JP2005295428A

JP2005295428A - 超伝導バンドパスフィルタ回路

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Publication number: JP2005295428A
Application number: JP2004110854A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Sato; 寿志佐藤
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2004-04-05
Filing date: 2004-04-05
Publication date: 2005-10-20

Abstract

【課題】入力交流電力に対する非線形効果が小さい超伝導バンドパスフィルタ回路を実現する。
【解決手段】中心周波数ｆ₁ と通過帯域幅ｂ₁ とを有する超伝導バンドパスフィルタ１３と、中心周波数ｆ₂ と通過帯域幅ｂ₂ とを有する超伝導バンドパスフィルタ１６とを備える。中心周波数ｆ₁ と中心周波数ｆ₂ との差の絶対値は、通過帯域幅ｂ₁ と通過帯域幅ｂ₂ との和の１／２より小さく、かつ通過帯域幅ｂ₁ と通過帯域幅ｂ₂ とのうちいずれか小さい方の１／２より大きく設定されている。通過帯域幅ｂ₁ と通過帯域幅ｂ₂ とは、フィルタ１３の通過帯域とフィルタ１６の通過帯域との重なりの帯域幅よりも大きい。
【選択図】図１

Description

本発明は、超伝導体を用いた超伝導バンドパスフィルタ回路に関するものである。

超伝導体を用いた超伝導バンドパスフィルタ回路は、損失が低いことを利点として、実用化が進んでいる（例えば、非特許文献１参照）。ところが、超伝導体は非超伝導金属に比べて複素伝導度の非線形性が著しく大きいため、超伝導部分を通過する交流電力が大きい場合、この超伝導部分での複素伝導度の非線形効果が回路特性の劣化を招く。この非線形効果には、超伝導部分の表面抵抗の増大と、超伝導部分からの高調波と相互変調波との発生が含まれる（例えば、非特許文献２参照）。特に、複素伝導度の非線形性のために発生する相互変調波の強度は、バンドパスフィルタの通過帯域幅を小さくすると、急激に増大する（例えば、非特許文献３、４参照）。このため、通過帯域幅の小さな超伝導バンドパスフィルタ回路は、通過帯域幅の大きな同種回路に比べて、入力可能な交流電力の上限値が著しく小さくなるという問題点があった。

このような超伝導バンドパスフィルタ回路は、図５に示すように、入力端子４１と超伝導バンドパスフィルタ４３と出力端子４５とから構成される。超伝導バンドパスフィルタ４３の入力ポート４２は回路全体の入力端子４１に接続され、フィルタ４３の出力ポート４４は回路全体の出力端子４５に接続されている。超伝導バンドパスフィルタ４３の通過特性は、図６中の特性５１で表される。図６において縦軸はＳパラメータＳ₁₂の大きさ｜Ｓ₁₂｜、横軸は周波数である。図６から分かるように、超伝導バンドパスフィルタ４３では、中心周波数はｆ₀ 、通過帯域幅はｂ₀ であり、ｆ₀−（ｂ₀／２）からｆ₀＋（ｂ₀／２）までの間の周波数領域が通過帯域となっている。超伝導バンドパスフィルタ回路全体の通過特性は、図６の特性５１と同じである。

超伝導バンドパスフィルタ回路が非線形性を持つ場合に、２つの異なる周波数ｆ_a，ｆ_bの交流電気信号を同時に超伝導バンドパスフィルタ回路に入力したとすると、回路からは周波数ｆ_a，ｆ_bの信号と共に、周波数（２ｆ_a−ｆ_b），（２ｆ_b−ｆ_a）の信号が出力される。周波数ｆ_a，ｆ_bの信号を基本信号、周波数（２ｆ_a−ｆ_b），（２ｆ_b−ｆ_a）の信号を３次相互変調信号と呼ぶ。周波数ｆ_a，ｆ_bは、３次相互変調信号を含む全ての信号がフィルタ回路の通過帯域内に入るように選ばれる。

超伝導バンドパスフィルタ回路の非線形性が強いほど、基本信号の強度に対する３次相互変調信号の強度の比が大きくなる。また、超伝導バンドパスフィルタ回路に入力される入力信号の強度が大きいほど、基本信号の強度に対する３次相互変調信号の強度の比が大きくなる。３次相互変調信号の強度と基本信号の強度とが一致する入力信号の強度をＩＰ３とし、超伝導バンドパスフィルタ回路の非線形性を表す指標として用いる。超伝導バンドパスフィルタ回路の非線形性が大きいほど、ＩＰ３が小さくなる。

入力信号の強度をＰ_in、基本信号の強度をＰ_FM、３次相互変調信号の強度をＰ_IM3 とし、入力信号の強度Ｐ_inに対して３次相互変調信号の強度Ｐ_IM3 が非常に小さいと仮定し、さらにフィルタ回路の通過帯域内での損失を無視すると、近似的に以下の式（１）、式（２）が成り立つ（非特許文献２参照）。
Ｐ_FM＝Ｐ_in ・・・（１）
Ｐ_IM3＝（ＩＰ３）^-2（Ｐ_in）³ ・・・（２）

超伝導バンドパスフィルタのＩＰ３は、近似的には通過帯域幅の２乗に比例する。したがって、図５の超伝導バンドパスフィルタ４３のＩＰ３をｃ₀ とすると、ｃ₀ は次式のようになる。
ｃ₀＝ｋ₀（ｂ₀）² ・・・（３）
ここで、ｋ₀ は、フィルタの構造や材質から決まるパラメータである（非特許文献３、４参照）。

図５に示した従来の超伝導バンドパスフィルタ回路のＩＰ３は、超伝導バンドパスフィルタ４３で発生する３次相互変調信号の強度のみで決まるため、フィルタ４３のＩＰ３、すなわちｃ₀ に一致する。したがって、フィルタ回路全体のＩＰ３が回路全体の通過帯域幅ｂ₀ に依存し、この通過帯域幅ｂ₀ の減少と共に回路全体のＩＰ３も減少する。

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
Ｂ．Ａ．ウイレムセン（B.A.Willemsen ），「ＨＴＳフィルタサブシステムズフォアワイヤレステレコミュニケーションズ（HTS Filter Subsystems for Wireless Telecommunications ）」，アイイーイーイートランザクションズオンアプライドスーパーコンダクティビティ（IEEE TRANSACTIONS ON APPLIED SUPERCONDUCTIVITY），２００１年３月，第１１巻，第１号，ｐ．６０−６７Ｄ．Ｅ．オーテス（D.E.Oates ），「ノンリニアビヘイビアオブスーパーコンダクティングデバイスズ（NONLINEAR BEHAVIOR OF SUPERCONDUCTING DEVICES ）」，マイクロウエーブスーパーコンダクティビティ（Microwave Superconductivity ），クルワーアカデミックパブリシャーズ（Kluwer Academic Publishers），２００１年，ｐ．１１７−１４８Ｔ．ダーム（T.Dahm）他，「セオリーオブインターモジュレーションインアスーパーコンダクティングマイクロストリップレゾネーター（Theory of Intermodulation In a superconducting microstrip resonator ）」，ジャーナルオブアプライドフィジクス（J.Appl.Phys.），１９９７年２月，ｐ．２００２−２００９Ｇ．−Ｃ．リン（G.-C.Liang）他，「ハイパワーＨＴＳマイクロストリップフィルターズフォアワイヤレスコミュニケーション（High-Power HTS Microstrip Filtrs for Wireless Communication ）」，アイイーイーイートランザクションズオンマイクロウエーブセオリーアンドテクニークス（IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES），１９９５年１２月，第４３巻，第１２号，ｐ．３０２０−３０２９

以上のように、従来の超伝導バンドパスフィルタ回路では、入力交流電力に対する非線形効果が大きいため、この超伝導バンドパスフィルタ回路の部分で回路特性が劣化するという問題点があった。また、この非線形効果のために、入力可能な交流電力の上限値が小さくなるという問題点があった。
本発明の目的は、入力交流電力に対する非線形効果が小さい超伝導バンドパスフィルタ回路を提供することにある。

本発明の超伝導バンドパスフィルタ回路は、中心周波数の異なる複数の超伝導バンドパスフィルタを直列に接続したものである。
また、本発明の超伝導バンドパスフィルタ回路の１構成例は、第１の中心周波数ｆ₁ と第１の通過帯域幅ｂ₁ とを有する第１の超伝導バンドパスフィルタと、第２の中心周波数ｆ₂ と第２の通過帯域幅ｂ₂ とを有する第２の超伝導バンドパスフィルタとを少なくとも備え、前記第１の中心周波数ｆ₁ と前記第２の中心周波数ｆ₂ との差の絶対値は、前記第１の通過帯域幅ｂ₁ と前記第２の通過帯域幅ｂ₂ との和の１／２より小さく、かつ前記第１の通過帯域幅ｂ₁ と前記第２の通過帯域幅ｂ₂ とのうちいずれか小さい方の１／２より大きく設定されていることを特徴とするものである。
また、本発明の超伝導バンドパスフィルタ回路の１構成例において、前記第１の通過帯域幅ｂ₁ と前記第２の通過帯域幅ｂ₂ とは、前記第１の超伝導バンドパスフィルタの通過帯域と前記第２の超伝導バンドパスフィルタの通過帯域との重なりの帯域幅よりも大きく設定されている。
また、本発明の超伝導バンドパスフィルタ回路の１構成例において、フィルタ回路全体の中心周波数をｆ₀ としたとき、この中心周波数ｆ₀ と前記第１の中心周波数ｆ₁ と前記第２の中心周波数ｆ₂ とは、ｆ₁＝ｆ₀−（ｂ₁−ｂ₀）／２、ｆ₂＝ｆ₀＋（ｂ₂−ｂ₀）／２を満たすものである。

本発明によれば、中心周波数の異なる複数の超伝導バンドパスフィルタを直列に接続することにより、入力交流電力に対する非線形効果が小さい超伝導バンドパスフィルタ回路を実現することができ、より大きな交流電力を扱う用途への超伝導バンドパスフィルタ回路の利用を可能にすることができる。これにより、種々の高周波装置の損失の低減が期待できる。一例としては、近年急速に普及が拡大している携帯電話機や無線ＬＡＮなどに代表される種々の無線通信システムの送信部の部品としての利用が可能になることが予想される。

本発明は、所望の通過帯域幅を有する超伝導バンドパスフィルタ回路を、より大きな通過帯域幅と互いに異なる中心周波数とを有する複数の超伝導バンドパスフィルタの直列接続によって構成することを最も主要な特徴とする。このフィルタ回路全体は、より複雑な回路の一部にもなり得る。また、直列に接続するフィルタとフィルタとの間に、アイソレータなどの別の高周波回路を挿入することもできる。本発明は、回路全体の通過帯域幅と同じ通過帯域幅を有する超伝導バンドパスフィルタを用いない点で従来の超伝導バンドパスフィルタ回路と異なる。その結果、従来の超伝導バンドパスフィルタ回路では、入力可能な交流電力の上限値が回路の通過帯域幅と共に減少するのに対して、本発明では入力可能な交流電力の上限値が回路の通過帯域幅に依存しない。したがって、本発明によれば、従来よりも入力可能な交流電力の上限値が大きい超伝導バンドパスフィルタ回路を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態となる超伝導バンドパスフィルタ回路の構成を示すブロック図である。本実施の形態の超伝導バンドパスフィルタ回路は、入力端子１１と超伝導バンドパスフィルタ１３，１６と出力端子１８とから構成される。超伝導バンドパスフィルタ１３の入力ポート１２は回路全体の入力端子１１に接続され、フィルタ１３の出力ポート１４は超伝導バンドパスフィルタ１６の入力ポート１５に接続されている。また、フィルタ１６の出力ポート１７は回路全体の出力端子１８に接続されている。

超伝導バンドパスフィルタ１３，１６の通過特性は、図２中のそれぞれ特性２１，２２で表される。図２から分かるように、超伝導バンドパスフィルタ１３では、中心周波数はｆ₁ 、通過帯域幅はｂ₁ であり、ｆ₁−（ｂ₁／２）からｆ₁＋（ｂ₁／２）までの間の周波数領域が通過帯域となっている。一方、超伝導バンドパスフィルタ１６では、中心周波数はｆ₂ 、通過帯域幅はｂ₂ であり、ｆ₂−（ｂ₂／２）からｆ₂＋（ｂ₂／２）までの間の周波数領域が通過帯域となっている。

ここで、図１の超伝導バンドパスフィルタ回路全体の通過帯域幅をｂ₀ とすると、このｂ₀ とフィルタ１３，１６の通過帯域幅ｂ₁，ｂ₂との関係を次式のように設定する。
ｂ₁＞ｂ₀ ・・・（４）
ｂ₂＞ｂ₀ ・・・（５）

また、超伝導バンドパスフィルタ回路全体の中心周波数をｆ₀ とすると、このｆ₀ とフィルタ１３、１６の中心周波数ｆ₁，ｆ₂とは次式を満たしているものとする。
ｆ₁＝ｆ₀−（ｂ₁−ｂ₀）／２・・・（６）
ｆ₂＝ｆ₀＋（ｂ₂−ｂ₀）／２・・・（７）

超伝導バンドパスフィルタ回路全体の通過特性は、図３中の特性３１で表される。図３から分かるように、フィルタ回路全体では、中心周波数はｆ₀ 、通過帯域幅はｂ₀ であり、ｆ₀−（ｂ₀／２）からｆ₀＋（ｂ₀／２）までの間の周波数領域が通過帯域となっている。特性３１は、図６中に特性５１として示した従来のフィルタ回路の通過特性と一致している。

フィルタ１６の入力信号は、図４に示すように、フィルタ１３から出力される基本信号Ａ，Ａ’と３次相互変調信号Ｂである。ここで、図１のフィルタ回路全体において３次相互変調信号の強度と基本信号の強度とが一致する入力信号の強度ＩＰ３をＣ₃ とし、フィルタ１３，１６のＩＰ３をそれぞれＣ₁，Ｃ₂とする。また、フィルタ１３，１６およびフィルタ回路全体の通過帯域での損失を無視できるとする。フィルタ１３で発生する３次相互変調信号Ｂの強度Ｐ_IM3 は、式（２）と同様の次式となる。
Ｐ_IM3＝（Ｃ₁）^-2（Ｐ_in）³ ・・・（８）

フィルタ１６において、入力された基本信号Ａ，Ａ’からは再び基本信号（以下、基本信号ＡＡ，ＡＡ’と呼ぶ）と３次相互変調信号（以下、３次相互変調信号ＡＢと呼ぶ）とが生成される。また、入力された３次相互変調信号Ｂと基本信号Ａ，Ａ’からは基本信号（以下、基本信号ＢＡと呼ぶ）と３次相互変調信号（以下、３次相互変調信号ＢＢと呼ぶ）とが生成される。３次相互変調信号ＡＢと基本信号ＢＡとの中心周波数は等しい。また、３次相互変調信号ＢＢは、３次相互変調信号Ｂと基本信号Ａ，Ａ’との３次相互変調信号になり、非常に小さくなるので、近似的に無視できる。

このとき、フィルタ１６で発生する３次相互変調信号ＡＢの強度Ｐ_IM3 は、次式で表される。
Ｐ_IM3＝（Ｃ₂）^-2（Ｐ_in）³ ・・・（９）
図１のフィルタ回路全体で発生する３次相互変調信号の強度Ｐ_IM3 は、３次相互変調信号Ｂと３次相互変調信号ＡＢとの強度の和に等しいことから次式が成立する。
Ｐ_IM3＝｛（Ｃ₁）^-2＋（Ｃ₂）^-2｝（Ｐ_in）³＝（Ｃ₃）^-2（Ｐ_in）³ ・・・（１０）

式（１０）より次式が得られる。
１／（Ｃ₃）²＝１／（Ｃ₁）²＋１／（Ｃ₂）² ・・・（１１）
さらに、式（１１）より次式が成立する。
Ｃ₃＝（Ｃ₁Ｃ₂）／｛（Ｃ₁）²＋（Ｃ₂）²｝^1/2 ・・・（１２）

また、フィルタ１３，１６のＩＰ３はそれぞれ通過帯域幅ｂ₁，ｂ₂に依存し、次式のようになる。
Ｃ₁＝ｋ₁（ｂ₁）² ・・・（１３）
Ｃ₂＝ｋ₂（ｂ₂）² ・・・（１４）
ここで、ｋ₁，ｋ₂はそれぞれフィルタ１３，１６の構造や材質から決まるパラメータである。式（１２）に式（１３）と式（１４）を代入すると、次式が得られる。
Ｃ₃＝ｋ₁ｋ₂ｂ₁ ²ｂ₂ ²／｛（ｋ₁ｂ₁ ²）²＋（ｋ₂ｂ₂ ²）²｝・・・（１５）

式（１５）から、本実施の形態では、フィルタ回路全体のＩＰ３が回路全体の通過帯域幅ｂ₀ に依存しないことが分かる。したがって、通過帯域幅ｂ₀ が減少しても、フィルタ回路全体のＩＰ３は減少しない。しかも、フィルタ１３，１６の通過帯域幅ｂ₁，ｂ₂を大きくすることにより、回路全体の通過帯域幅ｂ₀ とは無関係に回路全体のＩＰ３を増大させることができる。したがって、本実施の形態により、図５に示した従来の超伝導バンドパスフィルタ回路に比べて大きなＩＰ３、すなわち大きな許容電力上限値を持つ超伝導バンドパスフィルタ回路を実現することができる。

本発明は、例えば携帯電話機や無線ＬＡＮ等の無線通信システムの送信部の部品に適用することができる。

本発明の実施の形態となる超伝導バンドパスフィルタ回路の構成を示すブロック図である。図１の超伝導バンドパスフィルタ回路に含まれる２つの超伝導バンドパスフィルタの通過特性を示す図である。図１の超伝導バンドパスフィルタ回路の通過特性を示す図である。図１の超伝導バンドパスフィルタ回路の各部の信号を示す図である。従来の超伝導バンドパスフィルタ回路の構成を示すブロック図である。図５の超伝導バンドパスフィルタ回路に含まれる超伝導バンドパスフィルタの通過特性を示す図である。

符号の説明

１１…入力端子、１２、１５…入力ポート、１３、１６…超伝導バンドパスフィルタ、１４、１７…出力ポート、１８…出力端子。

Claims

中心周波数の異なる複数の超伝導バンドパスフィルタを直列に接続したことを特徴とする超伝導バンドパスフィルタ回路。
請求項１に記載の超伝導バンドパスフィルタ回路において、
第１の中心周波数ｆ₁ と第１の通過帯域幅ｂ₁ とを有する第１の超伝導バンドパスフィルタと、
第２の中心周波数ｆ₂ と第２の通過帯域幅ｂ₂ とを有する第２の超伝導バンドパスフィルタとを少なくとも備え、
前記第１の中心周波数ｆ₁ と前記第２の中心周波数ｆ₂ との差の絶対値は、前記第１の通過帯域幅ｂ₁ と前記第２の通過帯域幅ｂ₂ との和の１／２より小さく、かつ前記第１の通過帯域幅ｂ₁ と前記第２の通過帯域幅ｂ₂ とのうちいずれか小さい方の１／２より大きく設定されていることを特徴とする超伝導バンドパスフィルタ回路。
請求項２に記載の超伝導バンドパスフィルタ回路において、
前記第１の通過帯域幅ｂ₁ と前記第２の通過帯域幅ｂ₂ とは、前記第１の超伝導バンドパスフィルタの通過帯域と前記第２の超伝導バンドパスフィルタの通過帯域との重なりの帯域幅よりも大きいことを特徴とする超伝導バンドパスフィルタ回路。
請求項３に記載の超伝導バンドパスフィルタ回路において、
フィルタ回路全体の中心周波数をｆ₀ としたとき、この中心周波数ｆ₀ と前記第１の中心周波数ｆ₁ と前記第２の中心周波数ｆ₂ とは、ｆ₁＝ｆ₀−（ｂ₁−ｂ₀）／２、ｆ₂＝ｆ₀＋（ｂ₂−ｂ₀）／２を満たすことを特徴とする超伝導バンドパスフィルタ回路。