JP2005301642A - 駆動電圧発生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】液晶表示パネルを交流化駆動する駆動電圧発生装置において、駆動電位発生部の回路面積を低減し、駆動電位の高精度化を図ること。
【解決手段】交流化駆動電圧のＨレベルＶＲＥＦＨ、振幅電圧ＶＲＥＭを供給し、振幅電圧をオペアンプ１００、抵抗１０１で電流ＩＲＥＦＭに変換し、トランジスタ１０２、１０３、１０４で過不足なく電流伝送するための電圧調整１０５、１０６を備え、次にトランジスタ１０７、１０８、１０９、１１０、１１１の耐圧を制御する過電圧防止部を備えることで、振幅６Ｖ〜１０Ｖであっても、５Ｖ系の低耐圧トランジスタで構成できることで小面積化し、さらに、高精度電流伝送及び、高精度な駆動電圧発生を行っている。
【選択図】図２

Description

本発明は、液晶表示パネル等の負荷を交流化駆動するための駆動電圧を制御する駆動電圧制御装置に係わり、特に駆動電圧を発生する電位設定部を耐圧の低い面積の小さなトランジスタにより構成させると同時に、駆動電圧を高精度化するための技術に関する。

従来、液晶表示パネル等の負荷を交流化駆動するための６Ｖ〜１０Ｖ程度の電圧を電流に変換し、電流として伝送することで、低消費電力化を図りながら、回路の面積を削減することでコストの増加を抑えた駆動電圧発生装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１に記載された駆動電圧発生装置を用いれば、単体の液晶表示パネルを好適に駆動することが可能である。

図９は、特許文献１に記載された駆動電圧発生装置９９９の構成例を示した図である。図９において、電圧ＶＲＥＦＨは、交流化駆動出力電圧ＶＣＯＭ電位のＨレベルであり、出力端子１１３の電位は、ＶＣＯＭ電位のＨレベル電圧ＶＲＥＦＨに対して低いレベル（以下、Ｌレベルと称することとする）である。このＶＣＯＭ電位のＨレベル及びＬレベルをバッファすることで、液晶パネルの対向電極は好適に駆動される。また、振幅電圧ＶＲＥＦＭは、ＶＣＯＭ電位のＨレベルとＬレベルの差分が設定される。

ＶＣＯＭ電位のＨレベル電圧ＶＲＥＦＨに対する、ＶＣＯＭのＬレベルである出力端子１１３の電位は、振幅電圧ＶＲＥＦＭがオペアンプ１００、帰還抵抗１０１、Ｐｃｈトランジスタ１０２の負帰還回路の構成で、電流ＩＲＥＦＭに変換される。この電流ＩＲＥＦＭが、Ｐｃｈトランジスタ１０２、Ｐｃｈトランジスタ１０４のカレントミラー回路により伝送され、Ｐｃｈトランジスタ１０４を低耐圧化するクランプトランジスタ９０１を通じて、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０に伝送される。

次に、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０とＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１１のカレントミラー回路により、電流ＩＲＥＦＭが伝送され、１１３には、ＶＣＯＭのＨレベル電圧のＶＲＥＦＨから抵抗１１２と電流値の積だけ下がった電圧が得られ、ＶＣＯＭのＬの電位１１３が決定される。

このとき、振幅レベルが６Ｖ〜１０Ｖという大振幅であっても、電流として伝送することで、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０とＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１１が高耐圧トランジスタである以外は、低耐圧トランジスタで構成することができ、その結果、回路全体を小面積で構成することが出来る。ここで、ＡＶＤＤは、正の電源電圧であり、ＮＡＶＤＤは、負の電源電圧、ＶＳＳはグランド（＝０Ｖ）である。

また、図９で説明した、正の電圧を与えて、与えられた振幅電圧分だけ低い電圧を発生させるような回路の構成として、オペアンプを用いた加減算回路がある。

図３は、そのような加減算回路の一構成例である。オペアンプ３０５の非反転入力端子に抵抗３０２を介してＶＣＯＭＨレベル電圧のＶＲＥＦＨ電圧を入力し、オペアンプ３０５の反転入力端子に抵抗３０１を介して、ＶＣＯＭ振幅電圧のＶＲＥＦＭを入力し、抵抗３０１、抵抗３０２、抵抗３０３、抵抗３０４の値をすべて等しい値の１００ＫΩとすれば、ＶＣＯＭＬの電位１１３をＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨから振幅電圧ＶＲＥＦＭ分低い電圧に決定できる。このようにＶＣＯＭ回路を構成すれば、液晶パネルの対向電極は好適に駆動される。
特開２００３−２１６２５６号公報

図９の構成において、Ｐｃｈトランジスタ１０２、Ｐｃｈトランジスタ１０４のカレントミラー回路により伝送する際に、伝送される電流値がずれてはならない。伝送電流のずれは、振幅のずれとなるためである。Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０とＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１１のカレントミラー回路も同様である。

図３の構成では、振幅の電圧が、液晶パネルによって、６Ｖ〜１０Ｖ程度必要な場合があり、このときオペアンプ３０５は１０Ｖ以上の耐圧を有する高耐圧トランジスタで構成しなければならない。耐圧が５Ｖの低耐圧トランジスタと、１０Ｖの高耐圧トランジスタの面積を比較すると、トランジスタ１つあたり、約４倍のサイズが必要となる。オペアンプ３０５は、３０個のトランジスタで構成されているとすると、１２０倍程度の面積増加となる。

従って、本発明は、液晶表示パネルを交流化駆動する駆動電圧発生装置において、駆動電圧を発生する電位発生部を耐圧の低い面積の小さなトランジスタで構成した回路面積の小さい、振幅電圧のずれない駆動電圧発生装置を提供することを目的とする。

本発明の第１の特徴を有する駆動電圧発生装置は、負荷を交流化駆動するための駆動電圧を発生する駆動電圧発生装置であって、H側の駆動電圧及び、振幅電圧を供給し、前記H側の駆動電圧から前記振幅電圧分下がったL側の駆動電圧を発生するために、負帰還回路に可変抵抗を備え、前記振幅電圧を電流に変換するオペアンプを備え、前記電流を第１の低耐圧カレントミラー回路で伝送し、前記第１の低耐圧カレントミラー回路のドレイン電圧を安定化させる電圧調整部を備え、第１の高耐圧カレントミラーで折り返し、前記第１の高耐圧カレントミラーの出力側トランジスタと前記H側の駆動電圧は抵抗を介して接続される構成である。

また、本発明の第１の特徴を有する電圧駆動制御装置において、前記第１の高耐圧カレントミラーにおいて、過電圧防止制御部を備え、前記第１の高耐圧カレントミラーを第２の低耐圧カレントミラーで構成することも好ましい。

さらに、前記過電圧防止制御部であって、前記第２の低耐圧カレントミラーを低耐圧トランジスタの耐圧範囲内に収まるように制御するクランプトランジスタを備え、前記クランプトランジスタのしきい値電圧に等しいクランプ電圧を選択するためのクランプレベル制御部を備え、前記クランプレベル制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択し、前記クランプ電圧を前記クランプトランジスタのゲートに供給することで前記第２の低耐圧カレントミラーへの過電圧を防止することも好ましい。

また、前記電圧調整部であって、振幅基準電圧を所定の電圧に選択するための振幅基準電圧制御部を備え、前記振幅基準電圧制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、前記振幅基準電圧として、所定の電圧を選択し、前記振幅基準電圧に等しい、しきい値電圧のトランジスタを選択する基準電圧選択部を備え、前記オペアンプの非反転入力に、前記振幅基準電圧を入力しても良い。

また、前記電圧制御部であって、振幅基準電圧を所定の電圧に選択するための振幅基準電圧制御部を備え、前記振幅基準電圧制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択し、前記第１の低耐圧カレントミラーのドレイン電圧を前記振幅基準電圧に等しくするように制御する制御トランジスタを備え、前記振幅基準電圧から制御トランジスタのしきい値電圧分低い電圧を前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択するクランプ電圧制御部を備え、前記クランプ電圧制御部で選択した電圧を前記制御トランジスタのゲートに供給し、前記オペアンプの非反転入力に、前記振幅基準電圧を入力しても良い。

また、請求項１に記載の電圧調整部であって、振幅基準電圧を所定の電圧に選択するための振幅基準電圧制御部を備え、前記振幅基準電圧制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択し、前記第１の低耐圧カレントミラーのドレイン電圧を前記振幅電圧に等しくするようなしきい値電圧を持つトランジスタを備え、前記トランジスタのドレインは抵抗を介してグランドに接続し、前記トランジスタとカレントミラーを構成する、トランジスタを備えても良い。

このように構成すれば、振幅電圧に依存することなく、低耐圧トランジスタで構成でき、高精度な交流化電圧を発生することが可能である。

本発明の駆動電圧発生装置によれば、電位発生部を耐圧の低いトランジスタで構成することが可能となる。従って、駆動電圧制御装置の回路面積を小さくすることが可能である。また、低耐圧トランジスタのドレイン電圧を制御し、電流の伝送精度を向上させることで、対向電極発生電位の高精度化を図ることも可能である。

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１について、図１、図５、図６および図７を用いて説明する。

図１は、実施の形態１における駆動電圧発生装置１９９の構成を示す図である。以下では、図面を参照しながら本発明の詳細について説明する。

図１に示すように、本実施形態の液晶パネル負荷を交流化駆動するための駆動電圧発生装置１９９は、ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨを印加し、そして、振幅電圧ＶＲＥＦＭを印加し、ＶＣＯＭのＬレベル電圧１１３に（ＶＣＯＭのＨレベル電圧）−（振幅電圧ＶＲＥＦＭ）という電圧を発生するものである。

この動作を説明する。振幅電圧ＶＲＥＦＭをオペアンプ１００の非反転入力に入力し、電圧−電流変換の負帰還回路構成をなす抵抗１０１とＰｃｈトランジスタ１０２から、振幅電圧ＶＲＥＦＭは、次の電流ＩＲＥＦＭに変換される。ＩＲＥＦＭ＝（振幅電圧ＶＲＥＦＭ）／（抵抗１０１の抵抗値）；（式１）
次に、Ｐｃｈトランジスタ１０２、Ｐｃｈトランジスタ１０３、Ｐｃｈトランジスタ１０４はカレントミラーの構成であるから、それぞれのトランジスタに、（式１）で得られた電流ＩＲＥＦＭが流れる。そして、図４に示した、トランジスタの電流特性におけるドレイン依存性を緩和するため、Ｐｃｈトランジスタ１０３、Ｐｃｈトランジスタ１０４のドレイン電圧が、振幅電圧ＶＲＥＦＭに等しくなるように制御するための電圧調整部１０５、電圧調整部１０６を備える。

電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の効果で、Ｐｃｈトランジスタ１０２で発生した電流ＩＲＥＦＭを過不足なく、Ｐｃｈトランジスタ１０２、Ｐｃｈトランジスタ１０３に伝送できる。

さらに、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１１は、カレントミラー回路の構成であるから、電流ＩＲＥＦＭがＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１１に伝送され、ＶＣＯＭのＬレベル電圧１１３には、次の式で表される電位が出力される。（ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨ）−（電流ＩＲＥＦＭ×抵抗１１２の抵抗値）；（式２）という電圧を得る。

さらに、（式２）に（式１）を適用すると、１１３の電位は、（ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨ）−（振幅電圧ＶＲＥＦＭ）×（抵抗１１２の抵抗値）／（抵抗１０１の抵抗値）；（式３）となる。

（式３）は、１１３の電圧の精度が極めて高精度化されたことを表している。なぜなら、ＶＣＯＭのＬレベル電位は、ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨと振幅電圧ＶＲＥＦＭを供給すると、抵抗１１２と抵抗１０１の比のみで決まるからである。

ＬＳＩの製造プロセス上で、トランジスタや抵抗は、絶対精度に対して、相対精度がすこぶる良いことが知られ、本実施の形態では、抵抗１１２と抵抗１０１の相対精度のみで、１１３の電圧を構成できることで、高精度化を図ることができている。

しかし、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０とＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１１で構成するカレントミラーにもドレイン依存性はある。本実施の形態では、低電圧カレントミラー構成とすることで、ドレイン電圧依存性を緩和している。

これは、電流ＩＲＥＦＭをトランジスタのＬ長が４倍程度のＮｃｈ高耐圧トランジスタ１０７に流して、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１０８、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１０９が飽和領域に入る電圧１６０を発生する。

そして、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１０８、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１０９のゲート電圧の電圧１６０を供給することで、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１１のドレイン電圧を等しい電圧に安定化させて、さらに、よく知られるカスコードカレントミラーでは、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１０８とＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１０のしきい値電圧分のおよそ２Ｖ程度が必要なことに対して、本実施の形態では、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１０８のピンチオフ電圧とＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１０のしきい値電圧分の１．２Ｖ程度で構成できる。これは、液晶パネルによって、振幅電圧ＶＲＥＦＭが、２Ｖ〜１０Ｖ程度まで異なる場合があり、振幅電圧は、２Ｖという低電圧から１０Ｖという高電圧まで、誤差なく、発生することができ、液晶表示時にコントラストや輝度に影響を及ぼし、本実施の形態では、より高画質化に寄与できる。

また、本実施の形態では、低電圧カスコードカレントミラーで構成したが、ＶＣＯＭのＬレベル電圧の精度が比較的緩い場合や、振幅電圧が小さい場合には、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１１は、カレントミラーやカスコードカレントミラーを適用して、精度を落として、小面積化しても何ら問題ない。

次に、本発明の実施の形態１における電圧調整部１０５、電圧調整部１０６について説明する。

図５は、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の構成図である。以下に図面を参照しながら説明する。図５に示すように、図１のＰｃｈトランジスタ１０３、Ｐｃｈトランジスタ１０４のドレイン電圧をＰｃｈトランジスタ１０２のドレイン電圧に等しくなるように制御するものである。

この動作を説明する。振幅電圧ＶＲＥＦＭを抵抗分圧し、振幅基準電圧ＶＲＥＦＲを作り出す。このとき、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲを任意に設定し、所望の電圧（本実施の形態では、ＶＲＥＦＭ／２）を選択する、振幅基準電圧制御部５０３を備えている。

次に、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲに等しいしきい値電圧をもつＰｃｈトランジスタを５０１＿１〜５０１＿Ｍの中から選択する。このとき、振幅基準電圧ＶＲＥＦＲは、液晶パネルに応じて、任意に設定できるようにしておくため、しきい値電圧の異なるＰｃｈトランジスタをＭ個、５０１＿１〜５０１＿Ｍまで用意しておき、なおかつ、振幅基準電圧に応じて、適切なＰｃｈトランジスタを選ぶような、選択機能を振幅基準電圧制御部５０３は備えている。

例えば、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿１のしきい値電圧を０．３Ｖとし、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿２のしきい値電圧を０．４Ｖとし、以下同様にして、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿Ｍのしきい値電圧を０．３＋０．１×（Ｍ−１）Ｖとなるように準備しておく。なお、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿１〜５０１＿Ｍのゲート電圧はＶＳＳ（０Ｖ）とし、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿１〜５０１＿Ｍのドレイン電圧は、ほぼそれ自身のしきい値電圧を出力する構成となる。また、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿１からＰｃｈトランジスタ５０１＿Ｍのしきい値電圧の用意の仕方は、０．１Ｖ刻みで配列させる場合に限ったことではない。Ｍ種類のしきい値電圧を準備しておくのであって、本実施の形態は、その一例に過ぎない。

いま、振幅電圧ＶＲＥＦＭ＝６．０Ｖ、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲ＝３．０Ｖとすると、振幅基準電圧制御部５０３は信号Ｓａを発生させ、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿２８を選択するためのスイッチ５０１Ｓを選択し、そして、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿２８を選択する。ここで、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の入力は、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿２８のソース電圧となり、出力はＰｃｈトランジスタ５０１＿２８のドレイン電圧となる。

さらに、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿２８のソース電圧は、ほぼ、ゲート電圧からしきい値電圧分低い値となる。いま、Ｐｃｈトランジスタ５０１＿２８のしきい値電圧は、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲに等しい。

このとき、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の入力電圧１５０、１５１は、ともに振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲとなり、図１のＰｃｈトランジスタ１０２、１０３、１０４のドレイン電圧をすべて等しい電圧に安定化させることで、電流ＩＲＥＦＭを過不足なく、カレントミラー動作できるようになる。

なお、図５の電圧調整部１０５を図１の駆動電圧発生装置に、適用する際には、図１のオペアンプ１００の非反転入力には、ＶＲＥＦＭＲ振幅基準電圧を入力し、抵抗１０１の抵抗値を１／２とする。

このとき、ＶＣＯＭのＬ側電圧１１３は、以下のようになる。（ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨ）−（振幅電圧基準ＶＲＥＦＭＲ）×（抵抗１１２の抵抗値）／（抵抗１０１の抵抗値）；（式４）
振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲは、振幅電圧ＶＲＥＦＭの１／２であること、抵抗１０１の抵抗値が１／２であることから、（式３）と（式４）は等しく、ＶＣＯＭのＬ側電位１１３は、所定の電圧が得られる。

さらに、本発明の実施の形態１における電圧調整部１０５、電圧調整部１０６について説明する。

図６は、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の構成図である。図面を参照しながら説明でする。図６に示すように、図１のＰｃｈトランジスタ１０３、Ｐｃｈトランジスタ１０４のドレイン電圧をＰｃｈトランジスタ１０２のドレイン電圧、ＶＲＥＦＭに等しくなるように制御するものである。

この動作を説明する。振幅電圧ＶＲＥＦＭを抵抗分圧し、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲを作り出す。このとき、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲを任意に設定し、所望の電圧（本実施の形態では、ＶＲＥＦＭ／２）を選択する、振幅基準電圧制御部６０１を備えている。

また、振幅基準電圧制御部６０１は、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲからＰｃｈトランジスタ６０３のしきい値電圧分低い電圧ＶＲＥＦＭＣを選択する機能を備えている。

ここで、Ｐｃｈトランジスタ６０３のしきい値電圧が１．０Ｖ、ＶＲＥＦＭ＝６．０Ｖ、ＶＲＥＦＭＲ＝３．０Ｖであるとする。

このとき、振幅基準電圧制御部６０１は、振幅電圧ＶＲＥＦＭをＭ分割した電圧、例えばＭ＝６０とすると、６０２部にグランドレベルから２０番目のスイッチを選択するような信号Ｓｂを送り、電圧ＶＲＥＦＭＣは、振幅電圧ＶＲＥＦＭ×（２０／６０）＝２．０Ｖとなる。

この電圧ＶＲＥＦＭＣは、Ｐｃｈトランジスタ６０３のゲート電圧に送られ、Ｐｃｈトランジスタ６０３のソース電圧は、およそ、（電圧ＶＲＥＦＭＣ＋Ｐｃｈトランジスタ６０３のしきい値電圧）となる。

ここで、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の入力は、Ｐｃｈトランジスタ６０３のソースであり、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の出力は、Ｐｃｈトランジスタ６０３のドレインである。このとき、電圧ＶＲＦＦＭＣは、（振幅基準電圧−Ｐｃｈトランジスタ６０３のしきい値電圧）である。ゆえに、Ｐｃｈトランジスタ６０３のソース電圧には、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲとなる。

このとき、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の入力電圧１５０、１５１は、ともに、Ｐｃｈトランジスタ６０３のソース電圧である、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲとなり、図１のＰｃｈトランジスタ１０２、１０３、１０４のドレイン電圧をすべて等しい電圧に安定化させることで、電流ＩＲＥＦＭを過不足なく、カレントミラー動作できるようになる。

なお、図６の電圧調整部１０５を図１の駆動電圧発生装置に、適用する際には、図１のオペアンプ１００の非反転入力には、ＶＲＥＦＭＲ振幅基準電圧を入力し、抵抗１０１の抵抗値を１／２とする。

このとき、ＶＯＭのＬ側電圧１１３は、以下のようになる。ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨ）−（振幅電圧基準ＶＲＥＦＭＲ）×（抵抗１１２の抵抗値）／（抵抗１０１の抵抗値）；（式５）
振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲは、振幅電圧ＶＲＥＦＭの１／２であること、抵抗１０１の抵抗値が１／２であることから、（式３）と（式５）は等しく、ＶＣＯＭのＬ側電位１１３は、所定の電圧が得られる。

さらに、本発明の実施の形態１における電圧調整部１０５、電圧調整部１０６について説明する。

図７は、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の構成図である。以下では、図面を参照しながら本発明の詳細について説明する。

図７に示すように、図１のＰｃｈトランジスタ１０３、Ｐｃｈトランジスタ１０４のドレイン電圧をＰｃｈトランジスタ１０２のドレイン電圧に等しくなるように制御するものである。

この動作を説明する。振幅電圧ＶＲＥＦＭを抵抗分圧し、振幅基準電圧ＶＲＥＦＲを作り出す。このとき、振幅基準電圧を任意に設定し、所望の電圧（本実施の形態では、ＶＲＥＦＭ／２）を選択する、振幅基準電圧制御部７０１を備えている。

次に、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲをＰｃｈトランジスタ７０３のソースに接続し、ゲート、ドレインは、抵抗７０２を介して、ＶＳＳ（＝０Ｖ）に接続する。

そして、Ｐｃｈトランジスタ７０３のゲート電位をＰｃｈトランジスタ７０４のゲート電位に供給し、Ｐｃｈトランジスタ７０４のソースを本電圧調整部の入力、Ｐｃｈトランジスタ７０４のドレインを本電圧調整部出力とする、という構成である。

ここで、Ｐｃｈトランジスタ７０３及び、Ｐｃｈトランジスタ７０４のしきい値電圧は等しいものとし、抵抗７０２を１ＭｅｇΩであるとする。

このとき、Ｐｃｈトランジスタ７０３のゲート電圧は、ほぼ、振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲからしきい値電圧分下がった値となる。

次に、Ｐｃｈトランジスタ７０３のゲート電圧は、Ｐｃｈトランジスタ７０４のゲート電圧に等しいので、Ｐｃｈトランジスタ７０４のドレイン電圧、すなわち、本電圧調整部の入力電圧は、Ｐｃｈトランジスタ７０４のゲート電圧からしきい値電圧分高い値のＶＲＥＦＭＲとなる。

このとき、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の入力電圧１５０、１５１は、ともに振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲとなり、図１のトランジスタＰｃｈ１０２、１０３、１０４のドレイン電圧をすべて等しい電圧に安定化させることで、電流ＩＲＥＦＭを過不足なく、カレントミラー動作できるようになる。

なお、図６の電圧調整部１０５を図１の駆動電圧発生装置に、適用する際には、図１のオペアンプ１００の非反転入力には、ＶＲＥＦＭＲ振幅基準電圧を入力し、抵抗１０１の抵抗値を１／２とする。

このとき、ＶＯＭのＬ側電圧１１３は、以下のようになる。（ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨ）−（振幅電圧基準ＶＲＥＦＭＲ）×（抵抗１１２の抵抗値）／（抵抗１０１の抵抗値）；（式６）
振幅基準電圧ＶＲＥＦＭＲは、振幅電圧ＶＲＥＦＭの１／２であること、抵抗１０１の抵抗値が１／２であることから、（式３）と（式６）は等しく、ＶＣＯＭのＬ側電位１１３は、所定の電圧が得られる。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２について、図１、図５、図６、図７および図８を用いて説明する。

図２は、実施の形態２における駆動電圧発生装置２９９の構成を示す図である。図面を参照しながら説明する。

図２に示すように、本実施形態の液晶パネル負荷を交流化駆動するための駆動電圧を発生させるために、ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨを印加し、そして、振幅電圧ＶＲＥＦＭを印加し、ＶＣＯＭのＬレベル電圧１１３から（ＶＣＯＭのＨレベル電圧）−（振幅電圧ＶＲＥＦＭ）という電圧を発生するものである。

この動作を説明する。振幅電圧ＶＲＥＦＭをオペアンプ１００の非反転入力に入力し、電圧−電流変換の負帰還回路構成をなす抵抗１０１とＰｃｈトランジスタ１０２から次の電流ＩＲＥＦＭに変化される。電流ＩＲＥＦＭ＝（振幅電圧ＶＲＥＦＭ）／（抵抗１０１の抵抗値）；（式７）
次に、Ｐｃｈトランジスタ１０２、Ｐｃｈトランジスタ１０３、Ｐｃｈトランジスタ１０４はカレントミラーの構成であるから、それぞれのＰｃｈトランジスタに、（式７）で得られた電流ＩＲＥＦＭが流れる。そして、図４に示した、トランジスタの電流特性におけるドレイン依存性を緩和するため、Ｐｃｈトランジスタ１０３、Ｐｃｈトランジスタ１０４のドレイン電圧が、振幅電圧ＶＲＥＦＭに等しくなるように制御する、電圧調整部１０５、電圧調整部１０６を備える。

電圧調整部１０５、電圧調整部１０６の効果で、Ｐｃｈトランジスタ１０２で発生した電流ＩＲＥＦＭを過不足なく、Ｐｃｈトランジスタ１０２、Ｐｃｈトランジスタ１０３に伝送できる。

さらに、Ｎｃｈトランジスタ２１５、Ｎｃｈトランジスタ２１６は、カレントミラー回路の構成である。次に、Ｎｃｈトランジスタ２０７、Ｎｃｈトランジスタ２０８、Ｎｃｈトランジスタ２０９、Ｎｃｈトランジスタ２１５、Ｎｃｈトランジスタ２１６に、５Ｖ以上の電圧がかかるのを防止するため、過電圧防止部２０１、過電圧防止部２０２、過電圧防止部２０３を備えている。

以上のような構成によれば、Ｎｃｈトランジスタ２０７、Ｎｃｈトランジスタ２０８、Ｎｃｈトランジスタ２０９、Ｎｃｈトランジスタ２１５、Ｎｃｈトランジスタ２１６を低耐圧トランジスタで構成でき、さらに、Ｎｃｈトランジスタ２０７に電流ＩＲＥＦＭを流して、Ｎｃｈトランジスタ２０８、Ｎｃｈトランジスタ２０９のゲート電位を発生し、Ｎｃｈトランジスタ２１５、Ｎｃｈトランジスタ２１６のドレイン電圧は、電圧２１２からＮｃｈトランジスタ２０８またはＮｃｈトランジスタ２０９のしきい値電圧分低い電圧に安定化され、電流ＩＲＥＦＭを過不足なく伝達できる、よく知られる低電圧カスコードカレントミラーの形を構成する。

そして、電流ＩＲＥＦＭがＮｃｈトランジスタ２１６に伝送され、ＶＣＯＭのＬレベル電圧１１３には、以下のような電圧が得られる。（ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨ）−（電流ＩＲＥＦＭ×抵抗１１２の抵抗値）；（式８）
さらに、（式８）に（式７）を適用すると、以下のようになる。（ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨ）−（振幅電圧ＶＲＥＦＭ）×（抵抗１１２の抵抗値）／（抵抗１０１の抵抗値）；（式９）
（式９）は、１１３の電圧の精度が極めて高精度化されたことを表している。それは、ＶＣＯＭのＨレベル電圧ＶＲＥＦＨと振幅電圧ＶＲＥＦＭを供給すると、抵抗１１２と抵抗１０１の比のみで決まるからである。

ＬＳＩの製造プロセスにおいて、トランジスタや抵抗は、絶対精度に対して、相対精度がすこぶる良いことが知られ、本実施の形態では、抵抗１１２と抵抗１０１の相対精度のみで、１１３の電圧を構成できることで、高精度化を図ることができている。

加えて、本実施の形態では、振幅レベル１０Ｖを発生するための回路をすべて５Ｖ系の低耐圧トランジスタで構成することで、小面積化と高速化が可能になった。

これは、従来の例である図４では、トランジスタ３０個程度が１０Ｖ系の高耐圧トランジスタで構成されている。また、図１でも、Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ１１０とＮｃｈ高耐圧トランジスタ１１１は高耐圧トランジスタである。

理論的に、５Ｖ耐圧と１０Ｖ耐圧では、トランジスタ１つあたり、面積は４倍、寄生容量、及び寄生抵抗が、２〜３倍となる。

本実施の形態を適用することで、面積を図４に対しては、１２０倍程度削減することが可能であり、さらに、寄生容量、寄生抵抗の削減効果に伴って、駆動電圧発生装置２９９の応答速度の向上となる。

次に、本発明の実施の形態２における電圧調整部１０５、電圧調整部１０６について説明する。

電圧調整部１０５、電圧調整部１０６については、実施の形態１に示した通り、図５の電圧調整回路５９９、図６の電圧調整回路６９９、図７の電圧調整回路７９９のいずれも適応することができる。

さらに、発明の実施の形態２における過電圧防止部２０１、過電圧防止部２０２、過電圧防止部２０３について説明する。

図８は、過電圧防止部２０１、過電圧防止部２０２、過電圧防止部２０３の構成図である。図面を参照しながら説明する。図８に示すように、図２のＮｃｈトランジスタ２０７、Ｎｃｈトランジスタ２０８、Ｎｃｈトランジスタ２０９のドレイン電圧を０Ｖ以下になるように制御し、ソース−ドレイン間の電位差を５Ｖ以下とすることで、低耐圧化を可能にするものである。

この動作を説明する。振幅電圧ＶＲＥＦＭを抵抗分圧し、過電圧防止電圧ＶＲＥＦＭＣＮを作り出す。このとき、過電圧防止電圧ＶＲＥＦＭＣは、振幅電圧ＶＲＥＦＭとグランド（＝０Ｖ）でＮ分割された電圧の中から選択し、Ｎｃｈトランジスタ８０３のしきい値電圧に等しい電圧を選択する、クランプレベル制御部８０１を備えている。

次に、過電圧防止電圧ＶＲＥＦＭＣＮをＮｃｈトランジスタ８０３のゲートに接続し、ドレインを過電圧防止装置の入力とし、ソースを過電圧防止装置の出力とする構成である。

ここで、Ｎｃｈトランジスタ８０３のしきい値電圧を１．０Ｖとする。このとき、クランプレベル制御部８０１は、振幅電圧ＶＲＥＦＭとグランド（＝０Ｖ）の間のＮ分割された電圧の中から選択することができる。

いま、ＶＲＥＦＭ＝６．０Ｖ、分割数Ｎ＝６０とするとき、グランドレベルから１０番目の電圧を選択すると、過電圧防止電圧ＶＲＥＦＭＣＮは、１Ｖとなる。

そして、Ｎｃｈトランジスタ８０３のゲート電圧は、過電圧防止電圧ＶＲＥＦＭＣＮが供給されているから、ソース電圧は、およそ、ゲート電圧から、しきい値電圧低い値となる。

このとき、Ｎｃｈトランジスタ８０３のソース電圧は０Ｖとなる。これは、過電圧防止装置２０１、過電圧防止装置２０２、過電圧防止装置２０３の出力を０Ｖとできたことを示す。

そして、Ｎｃｈトランジスタ２０７、Ｎｃｈトランジスタ２０８、Ｎｃｈトランジスタ２０９のドレイン電圧を０Ｖ以下とすることで、低耐圧化を可能とする。

また、本実施の形態のＮ分割は、等分割する必要はなく、あらかじめ、Ｎｃｈトランジスタ８０３のしきい値電圧付近の値を集中的に用意しておく構成でも同様に適用できる。

また、トランジスタのしきい値電圧は、ＬＳＩの製造プロセス上、バラつきやすく、Ｎｃｈトランジスタ８０３も例外ではない。こういった場合、しきい値電圧のずれ分を含めて、Ｎｃｈトランジスタ８０３のドレイン電圧が０Ｖになるように、半導体製造後のＮｃｈトランジスタ８０３のしきい値電圧に合わせて、クランプレベル制御部８０１が過電圧防止電圧ＶＲＥＦＭＣＮに等しいレベルを選択することで、ＬＳＩの製造プロセス上のバラつきにも強い構成となっている。

本発明の駆動電圧発生装置によれば、駆動電圧発生部を耐圧の低い面積が小さいトランジスタで構成することで、駆動電圧発生装置の回路面積を小さくすることが可能であり、また、駆動電圧を高精度化できることで、液晶表示パネルを交流化駆動する駆動電圧発生装置として有用である。

実施の形態１の駆動電圧発生装置の構成図 実施の形態２の駆動電圧発生装置の構成図 従来の駆動電圧発生装置の構成図 トランジスタのドレイン依存性の例を示す模式図 実施の形態１および実施の形態２における電圧調整部の構成図 実施の形態１および実施の形態２における電圧調整部の構成図 実施の形態１および実施の形態２における電圧調整部の構成図 実施の形態２における過電圧防止部の構成図 従来の駆動電圧発生装置の構成図

符号の説明

ＶＲＥＦＨ ＶＣＯＭのＨレベル電圧
ＶＲＥＦＭ 振幅電圧
ＡＶＤＤ 正の電源電圧
ＮＡＶＤＤ 負の電源電圧
ＶＳＳ グランド（＝０Ｖ）
１００ オペアンプ
１０１ 抵抗
１０２、１０３、１０４ Ｐｃｈトランジスタ
１０５、１０６ 電圧調整部
１０７、１０８、１０９、１１０、１１１ Ｎｃｈ高耐圧トランジスタ
１１２ 抵抗
１１３ ＶＣＯＭのＬレベル出力端子
１９９ 駆動電圧発生装置
２０１、２０２、２０３ 過電圧防止部
２０７、２０８、２０９、２１５、２１６ Ｎｃｈトランジスタ
２９９ 駆動電圧発生装置
３０１、３０２、３０３、３０４ 帰還抵抗
３０５ オペアンプ
３９９ 駆動電圧発生装置
ＩＤ１、ＩＤ２ ドレイン電流
ＶＤ１、ＶＤ２ ドレイン電圧
５０１ ラダー抵抗
５０２ スイッチ
５０３ 振幅基準電圧制御部
Ｓａ、Ｓ５０１ 選択スイッチ制御信号
ＶＲＥＦＭＲ 振幅基準電圧
５０１＿Ｓ 選択スイッチ
５０１＿１〜５０１＿Ｍ Ｐｃｈトランジスタ
５９９ 電圧調整部
６０１ 振幅基準電圧制御部
６０２ 選択スイッチ
Ｓｂ 選択スイッチ制御信号
６０３ Ｐｃｈトランジスタ
６９９ 電圧調整部
７０１ 振幅基準電圧制御部
７０２ 抵抗
７０３、７０４ Ｐｃｈトランジスタ
７９９ 電圧調整部
８０１ クランプレベル制御部
８０２ 選択スイッチ
８０３ Ｎｃｈトランジスタ
Ｓｃ 選択スイッチ制御信号
８９９ 過電圧防止部
９０１ クランプトランジスタ
９９９ 駆動電圧発生装置

Claims (6)

1. 負荷を交流化駆動するための駆動電圧を発生する駆動電圧発生装置であって、
   H側の駆動電圧及び、振幅電圧を供給し、
   前記H側の駆動電圧から前記振幅電圧分下がったL側の駆動電圧を発生するために、
   負帰還回路に可変抵抗を備え、前記振幅電圧を電流に変換するオペアンプを備え、
   前記電流を第１の低耐圧カレントミラー回路で伝送し、
   前記第１の低耐圧カレントミラー回路のドレイン電圧を安定化させる電圧調整部を備え、
   第１の高耐圧カレントミラーで折り返し、
   前記第１の高耐圧カレントミラーの出力側トランジスタと
   前記H側の駆動電圧は抵抗を介して接続される構成とし、
   前記振幅電圧に依存することなく、
   前記L側電圧に所定の電圧を出力することを特徴とする駆動電圧発生装置。
2. 前記第１の高耐圧カレントミラーにおいて、
   過電圧防止制御部を備え、
   前記第１の高耐圧カレントミラーを第２の低耐圧カレントミラーで構成することを特徴とする、
   請求項１に記載の駆動電圧発生装置。
3. 前記過電圧防止制御部において、
   前記第２の低耐圧カレントミラーを
   低耐圧トランジスタの耐圧範囲内に収まるように制御するクランプトランジスタを備え、
   前記クランプトランジスタのしきい値電圧に等しいクランプ電圧を選択するためのクランプレベル制御部を備え、
   前記クランプレベル制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択し、
   前記クランプ電圧を前記クランプトランジスタのゲートに供給することで前記第２の低耐圧カレントミラーへの過電圧を防止することを特徴とする、
   請求項２に記載の駆動電圧発生装置。
4. 前記電圧調整部において、
   振幅基準電圧を所定の電圧に選択するための振幅基準電圧制御部を備え、
   前記振幅基準電圧制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、前記振幅基準電圧として、所定の電圧を選択し、
   前記振幅基準電圧に等しい、しきい値電圧のトランジスタを選択する基準電圧選択部を備え、
   前記オペアンプの非反転入力に、前記振幅基準電圧を入力することを特徴とする、
   請求項１に記載の駆動電圧発生装置。
5. 前記電圧制御部において、
   振幅基準電圧を所定の電圧に選択するための振幅基準電圧制御部を備え、
   前記振幅基準電圧制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択し、
   前記第１の低耐圧カレントミラーのドレイン電圧を前記振幅基準電圧に等しくするように制御する制御トランジスタを備え、
   前記振幅基準電圧から制御トランジスタのしきい値電圧分低い電圧を前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択するクランプ電圧制御部を備え、
   前記クランプ電圧制御部で選択した電圧を前記制御トランジスタのゲートに供給し、
   前記オペアンプの非反転入力に、前記振幅基準電圧を入力することを特徴とする、
   請求項１に記載の駆動電圧発生装置。
6. 前記電圧調整部において、
   振幅基準電圧を所定の電圧に選択するための振幅基準電圧制御部を備え、
   前記振幅基準電圧制御部は、前記振幅電圧とグランドの間に抵抗を接続し、分圧される電圧の中から、所定の電圧を選択し、
   前記第１の低耐圧カレントミラーのドレイン電圧を前記振幅電圧に等しくするようなしきい値電圧を持つトランジスタを備え、
   前記トランジスタのドレインは抵抗を介してグランドに接続し、
   前記トランジスタとカレントミラーを構成する、トランジスタを備えたことを特徴とする、
   請求項１に記載の駆動電圧発生装置。

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