JP2005261138A - Rotor position estimating method and apparatus, control method of motor, compressor, and program - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、永久磁石モータの回転子位置推定方法及び装置、モータの制御方法、コンプレッサ、並びにプログラムに関する。 The present invention relates to a rotor position estimation method and apparatus for a permanent magnet motor, a motor control method, a compressor, and a program.
突極性を有する永久磁石モータ(DCブラシレスモータ、IPMモータ)では、駆動インバータ側で得られる電圧、電流情報などから回転子位置を演算し、物理的な位置センサ、速度センサを用いずにモータを制御する、いわゆるセンサレス制御技術が用いられている。 In a permanent magnet motor (DC brushless motor, IPM motor) having saliency, the rotor position is calculated from voltage, current information, etc. obtained on the drive inverter side, and the motor is operated without using a physical position sensor or speed sensor. A so-called sensorless control technique for controlling is used.
センサレス制御法としては、矩形波センサレス制御法と、正弦波センサレス制御法が知られている。矩形波センサレス制御法は、誘起電圧を検出する方法であり、すでに技術確立がなされているが、この方法では、駆動波形が120°駆動を中心とした矩形波駆動に制限される。 As sensorless control methods, a rectangular wave sensorless control method and a sine wave sensorless control method are known. The rectangular wave sensorless control method is a method for detecting an induced voltage, and the technology has already been established. However, in this method, the driving waveform is limited to rectangular wave driving centering on 120 ° driving.
低騒音化や高効率化を目指して、IPMモータの駆動波形を正弦波にし、また、位置センサレス駆動にて、信頼性を確保し、コストも低減したいというニーズも大きい。正弦波センサレス制御法は、電流を検出し、誘起電圧を演算することによって位置を推定するものである。 Aiming for low noise and high efficiency, there is a great need to make the drive waveform of the IPM motor a sine wave and to secure reliability and reduce costs by position sensorless drive. The sine wave sensorless control method estimates a position by detecting an electric current and calculating an induced voltage.
180°正弦波センサレス制御においては、永久磁石回転子の磁束方向の位置であるd軸と、d軸から回転方向に直交する方向のq軸からなるd−q軸座標系を用いる。このd−q軸実回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式を下記[数1]に示す。
d軸成分のモータ等価回路方程式は、位置センサがない場合には、位置ずれが生じていると考え、以下のように誘起電圧分をEdを考慮して、下記式[数2]のようになる。
上記式[数2]より、誘起電圧Edは、下記式[数3]のように表される。
社団法人日本能率協会主催のテクノフロンティアシンポジウム2003 セッションC−5 モータ技術シンポジウムにおける(株)東芝 生産技術センター 関原氏による「エアコンにおける高性能モータ技術」と題する資料のC5−1−5頁(非特許文献1)には、ロータ位置の推定誤差に相当する誘起電圧Ed=0になるように角速度(モータ回転数)を決定し、この値を積分して角度(ロータ位置)を推定する旨が記載されている。 Techno Frontier Symposium 2003 Session Sponsored by Japan Management Association Session C-5 Toshiba Production Technology Center at the Motor Technology Symposium C5-1-5 (Non-Patent Document) entitled “High-performance motor technology in air conditioners” by Mr. Sekihara Document 1) describes that the angular velocity (motor rotation speed) is determined so that the induced voltage Ed = 0 corresponding to the estimation error of the rotor position is obtained, and this value is integrated to estimate the angle (rotor position). Has been.
しかしながら、誘起電圧Edは、角速度ω(回転数)に比例する値である。即ち、誘起電圧Edは、位置の推定誤差と回転数の関数になっているため、軸ずれ調整器のような制御器の設計が複雑になり、広い運転範囲において、安定性がなかなか得られにくいという課題がある。特に、低速域においては、計算精度等により、位置推定精度が悪いものとなる。 However, the induced voltage Ed is a value proportional to the angular velocity ω (number of rotations). That is, since the induced voltage Ed is a function of the position estimation error and the rotational speed, the design of a controller such as an axis deviation adjuster is complicated, and it is difficult to obtain stability over a wide operating range. There is a problem. In particular, in the low speed range, the position estimation accuracy is poor due to the calculation accuracy and the like.
本発明の目的は、制御器の設計が容易であり、安定性が得られ易い回転子位置推定方法及び装置、モータの制御方法、コンプレッサ、並びにプログラムを提供することである。 An object of the present invention is to provide a rotor position estimation method and apparatus, a motor control method, a compressor, and a program, in which controller design is easy and stability is easily obtained.
本発明の回転子位置推定方法は、永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。 A rotor position estimation method according to the present invention is a rotor position estimation method for estimating a rotor position of a permanent magnet motor, and obtains a magnetic flux error between a rotational coordinate axis and an estimated axis of the rotational coordinate axis, and is based on the magnetic flux error. Then, the rotor position is estimated.
本発明の回転子位置推定方法は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、モータ印加電圧から電流における電圧降下の差を積分してなる磁束と、モータ巻線のインダクタンスと電流の積による磁束を推定し、前記推定された磁束に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。 The rotor position estimation method of the present invention is a rotor position estimation method for estimating the rotor position of a permanent magnet motor having saliency, and a magnetic flux obtained by integrating the difference in voltage drop in current from the motor applied voltage. , Estimating a magnetic flux due to the product of the inductance of the motor winding and the current, obtaining a magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis based on the estimated magnetic flux, and determining the rotational speed based on the magnetic flux error It is characterized by estimating the child position.
本発明の回転子位置推定方法は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、前記永久磁石モータの電圧方程式を回転子の角速度ωで除算してなる磁束方程式に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。 The rotor position estimation method of the present invention is a rotor position estimation method for estimating the rotor position of a permanent magnet motor having saliency, and the voltage equation of the permanent magnet motor is divided by the angular velocity ω of the rotor. The magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis is obtained based on the magnetic flux equation, and the rotor position is estimated based on the magnetic flux error.
本発明の回転子位置推定方法において、前記磁束誤差は、前記回転座標軸であるq軸と前記回転座標軸の推定軸であるδ軸との磁束誤差であることを特徴としている。 In the rotor position estimation method of the present invention, the magnetic flux error is a magnetic flux error between the q-axis that is the rotational coordinate axis and the δ-axis that is the estimated axis of the rotational coordinate axis.
本発明の回転子位置推定方法は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定方法であって、前記永久磁石モータの電圧方程式と、実モータとモータモデルの回転子位置角の差Δθ≒sinΔθの近似式を用いるとともに、前記電圧方程式から展開したΔθ=tan-1の形の式を用いることなく、回転子の角速度ωに依存しないΔθを求め、前記求めたΔθから回転子位置を推定することを特徴としている。
Δθ=tan-1の形の式の分母・分子をそのまま演算すると演算量が多く、Δθ≒0とする制御をリアルタイムで行うには好ましくない。上記本発明によれば、相対的に計算に要する時間が少なくて済む。
A rotor position estimation method according to the present invention is a rotor position estimation method for estimating a rotor position of a permanent magnet motor having saliency, and includes a voltage equation of the permanent magnet motor, a rotor of a real motor and a motor model. Using an approximate expression of position angle difference Δθ≈sin Δθ and without using an equation of the form Δθ = tan −1 developed from the voltage equation, Δθ independent of the angular velocity ω of the rotor is obtained, and the obtained Δθ The rotor position is estimated from the above.
If the denominator / numerator of the equation of Δθ = tan −1 is calculated as it is, the amount of calculation is large, and it is not preferable to perform control for Δθ≈0 in real time. According to the present invention, relatively little time is required for calculation.
本発明の回転子位置推定方法において、前記磁束誤差は、下記式[数4]により求められることを特徴としている。
本発明の回転子位置推定方法において、前記磁束誤差は、下記式[数5]により求められることを特徴としている。
本発明の回転子位置推定方法において、前記インダクタンスは、電流及び回転数の少なくともいずれか一方に依存する関数であることを特徴としている。 In the rotor position estimation method according to the present invention, the inductance is a function depending on at least one of a current and a rotational speed.
本発明のモータの制御方法は、上記本発明の回転子位置推定方法により求められた前記磁束誤差に対応する前記回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との位置誤差に対応する回転子の角速度の推定値を求め、前記回転子の角速度の推定値をローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタからの出力値に基づいて、前記永久磁石モータの速度に関するフィードバック制御が行われることを特徴としている。 According to the motor control method of the present invention, the angular velocity of the rotor corresponding to the position error between the rotational coordinate axis corresponding to the magnetic flux error and the estimated axis of the rotational coordinate axis obtained by the rotor position estimation method of the present invention is determined. An estimated value is obtained, an estimated value of the angular velocity of the rotor is input to a low-pass filter, and feedback control relating to the speed of the permanent magnet motor is performed based on an output value from the low-pass filter.
本発明のモータの制御方法は、上記本発明の回転子位置推定方法が適用されるモータの制御方法であって、電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値と指令値の誤差をゼロにするための電流制御器の出力である位相指令値をローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタからの出力値と、前記推定された回転子位置とに基づいて、電圧指令の位相を示す信号を生成することを特徴としている。 The motor control method of the present invention is a motor control method to which the rotor position estimation method of the present invention is applied, and a value corresponding to the detected value of the estimated axis component of the rotational coordinate axis of the armature current and a command A phase command value, which is the output of the current controller for making the value error zero, is input to the low-pass filter, and based on the output value from the low-pass filter and the estimated rotor position, the voltage command It is characterized by generating a signal indicating a phase.
本発明のモータの制御方法は、上記本発明の回転子位置推定方法が適用されるモータの制御方法であって、電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値をローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタからの出力値と、前記電機子電流の回転座標軸の推定軸成分の指令値の偏差に基づいて、電圧位相の指令値を生成することを特徴としている。 The motor control method of the present invention is a motor control method to which the rotor position estimation method of the present invention is applied, and the value corresponding to the detected value of the estimated axis component of the rotating coordinate axis of the armature current is low-passed. A voltage phase command value is generated based on a deviation between the output value from the low-pass filter and the command value of the estimated axis component of the rotational coordinate axis of the armature current.
本発明のモータの制御方法は、突極性をもつ永久磁石モータを制御するモータの制御方法であって、回転座標軸であるq軸の推定軸であるδ軸の磁束量を求め、前記δ軸の磁束量をゼロに収束させるように制御することを特徴としている。 A motor control method according to the present invention is a motor control method for controlling a permanent magnet motor having saliency, and obtains a magnetic flux amount of a δ-axis that is an estimated axis of a q-axis that is a rotation coordinate axis. It is characterized by controlling the amount of magnetic flux to converge to zero.
本発明のモータの制御方法であって、前記δ軸の磁束量は、モータ印加電圧の推定値Vγ^から抵抗Rと電流Iγの電圧降下の差を角速度ωre^で除算することにより算出される磁束と、インダクタンスLqと電流Iδの積により得られる磁束との和として求められることを特徴としている。 In the motor control method of the present invention, the amount of magnetic flux of the δ axis is calculated by dividing the difference between the voltage drop of the resistance R and the current Iγ by the angular velocity ωre ^ from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage. It is characterized by being obtained as the sum of magnetic flux and magnetic flux obtained by the product of inductance Lq and current Iδ.
本発明のモータの制御方法であって、前記δ軸の磁束量は、モータ印加電圧の推定値Vγ^から、抵抗Rと電流Iγの電圧降下と、インダクタンスLdと電流Iγの時間的変化による電圧降下との差を、角速度ωre^で除算することにより算出される磁束と、インダクタンスLqと電流Iδの積により得られる磁束との和として求められることを特徴としている。本発明によれば、応答性を向上させることができる。 In the motor control method according to the present invention, the amount of magnetic flux of the δ-axis is determined by the voltage drop due to the resistance R and the current Iγ and the voltage due to the temporal change of the inductance Ld and the current Iγ from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage. It is characterized in that it is obtained as the sum of the magnetic flux calculated by dividing the difference from the drop by the angular velocity ωre ^ and the magnetic flux obtained by the product of the inductance Lq and the current Iδ. According to the present invention, responsiveness can be improved.
本発明のモータの制御方法であって、前記δ軸の磁束量は、モータ印加電圧の推定値Vγ^から、抵抗Rと電流Iγの電圧降下と、正のゲイン定数K”と電流Iγの時間的変化の積による電圧降下との差を、角速度ωre^で除算することにより算出される磁束と、インダクタンスLqと電流Iδの積により得られる磁束との和として求められることを特徴としている。本発明によれば、Ldのようなモータ定数を使わないことによってシステム構成が簡単になる。また、K”がゼロの場合には、上記発明と同じになる。 In the motor control method of the present invention, the amount of magnetic flux of the δ-axis is calculated from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage, the voltage drop of the resistance R and the current Iγ, the time of the positive gain constant K ″ and the current Iγ. It is characterized in that it is obtained as the sum of the magnetic flux calculated by dividing the difference from the voltage drop due to the product of the change by the angular velocity ωre ^ and the magnetic flux obtained by the product of the inductance Lq and the current Iδ. According to the invention, the system configuration is simplified by not using a motor constant such as Ld. When K ″ is zero, the system is the same as the above invention.
本発明のモータの制御方法は、永久磁石モータをセンサレス駆動するモータの制御方法であって、磁束誤差を演算し、前記演算された磁束誤差をゼロに収束させるように前記永久磁石モータの回転数を調整し、前記演算された磁束誤差がゼロになるように求められた速度推定値を積分することによって前記永久磁石モータの回転子の位置を算出することを特徴としている。 The motor control method of the present invention is a motor control method for sensorless driving of a permanent magnet motor, which calculates a magnetic flux error and converges the calculated magnetic flux error to zero. And the position of the rotor of the permanent magnet motor is calculated by integrating a speed estimation value obtained so that the calculated magnetic flux error becomes zero.
上記本発明の回転子位置推定方法を用いて前記回転子位置が推定される前記永久磁石モータは、コンプレッサのコンプレッサモータとして好適に適用可能である。上記コンプレッサは、空気調和機に対して好適に適用可能である。 The permanent magnet motor whose rotor position is estimated using the rotor position estimation method of the present invention is preferably applicable as a compressor motor of a compressor. The compressor can be suitably applied to an air conditioner.
上記本発明のモータの制御方法によって制御される前記永久磁石モータは、コンプレッサのコンプレッサモータとして好適に適用可能である。上記コンプレッサは、空気調和機に対して好適に適用可能である。 The permanent magnet motor controlled by the motor control method of the present invention can be suitably applied as a compressor motor of a compressor. The compressor can be suitably applied to an air conditioner.
本発明のコンプレッサは、磁束誤差が演算され、前記演算された磁束誤差がゼロに収束するように制御されることによって、位置センサレス正弦波駆動が行われるコンプレッサモータを備えたことを特徴としている。 The compressor according to the present invention includes a compressor motor that performs position sensorless sine wave drive by calculating a magnetic flux error and controlling the calculated magnetic flux error to converge to zero.
上記本発明のコンプレッサは、空気調和機に対して好適に適用可能である。 The compressor according to the present invention can be suitably applied to an air conditioner.
本発明のプログラムは、上記本発明の回転子位置推定方法の各ステップをコンピュータに実行させるためのプログラムである。 The program of this invention is a program for making a computer perform each step of the rotor position estimation method of the said invention.
本発明の回転子位置推定装置は、突極性をもつ永久磁石モータの回転子位置を推定する回転子位置推定装置であって、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴としている。 A rotor position estimation apparatus according to the present invention is a rotor position estimation apparatus that estimates a rotor position of a permanent magnet motor having saliency, and calculates a magnetic flux error between a rotation coordinate axis and an estimated axis of the rotation coordinate axis, The rotor position is estimated based on a magnetic flux error.
本発明によれば、制御器の設計が容易であり、安定性が得られ易い。また、低速域での位置推定精度が向上する。 According to the present invention, the controller can be easily designed and stability can be easily obtained. Further, the position estimation accuracy in the low speed region is improved.
以下、本発明の回転子位置推定方法の一実施形態につき図面を参照しつつ詳細に説明する。 Hereinafter, an embodiment of a rotor position estimation method of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
本実施形態は、突極性を有する永久磁石モータ(DCブラシレスモータ、IPMモータ)の180°正弦波センサレス制御に関するものである。図6に示すように、180°正弦波センサレス制御においては、永久磁石回転子の磁束方向の位置であるd軸と、d軸から回転方向に90°進んだq軸からなるd−q軸実回転座標系と、制御上の仮想回転子位置γ軸と、γ軸から回転方向に90°進んだδ軸からなるγ−δ軸間の軸ずれΔθを求め、そのΔθをゼロにするように制御する。 This embodiment relates to 180 ° sine wave sensorless control of a permanent magnet motor (DC brushless motor, IPM motor) having saliency. As shown in FIG. 6, in the 180 ° sine wave sensorless control, the dq axis actual consisting of the d axis which is the position of the permanent magnet rotor in the magnetic flux direction and the q axis which is advanced 90 ° in the rotational direction from the d axis. The axis deviation Δθ between the rotation coordinate system, the control virtual rotor position γ-axis, and the δ-δ axis consisting of the δ-axis advanced by 90 ° from the γ-axis is obtained, and the Δθ is made zero. Control.
回転子の角度θ(回転子位置)は、回転子の角速度ωを積分したものであるので、位置ずれ(Δθ)をゼロにする制御に際しては、Δθに基づいて、Δθがゼロになるようなωを求め(後述する図3の速度推定器24)、そのωに基づいてモータが制御される。
The rotor angle θ (rotor position) is obtained by integrating the angular velocity ω of the rotor. Therefore, when controlling the positional deviation (Δθ) to zero, Δθ becomes zero based on Δθ. ω is obtained (
本実施形態では、後述するように、推定した磁束誤差から、q軸とδ軸の位置ずれΔθを算出し、δ軸の位相が進み位相である場合には、δ軸上の推定角速度を小さくし、δ軸上の位相が遅れ位相である場合には、δ軸上の推定角速度を大きくし、そのΔθの積分値に対応する位置θをq軸に一致させる。 In this embodiment, as will be described later, the positional deviation Δθ between the q-axis and the δ-axis is calculated from the estimated magnetic flux error, and when the phase of the δ-axis is a leading phase, the estimated angular velocity on the δ-axis is reduced. If the phase on the δ axis is a delayed phase, the estimated angular velocity on the δ axis is increased, and the position θ corresponding to the integrated value of Δθ is made to coincide with the q axis.
ここで、Δθがωに比例(依存)する値として求められた場合には、Δθが入力される後段側の制御器の設計が難しくなる。制御器のゲイン設計などにおいて、回転数(ω)の依存性が強くなる傾向にあり、ゲインの調整が難しくなる問題があり、Δθの推定値の収束状況が速度に依存する。また、この調整には、実験による合わせ込みも必要であり、複雑さが増える。このことから、Δθがωに依存する値として求められた場合には、安定性の確保が難しく、また、制御誤差を生じるおそれがある。 Here, when Δθ is obtained as a value proportional (dependent) to ω, it becomes difficult to design a controller on the rear stage side where Δθ is input. In gain design of the controller, etc., the dependency of the rotational speed (ω) tends to be strong, and there is a problem that it is difficult to adjust the gain, and the convergence state of the estimated value of Δθ depends on the speed. This adjustment also requires experimentation and complexity. For this reason, when Δθ is determined as a value that depends on ω, it is difficult to ensure stability and a control error may occur.
これに対して、本実施形態の位置誤差推定器(図3の符号21参照)では、後述するように、誘起電圧ベクトルを利用するのではなく、磁束ベクトルを利用するので、Δθをωに依存しない値として求めることができる。これにより、本実施形態では、Δθが入力される制御器(速度推定器24)の設計が容易であり(通常一般のPI制御器を使用可能)であり、十分な安定性が確保でき、また、制御誤差の発生が抑制される。
On the other hand, the position error estimator (see
誘起電圧を時間積分したのが永久磁石の磁束であるので、磁束ベクトルの推定に関しては、誘起電圧ベクトルから90°遅れた位置であり、また、大きさは永久磁石を中心とした磁束量(物理量)になる。したがって、回転数により変化しない物理量の磁束ベクトルを用いて、電気的な絶対位置を推定することによって、q軸を直接推定することが可能となる。その結果、推定速度を算出する推定器の設計が回転数に依存しない磁束誤差を基準とするので、パラメータの調整が容易になり、その結果、速度制御器の出力、及び推定位置の算出において、安定性が向上し、モータ駆動の安定化が容易に図れる。 Since the magnetic flux of the permanent magnet is obtained by integrating the induced voltage over time, the magnetic flux vector is estimated at a position delayed by 90 ° from the induced voltage vector, and the magnitude is the amount of magnetic flux (physical quantity) centered on the permanent magnet. )become. Therefore, it is possible to directly estimate the q-axis by estimating the electrical absolute position using a magnetic flux vector having a physical quantity that does not vary with the rotational speed. As a result, since the design of the estimator for calculating the estimated speed is based on the magnetic flux error that does not depend on the rotational speed, the adjustment of the parameters becomes easy.As a result, in the calculation of the output of the speed controller and the estimated position, Stability is improved, and motor drive can be easily stabilized.
図3を参照して、本実施形態の回転子位置推定方法が適用されたモータ制御装置について説明する。 With reference to FIG. 3, a motor control apparatus to which the rotor position estimation method of the present embodiment is applied will be described.
図3において、モータ制御装置10は、突極性を有する永久磁石モータ20をセンサレス駆動する。モータ制御装置10は、PWMインバータ17と、電流検出器(図示せず)と、座標変換演算部27,28と、位置誤差推定器21と、速度推定器24と、積分器26と、速度制御器12と、電流制御器14と、電圧生成部15と、電圧補償器16とを備えている。
In FIG. 3, the
PWMインバータ17は、直流電圧を三相交流電圧に変換する。
電流検出器(図示せず)は、モータ20の電流i(u、w)を検出する。
座標変換演算部27は、その検出された電流i(u、w)を回転座標上に変換する。
位置誤差推定器21は、回転子の位置誤差Δθ^を推定する。
速度推定器24は、その推定された位置誤差Δθ^がゼロになるような角速度ωre^を推定する。
積分器26は、その速度推定器24の出力ωre^を積分して、回転子の位置θ(γ、δ)^を算出する。
The
The current detector (not shown) detects the current i (u, w) of the
The coordinate
The
The
The
速度制御器12は、回転子位置を推定し、速度指令値ωre*と、速度推定器24の出力ωre^の誤差をゼロにするために用いられる。
電流制御器14は、γ軸(d軸)電流の指令値iγ*と、実際に検出された電流情報から求められたγ軸電流iγとの誤差をゼロにするために用いられる。
速度制御器12の出力の電圧指令値V(m)*と、電流制御器14の出力の位相指令値Vβ*とに基づいて、PWM出力値V(u,v,w)*が算出される。
電圧生成部15は、速度制御器12から出力される電圧振幅指令V(m)*と、加算器18から出力される電圧指令の位相V(θ)*とに基づいて、PWMインバータ17に出力される電圧指令V(u,v,w)を生成する。
電圧補償器16は、電圧生成器15によって生成されたPWMインバータ17への電圧指令値V(u,v)*を入力し、その値V(u,v)*に対して位相、振幅を補正した電圧推定値Vmd(u,v)^を出力する。
座標変換演算部28は、電圧補償器16から出力された電圧推定値Vmd(u,v)^を回転座標上に変換する。
The
The
The PWM output value V (u, v, w) * is calculated based on the voltage command value V (m) * output from the
The
The
The coordinate
図3から図5は、本実施形態のモータ制御装置10の異なる構成例を示している。図3、図4、図5の違いは、どの出力の安定性を向上させるかにより異なり、安定化させたい制御出力にローパスフィルタ(LPF)を挿入している。LPFの挿入により、応答性がやや低下することもあるが、安定性の確保が優先する場合には、LPFが挿入される。図3〜図5のいずれの構成を採用するかは、モータの特徴や負荷の特徴により異なる。そのLPFに関する構成以外は、共通のシステム構成である。以下では、図3を参照して、モータ制御装置10の構成を説明することとし、必要に応じて図4又は図5を参照するものとする。
3 to 5 show different configuration examples of the
モータ制御装置10に対する指令値は、角速度ωre*とγ軸電流Iγ*である。
加算器11では、角速度指令値ωre*と、角速度推定値ωre^の偏差が算出される。その偏差は、PI(比例積分)制御器により構成される速度制御器12に入力される。速度制御器12から出力される出力指令は、電圧振幅指令V(m)*になる。この電圧振幅指令V(m)*は、モータ20の三相指令電圧の振幅指令である。
The command values for the
The
加算器13では、γ軸電流指令値Iγ*と、モータ電流より検出、演算されたIγの偏差が演算される。その偏差は、PI制御器により構成される電流制御器14に入力される。電流制御器14から出力される出力指令は、電圧位相の指令値Vβ*となる。この電圧位相の指令値Vβ*は、モータ20の三相指令電圧の位相指令である。図5に示すように、モータ20の運転を安定化させるために、この電圧位相の指令値Vβ*の出力をディジタルのLPF31を通過させ、振動成分などを低減し、指令電圧位相を安定化させてもよい。
The
加算器18では、電圧の位相指令Vβ*と、推定された回転子の位置θ(γδ)^との和が、電圧指令の位相V(θ)*として求められる。その電圧指令の位相V(θ)*は、電圧生成部15に入力される。この電圧生成部15において、例えば、次のような指令電圧波形が生成される。
このような電圧指令V(u,v,w)がPWMインバータ17に出力される。PWMインバータ17は、インバータ回路などにより構成され、PWMの波形を生成する。このPWMインバータ17としては、従来からよく用いられた一般のPWMインバータが使用されるため、その説明は省略する。
Such a voltage command V (u, v, w) is output to the
PWMインバータ17により実際にIPMモータ20が駆動されているときに、モータ20の相電流が検出される。この検出回路は、CTなどを用い、CTの2次側にオペアンプによる増幅回路を構成すれば、容易に相電流を電圧信号に変換した値(波形)が得られる。このモータ相電流の波形は、アナログ値なので、これをADコンバータなどにより、ディジタル値に変換し、演算できる値に変換する。
When the
また、このモータの相電流iu、iwは、静止座標系からみた電流なので、これを座標変換演算部27にて、推定回転座標系に座標変換する。この変換行列は、次のような行列である。
この演算された電流iγ、iδは、モータ20に起因する高調波成分やノイズが重畳されているので、この演算結果はディジタルのLPF32(図5)を通過させ、高調波成分やノイズなどを低減することができる。モータ20の特性やインバータ装置17などの特性により、このLPF32を省略することも可能である。
Since the calculated currents iγ and iδ are superimposed with harmonic components and noise caused by the
加算器13において、電流iγとγ軸電流指令値iγ*との偏差が算出され、その偏差が電流制御器14に入力される。また、電流iγは、位置誤差推定器21における演算や、インダクタンス補償器22における演算に用いられる。一方、電流iδは、位置誤差推定器21における演算や、インダクタンス補償器22における演算に用いられる。
In the
インダクタンス補償器22におけるインダクタンス補償は、インダクタンスの飽和やモデル化誤差などを補償する構成とする。このインダクタンス補償は、少なくとも、電流(iγ、iδ)や回転数の一つ以上の変数の関数になるように構成される。この補償は、近似式やテーブルなどを用いればよい。
The inductance compensation in the
電圧補償器16は、電圧生成器15によって生成されたPWMインバータ17への電圧指令値V(u,v)*を入力し、その値V(u,v)*に対して位相、振幅を補正した電圧推定値Vmd(u,v)^を出力する。この電圧補償器16で行われる補正は、PWMインバータ17における入出力の非線形性を考慮したものであり、PWMインバータ17からモータ20への出力に対応するように行われる。
The
以下に、位置誤差推定器21における演算について詳細に説明する。
Hereinafter, the calculation in the
d−q軸実回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式を下記式[数8]に示す。
γ−δ軸推定回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式は、下記式[数9]で表される。
ここで、インダクタンスLのそれぞれのパラメータは、下記式[数10]で表される。
ここで、Δθがゼロになるように制御していることから、Δθ≒0であり、よって、
sinΔθ≒0、cosΔθ≒1である。この近似を用いると、Δθについて、下記式[数11]が得られる。
sin Δθ≈0 and cosΔθ≈1. When this approximation is used, the following formula [Formula 11] is obtained for Δθ.
ここで、誘起電圧Vは、磁束φを微分したものであるので、磁束量についての関係式として下記式[数12]が得られる。即ち、上記[数11]の電圧方程式を角速度ωreで除算することにより、下記[数12]の磁束方程式が得られる。
Δθre≒sinΔθreの近似を使うと、下記式[数13]が得られる。
DCモータが回転するために、Vはωに比例した値となることから、上記[数13]の式において、Vγは、ωに比例した値である。よって、上記[数13]式の(Vγ―Riγ)/ωreの項は、ωに依存した値とはならない。このことから、上記[数13]式からΔθreを求め、そのΔθreをゼロにする制御を行えば、安定的な制御が行える。 Since the DC motor rotates, V becomes a value proportional to ω. Therefore, in the equation [Equation 13], Vγ is a value proportional to ω. Therefore, the term (Vγ−Riγ) / ωre in the above [Expression 13] does not depend on ω. From this, stable control can be performed by obtaining Δθre from the above [Equation 13] and performing control to make Δθre zero.
さらに、p(i)≠0とし、過渡項を考慮すると、下記式[数14]のようになる。
図1は、上記式[数13]を用いて位置誤差推定を行う位置誤差推定器21の構成を示すブロック図である。図2は、上記式[数14]を用いて位置誤差推定を行う位置誤差推定器21の構成を示すブロック図である。図2において、過渡項とは、(Δiγ/ωre)に対応している。図1及び図2に示すように、位置誤差推定器21は、磁束φδを推定する磁束演算部と、その推定された磁束φδに基づいて位置誤差Δθを推定する位置誤差演算部を備えている。図1及び図3において、Rは、モータの巻線抵抗である。q軸インダクタンスLq*は、インダクタンス補償器22により求められる。q軸インダクタンスLq*は、予めセンサ付のモータで実験により求められたiγ、iδ、ωreの関数である。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
図1において、位置誤差推定器21の磁束演算部は、モータ印加電圧Vγから電流における電圧降下R・Iγの差(Vγ−R・Iγ)を積分してなる磁束((Vγ−R・Iγ)/ωre)と、モータ巻線のインダクタンスLqと電流iδの積による磁束(Lq・iδ)を推定し、その推定された磁束((Vγ−R・Iγ)/ωre+Lq・iδ)に基づいて、回転座標軸(q軸)とその回転座標軸の推定軸(δ軸)との磁束誤差φδを求め、位置誤差推定器21の位置誤差演算部は、その磁束誤差φδに基づいて、回転子位置Δθを推定する。
In FIG. 1, the magnetic flux calculation unit of the
また、図2において、位置誤差推定器21の磁束演算部は、モータ印加電圧Vγから電流における電圧降下((R+pLd)・Iγ)の差(Vγ−(R+pLd)・Iγ)を積分してなる磁束((Vγ−(R+pLd)・Iγ)/ωre)と、モータ巻線のインダクタンスLqと電流iδの積による磁束(Lq・iδ)を推定し、その推定された磁束((Vγ−(R+pLd)・Iγ)/ωre+Lq・iδ)に基づいて、回転座標軸(q軸)とその回転座標軸の推定軸(δ軸)との磁束誤差φδを求め、位置誤差推定器21の位置誤差演算部は、その磁束誤差φδに基づいて、回転子位置Δθを推定する。
図3に示すように、位置誤差推定器21により求められた位置誤差Δθre(Δθ^)は、速度推定器24に出力される。
In FIG. 2, the magnetic flux calculator of the
As shown in FIG. 3, the position error Δθre (Δθ ^) obtained by the
位置誤差推定器21にて算出された位置誤差Δθ^は、PI制御器により構成された速度推定器24に入力される。速度推定器24は、そのΔθ^がゼロになるような角速度推定値ωre^を算出する。ここで、速度推定器24としては、通常一般のPI制御器が使用される。速度推定器24における演算式は、下記式[数15]に示す通りである。
速度推定器24により求められた角速度推定値ωre^は、加算器11に出力され、上述したように、速度のフィードバック制御に用いられる。その速度フィードバック制御によって、電圧振幅指令V(m)*が生成される。また、角速度推定値ωre^を積分器26で積分して、回転子の位置推定値θre(γδ)^を算出する。その算出された位置推定値θre(γδ)^は、電圧位相指令の加算器18及び座標変換器27、28のそれぞれに入力される。
The estimated angular velocity value ωre ^ obtained by the
加算器18では、位置推定値θre(γδ)^に基づいて、電圧生成部15に入力される電圧位相指令V(θ)*が生成される。このように、位置誤差推定器21により推定されたΔθ^の位置ずれが電圧位相指令V(θ)*に反映されることで、Δθ^の位置ずれがモータ20に反映される。
The
モータ20の実際の位置が推定値と一致するように、角速度推定値ωre^の調整を行い、その積分値である推定座標系上の位置θre(γδ)^を求め、そのd−q軸とγ−δ軸の位置が一致するようにフィードバック制御が行われる。また、その角速度推定値ωre^を速度フィードバック制御に用いる場合には、安定化させるためにLPF33(図4)を通過させてもよい。
The angular velocity estimated value ωre ^ is adjusted so that the actual position of the
上記のように、本実施形態のモータ制御装置10では、電流値としては、センサにより検出された値が使用されるが、電圧値としては、指令値又は推定値が使用される(電圧センサは使用されていない)。突極性をもつモータ(IPMモータ)の運転に際して重要な要素であるインダクタンスについては、インダクタンス推定値(指令値)が、インダクタンス補償器22によって求められる。角速度ωに関しては、本実施形態では、過渡的なものが表されることを考慮して推定値が使用されるが、指令値が使用されることも可能である。
As described above, in the
上述したように、本実施形態によれば、磁束を用いて位置推定を行うことにより、ωreに無関係な物理量が得られる。[数13]または[数14]の式を用いることにより、ゲイン調整が容易になり、簡単かつ短時間での演算で安定性が向上したモータ制御を実現することができる。本実施形態の回転子位置推定方法が適用されたモータ制御装置によってモータを制御すれば、安定したモータの運転が可能になる。本実施形態の回転子位置推定方法が適用されたモータ制御装置によって制御されるモータをコンプレッサモータとして用いれば、高効率、低騒音のコンプレッサ(図示せず)を提供することができる。また、そのコンプレッサを空気調和機(図示せず)に適用すれば、空気調和機の消費電力の低減に寄与することができる。 As described above, according to the present embodiment, a physical quantity unrelated to ωre can be obtained by performing position estimation using magnetic flux. By using the equation of [Equation 13] or [Equation 14], gain adjustment is facilitated, and motor control with improved stability can be realized by simple and short-time calculation. If the motor is controlled by the motor control apparatus to which the rotor position estimation method of the present embodiment is applied, stable motor operation can be achieved. If a motor controlled by a motor control device to which the rotor position estimation method of this embodiment is applied is used as a compressor motor, a highly efficient and low noise compressor (not shown) can be provided. Moreover, if the compressor is applied to an air conditioner (not shown), it can contribute to reduction of power consumption of the air conditioner.
上記非特許文献1に記載された技術と対比すると、誘起電圧が回転数(ω)に比例する値であるため、誘起電圧に基づいて推定された位置誤差Δθは、ωに依存する値となり、真値から大きくずれている可能性が高いのに対し、永久磁石の磁束は、ωに依存しない物質固有の値であることから、磁束に基づいて推定された位置誤差Δθは、真値又は真値に近い値である。よって、磁束は、位置推定(位置誤差推定)に使用するのに好適である。
Compared with the technique described in
なお、Δθreを求めるに際して、上記[数11]の式より下記式[数16]及び[数17]のように展開することができる。
ここで、Δθ≒0とする制御を行うために、実際上は上式[数17]の分母まで考慮しなくても、分子だけを考慮した以下の式[数18]により制御を行うことがある。
Δθ≒0とする制御をリアルタイムで行うために、演算量を少なくすべく、上記[数17]の式ではなく、上記[数18]の式のようにsinで近似した式からΔθを求めることがある。 In order to reduce the amount of calculation in order to perform the control of Δθ≈0 in real time, Δθ is obtained from an equation approximated by sin as in the equation of [Equation 18] instead of the equation of [Equation 17]. There is.
しかしながら、[数17]の式のΔθ=tan-1( )の中は、ω依存性がうまく相殺される(分母と分子にωに依存する項があるため両者で相殺でき、ω依存性がない)のに対し、[数18]の式を計算する場合には、Δθがωに依存する値となってしまう。 However, in Δθ = tan −1 () in [Equation 17], the ω dependency is well offset (since there is a term that depends on ω in the denominator and the numerator, both can be canceled and the ω dependency is On the other hand, when the equation of [Equation 18] is calculated, Δθ becomes a value dependent on ω.
これは、[数18]の式では、誘起電圧を算出していることから、回転数に比例する特徴量となり、上述した[数3]の式を用いた場合(上記非特許文献1の技術)と同じ問題を有することになる。即ち、Δθの0への収束性は悪いものとなり、また、軸ずれ調整器のゲイン調整においては、モータ20の回転速度によって異なるゲイン調整が必要となり、制御構成上複雑になる。これに対して、本実施形態によれば、上述したように、磁束を用いて位置推定を行うことにより、ωに無関係なΔθを推定することができる。
This is because the induced voltage is calculated in the equation [Equation 18], and thus the feature amount is proportional to the rotation speed. When the equation [Equation 3] described above is used (the technique of
なお、本実施形態のモータ制御装置10では、q軸とδ軸との間でΔθ(磁束誤差)を求めたほうが好ましい。d軸には永久磁石による磁束φが存在し、d軸に直交するq軸ではφ=0である。q軸とδ軸との間でΔθを求めた場合には、φ=0(q軸)にフィードバック制御すればよい。これは、d軸とγ軸との間でΔθを求めて、φ(d軸)にフィードバック制御する場合に比べて、制御が行いやすい。d軸とγ軸との間でΔθを求めて、磁束φにフィードバック制御しようとすると、磁束φは、永久磁石の物質に固有の値であるため、永久磁石の強さ等よって変わるφの値に応じて、モータごとに指令値を変えなくてはならないためである。一方、上記に代えて、本実施形態においても、d軸とγ軸との間でΔθを求めることも可能である。
In the
10 モータ制御装置
11 加算器
12 速度制御器
13 加算器
14 電流制御器
15 電圧生成部
16 電圧補償器
17 PWMインバータ
21 位置誤差推定器
22 インダクタンス補償器
24 速度推定器
26 積分器
27 座標変換演算部
28 座標変換演算部
31 LPF
32 LPF
33 LPF
DESCRIPTION OF
32 LPF
33 LPF
Claims (19)
回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。 A rotor position estimation method for estimating a rotor position of a permanent magnet motor,
Obtain the magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis,
A rotor position estimation method, wherein the rotor position is estimated based on the magnetic flux error.
モータ印加電圧から電流における電圧降下の差を積分してなる磁束と、
モータ巻線のインダクタンスと電流の積による磁束を推定し、
前記推定された磁束に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。 A rotor position estimation method for estimating a rotor position of a permanent magnet motor having saliency,
A magnetic flux obtained by integrating the difference in voltage drop in the current from the motor applied voltage;
Estimate the magnetic flux by the product of motor winding inductance and current,
Based on the estimated magnetic flux, obtain a magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis,
A rotor position estimation method, wherein the rotor position is estimated based on the magnetic flux error.
前記永久磁石モータの電圧方程式を回転子の角速度ωで除算してなる磁束方程式に基づいて、回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。 A rotor position estimation method for estimating a rotor position of a permanent magnet motor having saliency,
Based on the magnetic flux equation obtained by dividing the voltage equation of the permanent magnet motor by the angular velocity ω of the rotor, the magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis is obtained,
A rotor position estimation method, wherein the rotor position is estimated based on the magnetic flux error.
前記磁束誤差は、前記回転座標軸であるq軸と前記回転座標軸の推定軸であるδ軸との磁束誤差である
ことを特徴とする回転子位置推定方法。 In the rotor position estimation method according to any one of claims 1 to 3,
The rotor position estimation method, wherein the magnetic flux error is a magnetic flux error between a q-axis that is the rotation coordinate axis and a δ-axis that is an estimation axis of the rotation coordinate axis.
前記永久磁石モータの電圧方程式と、
実モータとモータモデルの回転子位置角の差Δθ≒sinΔθの近似式を
用いるとともに、
前記電圧方程式から展開したΔθ=tan-1の形の式を用いることなく、
回転子の角速度ωに依存しないΔθを求め、
前記求めたΔθから回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定方法。 A rotor position estimation method for estimating a rotor position of a permanent magnet motor having saliency,
Voltage equation of the permanent magnet motor;
While using the approximate expression of the difference Δθ ≒ sinΔθ of the rotor position angle between the actual motor and the motor model,
Without using an equation in the form of Δθ = tan −1 developed from the voltage equation,
Find Δθ independent of the angular velocity ω of the rotor,
A rotor position is estimated from the obtained Δθ. A rotor position estimation method, comprising:
前記磁束誤差は、下記式[数1]により求められる
The magnetic flux error is obtained by the following equation [Equation 1].
前記磁束誤差は、下記式[数2]により求められる
The magnetic flux error is obtained by the following equation [Equation 2].
前記インダクタンスは、電流及び回転数の少なくともいずれか一方に依存する関数である
ことを特徴とする回転子位置推定方法。 The rotor position estimation method according to any one of claims 2, 6 and 7,
The inductance is a function that depends on at least one of a current and a rotational speed.
前記回転子の角速度の推定値をローパスフィルタに入力し、
前記ローパスフィルタからの出力値に基づいて、前記永久磁石モータの速度に関するフィードバック制御が行われる
ことを特徴とするモータの制御方法。 It respond | corresponds to the position error of the said rotation coordinate axis corresponding to the said magnetic flux error calculated | required by the rotor position estimation method of any one of Claims 1-4 and 6-8, and the estimated axis of the said rotation coordinate axis. Find an estimate of the angular velocity of the rotor,
The estimated value of the angular velocity of the rotor is input to a low-pass filter,
A motor control method, wherein feedback control relating to the speed of the permanent magnet motor is performed based on an output value from the low-pass filter.
電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値と指令値の誤差をゼロにするための電流制御器の出力である位相指令値をローパスフィルタに入力し、
前記ローパスフィルタからの出力値と、前記推定された回転子位置とに基づいて、電圧指令の位相を示す信号を生成する
ことを特徴とするモータの制御方法。 A method for controlling a motor to which the rotor position estimation method according to any one of claims 1 to 4 and 6 to 8 is applied,
The value corresponding to the detected value of the estimated axis component of the rotational coordinate axis of the armature current and the phase command value that is the output of the current controller for making the error of the command value zero are input to the low-pass filter,
A motor control method comprising: generating a signal indicating a phase of a voltage command based on an output value from the low-pass filter and the estimated rotor position.
電機子電流の前記回転座標軸の推定軸成分の検出値に対応する値をローパスフィルタに入力し、
前記ローパスフィルタからの出力値と、前記電機子電流の回転座標軸の推定軸成分の指令値の偏差に基づいて、電圧位相の指令値を生成する
ことを特徴とするモータの制御方法。 A method for controlling a motor to which the rotor position estimation method according to any one of claims 1 to 4 and 6 to 8 is applied,
A value corresponding to the detected value of the estimated axis component of the rotational coordinate axis of the armature current is input to the low-pass filter,
A motor phase control value is generated based on a deviation between an output value from the low-pass filter and a command value of an estimated axis component of a rotation coordinate axis of the armature current.
回転座標軸であるq軸の推定軸であるδ軸の磁束量を求め、
前記δ軸の磁束量をゼロに収束させるように制御する
ことを特徴とするモータの制御方法。 A motor control method for controlling a permanent magnet motor having saliency,
Obtain the magnetic flux amount of the δ axis that is the estimated axis of the q axis that is the rotational coordinate axis
A motor control method, wherein control is performed so that the amount of magnetic flux of the δ axis converges to zero.
前記δ軸の磁束量は、
モータ印加電圧の推定値Vγ^から抵抗Rと電流Iγの電圧降下の差を角速度ωre^で除算することにより算出される磁束と、
インダクタンスLqと電流Iδの積により得られる磁束との和として求められる
ことを特徴とするモータの制御方法。 A motor control method according to claim 12, comprising:
The magnetic flux amount of the δ axis is
Magnetic flux calculated by dividing the difference between the voltage drop of the resistor R and the current Iγ from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage by the angular velocity ωre ^;
A motor control method characterized by being obtained as a sum of a magnetic flux obtained by a product of an inductance Lq and a current Iδ.
前記δ軸の磁束量は、
モータ印加電圧の推定値Vγ^から、抵抗Rと電流Iγの電圧降下と、インダクタンスLdと電流Iγの時間的変化による電圧降下との差を、角速度ωre^で除算することにより算出される磁束と、
インダクタンスLqと電流Iδの積により得られる磁束との和として求められる
ことを特徴とするモータの制御方法。 A motor control method according to claim 12, comprising:
The magnetic flux amount of the δ axis is
From the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage, the magnetic flux calculated by dividing the difference between the voltage drop of the resistor R and the current Iγ and the voltage drop due to the temporal change of the inductance Ld and the current Iγ by the angular velocity ωre ^ ,
A motor control method characterized by being obtained as a sum of a magnetic flux obtained by a product of an inductance Lq and a current Iδ.
前記δ軸の磁束量は、
モータ印加電圧の推定値Vγ^から、抵抗Rと電流Iγの電圧降下と、正のゲイン定数K”と電流Iγの時間的変化の積による電圧降下との差を、角速度ωre^で除算することにより算出される磁束と、
インダクタンスLqと電流Iδの積により得られる磁束との和として求められる
ことを特徴とするモータの制御方法。 A motor control method according to claim 12, comprising:
The magnetic flux amount of the δ axis is
Dividing the difference between the voltage drop of the resistance R and the current Iγ and the voltage drop due to the product of the positive gain constant K ″ and the current Iγ over time from the estimated value Vγ ^ of the motor applied voltage by the angular velocity ωre ^ And the magnetic flux calculated by
A motor control method characterized by being obtained as a sum of a magnetic flux obtained by a product of an inductance Lq and a current Iδ.
磁束誤差を演算し、前記演算された磁束誤差をゼロに収束させるように前記永久磁石モータの回転数を調整し、前記演算された磁束誤差がゼロになるように求められた速度推定値を積分することによって前記永久磁石モータの回転子の位置を算出する
ことを特徴とするモータの制御方法。 A motor control method for sensorless driving of a permanent magnet motor,
The magnetic flux error is calculated, the rotational speed of the permanent magnet motor is adjusted so that the calculated magnetic flux error converges to zero, and the speed estimation value obtained so that the calculated magnetic flux error becomes zero is integrated. By calculating the position of the rotor of the permanent magnet motor, the motor control method is characterized.
ことを特徴とするコンプレッサ。 A compressor comprising: a compressor motor that performs position sensorless sine wave drive by calculating a magnetic flux error and controlling the calculated magnetic flux error to converge to zero.
回転座標軸と前記回転座標軸の推定軸との磁束誤差を求め、
前記磁束誤差に基づいて、前記回転子位置を推定する
ことを特徴とする回転子位置推定装置。 A rotor position estimation device for estimating a rotor position of a permanent magnet motor having saliency,
Obtain the magnetic flux error between the rotational coordinate axis and the estimated axis of the rotational coordinate axis,
The rotor position estimation device, wherein the rotor position is estimated based on the magnetic flux error.
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