガードバンドとして付加することにより送信用信号を生成するガードインターバル付加器と、
    前記送信用信号を送信する手段とを具備する無線通信装置。
  14. 前記ランダムコード生成器は、シフトレジスタのシフト動作により前記ランダムコードを生成するように構成され、前記ランダムコードを生成する毎に前記ＯＦＤＭ信号が次に生成される時点まで前記シフトレジスタのシフト動作を停止する請求項１３記載の無線通信装置。
  15. 前記ランダムコード生成器は、シフトレジスタのシフト動作により前記ランダムコードを生成するように構成され、前記ランダムコードを生成する毎に前記ＯＦＤＭ信号が次に生成される時点までの間に生成されるランダムコードを廃棄する請求項１３記載の無線通信装置。
  16. 送信情報が割り当てられたサブキャリアを含むＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号に該ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを多重した第１多重信号の終端部をコピーして前記第１多重信号の先頭にガードバンドとして付加した第２多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、
    前記受信信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）長に相当する時間だけ遅延する遅延器と、
    前記受信信号と前記遅延器の出力信号との相関演算を行う相関演算器と、
    前記相関演算器の出力信号からＦＦＴタイミングを検出するタイミング検出器と、
    前記受信信号から前記ＦＦＴタイミングに従って前記ガードバンドを除去するガードバンド除去器と、
    前記ガードバンド除去後の受信信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより前記サブキャリア毎の信号を分離して抽出するＦＦＴユニットと、
    前記ＦＦＴユニットの出力信号から前記送信情報を抽出する手段とを具備する無線通信装置。
  17. 送信情報が割り当てられたサブキャリアを含むＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号に該ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを多重した第１多重信号の終端部をコピーして前記第１多重信号の先頭にガードバンドとして付加した第２多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、
    前記受信信号から前記ランダムコードが多重された周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、
    前記ランダムコードと同じランダムコードを生成するランダムコード生成器と、
    前記フィルタの出力信号と前記ランダムコード生成器により生成されるランダムコードとの相関演算を行う相関演算器と、
    前記相関演算器の出力信号からＦＦＴタイミングを検出するタイミング検出器と、
    前記受信信号から前記ＦＦＴタイミングに従って前記ガードバンドを除去するガードバンド除去器と、
    前記ガードバンド除去後の受信信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより前記サブキャリア毎の信号を分離して抽出するＦＦＴユニットと、
    前記ＦＦＴユニットの出力信号から前記送信情報を抽出する手段とを具備する無線通信装置。
  18. 送信情報が割り当てられたサブキャリアを含むＯＦＤＭ（直交周波数多重）信号に該ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つランダムコードを多重した第１多重信号の終端部をコピーして前記第１多重信号の先頭にガードバンドとして付加した第２多重信号を受信して受信信号を生成する手段と、
    前記受信信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）長に相当する時間だけ遅延する遅延器と、
    前記受信信号と前記遅延器の出力信号との相関演算を行う第１相関演算器と、
    前記受信信号から前記ランダムコードが多重された周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタと、
    前記ランダムコードと同じランダムコードを生成するランダムコード生成器と、
    前記フィルタの出力信号と前記ランダムコード生成器により生成されるランダムコードとの相関演算を行う第２相関演算器と、
    前記第１相関演算器及び第２相関演算器の出力信号からＦＦＴタイミングを検出するタイミング検出器と、
    前記受信信号から前記ＦＦＴタイミングに従って前記ガードバンドを除去するガードバンド除去器と、
    前記ガードバンド除去後の受信信号に対して前記ＦＦＴタイミングでＦＦＴを施すことにより前記サブキャリア毎の信号を分離して抽出するＦＦＴユニットと、
    前記ＦＦＴユニットの出力信号から前記送信情報を抽出する手段とを具備する無線通信装置。
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