JP2005317828A - Method for manufacturing high voltage car-mounted semiconductor device for converting power and high voltage car-mounted semiconductor device for converting power - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、高電圧大電流で働く自動車などの駆動用に用いられるパワートランジスタに関する。高電圧といってもここでは200V〜1000V程度で電力は30kW〜100kW程度であり発電、送電など電力用のものとは異なる。 The present invention relates to a power transistor used for driving an automobile or the like that operates with a high voltage and large current. The high voltage here is about 200V to 1000V and the power is about 30 kW to 100 kW, which is different from that for power generation such as power generation and transmission.
近年自動車業界では、環境対策車としてHEV(ハイブリッド)車が注目を集めている。ガソリンエンジンの他にモータを積んでおりエンジンとモータを相補的に利用して走行する。モータは電池電力を使って走行するのでガソリンエンジンより環境負荷が少ない。電池とモータだけで走れば理想的であるが、まだ小容積で十分な電力を蓄積できる安価な電池が存在しないからガソリンタンク・エンジンと電池・モータの折衷的なハイブリッド車(HEV)が期待される。HEVが実現されるためには小容積軽量大容量の電池が必要である。しかしその他にも解決すべき問題がある。 In recent years, HEV (hybrid) vehicles have attracted attention as environmentally-friendly vehicles in the automobile industry. A motor is loaded in addition to the gasoline engine, and the engine and the motor are used complementarily. Since the motor runs on battery power, it has less environmental impact than a gasoline engine. It would be ideal to run with only a battery and a motor, but there is no cheap battery that can store enough power in a small volume, so an eclectic hybrid vehicle (HEV) consisting of a gasoline tank, engine, and battery / motor is expected. The In order to realize HEV, a battery having a small volume, a light weight and a large capacity is required. But there are other problems to solve.
モータとして制御の容易な直流モータを利用するというのも一つの選択肢であろうが損失が大きいしコストの点でも問題がある。それで交流モータと使うということになるが、交流モータを使うと回転速度が周波数によって決まるので速度制御のためにインバータが使われることになる。電池の直流電力をインバータによって適当な周波数に変換し周波数を変化させることによって交流モータの速度を変える。 Using a DC motor that is easy to control as a motor is one option, but it has a large loss and a problem in terms of cost. Therefore, it will be used with an AC motor, but when an AC motor is used, the rotational speed is determined by the frequency, so an inverter is used for speed control. The speed of the AC motor is changed by converting the DC power of the battery to an appropriate frequency by an inverter and changing the frequency.
インバータの最終段のパワー変換装置は理想的には相補的なMOSトランジスタを二つ直列につないだものを3組設け、それぞれにゲート信号を周波数fで120゜ずつ位相をずらせたものを与えるようにするのがよい。しかしp型MOS、p型FETで損失の少ないトランジスタがまだないので実際には損失の小さいn型MOS、n型FETが直列にしたものが用いられる。そうすれば直流電源から三相交流を作り出すことができる。インバータで周波数を変えることによってモータの回転数を変化させることができる。 The power converter at the final stage of the inverter is ideally provided with three sets of two complementary MOS transistors connected in series, and each is given a gate signal whose phase is shifted by 120 ° at the frequency f. It is good to make it. However, since there are still no transistors with low loss, such as p-type MOS and p-type FETs, in reality, an n-type MOS and n-type FET with low loss are used in series. Then, a three-phase alternating current can be created from the direct current power source. The number of rotations of the motor can be changed by changing the frequency with an inverter.
そのようなものとしてIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)と逆バイアス用のダイオードを組み合わせたものが一つの候補として提案されている。図1にIGBTによる3つの相補的MOSトランジスタの組を示す。このようなパワー半導体チップは、ヒートシンク(Cu、CuMoなど)の上に接合された絶縁基板の上に半田付けされる。これは提案されているだけでなく試作され実用化されている。IGBTについては後に説明する。 As such, a combination of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a reverse bias diode has been proposed as one candidate. FIG. 1 shows a set of three complementary MOS transistors using IGBTs. Such a power semiconductor chip is soldered onto an insulating substrate bonded on a heat sink (Cu, CuMo, etc.). This is not only proposed but also prototyped and put into practical use. The IGBT will be described later.
数多くの提案がなされているがおおくのものはコストや実現の道のりについて疑問があり確実に従来技術と呼べないような空理空論のものもある。しかしここに幾つかの高電圧高電力デバイスの新規な提案について説明しよう。 Many proposals have been made, but some of them are aerospace theory that cannot be surely called conventional technology because there are doubts about the cost and the way of realization. But here are some new proposals for high-voltage, high-power devices.
パワートランジスタは以前はオーディオ用が主で、シリコン(Si)−バイポーラトランジスタ(Bipolar Transistor)が用いられた。数十年前はバイポーラトランジスタで高い逆耐圧(VB)があり速度も速い優れたものはいくらでもあった。しかしバイポーラトランジスタはnpn構造でありオン時でもコレクタ・エミッタ電圧(VCE)が残るので電流が大きい場合はパワーロスが大きかった。 In the past, power transistors were mainly used for audio, and silicon (Si) -bipolar transistors (Bipolar Transistors) were used. Decades ago, there were many excellent bipolar transistors with high reverse breakdown voltage (VB) and high speed. However, since the bipolar transistor has an npn structure and the collector-emitter voltage (V CE ) remains even when it is on, the power loss is large when the current is large.
それでバイポーラパワーデバイスは衰え、今はSi−FET(Field Effect Transistor)にほとんど取って代わられている。FETといっても接合型(JFET型:Junction Field Effect Transistor)とMOS型(Metal−Oxide Semiconductor)があるが、ここでは主にMOS型を例に挙げ改良を与える。その改良はSiだけでなくSiCにも適用できる。また、Si、SiC共に、JFET型にも適用できる構造を与える。 As a result, bipolar power devices have declined and are now almost replaced by Si-FETs (Field Effect Transistors). There are two types of FETs, a junction type (JFET type: Junction Field Effect Transistor) and a MOS type (Metal-Oxide Semiconductor). The improvement can be applied not only to Si but also to SiC. Further, both Si and SiC are provided with a structure applicable to the JFET type.
パワートランジスタに求められる特性はオン時抵抗とか、逆耐圧とか、最大電流とか、発熱量、オン・オフの速度など様々である。ここで問題にするのはハイブリッド自動車のモータを駆動するための半導体素子である。車載用モータを駆動するパワー素子であるから電圧は200V〜1000V程度であまり高くないが通信用、情報処理用、オーディオ用のトランジスタなどよりはよほど高いものである。 The characteristics required for the power transistor are various such as on-time resistance, reverse withstand voltage, maximum current, calorific value, and on / off speed. The problem here is a semiconductor element for driving a motor of a hybrid vehicle. Since it is a power element that drives a vehicle-mounted motor, the voltage is about 200V to 1000V, which is not so high, but is much higher than transistors for communication, information processing, audio, and the like.
自動車のモータを駆動するのだからオン時の電流はかなり大きい。だからオン時の抵抗が特に低いということが望まれる。それにオフ時の高いドレイン・ソース間最大電圧(破壊電圧、ブレークダウン電圧VB)も必要である。オン抵抗RONとブレークダウン電圧VBは互いに矛盾する関係にある。同じ構造、材料であれば、ブレークダウン電圧を高くするとオン抵抗は低くなるし、オン抵抗を高くするとブレークダウン電圧は低くなる。 Since the motor of an automobile is driven, the on-state current is considerably large. Therefore, it is desired that the on-resistance is particularly low. In addition, a high drain-source maximum voltage (breakdown voltage, breakdown voltage V B ) at the off time is also required. The on-resistance R ON and the breakdown voltage V B is in a relationship contradictory to each other. For the same structure and material, increasing the breakdown voltage decreases the on-resistance, and increasing the on-resistance decreases the breakdown voltage.
そのような拮抗関係を克服し両者を高めるために様々の工夫がなされる。製造不可能な複雑な構造も多数提案されている。製造コストの問題もあって原理的にブレークダウン電圧・オン抵抗の両方を高めることができるといっても製造可能で低コストでなければ意味はない。 Various ideas are made to overcome such an antagonistic relationship and enhance both. Many complicated structures that cannot be manufactured have been proposed. Due to the problem of manufacturing cost, it can be said that, in principle, both the breakdown voltage and the on-resistance can be increased.
ワイドバンドギャップ半導体の利点は、Siに比べて絶縁破壊電界EBが一桁大きいことにある。EBが大きいということは、素子の耐圧を高くした時、耐圧を担うドリフト層の不純物濃度を高濃度にでき、しかも距離を短くできるため抵抗を小さくできる。
SiCを素材とした半導体素子は高電圧に使用することができて、しかもオン時の抵抗が少ないと言われている。絶縁破壊電界EBが大きいのでブレークダウン電圧を上げることができる。パワートランジスタには理想的な材料である。
The advantage of the wide band gap semiconductor is that the dielectric breakdown electric field E B is an order of magnitude larger than that of Si. The fact that EB is large means that when the breakdown voltage of the element is increased, the impurity concentration of the drift layer responsible for the breakdown voltage can be increased, and the distance can be shortened, so that the resistance can be decreased.
It is said that a semiconductor element made of SiC can be used at a high voltage and has low resistance when turned on. Since a large dielectric breakdown field E B can increase the breakdown voltage. It is an ideal material for power transistors.
GaNのトランジスタも電子移動度が大きいからオン時の抵抗は小さい筈だという試論が提案されている。しかしGaNトランジスタというものは実際には研究段階である。だからGaNトランジスタはオン時抵抗RONが小さくブレークダウン電圧が大きい筈であるといっても、まだ実現は先のことである。 Proposals have been made that GaN transistors also have high electron mobility, so their on-resistance should be small. However, GaN transistors are actually in the research stage. Therefore, even though it can be said that a GaN transistor has a low ON- state resistance RON and a high breakdown voltage, it is still a realization.
GaAsは電子移動度が高い。GaAsトランジスタは実用化されており実現可能性はある。が、たとえオン抵抗RON・ブレークダウン電圧VBの相克をある程度解決できたとしても自動車用の半導体素子とするには低コストでなければならず普及はしない。 GaAs has a high electron mobility. GaAs transistors have been put into practical use and are feasible. However, even if the conflict between the on-resistance R ON and the breakdown voltage V B can be solved to some extent, it has to be low in cost to be used as a semiconductor device for automobiles and is not popularized.
現状ではやはりSi半導体でないと実際的でない。高品質Si単結晶ウエハは大量に製造され入手容易でリソグラフィ、エッチング、レジスト、酸化などの周辺技術も成熟している。バイポーラパワートランジスタはオーディオ用などで昔は多いに用いられた。オン時でもVCEが0にならないし入力抵抗が低いという欠点がある。今は殆どバイポーラトランジスタはパワーデバイスには用いられない。 At present, it is not practical unless it is a Si semiconductor. High-quality Si single crystal wafers are manufactured in large quantities and readily available, and peripheral technologies such as lithography, etching, resist, and oxidation are mature. Bipolar power transistors were often used in audio in the past. There is a drawback that V CE does not become 0 even when it is on and the input resistance is low. Nowadays, almost no bipolar transistors are used in power devices.
パワーデバイスはSi−MOSFETに取って代わられている。コンピュータのDRAM、SRAM、CPUなどの要素をなすのもMOSFETであるが、パワー用のMOSFETと区別しなければならない。動作原理は同じであるが、電圧、電流、速度、寸法などが大きく違う。信号処理用のものは小電流、低電圧、小型、高速、高密度集積性などの特徴がある。ソース電極、ゲート電極、ドレイン電極が上面に付いており電流は表面を横方向に流れる。パワー用のものは大電流、高電圧、大型、低速、低密度・単独素子、放熱機構などの特徴がある。ソース電極、ゲート電極は上面にあるが、ドレイン電極は下方にあって電流が縦方向に流れるようになっている。つまり縦型素子が主流である。そして多くの場合冷却フィンなどを付けた単独の素子である。 Power devices have been replaced by Si-MOSFETs. The elements such as the DRAM, SRAM, and CPU of the computer are also MOSFETs, but must be distinguished from power MOSFETs. The principle of operation is the same, but the voltage, current, speed, dimensions, etc. are very different. Signal processing products have features such as small current, low voltage, small size, high speed, and high density integration. A source electrode, a gate electrode, and a drain electrode are attached to the upper surface, and current flows laterally on the surface. Power products have features such as large current, high voltage, large size, low speed, low density / single element, and heat dissipation mechanism. The source electrode and the gate electrode are on the upper surface, but the drain electrode is on the lower side so that current flows in the vertical direction. That is, vertical elements are mainstream. In many cases, it is a single element with a cooling fin or the like.
MOSFETにおいてはチャンネル長さLとチャンネル幅Wが重要な要素である。長さLというのはソース電極からドレイン電極に向けた方向(x方向に取る)の、ソース電極・ドレイン電極に挟まれた部分の寸法で、ゲート電極長さを含んでいる。ゲート幅Wというのはそれとは直交する水平方向の寸法である。小振幅小信号処理用のFETの場合高速応答が重要だからL、Wともに小さいことが求められる。パワー用のFETの場合は電流が大きく発熱も著しいからL×Wを大きくしなければならない。Lを大きくすると低速になるからWを大きくする。Siチップの場合、Wchipのチャンネル幅のデバイスをN個並列して、全体のチャンネル幅W=Wchip×Nとすることが多い。 In the MOSFET, the channel length L and the channel width W are important elements. The length L is the dimension of the portion sandwiched between the source and drain electrodes in the direction from the source electrode to the drain electrode (taken in the x direction) and includes the length of the gate electrode. The gate width W is a horizontal dimension perpendicular to the gate width W. In the case of an FET for processing a small amplitude and a small signal, since high-speed response is important, both L and W are required to be small. In the case of a power FET, since the current is large and the heat generation is remarkable, L × W must be increased. When L is increased, the speed is reduced, so W is increased. For Si chip, the device channel width W Chip to the N parallel, often the overall channel width W = W chip × N.
だから一般に幅Wの方が長さLよりもずっと大きい。 So in general, the width W is much larger than the length L.
Si−MOSFETのパワーデバイスは実績があって使いやすいが、オン時抵抗とブレークダウン電圧の矛盾がある。自動車モータ用だとオーディオなどよりももっと高い耐圧、低いオン抵抗が必要である。ブレークダウン電圧を高くするとオン抵抗が大きくなり、なかなか満足できるものはない。 Si-MOSFET power devices have proven results and are easy to use, but there is a contradiction between on-time resistance and breakdown voltage. For automobile motors, higher withstand voltage and lower on-resistance are required than audio. When the breakdown voltage is increased, the on-resistance increases, and there is nothing that can be satisfied.
nチャンネルのSi−MOSFETパワートランジスタは図2(1)のような構造を持っている。n+型Si基板1の上にn型Siのエピタキシャル層2があり、n型エピ層2の両側辺部にp型領域3が拡散によって形成されている。p型領域3の中にはさらにn型領域4が拡散によって形成される。中央部のn型領域の上には絶縁層(SiO2)5を介してゲート電極6が設けられる。p型領域3、3とn型領域4、4に跨ってソース電極7、7が両側に設けられる。n+型Si基板1の下面にはn電極8が形成される。ゲートに電圧をかけるとp型ウエルの酸化膜に接触する部分がチャンネル10になる。
The n-channel Si-MOSFET power transistor has a structure as shown in FIG. An n-type
pn接合は二つできる。一つは低濃度p型領域3と高濃度n型領域4の間のpn接合17で、もう一つはn型エピ層2と低濃度p型領域3の間のpn接合9である。pn接合17は順方向なので問題にならない。n型エピ層2とp型領域3の間のpn接合9が重要である。図2(2)はオン・オフ時のドレイン電流IDを示す。
There can be two pn junctions. One is a
ここではn+型Si基板1を薄く描いているが実際には基板が最も厚い。基板はn型ドーパントが高濃度にドープされ導電率が高くてオン抵抗RONを考えるときに考慮する必要がない。だからここでは薄く描いてある。オン抵抗RONを決めるのは、その上に続くn型エピ層2である。ここが低濃度ドープであるからオン抵抗を大きくする。pn接合9がオフ状態を与え、n型エピ層2がオン抵抗RONを決める。だから重要なのはn型エピ層2と、その終端であるpn接合9である。それでn型エピ層2を拡大して図示している。
Here, the n + -
ソース電極が接地され、ドレイン電極に正電圧VDSが掛かっているとする。ゲート電圧VGが印加されないとき、n型エピ層2とp型拡散層3の間のpn接合9が逆バイアスされるので電流は流れない。つまりこのp型層とn型エピ層の間のpn接合9が重要である。高電圧がこのpn接合9に掛かると空乏層がp型領域3、n型領域2の両方に広がる。pn接合で最大電界になる。その最大電界が絶縁破壊電圧Ebrをこえると素子破壊が起こる。だからpn接合9の最大電界が絶縁破壊電圧Ebrよりずっと小さいことが必要である。そのために空乏層を両側へ延ばさなければならない。
It is assumed that the source electrode is grounded and a positive voltage VDS is applied to the drain electrode. When the gate voltage V G is not applied, no current flows because the
空乏層の厚みはドーパント濃度の平方根に反比例し印加電圧の平方根に比例する。空乏層を広げるにはドーパント濃度を低くしなければならない。それで上側のp型領域3のアクセプタ濃度NAは低く、n型エピ層2のドナー濃度NDも低い(例えば1014cm−3のオーダー)。pn接合9を挟む両側のp−、n−領域が低濃度であるのは空乏層を広げ絶縁耐圧を向上するためである。
The thickness of the depletion layer is inversely proportional to the square root of the dopant concentration and proportional to the square root of the applied voltage. To widen the depletion layer, the dopant concentration must be lowered. So the acceptor concentration N A of the upper p-
さてゲート電極に正電圧VGが加わるとゲートに沿ったp型層3に反転層ができる。反転層というのはゲート電圧によってp型領域に誘起された薄い電子の層である。反転層ができたのでpn接合9が抑止力を失い、電子がソース(n型領域4)から、反転層、n型エピ層2、n型基板1、n電極8と流れる。オン時のドレイン電流は、ドリフト領域(n型エピ層2)を通って流れる。高濃度ドープされた基板1の抵抗は小さいしソース電極、ドレイン電極が設けられるn型領域4、4も高濃度ドープするから抵抗は小さい。だからオン時抵抗RONを決めるのは殆どこのドリフト領域(n型エピ層2)である。先に述べたように、ここのドナー濃度NDが低いからオン抵抗が大きいのである。隣接するp型領域のアクセプタ濃度NAも低いのであるが、オン時にはここは反転層の電子が流れるのだからアクセプタ濃度NAの低さはあまり問題でない。
Now the p-
つまりオン時抵抗RONを上げているのはn型エピ層2(ドリフト領域)の低濃度ドーピングである。n型エピ層2のドナー濃度NDを上げるとオン抵抗RONが減少する。それはそうなのであるが、n型エピ層2のNDを上げるとオフ時の空乏層が薄くなり耐圧が減りブレークダウン電圧VBが低下する。だからn型エピ層のドナー濃度NDをあまり上げるわけにゆかない。しかしエピ層2のドナー濃度を上げなければオン時抵抗RONが下がらない。そのようにFETのブレークダウン電圧とオン抵抗は矛盾する関係にある。なんとかしてこの矛盾対立関係を解決しなければならない。そうでなければ高耐圧、低損失なデバイスができない。
That is, the ON resistance RON is increased by the low concentration doping of the n-type epi layer 2 (drift region). Increasing the donor concentration N D of the n-
IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)の概略構造を図3に示す。高濃度ドープn型Si+基板1の上に低濃度ドープn型エピ層2を設け、n型エピ層2の両側には低濃度ドープp型領域3(p−)を拡散によって形成し、p型領域3の内部にさらに高濃度n型領域4(n+)を設ける。中央部には絶縁膜5を介してゲート電極6が取り付けられる。両側のn型領域4、4にはソース電極7、7が形成される。ゲートに電圧をかけるとp型ウエルの酸化膜に接触する部分がチャンネル10になる。ここまでの構造は図2に示した縦型MOSFETと同じである。ここから少し違う。高濃度ドープSi基板1の裏面に高濃度ドープp+領域18を設け、その下にドレイン電極8を設けている。そのようにドレイン電極8とn型Si基板の間にp+層18を介装したところが新しい工夫である。新たに第3のpn接合19がp+層18とn型基板1の間に発生する。第3pn接合19は順方向バイアスされるから逆バイアスが掛かることはない。
FIG. 3 shows a schematic structure of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). A lightly doped n-
新しく付け加えられたp層18には多数キャリヤとして正孔が多数存在する。これがオン時にはキャリヤとなって電子とともに活躍する。電子と正孔の両方が流れる。そのためにオン時電流が増大する。オン時にはソース電極から入った電子は、n型領域4、p型領域3の反転層、n型エピ層2、n型基板1、p層18、ドレイン電極8というように流れる。反対にp層18に大量に存在した正孔はpn接合19を越えてn+−Si基板1に流れる。Si−n型基板は高濃度ドープだから多数キャリヤとして電子が存在する。流入した正孔が基板で再結合して消滅する。それが電流が流れたということである。p層18から流出して正孔が減少するがドレイン電極8から供給されるからp層18の正孔は減らない。
The newly added
そのようにソース電極から入ってSi基板まで来た電子と、p層18からSi基板へ流れた両方向のキャリヤの流れによって電流が増大する。IGBTは図2に示したMOSFETに比べてSi基板の裏面に拡散、エピ成長によってp層18を形成するという工程が増えるがオン時電流を増やす事ができて有用である。
オフ時の高電圧に耐えるためにMOSFETよりもn型エピ層2を厚くする必要がある。キャリヤとして、電子、正孔の両方を使うのでバイポーラトランジスタというのであるが、ベースからエミッタへ電流が流れないし電流増幅するのではない。コレクタ、エミッタ、ベースという概念はなくソース、ドレイン、ゲートの組み合わせになる。ゲートは絶縁膜5によってp型領域と遮断されている。だからInsulated Gateというのであるが、それはFETだと考えれば当たり前である。IGBTはむしろMOSFETの一種であると考えられる。
As described above, the current increases due to electrons flowing from the source electrode to the Si substrate and the flow of carriers in both directions flowing from the
In order to withstand the high voltage at the time of off, it is necessary to make the n-
そのようにオン時の電流を増やすことができ実質的にオン時抵抗を減らせるのであるがIGBTは図3(2)に示すようにターンオフの時の動作に問題がある。ゲート電圧を下げてゲートのpn接合9を閉じても広いn型基板1の内部には多数の電子と正孔(少数キャリヤ)が共存しており、これらが直ちに消滅しないから電流が流れ続ける。つまり電流がテールを引く事になる。そのようなテール電流があって、ゲートをオフにしても直ちに電流オフにならないという問題がある。そのような動作遅れが問題の場合はIGBTはふさわしくない。
As described above, the on-state current can be increased and the on-state resistance can be substantially reduced, but the IGBT has a problem in the operation at the time of turn-off as shown in FIG. Even if the gate voltage is lowered and the
パワーFETのオン抵抗とブレークダウン電圧の相克を解決する手法としてスーパージャンクション(SJ:Superjunction)というものが提案されている。 As a technique for solving the conflict between the on-resistance of the power FET and the breakdown voltage, a super junction (SJ) has been proposed.
特許文献1はn−層の中に4以上のp層を含むnpnpnpnpn構造を横方向に製作したFETを提案している。そのような構造をスーパージャンクションという。
しかし、そのような横方向に並ぶnpnpnpnpn構造をどうして作るのかという手法については具体的記載がなく分からない。n−層の中間にそのようなn、pの交代する層を作るのだからイオン注入で作るのか?とも推測されるがイオン注入ではそのように内部深くまでドーパントを導入するのは難しい。イオン注入では不可能だろうと思われる。そうなると拡散で作るのかとも思われるが、縦方向に延びるような薄いnpnpnpnpn構造を拡散で作るというのも難しい。つまり特許文献1によって提案されているスーパージャンクションは理論的なものであり製造面から見ると実現性は乏しい。
However, there is no specific description on how to make such npnpnpnpn structures arranged in the horizontal direction, and it is not known. n - or intermediate to such n of layers, because to make a change to the layers of p to make the ion implantation? However, it is difficult to introduce the dopant so deeply in the ion implantation. I think that ion implantation would not be possible. In that case, it seems to be produced by diffusion, but it is difficult to produce a thin npnpnpnpn structure extending in the vertical direction by diffusion. That is, the super junction proposed by
特許文献2は伝導型の異なる二つの層(p−、n−)を蜂の巣のように組み合わせたCB層(composite buffer layer)をソース電極とドレイン電極の間に挿入したタイプのFETを提案している。これもnpnpnpnというように横方向に異なる層が並ぶスーパージャンクション(SJ)構造を利用するというものである。しかし、どうしてn型層、p型層を交互に形成するのか明らかでない。これも製造面から考えると実現性は乏しい。
非特許文献1は横方向に多数のnpnpnpnp構造を並べて、その両側にソース電極とドレイン電極を付けたようなパワーデバイスを理論的に解析している。製造方法は明らかでない。p型基板の上に水平に広がるnpnpnpnp構造をエピタキシャル成長させ、それを横にしてドレインのためのn+層のエピタキシャル成長、ソースの為のn+のエピタキシャル成長を行うというようなことを言っている。しかし、大電力を取り扱う場合、縦型デバイスの方が有利である。スーパージャンクションFETというのは数多く提案されている。しかし原理的にSJ構造は優れているが、製造面でnpnpnpnp多層構造を作ることが困難である。物理限界ではなく製造限界が存在するので、製造面からSJ構造を実現するデバイス構造の提案が必要である。
速度を落とす事なくオン時抵抗を下げブレークダウン電圧を上げるための工夫として実現できているのはシーメンス社の”CoolMOS”と名付けられたMOSFETである。オン抵抗が低くオン時の発熱が少ないのでcoolと名付けたのであろう。これもスーパージャンクション(SJ)の一種だといえる。横方向にnpnpnの5層構造をもつ。このCoolMOSに正確に対応する特許文献を見出す事ができなかった。しかし前記の特許文献1はシーメンス社のものであるから特許文献1に少し似たところがある。
A MOSFET named “CoolMOS” manufactured by Siemens Co., Ltd. has been realized as a device for reducing the on-state resistance and increasing the breakdown voltage without reducing the speed. It would have been named “col” because the on-resistance is low and the heat generated during on-time is small. This is also a kind of super junction (SJ). It has a 5-layer structure of npnpn in the horizontal direction. It was impossible to find a patent document that accurately corresponds to the CoolMOS. However, since the above-mentioned
以下に述べるのはシーメンス社のインターネット上の広告によるものである。図4(1)にCoolMOSの素子断面を、図4(2)にオン・オフ変化時のドレイン電流を示す。また図5にオフ時の素子断面を示す。これはn型Si基板1の上にn型エピ層2を形成するのであるが、n型エピ層2に平行な2つのp層23、23(pコラム層)を形成して、中央部のn層22と、両側部のn層24に分割してしまうようになっている。n型エピ層2が、左から右へn−(24)p−(23)n−(22)p−(23)n−(24)というような5分割構造になっている。
The following is from Siemens Internet advertising. FIG. 4 (1) shows a cross section of a CoolMOS element, and FIG. 4 (2) shows a drain current at the time of ON / OFF change. FIG. 5 shows a cross section of the element at the time of OFF. In this process, the n-
新たに加えた縦型p層23、23がCoolMOSの特徴である。エピ層はn−p−n−p−n−のように5重層となっている。電子伝導が起こるのは中央部のn−層22だけである。 The newly added vertical p layers 23 and 23 are the features of CoolMOS. Epilayer is n - p - n - p - n - is 5 layer as. Electron conduction occurs only in the central n - layer 22.
エピ層22の上方は両側にp型領域3、3が拡散で製作されp型領域3、3の中にn層4、4が形成される。n層4にソース電極7、7が設けられる。中央部は絶縁層5を介してゲート電極6が形成される。Si基板の底面には広いドレイン電極8が形成される。
Above the
エピ層2に二つのp層(pコラム層)23、23を追加したから新たに4つのpn接合ができる。中央n層22とpコラム層23の間にあるpn接合と、pコラム層23と周辺n層24の間にあるpn接合である。
Since two p layers (p column layers) 23 and 23 are added to the
オン抵抗が小さくブレークダウン電圧の大きいMOSFETを提供することが課題である。また、接合型のJFETを提供することも課題とする。先述のシーメンス社のCOOLMOSはエピ層をnpnpn構造にすることによってn層のドーピング濃度NDを上げてオン抵抗を下げている。オフ時は印加電圧によってnpnpn構造が逆バイアスされて空乏層が広がりpn接合における電界を下げ、ブレークダウン電圧を下げることなくオン抵抗を下げたというように主張している。しかしその原理は明確ではない。 An object is to provide a MOSFET having a low on-resistance and a high breakdown voltage. It is also an object to provide a junction type JFET. COOLMOS of the foregoing Siemens has lowered the on-resistance by increasing the doping concentration N D of the n-layer by an epitaxial layer on npnpn structure. It is claimed that when the npnpn structure is reverse-biased by the applied voltage, the depletion layer expands, the electric field at the pn junction is lowered, and the on-resistance is lowered without lowering the breakdown voltage. However, the principle is not clear.
図4、図5に示すようにCoolMOSのエピ層は両側のn層24、24が最も広い。中央のn層22、pコラム層23は同じぐらいで狭いものである。pコラム層は30μm〜60μm程度の高さを持つ。pコラム層23の幅が10μm〜30μm、中央n層22の幅も10μm〜30μm程度と推測される。そのような深いpコラム層をどうして作るのか?ということが問題である。
As shown in FIGS. 4 and 5, the CoolMOS epilayer has the widest n layers 24, 24 on both sides. The
不純物を結晶中に導入する手法としては、イオン注入、気相拡散、固体拡散、エピ成長などがある。 Techniques for introducing impurities into the crystal include ion implantation, gas phase diffusion, solid diffusion, and epi growth.
エピ層を形成してイオンビ−ムを打ち込んでイオン注入したところでイオン注入ではせいぜい1μm程度の深さまでしかp層を作ることができない。30μm〜60μmもの深さ(高さ)のpコラム層を作る事はできない。 When an epi layer is formed and an ion beam is implanted and ion implantation is performed, a p layer can be formed only to a depth of about 1 μm at most by ion implantation. A p-column layer having a depth (height) of 30 μm to 60 μm cannot be formed.
気相拡散でp型領域を作るにしても一度の拡散ではせいぜい数μmの厚みのものしかできない。 Even if the p-type region is formed by vapor phase diffusion, only one having a thickness of several μm at most can be formed by one diffusion.
エピ成長の原料に不純物を混ぜたものは水平方向に同一の濃度で縦方向に濃度の違うようなものであれば、どのような厚みのものでも作る事ができる。しかしここでは水平方向にnpnpnというように並ぶのだから通常のエピ成長では作れない。横方向にエピ成長するということはできない。 Epi-grown materials mixed with impurities can be made in any thickness as long as they have the same concentration in the horizontal direction and different concentrations in the vertical direction. However, since npnpn is arranged in the horizontal direction here, it cannot be formed by normal epi growth. It is impossible to epi-grow in the horizontal direction.
CoolMOS製造方法の詳細はわからないが次のようなことであろう。何回かに分けてエピ層を成長させるようし、エピ成長の度にレジストマスクを作りフォトリソグラフィ・エッチングでpコラム層とすべきところにマスクの穴を開けて、そこからp型ドーパントを気相拡散する。p層を一部に作り、後で熱拡散するようにする。マスクを取り、更にn型エピ層を成長させ、マスクをつけpコラム層の部分にフォトリソグラフィ・エッチングによって穴を開けてp型ドーパントを気相拡散する。そのように何度も何度もエピ成長とマスクからのp型ドーパントの縦拡散を繰り返すのであろうか? Although details of the CoolMOS manufacturing method are not known, it will be as follows. The epi layer is grown in several steps. A resist mask is created each time the epi layer is grown, and a mask hole is formed at the place where the p column layer is to be formed by photolithography and etching. Phase diffusion. A p-layer is formed in part and is later thermally diffused. The mask is removed, an n-type epi layer is further grown, a mask is attached, a hole is formed in the p column layer portion by photolithography etching, and the p-type dopant is vapor-phase diffused. Will we repeat epi-growth and longitudinal diffusion of p-type dopant from the mask over and over again?
熱拡散というものは方向性が弱くて必ずしも下方へ進まない。それに拡散の距離は短くて深い拡散はできない。だからマスクを狭くして狭いマスク穴からp型ドーピングし一度の拡散深さを短くし、エピ成長、p拡散のサイクルを薄くし何度も何度も成長・フォトリソグラフィ・エッチング・拡散を繰り返すとかいろいろ工夫が必要である。 Thermal diffusion is weak in direction and does not necessarily go downward. In addition, the diffusion distance is short and deep diffusion is not possible. So, narrow the mask, p-type doping from a narrow mask hole, shorten the diffusion depth once, thin the cycle of epi growth and p diffusion and repeat growth, photolithography, etching and diffusion over and over again. Various ideas are necessary.
例えば3μmずつ15回エピ成長、熱拡散を繰り返して約45μm高さのpコラムを形成するということが考えられる。あるいは5μmずつ10回エピ成長、熱拡散を繰り返して約50μm高さのpコラムを2本含むnpnpn構造を作るのかもしれない。 For example, it is conceivable to form a p-column having a height of about 45 μm by repeating epi-growth and thermal diffusion every 15 μm. Alternatively, an npnpn structure including two p-columns each having a height of about 50 μm may be formed by repeating epi-growth and thermal diffusion every 5 μm 10 times.
そのようにしても加熱のたびにp型不純物は周囲に拡散するので初期に導入されたp層は周囲へ広がってしまうことであろう。だから図4のようなきれいなコラムにはなりにくい。そのように縦型のpコラム層を作るのはとても難しい。たった5層であってもスーパージャンクションを実際に作るのは難しく、ようやく実現できたCoolMOSも製造方法は複雑で容易でない。 Even in such a case, the p-type impurity diffuses to the surroundings each time it is heated, so that the p layer initially introduced will spread to the surroundings. Therefore, it is difficult to become a clean column as shown in FIG. It is very difficult to make a vertical p-column layer like that. Even with only 5 layers, it is difficult to actually make a super junction, and the manufacturing method of CoolMOS that has finally been realized is also complicated and not easy.
本発明は実現可能な方法でスーパージャンクション構造を製造する手法を提案する。非特許文献1はnpnp…npの層の数を50とか100とかかなり大きい数にすることを目的とし、それを前提にドレイン電流の最大値、オン抵抗の値などを試算している。しかしそのような多層のスーパージャンクション構造を作ることはなお不可能である。唯一実現できているCoolMOSでは5層の構造である。
The present invention proposes a technique for manufacturing a super junction structure in a feasible way.
本発明は層の数は多少犠牲にするが製造可能なスーパージャンクションの素子製造方法と素子構造を提案する。 The present invention proposes a superjunction device manufacturing method and device structure that can be manufactured with some sacrifice in the number of layers.
それによってオン抵抗が低く、ブレークダウン電圧の高いパワー半導体素子を作ることができる。 Thereby, a power semiconductor device having a low on-resistance and a high breakdown voltage can be produced.
本発明はn+−基板の上にn型エピ層を成長させn型エピ層に深い穴(トレンチ)を開けn型層の両側を開放空間にし、穴から気体、固体、液体などの拡散源を結晶中に導入して結晶の側方を一挙にp型に転換する。つまり縦型のp層を側方からの熱拡散あるいはイオン注入によって形成する。それによって横方向にpnpの3層構造を作ることができる。拡散のための穴は酸化物や窒化物などで埋める。そのあと上方にp型領域、n型領域、絶縁膜を作り、ゲート電極、ソース電極を付け、底面のn型基板にドレイン電極を付けるようにする。そのようにすることによって縦型のp層を簡単に作ることができる。トレンチ拡散法と簡単に呼ぶことができる。もともとはn型エピ層だから、その両側にp層ができると横型pnpの構造ができるようになる。 In the present invention, an n-type epi layer is grown on an n + -substrate, deep holes (trench) are opened in the n-type epi layer, and both sides of the n-type layer are open spaces, and a diffusion source of gas, solid, liquid, etc. from the holes Is introduced into the crystal to convert the side of the crystal into p-type at once. That is, the vertical p layer is formed by thermal diffusion or ion implantation from the side. Thereby, a three-layer structure of pnp can be formed in the lateral direction. The hole for diffusion is filled with oxide or nitride. Thereafter, a p-type region, an n-type region, and an insulating film are formed above, a gate electrode and a source electrode are attached, and a drain electrode is attached to the n-type substrate at the bottom. By doing so, a vertical p-layer can be easily formed. It can be simply called the trench diffusion method. Since it is originally an n-type epi layer, a lateral pnp structure can be formed when p layers are formed on both sides thereof.
先述の縦方向の拡散を何度も何度も繰り返さなければならないCoolMOSの製造よりよほど簡単である。もっともCoolMOSのようにnpnpnの横型5層の変化構造を作ることはできない。本発明は横型3層のpnp構造を作る。横型3層であっても、ブレークダウン電圧を下げることなくオン抵抗を下げることができる。それについては後に述べる。 It is much simpler than the manufacture of CoolMOS in which the above-described vertical diffusion must be repeated again and again. However, a npnpn horizontal five-layer change structure cannot be made as in CoolMOS. The present invention creates a lateral three-layer pnp structure. Even in the case of the horizontal three layers, the on-resistance can be lowered without lowering the breakdown voltage. More on that later.
上に述べたものは、n−Si基板の上に、n−エピ層を成長させたnチャンネル型のMOSFETである。しかし本発明は導電性を反対にしたものをも同様に作ることができる。つまりp+−Si基板の上にp−−エピ層を成長させ、p−−エピ層にトレンチを穿ち、トレンチからn型不純物を拡散させて縦n柱型層をp−−エピ層の両側に作ることができる。その上にn−ウエルとp+層を作製し、ゲート酸化膜、ゲート電極、ソース電極を作る。そのようにして本発明のトレンチ拡散型のpチャンネル型のMOSFETとすることができる。また、本発明はJFETにも適用できる。 What has been described above is an n-channel MOSFET in which an n-epi layer is grown on an n-Si substrate. However, the present invention can be made in the same way with the conductivity reversed. That p + -Si p on the substrate - - is grown epitaxial layer, p - - bored a trench in the epitaxial layer, the n vertical pillar-type layer by diffusing n-type impurity from the trench p - - both sides of the epitaxial layer Can be made. An n - well and a p + layer are formed thereon, and a gate oxide film, a gate electrode, and a source electrode are formed. Thus, the trench diffusion type p-channel MOSFET of the present invention can be obtained. The present invention can also be applied to JFETs.
nチャンネルのトレンチ拡散MOSFETとpチャンネルのトレンチ拡散MOSFETを縦に組み合わせるとCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)FETができる。そのような対になったトレンチ拡散MOSFETを図1のIGBTの代わりに接続してインバータ回路を構成し自動車のモータを駆動するようにできる。 When an n-channel trench diffusion MOSFET and a p-channel trench diffusion MOSFET are combined vertically, a CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) FET is formed. Such a pair of trench diffusion MOSFETs can be connected instead of the IGBT of FIG. 1 to constitute an inverter circuit to drive a motor of an automobile.
通常の半導体デバイス製造でよく使われる拡散は必ず縦方向に行われる。CoolMOSの場合はnpnpnという構造を作るので縦方向に何度も何度も繰り返し拡散を行い柱構造を作っている。 Diffusion often used in normal semiconductor device manufacturing is always performed in the vertical direction. In the case of CoolMOS, a structure called npnpn is formed, so that a column structure is formed by repeating diffusion in the vertical direction over and over again.
そうではなくて本発明はエピ層のトレンチを穿ちトレンチから横方向にp型不純物の拡散を行う。トレンチ拡散法ということができよう。製造困難な特許文献1、2や非特許文献1と異なり本発明は製造可能なパワーデバイスである。
また本発明はあくまでFETであって、ソース電極はp領域とオーミック接合しているから逆電圧がかかると順方向電流が流れる。だからIGBT(図1)のように逆電流を逃がすためのダイオードが不要である。
Instead, the present invention drills an epi-layer trench to diffuse p-type impurities laterally from the trench. It can be said that the trench diffusion method. Unlike
The present invention is only an FET, and the source electrode is in ohmic contact with the p region, so that a forward current flows when a reverse voltage is applied. Therefore, there is no need for a diode for releasing the reverse current as in the IGBT (FIG. 1).
本発明は、基板上にn型エピ層を成長させn型エピ層22に縦に孔(トレンチ)を開けてp型ドーパントを孔から横方向に拡散して縦に延びる縦p柱型層33を作り横方向に並ぶpnpの3柱構造(33;22;33)を製造する。
In the present invention, an n-type epi layer is grown on a substrate, a hole (trench) is vertically formed in the n-
トレンチから横方向にp型不純物を拡散するのだから、1回の拡散によって縦方向のpn接合を簡単に製造することができる。それによってpnpの構造ができる。拡散させるために使った孔は後に絶縁物によって埋め込むようにする。絶縁物による埋め込み層を作るためのステップが必要になるが、それは無機物絶縁体ならスパッタリング、イオンプレーティング法、CVDなどで作製できる。 Since p-type impurities are diffused laterally from the trench, a vertical pn junction can be easily manufactured by one diffusion. Thereby, a pnp structure is formed. The holes used for diffusion are later filled with an insulator. A step for forming a buried layer made of an insulator is required, and if it is an inorganic insulator, it can be produced by sputtering, ion plating, CVD, or the like.
横方向にpnp構造を作ることができオフ時にはこれが逆バイアスされるから両側から空乏層が広がる。縦方向の印加電圧によって形成される電界が小さくなり理想的には0になる。そのために絶縁耐圧を増やすことができる。そのためにn型エピ層のドーパント濃度NDをより高くすることができる。つまりブレークダウン電圧VBを下げることなくオン抵抗RONを下げるようにできる。 A pnp structure can be formed in the lateral direction, and this is reverse-biased when off, so that a depletion layer spreads from both sides. The electric field formed by the applied voltage in the vertical direction becomes small and ideally becomes zero. Therefore, the withstand voltage can be increased. It is possible to increase the dopant concentration N D of the n-type epitaxial layer for this purpose. That can be to decrease the on-resistance R ON without lowering the breakdown voltage V B.
図11によってpn接合(例えばゲート下のpn接合9)前後での電界E、電圧、空間電荷などの分布の関係を考える。左がp型領域、右がn型領域である。境界線z=0がpn接合であり、その両側に空乏層ND、NAが広がっている。p側に厚みdpの空乏層があるとする。アクセプタは負の空間電荷である。空乏層では正孔がないので空間電荷密度はアクセプタ濃度NAに−q(qは電荷素量)を掛けたものである。z=−dpで空間電荷は0(正孔とアクセプタ濃度が等しい)だから電界は0である。
Consider the relationship of the distribution of the electric field E, voltage, space charge, etc. before and after the pn junction (for example, the
zが−dp〜0においては電界Ezが発生し、それは−qNA/εを積分したものである。p側においてこれをzで積分して、 When z is −d p ˜0, an electric field E z is generated, which is obtained by integrating −qN A / ε. Integrate this with z on the p side,
p側(z:負) Ez=−qNA(z+dp)/ε (1) p-side (z: negative) E z = -qN A (z + d p) / ε (1)
であるが、pn接合つまりz=0において、電界Ezが負の最大値 However, at the pn junction, that is, z = 0, the electric field E z is a negative maximum value.
Ez=−Em=−qNAdp/ε (2) E z = -E m = -qN A d p / ε (2)
をとる。
n側(z>0)においては、ドナーND(正)が空間電荷として存在するから、
Take.
On the n side (z> 0), the donor N D (positive) exists as a space charge, so
Ez=−qNAdp/ε+qNDz/ε (3) E z = −qN A d p / ε + q N D z / ε (3)
である。z=dnで電界Ezは It is. electric field E z in the z = d n
Ez=−qNAdp/ε+qNDdn/ε=0 (4) E z = -qN A d p / ε + qN D d n / ε = 0 (4)
となる。だから空乏層の厚みdp、dnは It becomes. So the thickness of the depletion layer d p, d n is
NAdp=NDdn
=εEm/q (5)
N A d p = N D d n
= ΕE m / q (5)
というバランス則を満たす。pn接合の位置z=0が最大電界Emを与える位置である。これはドナー濃度ND、アクセプタ濃度NAがどのようであっても変わらない。必ずpn接合が最大電界を与える。pn接合で空間電荷の負号が変わるからである。 Satisfies the balance law. position z = 0 of the pn junction is positioned to provide a maximum electric field E m. This donor concentration N D, the acceptor concentration N A does not change even if any at. The pn junction always gives the maximum electric field. This is because the negative sign of space charge changes at the pn junction.
式(5)から厚みの比率はドナー・アクセプタ濃度の比に等しい。比率はこれによって決まるが、それでは厚みの和を決めるものは何か? From the formula (5), the thickness ratio is equal to the donor-acceptor concentration ratio. The ratio is determined by this, but what determines the sum of the thicknesses?
厚みの和を決めるものそれは逆バイアスVrである。p型領域での電圧増加をφpとするとこれは電界の式(1)をzで(−dp〜0)積分したものに負号を付けたものである。 What determines the sum of the thicknesses is the reverse bias Vr . Assuming that the voltage increase in the p-type region is φ p , this is the result of integrating the electric field equation (1) with z (−d p ˜0) and adding a negative sign.
φp=qNAdp 2/2ε (6) φ p = qN A d p 2 / 2ε (6)
n型領域での電圧増加をφnとすると、これは電界Ezの式(3)をzで(0〜dn)積分したものである。 If the voltage increase in the n-type region and phi n, which are those of formula (3) of the electric field E z and z in (0 to D n) integration.
φn=qNDdn 2/2ε (7) φ n = qN D d n 2 / 2ε (7)
合計が逆バイアスVrに等しい。 The sum is equal to the reverse bias V r .
Vr=φp+φn
=qNAdp 2/2ε+qNDdn 2/2ε (8)
V r = φ p + φ n
= QN A d p 2 / 2ε + qN D d n 2 / 2ε (8)
式(2)、(5)を用いると、 Using equations (2) and (5),
Vr=(dp+dn)Em/2 (9) V r = (d p + d n ) E m / 2 (9)
となる。これは空乏層の平均厚み(dn+dp)/2に最大電界Emを掛けたものが合計逆バイアスVrだということである。或いは、空乏層厚みの合計(dn+dp)は逆バイアスVrの2倍を最大電界Emで割ったものである。
It becomes. This is what multiplied by the maximum electric field E m average of the
dp+dn=2Vr/Em (10) d p + d n = 2V r / E m (10)
それだけでなくて、式(5)、(6)、(7)から Not only that, but from equations (5), (6), (7)
φp/φn=dp/dn (11) φ p / φ n = d p / d n (11)
だということもわかる。それは何を言っているか?というと、全逆バイアス電圧は、p型領域とn型領域の空乏層の厚みdp、dnに比例して配分される(φpとφn)、ということである。電界の方は濃度分布に拘りなくpn接合で最大値をとり、それは動かせない。しかし電位φの方は、空乏層厚みによって、自由に分配することができる。空乏層を長くすれば、その導電性の領域が大部分の逆バイアスを吸収することができる。そういう性質がある。 I understand that. What is it saying? Say, the total reverse bias voltage, the thickness d p of the depletion layer of the p-type region and the n-type region, is allocated in proportion to d n (phi p and phi n), is that. The electric field takes the maximum value at the pn junction regardless of the concentration distribution, and it cannot be moved. However, the potential φ can be freely distributed depending on the thickness of the depletion layer. If the depletion layer is lengthened, the conductive region can absorb most reverse bias. That is the nature.
最大電界Emは絶縁破壊電圧Ebrよりも常に小さくなくてはならない。絶縁破壊電圧は物質固有の値である。Siであれば、それはある一定値に決まる。 Maximum electric field E m shall be no always less than the breakdown voltage E br. The breakdown voltage is a value specific to the substance. If it is Si, it is determined to be a certain value.
Em<Ebr (12) E m <E br (12)
これが最大電界Emを制限する。Emが制限されるから、逆バイアスVr(オフ時のドレイン・ソース電圧)を増加させるには、式(10)から空乏層を増やすことが必要だということになる。 This limits the maximum electric field E m. Since E m is limited, it is necessary to increase the depletion layer from the equation (10) in order to increase the reverse bias V r (drain-source voltage when OFF).
例えば空乏層厚みを2倍にすれば、逆バイアスも2倍にできる。ところが空乏層を厚くするために、式(5)からドナー濃度ND、アクセプタ濃度NAを小さくしなければならない。最大電界が決まっていると、空乏層を2倍にするためには、ドナー濃度ND、アクセプタ濃度NAを1/2に減らさなければならない。そのようにして逆バイアスVrを2倍に高めることができる。しかしそうするとオン抵抗が2倍に増えてしまう。オン抵抗はn型エピ層のドナー濃度NDに反比例するからである。オン抵抗とブレークダウン電圧VBは相反する性質がある。これが従来のMOSFETの欠点である。
For example, if the depletion layer thickness is doubled, the reverse bias can be doubled. However in order to increase the depletion layer must be reduced donor concentration N D, the acceptor concentration N A from equation (5). If the maximum electric field is determined, in order to depletion of doubling, it must be reduced donor concentration N D, the
その関係をもっと端的に表現すると(8)、(5)から Expressing that relationship more simply (from (8), (5))
Vr =qNAdp 2/2ε+qNDdn 2/2ε
(13)
=εEm 2/2qNA+εEm 2/2qND
V r = qN A d p 2 / 2ε +
(13)
= ΕE m 2 / 2qN A + εE m 2 / 2qN D
となる。最大電界Emが一定値だとすると、最大電圧Vrが、qND、qNAに反比例することがわかる。qND、qNAは導電率を与え抵抗の逆数である。だからオン抵抗RONと最大電圧(耐圧)Vrが比例する。耐圧を上げようとするとオン抵抗が上がってしまう。耐圧を高めオン抵抗を下げることはできない。そのような関係は、一つのpn接合の前後に均衡した(dpNA=dnND)アクセプタ濃度NA、ドナー濃度NDを形成するかぎり免れることはできない。 It becomes. Maximum electric field E m is that it is a fixed value, the maximum voltage V r is, qN D, seen to be inversely proportional to qN A. qN D and qN A give the conductivity and are the reciprocal of the resistance. Therefore, the ON resistance RON and the maximum voltage (withstand voltage) Vr are proportional. If the breakdown voltage is increased, the on-resistance increases. The breakdown voltage cannot be increased and the on-resistance cannot be decreased. Such relations can not escape as long as the form has been balanced before and after the one pn junction and (d p N A = d n N D) acceptor concentration N A, the donor concentration N D.
本発明は、pnpという構造(33、22、33)を横方向に作ってnエピ領域22のドナー濃度NDを上げてオン抵抗RONを下げ、しかもブレークダウン電圧VBが低下しないようにしたものである。
The present invention is a structure of pnp (33,22,33) made in the lateral direction by increasing the donor concentration N D of the
図12、13は本発明の横型pnpの電界電位の空間電荷の構造を示し、横方向にpnpの2重pn接合(33、22、33)を持っている。これらはx方向の構造であり、図11はz方向の構造である。区別しなければならない。 FIGS. 12 and 13 show the space charge structure of the electric field potential of the lateral pnp of the present invention, which has a pnp double pn junction (33, 22, 33) in the lateral direction. These are the structures in the x direction, and FIG. 11 shows the structure in the z direction. It must be distinguished.
p型領域の厚みをf、n型領域の厚みをgとする。p、n領域はアクセプタ濃度NA、ドナー濃度NDをもつ。ただし、ここでn型領域はn型エピ層22を意味し前述式(1)〜(13)のものと同じであるが、p型領域は先述の式とは違う。先述の式においてp型領域はゲート下のチャンネルのp型領域3を意味していた。
The thickness of the p-type region is f, and the thickness of the n-type region is g. The p and n regions have an acceptor concentration N A and a donor concentration N D. Here, the n-type region means the n-
今度はp型領域は縦p柱型層33のことである。NA、dpが当然に違う。n型領域のNDは共通であるが、空乏層の肥大する方向(x方向)が違うからn空乏層dnも違う。混同してはいけない。だからここで問題にするpn接合は前回のようなチャンネルのpn接合9ではなくて、縦にできるpn接合42である。電界はEzでなくてExである。
This time, the p-type region is the vertical p-
図12は逆バイアス電圧が不足で未飽和の状態を示す。左のp型領域とn型領域の境界(pn接合)42で最大電界Emx FIG. 12 shows a state where the reverse bias voltage is insufficient and is not saturated. Maximum electric field E mx at the boundary (pn junction) 42 between the left p-type region and the n-type region
(x=−g/2) Ex=−Emx=−qNAdp/ε=−qNDdn/ε (14) (X = -g / 2) E x = -E mx = -qN A d p / ε = -qN D d n / ε (14)
を取る。右のp型領域とn型領域の境界(pn接合42)でも最大電界 I take the. Maximum electric field at the boundary between the right p-type region and the n-type region (pn junction 42)
(x=+g/2) Ex=+Emx=qNAdp/ε=qNDdn/ε (15) (X = + g / 2) E x = + E mx = qN A d p / ε = qN D d n / ε (15)
をとる。ここで最大電界Emxというのは先述のz方向の最大電界Emとは違う。区別しなければならない。 Take. Here because the maximum electric field E mx is different from the maximum electric field E m described earlier in the z direction. It must be distinguished.
このとき空乏層は不完全であって、n型領域22、p型領域33の全体を満たしていない(2dn<g、dp<g)。空乏層の大きさを決めるものは横方向の逆バイアスVsである。この逆バイアスVsは横方向のものであって、前述の縦方向(z方向)の逆バイアスVrと区別する。
In this case the depletion layer is incomplete, does not meet the overall n-
Vs=qNAdp 2/2ε+qNDdn 2/2ε (16)
V s = qN A d p 2 / 2ε +
逆バイアスVsを増やしてゆくと空乏層dn、dpが肥大する。n型領域でやがて二つの空乏層dn、dnが両側から接近して合体する。dn=gとなったとき空乏層がn型領域で合体する。そのときdp=gND/NAであるから、n型領域が全部空乏層になる最小の電圧Vssは When the reverse bias V s is increased, the depletion layers d n and d p are enlarged. n-type region eventually two depletion d n, is d n coalesce approaching from both sides. When d n = g, the depletion layer coalesces in the n-type region. Because it is the time d p = gN D / N A , the minimum voltage V ss of n-type region becomes a depletion layer all the
Vss=qNDg2(1+ND/NA)/2ε (17) V ss = qN D g 2 ( 1 + N D / N A) / 2ε (17)
によって与えられる。逆バイアスVsがVssより大きい(Vs>Vss)と、中間のn型エピ層22は図13のように完全空乏層になる。それは縦方向の電界の作用ではなくて横方向の電界の作用によって完全空乏層になるのである。どちらの方向の作用によってn型エピ層22が空乏層になってもそこに自由電荷が存在しないようになる。自由電荷がないということはそれが絶縁体になるということである。それが重要である。
Given by. When the reverse bias V s is larger than V ss (V s > V ss ), the intermediate n-
横方向の逆バイアスVsは何によって与えられるか?というと、ソース電極7とp型領域3、p型領域33はオフ時に同電位になり、ドレイン電極8とn型エピ層22は同電位なのであるから、pn接合42にはドレイン・ソース電圧そのものがかかる。つまりドレイン・ソース間電圧VDSがpn接合42にかかり、n型エピ層22を空乏層化するのに利用される。だからチャンネル10のpn接合9にかかる逆バイアスVrとVsはいずれもドレイン・ソース間電圧VDSである。
What gives the lateral reverse bias V s ? That is, since the
n型エピ層22が空乏層化するとどのようないいことがあるのか?
What is good when the n-
それはn型エピ層においてガウスの定理 It is Gauss's theorem in the n-type epilayer
∂Ex/∂x+∂Ez/∂z=qND/ε (18) ∂E x / ∂x + ∂E z / ∂z = qN D / ε (18)
が2次元的に成り立つということである。端的にいえばそういうことなのである。先述の(3)式においてEz=−qNAdp/ε+qNDz/εだと述べた。
それは先述の(従来例)pn接合9においてEx=0であるため、(18)式の前項∂Ex/∂xが存在せず∂Ez/∂z=qND/εとならざるをえなかったのである。だから前述の場合、EzがqNDz/εというように全部のNDを引き受けなければならなかった。それが急激な電界Ezの増大を余儀なくし、それがブレークダウン電圧VBを下げていたのである。
ブレークダウン電圧VBを上げるためにNDを下げる必要があった。それはEx=0だから∂Ez/∂z=qND/εが成り立ちEzの肥大をさけるためNDを下げるしかなかったのである。
Is two-dimensionally satisfied. In short, that is what it is. Previously described (3) said it E z = -qN A d p / ε + qN D z / ε in formula.
Since it is E x = 0 in the
It was necessary to lower the N D in order to increase the breakdown voltage V B. It is the only had lowered N D to avoid enlargement of the E x = 0 So ∂E z / ∂z = qN D / ε is holds E z.
ところが本発明のようにpnp(33、22、33)構造を横方向(x方向)に形成すると、(18)式が成り立ち、右辺のqNDを左辺第1項の∂Ex/∂xが吸収してくれる、という好都合な関係が成り立つ。
右辺のNDの殆どを左辺第1項の∂Ex/∂xが吸収してくれる。そうなると左辺第2項∂Ez/∂zは極めて小さい値であることができる。
横方向の逆バイアスが充分に大きいと、∂Ex/∂x=qND/εが成り立ち、z方向の電界の増大が0ということになる。
However, when forming the pnp (33,22,33) Structure lateral direction (x direction) as in the present invention, (18) is holds, the ∂E x / ∂x in the qN D of the right side left side first term Convenient relationship of absorption.
∂E x / ∂x in the most right side of the N D left first term us to absorb. Then, the second term ∂E z / ∂z on the left side can be a very small value.
If the reverse bias in the lateral direction is sufficiently large, ∂E x / ∂x = qN D / ε holds, and the increase in the electric field in the z direction is zero.
本発明の横pnp構造の骨子はまさにここにあるのである。(18)式が次のように分離できる。 This is exactly what the lateral pnp structure of the present invention is. Equation (18) can be separated as follows.
∂Ex/∂x=qND/ε (19)
∂Ez/∂z=0 (20)
∂E x / ∂x = qN D / ε (19)
∂E z / ∂z = 0 (20)
とする。式(20)が重要である。そうなるとEzのn型エピ層での増加分が0となり電界は絶対値の大きい一定値をとる。電位の増加分はn型エピ層で単純にφn=Emzとなるのである。電界の値が大きいから多くの電圧を吸収することができる。それがオフ時の耐圧を大きく増加させる。 And Equation (20) is important. Sonaruto increment becomes zero electric field at the n-type epitaxial layer of the E z takes a large constant value of absolute values. The increase in potential is simply φ n = E m z in the n -type epi layer. Since the value of the electric field is large, many voltages can be absorbed. This greatly increases the withstand voltage when off.
ここで再びチャンネルのpn接合9にできる縦方向の電界Ezの問題に戻る。図14はpウエル3とn型エピ層22の内部においてz方向の空間電荷NA、ND、電界E、電位φp、φnなどの変化を縦に示す。図11の従来例に対応するものであるが縦方向であることを示すため縦に描いた。これによって本発明のn型エピ層における電界、電位変化の特性がよく分かる。
Here, we return to the problem of the vertical electric field E z that can be formed in the
pウエルはz=−dp〜0であり空乏層になっているからアクセプタ濃度NAに等しい空間電荷(タレソツ)が発生している。それは図11と同一である。しかしn型エピ22において高さHに等しい長い空乏層ができていてドナー濃度に等しい空間電荷ND(ツネナラ)ができている。それにもかかわらず電界は変わらない。順を追って説明する。 p-well is z = -d p ~0 a is because they become depletion acceptor concentration N A in the same space charge (Taresotsu) has occurred. It is the same as FIG. However, a long depletion layer equal to the height H is formed in the n-type epi22, and a space charge N D (tunnela) equal to the donor concentration is formed. Nevertheless, the electric field does not change. I will explain in order.
zが−dp〜0(p型ウエル3)においては空間電荷−qNA(タレソツ)のため電界Ezが発生する。それは−qNAを積分したものでありEz=−qNA(z+dp)/εとなる(オク)のは(1)式と同じである。 When z is −d p ˜0 (p-type well 3), an electric field E z is generated due to space charge −qN A (talents). It becomes -qn A is obtained by integrating the E z = -qN A (z + d p) / ε of (Ok) is the same as equation (1).
pn接合9(z=0:ク)において、電界Ezが負の最大値Ez=−Em=−qNAdp/ε(式2)をとる。これも変わらない。 pn junction 9: take in (z = 0 h), the maximum negative value field E z is E z = -E m = -qN A d p / ε (Equation 2). This also does not change.
ところがn型エピ層22での挙動が異なる。n型エピ層22では電界Ezは一定で0で
However, the behavior in the n-
Ez=−Em (21) E z = −E m (21)
である。空間電荷NDが存在するにも拘らず、NDを積分して電界絶対値が減って行くということがない。空間電荷NDはx方向の積分で実効的に消えてしまうのでz方向の積分に入ってこない。n型エピ22で(z=0〜H)の電位の増加φ(z)は It is. In spite of the presence of space charge N D , N D is not integrated to reduce the absolute value of the electric field. Space charge N D does not come into the integration of the z direction because disappear effective in the integration of the x-direction. In n-type epi22, the potential increase φ (z) of (z = 0 to H) is
φ(z)=Emz (22) φ (z) = E m z (22)
である。そのように電界が一定値(クヤマケ)−Emで、しかも絶対値Emが大きい。電界が大きいだけでなくここの長さがHであって長い。だからφの増大が大きくなる(アサキユメ)。φというのはオフ時の耐圧である。それはつまり耐圧が大きいということである。z=H(n型エピ層の終端;メ)での電位増加は It is. In that way the electric field is a constant value (Kuyamake) -E m, moreover the absolute value E m. Not only is the electric field large, but the length here is H, which is long. Therefore, the increase of φ becomes large (Asaki Yume). φ is the withstand voltage when off. That is, the breakdown voltage is large. The potential increase at z = H (end of n-type epilayer; me) is
φn=EmH (23) φ n = E m H (23)
である。pn接合9のp型ウエル側ではこれまでの関係は変わらないから、
It is. Since the relationship so far does not change on the p-type well side of the
φp=qNAdp 2/2ε、Em=qNAdp/ε (24) φ p = qN A d p 2 / 2ε, E m = qN A d p / ε (24)
である(φp=テツ:E=オク)。
φpよりもφnのほうが遥かに大きい。オフ時の電圧Vrの合計は
(Φ p = Tetsu: E = Ok).
It is much larger of φ than the p φ n. The total of the off-state voltage V r is
Vr=φp+φn
=qNAdp 2/2ε+EmH
=Em{(dp/2)+H} (25)
V r = φ p + φ n
= QN A d p 2 / 2ε + E m H
= E m {(d p / 2) + H} (25)
となる。(25)式は何を言っているのか?
pn接合9にかかる逆バイアス電圧Vrが、定数であるEmの、{(dp+dn)/2}倍であったものが、{(dp/2)+H}に増えたということである。しかもEmはpn接合9の左側のp型ウエル3の性質(NA、dp)によって決まり、右側のn型エピ層の性質(ND、H)によらない。ということはn型エピ層のドナー濃度NDを自由に決めることができる、ということである。それは(5)式から解放されたということである。
It becomes. (25) What does the expression say?
That the reverse bias voltage V r applied to the
dpはp型ウエル3幅つまりはチャンネル幅であるから1μm〜2μm程度で短いものである。Siの比誘電率を8として、Siの誘電率は8×8.85×10−14F/cm(8×8.85×10−12F/m)なので、式(24)の右式からEm=qNDdn/εとなり、例えばEm=0.3MV/cmとして計算すると、n型エピ層が1015cm−3程度の低濃度ドープであってもdnは10μm〜20μmにしかならない。ましてn型エピ層のドナー濃度NDを1018cm−3に増やすと20nm〜30nmに減る。それがpnp構造にしてpn接合42に逆バイアスVsを掛けるから、ドレイン・ソース電圧Vrを、定数であるEmの{(dp/2)+H}倍に増やすことができるのである。ドリフト層の高さHは数十μmであるから、
Since d p is the width of the p-
(dp/2+H)/(dp/2+dn/2)=20〜40 (26) (D p / 2 + H) / (d p / 2 + d n / 2) = 20~40 (26)
程度になる。最大電界Emが絶縁破壊電界Ebrより小さいことによって限定されEmを定数とした場合、Vrを従来のMOSFETよりも20〜40倍に増やすことができるということを意味する。Vrはp型ウエルに掛かる電圧φpとn型エピ層22に掛かる電圧φnの和であることに変わりないが、本発明の場合は、φnが圧倒的に大きくてVrの殆どがn型エピ層に掛かるようになる。それがEmを一定に保持しつつVrの増大を可能にする。つまり本発明はブレークダウン電圧VBを大きく増大させることができる。
It will be about. If the maximum electric field E m is limited by being smaller than the breakdown electric field E br , and E m is a constant, it means that V r can be increased 20 to 40 times that of the conventional MOSFET. V r is not still the sum of the voltage phi n applied to the voltage phi p and n-
オン抵抗RONは大部分がドリフト領域(n型エピ層22)の抵抗であるが、それは The on-resistance RON is mostly the resistance of the drift region (n-type epi layer 22).
RON=H/qμNDWg (27) R ON = H / qμN D Wg (27)
によって与えられる。Wはチャンネル幅でn型エピ層の全幅、gはn型エピ層の厚さ、Hはn型エピ層の高さである。オン抵抗・面積という表現も使われるが、ドリフト領域の面積はWgであるから Given by. W is the channel width and the total width of the n-type epi layer, g is the thickness of the n-type epi layer, and H is the height of the n-type epi layer. Although the expression on-resistance / area is also used, the area of the drift region is Wg.
オン抵抗・面積 =H/qμND (28) On resistance and area = H / qμN D (28)
である。従来のMOSFETは式(5)の拘束条件があったので、n型エピ層のドナー濃度NDを1013〜1014cm−3程度の極極低濃度にしなければならなかった。
ところが本発明の場合はn型エピ層でNDによらずEzは一定値−Em(p型ウエルで決まる)をとり、NDをたとえば1015〜1017cm−3にすることができる。
オン抵抗はNDに反比例するから、そのようにすればオン抵抗を下げることができる。
そのようにして本発明は、オン抵抗の減少、ブレークダウン電圧VBの増大という二つ目の目的を達成することができる。
It is. Since conventional MOSFET had constraints of formula (5), the donor concentration N D of the n-type epitaxial layer had to gulp low concentration of about 10 13 ~10 14 cm -3.
But E z regardless of the N D n-type epitaxial layer in the case of the present invention takes a constant value -E m (determined by the p-type well), the N D for example be in 10 15 ~10 17 cm -3 it can.
Since the on-resistance is inversely proportional to N D, it is possible to reduce the on-resistance if so.
As such the present invention can be achieved reduction in on-resistance, a second object of the of increased breakdown voltage V B.
本発明は、n+−基板に成長させたn型エピ層に縦型の穴を掘り、そこからp型ドーピングをして縦型p柱層を形成し拡散のための穴を絶縁物で埋め込んだ横pnp構造をもち逆バイアスによってオフ時にn型エピ層を完全空乏層にできるようにしたMOSFETである。
n型エピ層はもはや低濃度である必要はない。
逆バイアスで完全空乏層になるという条件はいるが、それ以外にn型エピ層のドナー濃度NDを拘束する条件はない。
In the present invention, a vertical hole is dug in an n-type epitaxial layer grown on an n + -substrate, a p-type doping is performed therefrom to form a vertical p-column layer, and a hole for diffusion is filled with an insulator. This is a MOSFET having a lateral pnp structure that allows the n-type epi layer to be a fully depleted layer when turned off by reverse bias.
The n-type epi layer no longer needs to be low in concentration.
Although the conditions to become a complete depletion layer in reverse bias, not the conditions for restraining the donor concentration N D of the n-type epitaxial layer otherwise.
n型エピ層の濃度NDは自在であって、中濃度(1014〜1015cm−3)、高濃度(1015〜1016cm−3)あるいはそれ以上の高濃度をとることができる。
縦p柱型層もそれに応じて低濃度(1014cm−3以下)でなく、中濃度(1014〜1015cm−3)、高濃度(1015〜1016cm−3)であることができる。だからこれからはn−やp−でなく、n、pと表記する。
concentration N D of the n-type epitaxial layer is a freely can take a middle density (10 14 ~10 15 cm -3) , a high concentration (10 15 ~10 16 cm -3) or more high density .
The vertical p-column type layer should also have a medium concentration (10 14 to 10 15 cm -3 ) and a high concentration (10 15 to 10 16 cm -3 ) instead of a low concentration (10 14 cm -3 or less). Can do. Therefore, from now on, it will be written as n, p, not n − or p − .
縦型p柱層がSi基板まで延びているものと、Si基板まで延びていないものがある。また導電性を逆にして、p−基板に成長させたp型エピ層に縦型の穴(トレンチ)を掘り、そこからn型ドーピングをして縦型n柱層を形成するようにしてもよい。両方の極性のFETを直列につないでCMOS構造にすることができる。 Some vertical p-pillar layers extend to the Si substrate and some do not extend to the Si substrate. Further, the conductivity is reversed, and a vertical hole (trench) is dug in the p-type epitaxial layer grown on the p-substrate, and n-type doping is performed therefrom to form a vertical n-column layer. Good. Both polar FETs can be connected in series to form a CMOS structure.
ここでは、縦p柱型層が基板に接触している例を2つ、基板に到達していない例を一つ述べよう。 Here, two examples in which the vertical p-columnar layer is in contact with the substrate and one example in which the vertical p-column type layer does not reach the substrate will be described.
[第1実施形態(縦p柱型層基板接触:横型チャンネル:図6)]
図6によって縦p柱型層が基板まで到達している本発明の第1の形態を示す。Siウエハ上で同等の多数の素子を製作しているが、これは素子の繰り返しの一部を示す。左右前後に同じものが多数製作される。1チップ分の素子は電極が共通に接続され並列して使用される。ここでは素子一単位分を述べる。高濃度にn型不純物がドープされたn+−Si基板1の上に、素子単位の中央部に縦型の中、高濃度ドープn型エピ層22が設けられる。n型エピ層22の両側には横型拡散によって作られた中、高濃度ドープ縦p柱型層33、33が作製される。縦p柱型層33とn型エピ層22の間にpn接合42ができる。
[First embodiment (vertical p-column type layer substrate contact: horizontal channel: FIG. 6)]
FIG. 6 shows a first embodiment of the present invention in which the vertical p-columnar layer reaches the substrate. A number of equivalent devices are fabricated on a Si wafer, which represents a portion of the device repetition. Many of the same are produced on the left and right. Elements for one chip are used in parallel with electrodes connected in common. Here, one unit is described. On the n + -
隣接する素子間で、縦p柱型層33、33の間に広い間隙があって、その間隙には絶縁物35、36が埋め込まれている。絶縁物はSiO2、SiN、有機物絶縁物などである。実際にはn型エピ層に穴を開け、そこから横型拡散をし、横型拡散によって縦p柱型層を作ったのち絶縁物を埋め込んだものである。製造工程については後に述べる。
There is a wide gap between adjacent p-
n型エピ層22の両側に縦p柱型層33、33があるから、横方向にpnpの構造となっている。n型エピ層22がドリフト領域となる。
n型エピ層22、縦p柱型層33、33の上方には低濃度p−型領域(pウエル)3、3と高濃度n+型領域4、4及び高濃度p+型領域56が拡散で対称の位置に製作されている。両方のp−型領域3、3に掛かるように絶縁膜5(ゲート酸化膜)が形成され、その上にゲート電極6がある。p+型領域56、n+型領域4に跨るようにソース電極7が形成される。p型ウエル3とn型エピ層22の間のpn接合9がオフ時に逆バイアスされる。チャンネルはゲート絶縁膜5とp型ウエル3の間の短い横型の空間である。n+−Si基板1の裏面には広いドレイン電極8が設けられる。
Since there are vertical p-
Above the n-
チップ内で多数の素子を並列接続するから、ソース電極7、ドレイン電極8、ゲート電極6は全て共通である。この図ではゲート電極6は分離して見えるが紙面垂直方向の素子間では共通であり端面で纏められる構造となっている。
Since many elements are connected in parallel in the chip, the
この例ではソース電極7はAlであり上面に出ているが、ソース電極7とゲート電極の間には絶縁物39が存在する。横にある絶縁物38と39は同じ工程で作られた同じ物質(SiO2、SiN、有機物絶縁体)である。ソース電極7のための穴を穿つので同じ絶縁物が分離したのである。これは隣接素子の一部も示している。多数の同等の素子を並列に接続して使うから1チップ内部に同じ単位が多数含まれる。
In this example, the
FETの一単位で見ると、中央部に横方向にpnpの構造をもつ。n型エピ層22は上方でpn接合9を介しp型ウエル3に接触し下方では接合41によってSi基板1に接触する。縦p柱型層33は上方ではp−型ウエル3(p型領域)に接し下方ではpn接合40を介してn+−Si基板1と接する。縦p柱型層33とn型エピ層33の間にはpn接合42が生ずる。
When viewed as a unit of FET, it has a pnp structure in the lateral direction at the center. The n-
オフ時にはpn接合9が逆バイアスされる。それに加えオフ時にはpn接合42が逆バイアスされて空乏層がn型エピ層22と縦p柱型層33の両方において横方向へ延びてゆく。長い空乏層がn型エピ層22の中に形成される。空乏層が横から延びてきてn型エピ層22を満たす。
When off, the
つまりn型エピ層から自由キャリヤとして電子が排除される。それはn型エピ層22がかなり高濃度にドーピングされていても可能なことである。つまりn型エピ層22をかなり高濃度にドープすることが可能になる。
That is, electrons are excluded from the n-type epilayer as free carriers. This is possible even if the n-
それはオン時抵抗RONを減らす効果がある。それでいてオフ時には横方向の逆バイアスによって空乏層が延びるので空乏層によってn型エピ層22が満たされ、p型ウエル3とn型エピ層22の間のpn接合9にできる電界Eが小さくなる。だからブレークダウン電圧VBも大きいままである。そのようにしてブレークダウン電圧VBを大きく保ちながらオン抵抗RONを減らすことができる。
This has the effect of reducing the ON resistance RON . In addition, since the depletion layer is extended by the reverse bias in the lateral direction at the time of OFF, the n-
[第2実施形態(縦p柱型層が基板まで到達:縦型チャンネル:図7)]
図7によって縦型チャンネルの本発明の第2の形態を示す。これは素子の1.5単位分程度を示すが実際には同じ繰り返しのものが左右に連続する。高濃度ドープn+−Si基板1の上に、中央部に縦型の中、高低濃度ドープn型エピ層22が設けられる。その両側には横型拡散によって作られた中、高濃度ドープ縦p柱型層33、33が存在する。縦p柱型層33とn型エピ層22の間に上下方向に延びるpn接合42ができる。縦p柱型層33とn+−Si基板1の間にもpn接合40が生ずる。n型エピ層22とn−Si基板1の間の接合41はpn接合でなくドナー濃度NDの不連続面となる。
[Second Embodiment (Vertical p-columnar layer reaches the substrate: vertical channel: FIG. 7)]
FIG. 7 shows a second embodiment of the present invention of a vertical channel. This shows about 1.5 units of the element, but the same repetitions are actually continuous from side to side. On the heavily doped n + -
隣接する素子間で、縦p柱型層33、33の間に広い間隙があって、その間隙には絶縁物37、37が埋め込まれている。絶縁物はSiO2、SiN、有機物絶縁物などである。実際にはn型エピ層を一部切除して穴を作り穴からp型ドーパントを熱拡散することによって縦p柱型層33を作る。穴を埋めたのが絶縁物37である。
Between adjacent elements, there is a wide gap between the vertical p-
n型エピ層22の両側に縦p柱型層33、33があり、横方向にpnpの構造となっている。n型エピ層22がドリフト領域となる。n型エピ層22、縦p柱型層33、33の上方には低濃度p−型領域(p−;pウエル)3、3と高濃度n+型領域4、4及び高濃度p+型領域56が上下位置に製作されている。n+型領域4とp−型領域3の中央部に孔が掘られて熱酸化によって酸化膜5が形成され、さらにゲート(G)電極6が埋め込まれる。
On both sides of the n-
p型領域3は横に伸び下側のn型エピ層22との間に横に延びるpn接合9ができる。オフ時に電圧を支えるpn接合である。ゲート絶縁膜5とp型ウエル3の間がチャンネル10である。
The p-
ゲート電極6の上には絶縁層39があり、その上にアルミニウム(Al)のソース(S)電極7が形成される。ソース電極7はn+領域4とp+型領域56に接触する。n+−Si基板1の裏面にはドレイン(D)電極8が形成される。
An insulating
これはゲート電極Gが縦になっておりゲート電極Gとp型領域3の接触部も縦になっている。つまりチャンネル10が縦方向に存在する。
This is because the gate electrode G is vertical, and the contact portion between the gate electrode G and the p-
多数の同等の素子を並列に接続して使うから1チップ内部に同じ単位が多数含まれる。FETの一単位で見ると、中央部に横方向にpnpの構造をもつ。その点で前例と同じである。縦p柱型層33の外側は絶縁物37であり、その境界44はpn接合でない。境界44を介して電圧はかからず電流も流れない。
Since many equivalent elements are used in parallel, many of the same units are included in one chip. When viewed as a unit of FET, it has a pnp structure in the lateral direction at the center. In that respect, it is the same as the previous example. The outside of the vertical p-
オフ時にはpn接合42が逆バイアスされて空乏層が縦p柱型層33とn型エピ層22の両側において横方向へ延びてゆく。長い空乏層がn型エピ層22の中に形成される。空乏層が横から延びてきてn型エピ層22を満たす。つまりn型エピ層から自由キャリヤとして電子が排除される。それはn型エピ層22がかなり高濃度にドーピングされていても可能なことである。
When off, the
つまりn型エピ層22をかなり高濃度にドープすることが可能になる。それはオン時抵抗RONを減らす効果がある。
それでいてオフ時には横方向の逆バイアスによって空乏層が延びるので空乏層によってn型エピ層22が満たされ、n型エピ層22にできる電界Eが一定になる。これが逆バイアスVrの大部分を吸収することができる。だからブレークダウン電圧VBも大きいままである。しかも多数の同等の素子を並列に用いるからオン時の電流は大きくとれる。
That is, the n-
In addition, since the depletion layer is extended by the reverse bias in the lateral direction at the time of OFF, the n-
[第3実施形態(縦p柱型層が中途で終わる:横型チャンネル:図8)]
図8によって縦p柱型層が基板まで到達していないタイプの本発明の第3の形態を説明する。これも素子単位の1.5個分を示す。同じものが前後左右に繰り返した構造となっている。
[Third embodiment (vertical p-columnar layer ends halfway: horizontal channel: FIG. 8)]
A third embodiment of the present invention in which the vertical p-columnar layer does not reach the substrate will be described with reference to FIG. This also shows 1.5 elements. The same structure is repeated from front to back and from side to side.
高濃度ドープn+型Si基板1の素子単位の上中央部に縦型の中、高濃度ドープn型エピ層22が設けられる。その両側に中、高濃度縦型p柱型領域32、32が拡散で製作されている。n型エピ層22と縦p柱型層32の間に縦に延びるpn接合42ができる。隣接する縦p柱型層32、32は下端で横へ曲がり互いにつながっている。これはn型エピ層22を形成してから両側をエッチング除去して孔を形成したのであるが、隣接素子中間においてn型部の一部を残したためにこのような形状になる。残留したn型エピ層22と、p層32の上下方向の界面43もpn接合となる。
In the upper central portion of the element unit of the heavily doped n + -
その他の点では図6のものと同様である。n型エピ層22と縦p柱型層32の上にp−層(pウエル)3と、n+型領域4及びp+型領域56が設けられる。p層3、n層4及びp+層56の上にソース(S)電極7が形成される。p層(pウエル)3の上には絶縁膜5、ゲート(G)電極6が設けられる。これは図6のものと同様にチャンネルは横方向にできる。ゲート酸化膜6とp型ウエル3の接触する部分である。
The other points are the same as those in FIG. A p − layer (p well) 3, an n + type region 4 and a p + type region 56 are provided on the n
ドリフト領域はn型エピ層22であるが、縦p柱型層が隣接しているからオフ時にはpn接合42が逆バイアスされる。この逆バイアスのためにn型エピ層は空乏層になり、ここでの電界Ezが一定値をとり、それがVrを大きくでき、ブレークダウン電圧VBが増強される。
Although the drift region is the n-
本発明の縦型パワーデバイスは構造にも特徴があるが、むしろ製造方法に著しい工夫がある。それで図6の第1実施形態の製造方法を図9、10によって順に説明する。これらの図は素子の約1.5単位分の断面図である。それだけで繰り返しが分かる。実際にはSiウエハの全体に同一の素子単位を多数製造する。だから、これを同じものがSiウエハ上に左右前後に多数並んでいるのである。複数個の単位の集合が一つのチップとなり、複数個のチップが1つのSiウエハの上に製造される。 Although the vertical power device of the present invention is also characterized by its structure, the manufacturing method is rather remarkable. 6 will be described in order with reference to FIGS. These figures are sectional views of about 1.5 units of the element. Only then can you see the repetition. Actually, many identical element units are manufactured on the entire Si wafer. Therefore, many of these are arranged side by side on the Si wafer. A set of a plurality of units becomes one chip, and a plurality of chips are manufactured on one Si wafer.
図9(1):n型エピ層の生成
高濃度にn型不純物をドープしたn+−Si基板1を準備する。n+−Si基板1の上に中、高濃度ドープn型エピ層2をエピタキシャル成長させる。n型エピ層2の厚みは40μm〜60μm程度でかなり厚いものである。オフ時の耐圧を充分に大きくするためには、その程度の厚みが必要である。しかしこれは図2の従来のMOSFETのようにn=1014cm−3というような低濃度でなく、1015〜1017cm−3程度に高めることができる。
FIG. 9 (1): Generation of n-type epi layer An n + -
図9(2):酸化膜生成、酸化膜穴空け
n−エピ層2の上部を一部を酸化し酸化膜(SiO2)29を作る。フォトリソグラフィとエッチングによって酸化膜29の一部に穴を開ける。穴を開ける位置は拡散のためのトレンチを作るべき位置である。
FIG. 9B: Oxide film generation and oxide film hole formation A part of the upper portion of the n-
図9(3):トレンチの形成
酸化膜をマスクとしてn型エピ層2を縦方向にエッチングする。RIEによってアスペクト比の高い深い穴(トレンチ)27を形成する。これが本発明の特徴のある点である。このトレンチは拡散のための穴となる。トレンチ27はn+−基板1まで到達している場合(第1、2実施形態)もあり、n+−基板1まで至らない場合(第3実施形態)もある。
FIG. 9C: Trench formation The n-
トレンチ27によって、n−エピ層2が孤立した丘(隆起部)になり、側面が露出する。側面からp型不純物を拡散する。拡散は気相拡散(ジボランガスを用いる)、固体拡散(ホウ素ドープSOG)の何れでも良いのであるが、ここでは固体拡散の例を示す。
By the
図9(4):固体拡散層によるトレンチの穴埋め
ホウ素を含む固体拡散層30をウエハの全体に塗布しトレンチ27を固体拡散層30によって埋め込む。たとえばBドープSOG液をウエハの全体にスピンコートする。
FIG. 9 (4): Filling trench with solid diffusion layer
図9(5):p型不純物の横方向拡散
適当な温度にSiウエハを加熱する。加熱すると拡散係数が大きくなる。固体拡散層30からn型エピ層2へp型不純物を横方向に拡散して縦p柱型層33を生成する。このように深いトレンチから横型拡散により縦p柱型層を一挙に作るのが本発明の最も特徴のある点である。これにより中央のn−エピ層22と両側の縦p柱型層33からなる横型pnp構造ができる。両側のp層の外側にn層を生成できれば、より完全なSJ構造となるのであるが、それはできない。両側のトレンチの部分をもはやSi結晶とすることができず絶縁物で埋め込むことになる。
FIG. 9 (5): Lateral diffusion of p-type impurities The Si wafer is heated to an appropriate temperature. When heated, the diffusion coefficient increases. A p-type impurity is laterally diffused from the
図9(6):固体拡散層除去、酸化膜除去、絶縁物による被覆
縦p柱型層が生成されると固体拡散層はもはや不要である。固体拡散層30を除去し酸化膜29を除去する。トレンチ27や隆起部(pnp)が露呈する。表面をウエット酸化して酸化膜(絶縁物35)で隆起部とトレンチ側面を被覆する。酸化膜35、35の間にトレンチ27はまだ残っている。熱酸化やウエット酸化ではSiの一部がSiO2になるだけだからトレンチは埋まらない。
FIG. 9 (6): Solid diffusion layer removal, oxide film removal, insulation coating Once the vertical p-columnar layer is formed, the solid diffusion layer is no longer necessary. The
図9(7):トレンチの穴埋め
そこでトレンチに絶縁物36を導入して埋める。たとえばTEOSによってトレンチ28を埋め込む。トレンチが埋め込まれたので表面は平坦になる。隣接素子の縦p柱型層は絶縁物33、36によって三重に絶縁される。そのように絶縁物はどうしても二重構造になる。それは実施形態2、3でも同様であるが図7、8では簡単のため絶縁物の二重構造を簡略化して表現している。
FIG. 9 (7): Filling the trench Then, an
しかし隣接縦p柱型層間は必ずしも厳密に絶縁する必要はない。同等の素子単位を並列に用いるから隣接素子の縦p柱型層は同一の電位になってしまう。第3実施形態では隣接縦p柱型層を底部近くで接続している。 However, it is not always necessary to strictly insulate between adjacent vertical p-column type layers. Since equivalent element units are used in parallel, the vertical p-columnar layers of adjacent elements have the same potential. In the third embodiment, adjacent vertical p-columnar layers are connected near the bottom.
図9(8):上部絶縁物の除去、ゲート部分酸化膜残留
レジストを全体に塗布しソース電極となる部分だけを露光させるようなマスクを用いて露光し、ゲート上と絶縁物上のレジストを残しソース電極となる部分のレジストを除く。RIE(Reactive Ion Etching)によって絶縁物をエッチング除去する。ゲートとなる部分の酸化膜50が残り、ソースとなる部分のpnp上面52が露出する。
Fig. 9 (8): Removal of the upper insulator and residual oxide film on the gate. Resist is applied on the entire surface and exposed using a mask that exposes only the portion that will become the source electrode, and the resist on the gate and the insulator is removed. The remaining resist to be the source electrode is removed. The insulator is etched away by RIE (Reactive Ion Etching). The
図9(9):p型ウエル3の生成
イオン注入または拡散によってp型不純物(ホウ素)をpnp上面52に導入する。これは低濃度のp型領域3(pウエル)を作るものである。ゲートの上には酸化物膜50があるからゲート部分にはp型領域(pウエル)3が形成されない。ゲート直下はn型エピ領域22のままである。これによってチャンネルとなるべき部分ができた。まだソース電極とオーミック接合するためのn+−領域を作る必要がある。
FIG. 9 (9): Generation of p-type well 3 A p-type impurity (boron) is introduced into the pnp
図9(10):ゲート酸化膜の生成
pウエル生成のためのゲート部分の酸化物マスク50を除去して、pウエル3、n型エピ層22の上端を平坦面とする。さらに表面を熱酸化して酸化膜5を作る。熱酸化だからSi結晶が露呈しているpウエル3、n−エピ層22の上の全体に酸化膜ができる。
FIG. 9 (10): Generation of gate oxide film The
図9(11):ポリシリコンゲート膜の生成
ポリシリコンの膜を全体に付ける。レジスト塗布しベーキングしマスクを使って露光し現像する。ゲート部分だけにレジストが残留するようにする。ポリシリコンをRIEでエッチングして除去する。ゲート部分だけポリシリコンが残る。レジストを除去(アッシング)してポリシリコンのゲート電極6を生成する。
FIG. 9 (11): Generation of polysilicon gate film A polysilicon film is attached to the whole. Resist is applied, baked, exposed and developed using a mask. Resist remains only in the gate portion. The polysilicon is etched away by RIE. Polysilicon remains only at the gate portion. The resist is removed (ashing) to form a
図9(12):n+−領域4の形成
ポリシリコンゲート電極6をマスクにしてn型不純物(ホウ素、砒素)をイオン注入してゲート電極6の左右にn+−領域4を作る。イオンビ−ムは酸化膜5を突き抜けてp型領域3、3に入り浅いn+−領域4を生成する。このような方法をセルフアライメントというがよく知られた技術である。n型領域4はソース電極をオーミック接合するべき部分である。しかしソース電極はn+−領域だけでなくp型領域とも接続されなければならない。だからn+−領域のすぐ側方にp型領域を作る必要がある。
FIG. 9 (12): Formation of n + -
図10(1):レジストの塗布
表面の全体にレジスト54を塗布する。これは酸化膜5の上方、ゲート電極6の上、絶縁部35、36の上面を覆う。
FIG. 10 (1): Application of resist A resist 54 is applied to the entire surface. This covers the
図10(2):フォトリソグラフィゲート膜の生成、p+−領域の生成
マスク合わせして露光し現像してゲート電極の上と周辺を覆うレジスト膜55を作る。その状態でp型不純物をイオン注入してマスクで覆われていないn+−領域4の一部にp+型領域56を作る。
FIG. 10 (2): Generation of photolithography gate film, generation of p + -region A resist
図10(3):レジスト膜の除去、酸化膜エッチング
ゲートを覆うレジスト膜を除去する(アッシング)。ゲート電極6が露呈する。このポリシリコンゲートをマスクにして、酸化膜5をエッチングする。n+−領域4、p+−領域56を覆う部分の酸化膜が除去される。ゲート6直下の酸化膜5だけが残る。
FIG. 10 (3): Removal of resist film, oxide film etching The resist film covering the gate is removed (ashing). The
図10(4):層間膜被覆
ゲート電極とソース電極を絶縁しなければならない。そのために層間膜59を全体にCVDによって付ける。ゲート電極6、絶縁物35、36の上の全体を覆うようになる。これはSiO2、SiNなどである。
FIG. 10 (4): Interlayer film coating The gate electrode and the source electrode must be insulated. Therefore, an interlayer film 59 is attached to the whole by CVD. The whole of the
図10(5):層間膜の一部除去
層間膜の上にレジスト塗布し、マスク露光し、現像する。ゲート電極と絶縁部の上のレジストだけ残る。レジストをマスクにして層間膜をRIEによってエッチングする。これによってn−領域とp型領域の上部だけを露出させる。そこが窪み62となる。ゲート電極の上と絶縁物の上の層間膜は残留している。
FIG. 10 (5): Partial removal of interlayer film A resist is coated on the interlayer film, exposed to a mask, and developed. Only the resist on the gate electrode and the insulating portion remains. The interlayer film is etched by RIE using the resist as a mask. This exposes only the tops of the n- and p-type regions. There is a
図10(6):ソース電極の生成
アルミニウムをスパッタリングして表面の全体に付ける。窪み62にもアルミニウムが回り込む。ゲートの上、絶縁部の上の層間膜の上にもアルミニウムが付く。窪み62に入り、n型領域4、p型領域56に接合した部分がソース電極7となる。n+−Si基板の裏面にはアルミニウム電極をスパッタリングによって付ける。これがドレイン電極8(D)である。
FIG. 10 (6): Generation of source electrode Aluminum is sputtered on the entire surface. Aluminum also wraps around the
同様な素子単位が幾つも左右前後に並んでいるがドレイン電極、ソース電極は共通で、それらの素子は並列接続して用いられる。ゲート電極も同様にまとめて接続されている。 A number of similar element units are arranged side by side, but the drain electrode and the source electrode are common, and these elements are used in parallel connection. Similarly, the gate electrodes are connected together.
[具体的な数値例(設計耐圧800V)]
例えば次のような数値例で本発明の素子を製造できる。図6の表記で述べる。
そのような値においてオン抵抗、オン抵抗・面積、チャンネル抵抗、空乏層の厚みなどを計算してみよう。
[Specific numerical example (design withstand voltage 800V)]
For example, the device of the present invention can be manufactured by the following numerical examples. This will be described with reference to FIG.
Let's calculate on-resistance, on-resistance / area, channel resistance, depletion layer thickness, etc. at such values.
ア.縦p柱型層(33)の横厚み f=1μm
イ.縦p柱型層(33)の不純物濃度 NA=1×1016cm−3
ウ.n型エピ層(22)の横厚み g=2μm
エ.n型エピ層(22)の不純物濃度 ND=1×1016cm−3
オ.ドリフト層の長さ(22の高さ) H= 30μm=3×10−3cm
カ.電子移動度 μe=300cm2/Vs
キ.絶縁物層の横厚み d3=4μm
ク.素子単位の横厚み dc=g+2f+d3=8μm=8×10−4cm
ケ.チップサイズ 11mm×7mm
コ.チャンネル幅 W=(チップ長さ/dc)×チップ幅
=(7mm/8μm)×11mm
=9625mm=962.5cm (29)
A. Horizontal thickness of vertical p-columnar layer (33) f = 1 μm
A. Impurity concentration of vertical p columnar layer (33) N A = 1 × 10 16 cm −3
C. Lateral thickness of n-type epi layer (22) g = 2 μm
D. Impurity concentration of n-type epilayer (22) N D = 1 × 10 16 cm −3
E. Drift layer length (height of 22) H = 30 μm = 3 × 10 −3 cm
F. Electron mobility μ e = 300 cm 2 / Vs
G. Insulation layer lateral thickness d 3 = 4 μm
H. Horizontal thickness of element unit d c = g + 2f + d 3 = 8 μm = 8 × 10 −4 cm
I. Chip size 11mm x 7mm
E. Channel width W = (chip length / d c ) × chip width
= (7mm / 8μm) x 11mm
= 9625mm = 962.5cm (29)
ドリフト層(n型エピ層22)の全断面積はW×gであり、長さ(縦方向の高さ)はH(30μm)である。 The total cross-sectional area of the drift layer (n-type epi layer 22) is W × g, and the length (height in the vertical direction) is H (30 μm).
ドリフト層全断面積S=9625mm×2μm=0.1925cm2 (30)
ドリフト層の全抵抗=H/qNDSμ=0.0324Ω=32mΩ (31)
抵抗・面積=32mΩ×0.1925cm2=6mΩcm2
(32)
である。
Drift layer total cross-sectional area S = 9625 mm × 2 μm = 0.925 cm 2 (30)
Total resistance of the drift layer = H / qN D Sμ = 0.0324Ω = 32mΩ (31)
Resistance / area = 32 mΩ × 0.1925 cm 2 = 6 mΩcm 2
(32)
It is.
公表されているCoolMOSの抵抗・面積の値は大体50mΩcm2程度である。本発明の素子はそれの大体1/10程度にオン抵抗・面積を減らすことができる。オン抵抗を減少させるという本発明の目的が達成されることがわかる。 The published value of resistance and area of CoolMOS is about 50 mΩcm 2 . The device of the present invention can reduce the on-resistance and area to about 1/10 of the device. It can be seen that the object of the present invention of reducing on-resistance is achieved.
次にチャンネル抵抗について計算しよう。
サ.ゲート酸化膜の厚み T=0.1μm=0.1×10−6m
シ.チャンネル長さ L=1μm=10−4cm
とする。全チャンネル幅は先述の計算によってW=9625mmであり長さはL=1μmだからチャンネル面積は
Sc=WL=0.09625cm2=9.625×10−6m2 (33)
である。
Next, let's calculate the channel resistance.
Sa. Gate oxide thickness T = 0.1 μm = 0.1 × 10 −6 m
Ii. Channel length L = 1μm = 10 −4 cm
And Since the total channel width is W = 9625 mm and the length is L = 1 μm according to the above calculation, the channel area is S c = WL = 0.09625 cm 2 = 9.625 × 10 −6 m 2 (33)
It is.
絶縁膜の比誘電率を4とすると、静電容量Cは、 If the dielectric constant of the insulating film is 4, the capacitance C is
C=4×8.85×10−12F/m×9.625×10−6m2/0.1×10−6m
=3400pF (34)
C = 4 × 8.85 × 10 −12 F / m × 9.625 × 10 −6 m 2 /0.1×10 −6 m
= 3400pF (34)
である。ゲート電圧をVgとし閾値電圧をVtとすると、ゲートにかかる有効な電圧はVg−Vtである。Vt=4V、Vg=10Vとすると6Vの電圧がゲート電極にかかる。ゲートは上の値の静電容量Cをもつから誘起される電荷量Qは
Q=C(Vg−Vt)=20400pC=2.04×10−8C (35)
である。
It is. When the gate voltage is V g and the threshold voltage is V t , the effective voltage applied to the gate is V g −V t . When V t = 4V and V g = 10V, a voltage of 6V is applied to the gate electrode. Since the gate has a capacitance C of the above value, the amount of charge Q induced is
Q = C (V g −V t ) = 20400 pC = 2.04 × 10 −8 C (35)
It is.
電子表面移動度をμ=300cm2/Vsとする。チャンネルに1Vの電圧を掛けたときの電流値の逆数が抵抗値である。チャンネルに1Vの電圧を掛けるとそれは1/Lの電場を生ずる。チャンネルにおいて単位長さ当たりの電荷はQ/Lによって与えられる。それは The electron surface mobility and μ = 300cm 2 / Vs. The reciprocal of the current value when a voltage of 1 V is applied to the channel is the resistance value. When a voltage of 1V is applied to the channel, it produces a 1 / L electric field. The charge per unit length in the channel is given by Q / L. that is
Q/L=2.04×10−8C/10−4cm
=2.04×10−4C・cm−1 (36)
Q / L = 2.04 × 10 −8 C / 10 −4 cm
= 2.04 × 10 −4 C · cm −1 (36)
であり、チャンネルに1Vの電圧(104V/cm)をかけると流れる電流は When a voltage of 1 V (10 4 V / cm) is applied to the channel, the current that flows is
I=(Q/L)μ(1/L)
=2.04×10−4C・cm−1×300cm2V−1s−1×104Vcm−1
=600C・s−1=600A (37)
I = (Q / L) μ (1 / L)
= 2.04 × 10 −4 C · cm −1 × 300 cm 2 V −1 s −1 × 10 4 Vcm −1
= 600C · s -1 = 600A (37)
である。つまりチャンネルの抵抗は1/600=1.7mΩとなる。充分に低い抵抗値である。あまり問題にならない。だからオン時の抵抗は殆どドリフト層(n−エピ層)の抵抗からくる。 It is. That is, the resistance of the channel is 1/600 = 1.7 mΩ. The resistance value is sufficiently low. It doesn't matter much. Therefore, most of the on-state resistance comes from the resistance of the drift layer (n-epi layer).
次に問題となるのは、オフ時の空乏層の形成である。オフ時には、pn接合9、42、40が全て逆バイアスされる。スーパージャンクション(SJ)はpnp構造の横方向に空乏層を形成するための構造である。
The next problem is the formation of a depletion layer at the off time. When off, the
縦p柱型層33の厚みはf=1μm=10−4cmである。これが全部空乏層になるために必要な電圧φpは比誘電率を8として、
The thickness of the vertical
φp=qNAf/2ε=1.6×10−19C×1016cm−3×10−8cm2/(2×8×8.85×10−14F/cm)=11V
(38)
φ p = qN A f / 2ε = 1.6 × 10 -19 C × 10 16 cm -3 × 10 -8
(38)
n型エピ層の厚みはg=2μm=2×10−4cmである。これが全部空乏層になるために必要な電圧φnは The thickness of the n-type epi layer is g = 2 μm = 2 × 10 −4 cm. The voltage φ n necessary for this all to become a depletion layer is
φn=qNDg2/2ε=1.6×10−19C×1016cm−3×4×10−8cm2/(2×8×8.85×10−14F/cm)=45V (39)
φn = qN D g 2 /2ε=1.6×10 -19 C × 10 16 cm -3 × 4 × 10 -8
である。つまり合計56Vの電圧がドレイン・ソース間に掛かっていれば、pn接合42の両側のpnp層は全て空乏層となる。この素子は200V〜800Vで使用するのを前提としている。だから常にオフ時においては縦p柱型層33もn−エピ層22も完全空乏層になっている。
It is. That is, if a total voltage of 56 V is applied between the drain and source, the pnp layers on both sides of the
そのような条件がオフ時に成り立つから、n−エピ層のドナー濃度NDを大きくできる。NDが大きいと先述のようにオン抵抗RONを小さくできる。 Since such a condition is satisfied at the time of off, thereby increasing the donor concentration N D of the n- epitaxial layer. N D is as large as possible to reduce the on-resistance R ON as described above.
1 n+−Si基板
2 n−−エピ層
3 p−型ウエル
4 n+型領域
5 ゲート絶縁層
6 ゲート電極(G)
7 ソース電極(S)
8 ドレイン電極(D)
9 pn接合
10 チャンネル
17 pn接合
18 p+層
19 pn接合
22 n型エピ層
23 縦p柱型層
24 n型エピ層
27 トレンチ
29 酸化膜
30 固体拡散層
33 p型拡散層
35 絶縁物
36 絶縁物
37 絶縁物
38 絶縁物
39 絶縁物
40 pn接合
41 nn接合
42 pn接合
43 pn接合
44 ip接合
50 酸化膜
54 レジスト
55 レジスト膜
56 p+型領域
62 窪み
1 n + -Si substrate
2 n − -epi layer
3 p - type well
4 n + type region 5
7 Source electrode (S)
8 Drain electrode (D)
9 pn junction
10 channels
17 pn junction
18 p + layer
19 pn junction
22 n-type epi layer
23 Vertical p-column type layer
24 n-type epi layer
27 Trench
29 Oxide film
30 Solid diffusion layer
33 p-type diffusion layer
35 Insulator
36 Insulator
37 Insulator
38 Insulator
39 Insulator
40 pn junction
41 nn junction
42 pn junction
43 pn junction
44 ip junction
50
Claims (17)
The n-type semiconductor device according to any one of claims 9 to 12 and the p-type semiconductor device according to any one of claims 13 to 16 are connected in series by coupling a drain and a source. A high-voltage on-vehicle power conversion semiconductor device characterized by the above.
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