JP7077685B2

JP7077685B2 - Drives, drive systems, image forming equipment, and transport equipment

Info

Publication number: JP7077685B2
Application number: JP2018047359A
Authority: JP
Inventors: 典弘山本
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2018-03-14
Filing date: 2018-03-14
Publication date: 2022-05-31
Anticipated expiration: 2038-03-14
Also published as: JP2019161919A

Description

本発明は、駆動装置、駆動システム、画像形成装置、および搬送装置に関する。 The present invention relates to a drive device, a drive system, an image forming device, and a transport device.

従来、モータのセンサレス制御方法として、クローズドループ制御が知られている。クローズドループ制御は、モータの回転角や回転速度等をフィードバックし、モータの回転角や回転速度等が所望の制御値に一致するように、モータを制御する制御方法である。クローズドループ制御によれば、モータを高精度に制御することができる。 Conventionally, closed loop control is known as a sensorless control method for a motor. The closed loop control is a control method that feeds back the rotation angle, rotation speed, and the like of the motor and controls the motor so that the rotation angle, rotation speed, and the like of the motor match a desired control value. According to the closed loop control, the motor can be controlled with high accuracy.

このようなクローズドループ制御においては、モータ角（モータの回転子の実際の角度）と推定角（モータの回転子の推定された角度）との誤差Δθを、駆動電圧、モータの電流、モータ特性（コイル抵抗、コイルインダクタンス、逆起電圧定数等）等を用いて算出し、その誤差Δθを、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御を用いたＰＩ（Proportional Integral）制御を行うことによってゼロに収束させることで、推定角をモータ角に一致させる技術が利用されている。 In such closed-loop control, the error Δθ between the motor angle (actual angle of the motor rotor) and the estimated angle (estimated angle of the motor rotor) is determined by the drive voltage, motor current, and motor characteristics. Calculated using (coil resistance, coil inductance, countercurrent voltage constant, etc.), etc., and the error Δθ is converged to zero by performing PI (Proportional Integral) control using PLL (Phase Locked Loop) control. Therefore, a technique for matching the estimated angle with the motor angle is used.

一般的に、ＰＬＬ制御によって誤差Δθを収束させる際には、その入力となる誤差Δθを検出する際の検出ゲインが一定であることが前提となっている。しかしながら、本発明の発明者らは、モータの動作条件（例えば、負荷電流、負荷トルク、モータ回転速度等）が変化した際に、誤差Δθの検出ゲインが所定の値から変化する場合があることを見出した。このように、誤差Δθの検出ゲインが所定の値から変化してしまうと、ＰＩ制御を行う際に、位相余裕が十分に確保できずに発振してしまう等の不具合が生じてしまう虞がある。 Generally, when the error Δθ is converged by the PLL control, it is premised that the detection gain when detecting the input error Δθ is constant. However, the inventors of the present invention may change the detection gain of the error Δθ from a predetermined value when the operating conditions of the motor (for example, load current, load torque, motor rotation speed, etc.) change. I found. In this way, if the detection gain of the error Δθ changes from a predetermined value, there is a possibility that a problem such as oscillation may occur due to insufficient phase margin being secured when performing PI control. ..

なお、下記特許文献１には、誘起電圧の誤差を補償する技術が開示されているが、この技術は、モータの動作条件（例えば、負荷電流、負荷トルク、モータ回転速度等）が変化した際に、誤差Δθの検出ゲインを補償することができるものではない。 The following Patent Document 1 discloses a technique for compensating for an error in the induced voltage, but this technique is used when the operating conditions of the motor (for example, load current, load torque, motor rotation speed, etc.) change. In addition, the detection gain of the error Δθ cannot be compensated.

本発明は、上述した従来技術の課題を解決するため、モータ角と推定角との誤差の検出ゲインを一定に保つことにより、当該誤差を収束させるためのＰＩ制御における不具合の発生を抑制することができるようにすることを目的とする。 In order to solve the above-mentioned problems of the prior art, the present invention suppresses the occurrence of a defect in PI control for converging the error by keeping the detection gain of the error between the motor angle and the estimated angle constant. The purpose is to be able to.

上述した課題を解決するために、本発明の駆動装置は、モータを駆動する駆動装置であって、前記モータのモータ角と、前記モータの推定角との誤差を検出する誤差検出部と、
前記誤差検出部によって検出された前記誤差の検出ゲインを補正するためのゲイン補正値を導出する補正値導出部と、前記補正値導出部によって導出された前記ゲイン補正値に基づいて、前記検出ゲインを補正することにより、当該検出ゲインの補正がなされた後の、前記モータ角と前記推定角との誤差を出力する検出ゲイン補正部とを備え、前記誤差検出部は、前記モータに関する入力値に基づいて、所定の演算式に基づく演算を行うことにより、前記モータの永久磁石磁束のｑｃ軸成分を、前記誤差として検出し、前記補正値導出部は、前記モータに関する入力値に基づいて、所定の演算式に基づく演算を行うことにより、前記モータの永久磁石磁束のｄｃ軸成分を、前記ゲイン補正値として導出し、前記検出ゲイン補正部は、前記モータの永久磁石磁束のｄｃ軸成分が、目標値となるように、前記検出ゲインを補正することにより、当該検出ゲインの補正がなされた後の、前記モータ角と前記推定角との誤差を出力する。 In order to solve the above-mentioned problems, the drive device of the present invention is a drive device that drives a motor, and includes an error detection unit that detects an error between the motor angle of the motor and the estimated angle of the motor.
The detection gain is based on the correction value derivation unit for deriving the gain correction value for correcting the detection gain of the error detected by the error detection unit and the gain correction value derived by the correction value derivation unit. The detection gain correction unit is provided with a detection gain correction unit that outputs an error between the motor angle and the estimated angle after the detection gain is corrected by correcting the above. Based on this, by performing an operation based on a predetermined calculation formula, the qc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor is detected as the error, and the correction value derivation unit determines a predetermined value based on the input value related to the motor. By performing the calculation based on the calculation formula of, the dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor is derived as the gain correction value, and in the detection gain correction unit, the dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor is used. By correcting the detection gain so as to be a target value, the error between the motor angle and the estimated angle after the correction of the detection gain is made is output .

本発明によれば、モータ角と推定角との誤差の検出ゲインを一定に保つことができるため、当該誤差を収束させるためのＰＩ制御における不具合の発生を抑制することができる。 According to the present invention, since the detection gain of the error between the motor angle and the estimated angle can be kept constant, it is possible to suppress the occurrence of a defect in the PI control for converging the error.

本発明の第１実施形態に係る駆動システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the drive system which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態に係る駆動システムによって利用される座標系を模式的に示す図である。It is a figure which shows typically the coordinate system used by the drive system which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態に係る推定部の具体的な構成を示す図である。It is a figure which shows the specific structure of the estimation part which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態に係る軸誤差信号およびゲイン補正信号の出力特性の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the output characteristic of the axis error signal and the gain correction signal which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態に係るＡＧＣ部の具体的な構成を示す図である。It is a figure which shows the specific structure of the AGC part which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態に係る推定部の具体的な構成を示す図である。It is a figure which shows the specific structure of the estimation part which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る推定部の具体的な構成を示す図である。It is a figure which shows the specific structure of the estimation part which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係るテーブルの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the table which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第１実施例に係る画像形成装置の概略構成を示す図である。It is a figure which shows the schematic structure of the image forming apparatus which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施例に係る搬送装置の概略構成を示す図である。It is a figure which shows the schematic structure of the transfer apparatus which concerns on 2nd Embodiment of this invention.

〔第１実施形態〕
以下、図面を参照して、本発明の第１実施形態について説明する。 [First Embodiment]
Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

（駆動システム１０の構成）
図１は、本発明の第１実施形態に係る駆動システム１０の構成を示す図である。図１に示す駆動システム１０は、モータ１１、インバータ１２、電流検出器１３、および駆動装置１００を備えている。 (Configuration of drive system 10)
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a drive system 10 according to a first embodiment of the present invention. The drive system 10 shown in FIG. 1 includes a motor 11, an inverter 12, a current detector 13, and a drive device 100.

モータ１１は、２相のステッピングモータである。モータ１１の各相を、Ａ相およびＢ相と称する。モータ１１は、Ａ相およびＢ相のコイル（固定子）と、回転子と、を備える。回転子は、Ｓ極およびＮ極が交互に並んだ永久磁石により構成され、ｐ個の極ペア（Ｓ極およびＮ極のペア）を有する。なお、本実施形態では、２相のステッピングモータを用いているが、３相ブラシレスモータやそれ以外のモータでも同様の方式での制御が可能である。 The motor 11 is a two-phase stepping motor. Each phase of the motor 11 is referred to as an A phase and a B phase. The motor 11 includes A-phase and B-phase coils (stator) and a rotor. The rotor is composed of permanent magnets in which S poles and N poles are alternately arranged, and has p pole pairs (pairs of S poles and N poles). In this embodiment, a two-phase stepping motor is used, but a three-phase brushless motor and other motors can also be controlled by the same method.

以下では、回転子の１回転を１周期とする角度を機械角と称し、回転子の１回転をｐ周期とする角度を電気角と称する。電気角は、機械角のｐ倍に相当する。以降、断りのない限り、回転子の角度（位置）および速度（角速度）を電気角で表す。 Hereinafter, the angle in which one rotation of the rotor is one cycle is referred to as a mechanical angle, and the angle in which one rotation of the rotor is a p cycle is referred to as an electric angle. The electric angle corresponds to p times the mechanical angle. Hereinafter, unless otherwise specified, the angle (position) and velocity (angular velocity) of the rotor are expressed by electric angles.

モータ１１は、インバータ１２から供給された電流によって駆動される。具体的には、モータ１１は、Ａ相およびＢ相のコイルに対し、インバータ１２からそれぞれ電流ＩＡ，ＩＢが供給される。Ａ相およびＢ相のコイルは、インバータ１２から供給された電流ＩＡ，ＩＢに応じて、磁界を発生させる。モータ１１の回転子は、Ａ相およびＢ相のコイルによって発生した磁界によって回転する。 The motor 11 is driven by the current supplied from the inverter 12. Specifically, in the motor 11, currents IA and IB are supplied from the inverter 12 to the A-phase and B-phase coils, respectively. The A-phase and B-phase coils generate a magnetic field according to the currents IA and IB supplied from the inverter 12. The rotor of the motor 11 is rotated by the magnetic fields generated by the A-phase and B-phase coils.

インバータ１２は、駆動装置１００から出力された電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊に応じた電流ＩＡ，ＩＢをモータ１１に供給する。これにより、インバータ１２は、モータ１１を駆動する。以下、＊が付された値は、指令値（制御値）を示すものとする。電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊は、モータ１１のＡ相およびＢ相のコイルにそれぞれ印加する電圧の、電圧指令値である。なお、図１の例では、インバータ１２が駆動装置１００の外部に設けられているが、インバータ１２は、駆動装置１００の内部に設けられているものであってもよい。 The inverter 12 supplies the currents IA and IB corresponding to the voltage command values Va * and Vb * output from the drive device 100 to the motor 11. As a result, the inverter 12 drives the motor 11. Hereinafter, the values marked with * indicate the command value (control value). The voltage command values Va * and Vb * are voltage command values of the voltages applied to the A-phase and B-phase coils of the motor 11, respectively. In the example of FIG. 1, the inverter 12 is provided outside the drive device 100, but the inverter 12 may be provided inside the drive device 100.

電流検出器１３は、モータ１１の電流値Ｉａ，Ｉｂを検出する。そして、電流検出器１３は、検出された電流値Ｉａ，Ｉｂを、駆動装置１００へ出力する。例えば、電流検出器１３は、シャント抵抗、Ａ／Ｄコンバータ等によって構成される。 The current detector 13 detects the current values Ia and Ib of the motor 11. Then, the current detector 13 outputs the detected current values Ia and Ib to the drive device 100. For example, the current detector 13 is composed of a shunt resistor, an A / D converter, and the like.

駆動装置１００は、モータ１１をセンサレス制御する装置である。図１に示すように、駆動装置１００は、位置制御部１０１、速度制御部１０２、指令値切替部１０３、電流制御部１０４、第１座標変換部１０５、第２座標変換部１０６、推定部１０７、および選択部１０８を備えている。例えば、これらの各機能部は、メモリに格納されたプログラムをプロセッサが実行することにより実現される。 The drive device 100 is a device that controls the motor 11 without a sensor. As shown in FIG. 1, the drive device 100 includes a position control unit 101, a speed control unit 102, a command value switching unit 103, a current control unit 104, a first coordinate conversion unit 105, a second coordinate conversion unit 106, and an estimation unit 107. , And a selection unit 108. For example, each of these functional units is realized by the processor executing a program stored in the memory.

位置制御部１０１は、角度指令値θ＊と、角度推定値θｅｓｔとに基づいて、両者の差分である、角度誤差θｅｒｒを算出する。角度指令値θ＊は、モータ１１の回転子の角度（位置）の指令値であり、外部（例えば、上位コントローラ）から入力される。角度推定値θｅｓｔは、モータ１１の回転子の角度（位置）の推定値であり、推定部１０７から入力される。そして、位置制御部１０１は、Ｐ（Proportional）制御、ＰＩ制御等を行うことにより、角度誤差θｅｒｒが０に追従するように、速度指令値ω＊を出力する。速度指令値ω＊は、モータ１１の回転子の速度（角速度）の指令値である。位置制御部１０１から出力された速度指令値ω＊は、速度制御部１０２に入力される。 The position control unit 101 calculates an angle error θerr, which is the difference between the angle command value θ * and the angle estimated value θest. The angle command value θ * is a command value of the angle (position) of the rotor of the motor 11, and is input from the outside (for example, the host controller). The angle estimated value θest is an estimated value of the angle (position) of the rotor of the motor 11, and is input from the estimation unit 107. Then, the position control unit 101 outputs the speed command value ω * so that the angle error θerr follows 0 by performing P (Proportional) control, PI control, and the like. The speed command value ω * is a command value of the speed (angular velocity) of the rotor of the motor 11. The speed command value ω * output from the position control unit 101 is input to the speed control unit 102.

速度制御部１０２は、速度指令値ω＊と、速度推定値ωｅｓｔとに基づいて、両者の差分である、速度誤差ωｅｒｒを算出する。速度推定値ωｅｓｔは、モータ１１の回転子の速度の推定値であり、推定部１０７から入力される。そして、速度制御部１０２は、Ｐ制御、ＰＩ制御等を行うことにより、速度誤差ωｅｒｒが０に追従するように、電流指令値Ｉｑｃｖ＊を出力する。電流指令値Ｉｑｃｖ＊は、クローズドループ制御の場合において、モータ１１に供給されるｑｃ軸電流の指令値である。速度制御部１０２から出力された電流指令値Ｉｑｃｖ＊は、指令値切替部１０３に入力される。 The speed control unit 102 calculates the speed error ωerr, which is the difference between the speed command value ω * and the speed estimation value ωest. The speed estimation value ωest is an estimated value of the speed of the rotor of the motor 11, and is input from the estimation unit 107. Then, the speed control unit 102 outputs the current command value Iqcv * so that the speed error ωerr follows 0 by performing P control, PI control, and the like. The current command value Iqcv * is a command value of the qc axis current supplied to the motor 11 in the case of closed loop control. The current command value Iqcv * output from the speed control unit 102 is input to the command value switching unit 103.

指令値切替部１０３は、選択信号ｓｅｌに応じて、電流指令値Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊を選択的に切り替えて出力する。選択信号ｓｅｌは、オープンループ制御またはクローズドループ制御のいずれかを指定する信号であり、外部（例えば、上位コントローラ）から入力される。電流指令値Ｉｄｃ＊は、モータ１１に供給される電流のｄｃ軸成分であるｄｃ軸電流の指令値である。電流指令値Ｉｑｃ＊は、モータ１１に供給される電流のｑｃ軸成分であるｑｃ軸電流の指令値である。指令値切替部１０３から出力される電流指令値Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊は、電流制御部１０４に入力される。 The command value switching unit 103 selectively switches and outputs the current command values Idc * and Iqc * according to the selection signal sel. The selection signal sel is a signal that specifies either open-loop control or closed-loop control, and is input from the outside (for example, a host controller). The current command value Idc * is a command value of the dc-axis current, which is a dc-axis component of the current supplied to the motor 11. The current command value Iqc * is a command value of the qc axis current, which is a qc axis component of the current supplied to the motor 11. The current command values Idc * and Iqc * output from the command value switching unit 103 are input to the current control unit 104.

例えば、指令値切替部１０３は、選択信号ｓｅｌによってクローズドループ制御が指定されている間、電流指令値Ｉｑｃ＊として、電流指令値Ｉｑｃｖ＊を出力する。一方、指令値切替部１０３は、選択信号ｓｅｌによってオープンループ制御が指定されている間、電流指令値Ｉｄｃ＊として、予め設定された電流指令値ＯｐｅｎＩｄｃ＊を出力する。 For example, the command value switching unit 103 outputs the current command value Iqcv * as the current command value Iqc * while the closed loop control is specified by the selection signal sel. On the other hand, the command value switching unit 103 outputs a preset current command value OpenIdc * as the current command value Idc * while the open loop control is specified by the selection signal sel.

電流制御部１０４は、指令値切替部１０３から入力される電流指令値Ｉｄｃ＊と、第２座標変換部１０６から入力される電流値Ｉｄｃとに基づいて、両者の差分である、電流誤差Ｉｄｃｅｒｒを算出する。または、電流制御部１０４は、指令値切替部１０３から入力される電流指令値Ｉｑｃ＊と、第２座標変換部１０６から入力される電流値Ｉｑｃとに基づいて、電流誤差Ｉｑｃｅｒｒを計算する。 The current control unit 104 determines the current error Idcerr, which is the difference between the current command value Idc * input from the command value switching unit 103 and the current value Idc input from the second coordinate conversion unit 106. calculate. Alternatively, the current control unit 104 calculates the current error Iqcerr based on the current command value Iqc * input from the command value switching unit 103 and the current value Iqc input from the second coordinate conversion unit 106.

そして、電流制御部１０４は、Ｐ制御、ＰＩ制御等を行うことにより、電流誤差ＩｄｃｅｒｒまたはＩｑｃｅｒｒが０に追従するように、電圧指令値Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を出力する。電圧指令値Ｖｄｃ＊は、モータ１１に印加する電圧のｄｃ軸成分であるｄｃ軸電圧の指令値である。電圧指令値Ｖｑｃ＊は、モータ１１に印加する電圧のｑｃ軸成分であるｑｃ軸電圧の指令値である。電流制御部１０４から出力された電圧指令値Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊は、第１座標変換部１０５に入力される。また、電流制御部１０４から出力された電圧指令値Ｖｄｃ＊は、推定部１０７に入力される。 Then, the current control unit 104 outputs the voltage command values Vdc * and Vqc * so that the current error Idcerr or Iqcerr follows 0 by performing P control, PI control, and the like. The voltage command value Vdc * is a command value of the dc-axis voltage which is a dc-axis component of the voltage applied to the motor 11. The voltage command value Vqc * is a command value of the qc axis voltage which is a qc axis component of the voltage applied to the motor 11. The voltage command values Vdc * and Vqc * output from the current control unit 104 are input to the first coordinate conversion unit 105. Further, the voltage command value Vdc * output from the current control unit 104 is input to the estimation unit 107.

第１座標変換部１０５は、電圧指令値Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を、ｄｃｑｃ座標系からａｂ座標系に座標変換することにより、電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊を生成し、当該電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊を出力する。第１座標変換部１０５から出力された電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊は、インバータ１２に入力される。電圧指令値Ｖａ＊，Ｖｂ＊は、以下の式（１）によって表される。 The first coordinate conversion unit 105 generates voltage command values Va * and Vb * by converting the voltage command values Vdc * and Vqc * from the dcqc coordinate system to the ab coordinate system, and the voltage command values Va *. , Vb * is output. The voltage command values Va * and Vb * output from the first coordinate conversion unit 105 are input to the inverter 12. The voltage command values Va * and Vb * are expressed by the following equation (1).

式（１）において、右辺第１項は、座標変換のための変換行列である。θは、選択部１０８から第１座標変換部１０５に入力される角度である。オープンループ制御の場合、θは、角度指令値θ＊である。クローズドループ制御の場合、θは、角度推定値θｅｓｔである。 In the equation (1), the first term on the right side is a transformation matrix for coordinate transformation. θ is an angle input from the selection unit 108 to the first coordinate conversion unit 105. In the case of open loop control, θ is the angle command value θ *. In the case of closed loop control, θ is an angle estimate θest.

第２座標変換部１０６は、電流検出器１３から入力される電流値Ｉａ，Ｉｂを、ａｂ座標系からｄｃｑｃ座標系に座標変換することにより、電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを生成し、当該電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する。第２座標変換部１０６から出力された電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃは、電流制御部１０４および推定部１０７に入力される。電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃは、以下の式（２）によって表される。 The second coordinate conversion unit 106 generates current values Idc and Iqc by converting the current values Ia and Ib input from the current detector 13 from the ab coordinate system to the dcqc coordinate system, and generates the current values Idc and Iqc. , Iqc is output. The current values Idc and Iqc output from the second coordinate conversion unit 106 are input to the current control unit 104 and the estimation unit 107. The current values Idc and Iqc are expressed by the following equation (2).

式（２）において、右辺第１項は、座標変換のための変換行列である。θは、選択部１０８から第２座標変換部１０６に入力される角度である。オープンループ制御の場合、θは、角度指令値θ＊である。クローズドループ制御の場合、θは、角度推定値θｅｓｔである。 In the equation (2), the first term on the right side is a transformation matrix for coordinate transformation. θ is an angle input from the selection unit 108 to the second coordinate conversion unit 106. In the case of open loop control, θ is the angle command value θ *. In the case of closed loop control, θ is an angle estimate θest.

推定部１０７は、電流制御部１０４から入力される電圧指令値Ｖｄｃ＊と、第２座標変換部１０６から入力される電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃとに基づいて、モータ１１の回転子の角度推定値θｅｓｔおよび速度推定値ωｅｓｔを算出する。そして、推定部１０７は、算出された速度推定値ωｅｓｔを、速度制御部１０２に出力する。また、推定部１０７は、算出された角度推定値θｅｓｔを、位置制御部１０１および選択部１０８に出力する。推定部１０７は、角度推定値θｅｓｔおよび速度推定値ωｅｓｔの算出方法として、従来知られている任意の方法を利用できる。 The estimation unit 107 is an angle estimation value θest of the rotor of the motor 11 based on the voltage command value Vdc * input from the current control unit 104 and the current values Idc and Iqc input from the second coordinate conversion unit 106. And the velocity estimate ωest is calculated. Then, the estimation unit 107 outputs the calculated speed estimation value ωest to the speed control unit 102. Further, the estimation unit 107 outputs the calculated angle estimation value θest to the position control unit 101 and the selection unit 108. The estimation unit 107 can use any conventionally known method as a method for calculating the angle estimated value θest and the velocity estimated value ωest.

以下では、推定部１０７が、誘起電圧に基づいて、角度推定値θｅｓｔおよび速度推定値ωｅｓｔの算出を算出する例を説明する。 Hereinafter, an example in which the estimation unit 107 calculates the calculation of the angle estimated value θest and the velocity estimated value ωest based on the induced voltage will be described.

モータ１１には、以下の電圧方程式（３）～（５）が成り立つ。 The following voltage equations (3) to (5) hold for the motor 11.

式（３）～式（５）において、Ｒは、コイルの巻線抵抗を示す。また、ｐは、微分演算子を示す。また、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスを示す。また、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスを示す。また、ｅｄｃは、ｄｃ軸誘起電圧を示す。また、ｅｑｃは、ｑｃ軸誘起電圧を示す。また、Ｉｄｃは、モータ１１に供給される電流のｄｃ軸成分を示す。また、Ｉｑｃは、モータ１１に供給される電流のｑｃ軸成分を示す。また、ωｒｅは、モータ１１の回転子の実際の速度を示す。また、θｒｅは、モータ１１の回転子の実際の角度を示す。また、Ψａは、永久磁石の電気子鎖交磁束を示す。 In equations (3) to (5), R indicates the winding resistance of the coil. Further, p indicates a differential operator. Further, Ld indicates a d-axis inductance. Further, Lq indicates a q-axis inductance. Further, edc indicates a dc-axis induced voltage. Further, eqc indicates a qc axis induced voltage. Further, Idc indicates a dc-axis component of the current supplied to the motor 11. Further, Iqc indicates a qc axis component of the current supplied to the motor 11. Further, ωre indicates the actual speed of the rotor of the motor 11. Further, θre indicates the actual angle of the rotor of the motor 11. Further, Ψa indicates the armature interlinkage magnetic flux of the permanent magnet.

また、式（３）より、以下の式（６）が成り立つ。 Further, from the equation (3), the following equation (6) holds.

また、ωｅｓｔ≒ωｒｅである場合、式（４）および式（６）より、以下の式（７）が成り立つ。 Further, when ωest≈ωre, the following equation (7) holds from the equations (4) and (6).

また、モータ１１の回転子が等速回転中である場合、Ｉｄは０となり、Ｉｑは一定となるため、式（５）は、以下の式（８）に書き換えられる。 Further, when the rotor of the motor 11 is rotating at a constant speed, Id becomes 0 and Iq becomes constant, so that the equation (5) is rewritten to the following equation (8).

Ｉｄが０であり、且つ、Ｉｑが一定である場合、Ｉｄｃも一定となる。したがって、式（７）および式（８）より、以下の式（９）が成り立つ。 When Id is 0 and Iq is constant, Idc is also constant. Therefore, the following equation (9) holds from the equations (7) and (8).

クローズドループ制御では、実角度θｒｅを角度指令値θ＊と一致させるために、角度推定値θｅｓｔが実角度θｒｅと一致するように制御される。そこで、左辺を０とすると、以下の式（１０）が成り立つ。 In the closed loop control, the angle estimation value θest is controlled to match the real angle θre in order to match the real angle θre with the angle command value θ *. Therefore, assuming that the left side is 0, the following equation (10) holds.

推定部１０７は、式（１０）を満たす実速度ωｒｅを、速度推定値ωｅｓｔとして出力する。また、推定部１０７は、速度推定値ωｅｓｔを積分することにより、角度推定値θｅｓｔを計算できる。 The estimation unit 107 outputs the actual velocity ωre satisfying the equation (10) as the velocity estimation value ωest. Further, the estimation unit 107 can calculate the angle estimation value θest by integrating the velocity estimation value ωest.

選択部１０８は、外部（例えば、上位コントローラ）から入力される選択信号ｓｅｌに応じて、角度指令値θ＊または角度推定値θｅｓｔのいずれか一方を選択して出力する。具体的には、選択部１０８は、選択信号ｓｅｌによってオープンループ制御が指定された場合、角度指令値θ＊を出力する。一方、選択部１０８は、選択信号ｓｅｌによってクローズドループ制御が指定された場合、角度推定値θｅｓｔを出力する。選択部１０８から出力された角度指令値θ＊または角度推定値θｅｓｔは、第１座標変換部１０５および第２座標変換部１０６に入力される。 The selection unit 108 selects and outputs either the angle command value θ * or the angle estimation value θest according to the selection signal sel input from the outside (for example, the host controller). Specifically, the selection unit 108 outputs the angle command value θ * when the open loop control is specified by the selection signal sel. On the other hand, the selection unit 108 outputs the angle estimation value θest when the closed loop control is specified by the selection signal sel. The angle command value θ * or the angle estimation value θest output from the selection unit 108 is input to the first coordinate conversion unit 105 and the second coordinate conversion unit 106.

（駆動システム１０によって利用される座標系）
図２は、本発明の第１実施形態に係る駆動システム１０によって利用される座標系を模式的に示す図である。図２において、実線は、ａｂ座標系を示している。また、破線は、ｄｑ座標系を示している。また、点線は、ｄｃｑｃ座標系を示している。各座標系は、原点を共有する。 (Coordinate system used by drive system 10)
FIG. 2 is a diagram schematically showing a coordinate system used by the drive system 10 according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 2, the solid line indicates the ab coordinate system. The broken line indicates the dq coordinate system. The dotted line indicates the dcqc coordinate system. Each coordinate system shares the origin.

ａｂ座標系は、互いに直交するａ軸およびｂ軸からなる固定座標系である。ａ軸はモータ１１のＡ相に対応し、ｂ軸はモータ１１のＢ相に対応する。すなわち、Ａ相のコイルに供給される電流ＩＡの電流値Ｉａは、モータ１１に供給される電流のａ軸成分であり、Ｂ相のコイルに供給される電流Ｉｂの電流値Ｉｂは、モータ１１に供給される電流のｂ軸成分である。 The ab coordinate system is a fixed coordinate system consisting of a-axis and b-axis orthogonal to each other. The a-axis corresponds to the A phase of the motor 11, and the b-axis corresponds to the B phase of the motor 11. That is, the current value Ia of the current IA supplied to the A-phase coil is the a-axis component of the current supplied to the motor 11, and the current value Ib of the current Ib supplied to the B-phase coil is the motor 11. It is a b-axis component of the current supplied to.

ｄｑ座標系は、互いに直交するｄ軸およびｑ軸からなる回転座標系である。ａ軸に対するｄ軸の角度は、角度指令値θ＊に相当する。すなわち、ｄｑ座標系は、回転子の理想的な位置を基準とする座標系である。 The dq coordinate system is a rotating coordinate system composed of d-axis and q-axis orthogonal to each other. The angle of the d-axis with respect to the a-axis corresponds to the angle command value θ *. That is, the dq coordinate system is a coordinate system based on the ideal position of the rotor.

ｄｃｑｃ座標系は、互いに直交するｄｃ軸およびｑｃ軸からなる回転座標系である。ａ軸に対するｄｃ軸の角度は、回転子の角度推定値θｅｓｔに相当し、ｄｃ軸に対するｄ軸の角度は角度誤差θｅｒｒに相当する。すなわち、ｄｃｑｃ座標系は、駆動装置１００が推定した回転子の位置を基準とする座標系である。クローズドループ制御では、角度誤差θｅｒｒが０に追従するように、モータ１１に電流が供給される。上述のｑｃ軸電流とは、モータ１１に供給される電流のｑｃ軸成分のことである。 The dcqc coordinate system is a rotating coordinate system composed of dc axes and qc axes that are orthogonal to each other. The angle of the dc axis with respect to the a-axis corresponds to the angle estimated value θest of the rotor, and the angle of the d-axis with respect to the dc axis corresponds to the angle error θerr. That is, the dcqc coordinate system is a coordinate system based on the position of the rotor estimated by the drive device 100. In closed-loop control, a current is supplied to the motor 11 so that the angle error θerr follows zero. The above-mentioned qc-axis current is a qc-axis component of the current supplied to the motor 11.

（推定部１０７の具体的な構成）
図３は、本発明の第１実施形態に係る推定部１０７の具体的な構成を示す図である。図３に示すように、推定部１０７は、軸誤差検出部３０１、補正値導出部３０２、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）部３０３、およびＰＬＬ部３０４を備えている。 (Specific configuration of estimation unit 107)
FIG. 3 is a diagram showing a specific configuration of the estimation unit 107 according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 3, the estimation unit 107 includes an axis error detection unit 301, a correction value derivation unit 302, an AGC (Automatic Gain Control) unit 303, and a PLL unit 304.

軸誤差検出部３０１は、モータ１１におけるモータ角と推定角との誤差を検出する。具体的には、軸誤差検出部３０１は、ｖｄｑ（ｔｈ）およびｉｄｑ（ｔｈ）が入力される。ｖｄｑ（ｔｈ）は、モータａｂ軸に対して推定角ｔｈ（上記角度推定値θｅｓｔに相当）で回転演算することによって得られたｖｄｃ（上記電圧指令値Ｖｄｃ＊に相当）およびｖｑｃ（上記電圧指令値Ｖｑｃ＊に相当）をまとめて表すものである。ｉｄｑ（ｔｈ）は、モータａｂ軸に対して推定角ｔｈで回転演算することによって得られたｉｄ（上記電流値Ｉｄｃに相当）およびｉｑ（上記電流値Ｉｑｃに相当）をまとめて表すものである。 The shaft error detection unit 301 detects an error between the motor angle and the estimated angle in the motor 11. Specifically, vdq (th) and idq (th) are input to the axis error detection unit 301. vdq (th) is vdc (corresponding to the voltage command value Vdc *) and vqc (corresponding to the voltage command) obtained by rotating the motor ab axis at an estimated angle th (corresponding to the angle estimated value θest). The value Vqc *) is collectively represented. idq (th) collectively represents id (corresponding to the above current value Idc) and iq (corresponding to the above current value Iqc) obtained by performing a rotation calculation with respect to the motor ab axis at an estimated angle th. ..

そして、軸誤差検出部３０１は、ｖｄｑ（ｔｈ）、ｉｄｑ（ｔｈ）、およびモータパラメータを用いて、所定の演算式に基づく演算を行うことにより、モータ１１におけるモータ角と推定角との誤差を検出し、当該誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒを出力する。 Then, the axis error detection unit 301 uses vdq (th), idq (th), and the motor parameters to perform an operation based on a predetermined calculation formula to obtain an error between the motor angle and the estimated angle in the motor 11. Detects and outputs an axis error signal θerr indicating the error.

補正値導出部３０２は、軸誤差検出部３０１によって検出された軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正するためのゲイン補正値を導出する。具体的には、補正値導出部３０２は、ｖｄｑ（ｔｈ）およびｉｄｑ（ｔｈ）が入力される。そして、補正値導出部３０２は、ｖｄｑ（ｔｈ）、ｉｄｑ（ｔｈ）、およびモータパラメータを用いて、所定の演算式に基づく演算を行うことにより、軸誤差検出部３０１によって検出された軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正するためのゲイン補正値を導出し、当該ゲイン補正値を示すゲイン補正信号を出力する。 The correction value derivation unit 302 derives a gain correction value for correcting the detection gain of the axis error signal θerr detected by the axis error detection unit 301. Specifically, vdq (th) and idq (th) are input to the correction value derivation unit 302. Then, the correction value deriving unit 302 performs an operation based on a predetermined arithmetic expression using vdq (th), idq (th), and a motor parameter, and the axis error signal detected by the axis error detecting unit 301. A gain correction value for correcting the detection gain of θerr is derived, and a gain correction signal indicating the gain correction value is output.

本実施形態では、軸誤差検出部３０１は、ｖｄｑ（ｔｈ）、ｉｄｑ（ｔｈ）、およびモータパラメータを用いて、所定の演算式（例えば、以下に示す、モータ１１のｄｑ軸上の電圧方程式（１１））に基づく演算を行うことにより、モータ１１の永久磁石磁束のｑｃ軸成分を、モータ１１のモータ角と推定角との誤差として検出する。 In the present embodiment, the axis error detection unit 301 uses vdq (th), idq (th), and motor parameters to perform a predetermined calculation formula (for example, the voltage equation on the dq axis of the motor 11 shown below (for example, the voltage equation on the dq axis of the motor 11). By performing the calculation based on 11)), the qc axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11 is detected as an error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle.

また、本実施形態では、補正値導出部３０２は、ｖｄｑ（ｔｈ）、ｉｄｑ（ｔｈ）、およびモータパラメータを用いて、所定の演算式（例えば、以下に示す、モータ１１のｄｑ軸上の電圧方程式（１１））に基づく演算を行うことにより、モータ１１の永久磁石磁束のｄｃ軸成分を、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正するためのゲイン補正信号として導出する。 Further, in the present embodiment, the correction value derivation unit 302 uses a predetermined calculation formula (for example, the voltage on the dq axis of the motor 11 shown below, using vdq (th), idq (th), and motor parameters. By performing the calculation based on the equation (11)), the dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11 is derived as a gain correction signal for correcting the detection gain of the axis error signal θerr.

式（１１）において、ｖｄは、モータ１１に印加される電圧のｄ軸成分を示す。また、ｖｑは、モータ１１に印加される電圧のｑ軸成分を示す。また、ｉｄは、モータ１１に供給される電流のｄ軸成分を示す。また、ｉｑは、モータ１１に供給される電流のｑ軸成分を示す。また、Ｒａは、コイルの巻線抵抗を示す。また、ｐは、微分演算子を示す。また、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスを示す。また、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスを示す。また、ωは、モータ１１の回転子の角速度を示す。また、Ψａは、永久磁石の電気子鎖交磁束を示す。 In equation (11), vd represents the d-axis component of the voltage applied to the motor 11. Further, vq indicates a q-axis component of the voltage applied to the motor 11. Further, id indicates a d-axis component of the current supplied to the motor 11. Further, iq indicates the q-axis component of the current supplied to the motor 11. Ra also indicates the winding resistance of the coil. Further, p indicates a differential operator. Further, Ld indicates a d-axis inductance. Further, Lq indicates a q-axis inductance. Further, ω indicates the angular velocity of the rotor of the motor 11. Further, Ψa indicates the armature interlinkage magnetic flux of the permanent magnet.

ＡＧＣ部３０３は、本発明の「検出ゲイン補正部」の一例である。ＡＧＣ部３０３は、補正値導出部３０２によって導出されたゲイン補正信号に基づいて、軸誤差検出部３０１によって検出された軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正することにより、当該検出ゲインの補正がなされた後の、モータ１１のモータ角と推定角との誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒ'を出力する。 The AGC unit 303 is an example of the “detection gain correction unit” of the present invention. The AGC unit 303 corrects the detection gain by correcting the detection gain of the axis error signal θerr detected by the axis error detection unit 301 based on the gain correction signal derived by the correction value derivation unit 302. After that, the axis error signal θerr'indicating the error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle is output.

本実施形態では、ＡＧＣ部３０３は、モータ１１のモータ角と推定角との誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒとして、モータ１１の永久磁石磁束のｑｃ軸成分が、軸誤差検出部３０１から入力される。また、ＡＧＣ部３０３は、軸誤差検出部３０１によって検出された軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正するためのゲイン補正信号として、モータ１１の永久磁石磁束のｄｃ軸成分が、補正値導出部３０２から入力される。そして、ＡＧＣ部３０３は、ゲイン補正信号（モータ１１の永久磁石磁束のｄｃ軸成分）が目標値となるようにフィードバック制御して、軸誤差信号θｅｒｒ（モータ１１の永久磁石磁束のｑｃ軸成分）の検出ゲインを補正することで、当該検出ゲインの補正がなされた後の、軸誤差信号θｅｒｒ'を出力する。なお、ＡＧＣ部３０３の具体的な構成例については、図５を用いて後述する。 In the present embodiment, the AGC unit 303 inputs the qc axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11 from the axis error detection unit 301 as an axis error signal θerr indicating an error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle. .. Further, in the AGC unit 303, as a gain correction signal for correcting the detection gain of the axis error signal θerr detected by the axis error detection unit 301, the dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11 is the correction value derivation unit 302. It is input from. Then, the AGC unit 303 feedback-controls so that the gain correction signal (dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11) becomes the target value, and the axis error signal θerr (qc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11). By correcting the detection gain of, the axis error signal θerr'after the correction of the detection gain is made is output. A specific configuration example of the AGC unit 303 will be described later with reference to FIG.

ＰＬＬ部３０４は、ＡＧＣ部３０３から出力された軸誤差信号θｅｒｒ'を用いて、ＰＩ制御によるフィードバック制御を行うことにより、当該軸誤差信号θｅｒｒ'をゼロに収束させる。これにより、ＰＬＬ部３０４は、モータ１１の推定角をモータ１１のモータ角に一致させてから、モータ１１の回転子の角度推定値θｅｓｔを出力する。すなわち、ＰＬＬ部３０４は、入力される軸誤差信号θｅｒｒ'の検出ゲインが一定の状態で、ＰＩ制御を行うことができるため、検出ゲインが一定でない場合に生じ得る各種不具合（例えば、位相余裕が十分に確保できずに発振してしまう等）を生じさせることなく、ＰＩ制御を行うことができる。 The PLL unit 304 converges the axis error signal θerr'to zero by performing feedback control by PI control using the axis error signal θerr' output from the AGC unit 303. As a result, the PLL unit 304 outputs the estimated angle θest of the rotor of the motor 11 after matching the estimated angle of the motor 11 with the motor angle of the motor 11. That is, since the PLL unit 304 can perform PI control in a state where the detection gain of the input axis error signal θerr'is constant, various problems (for example, phase margins) that may occur when the detection gain is not constant are available. PI control can be performed without causing (such as oscillation due to insufficient securing).

なお、図３に示す推定部１０７が備える複数の構成部のうち、全ての構成部がプログラムによって実現されてもよく、全ての構成部が回路によって実現されてもよい。または、一部の構成部がプログラムによって実現されてもよく、残りの構成部が回路によって実現されてもよい。 Of the plurality of components included in the estimation unit 107 shown in FIG. 3, all the components may be realized by a program, or all the components may be realized by a circuit. Alternatively, some components may be implemented programmatically and the remaining components may be implemented by circuits.

（軸誤差信号およびゲイン補正信号の出力特性の一例）
図４は、本発明の第１実施形態に係る軸誤差信号およびゲイン補正信号の出力特性の一例を示す図である。図４（ａ）は、軸誤差検出部３０１から出力される軸誤差信号θｅｒｒの出力特性を示す。図４（ｂ）は、補正値導出部３０２から出力されるゲイン補正信号の出力特性を示す。図４（ａ），（ｂ）に示すグラフの横軸は、モータ１１におけるモータ角と推定角との誤差［ｄｅｇ]を表している。図４（ａ），（ｂ）に示すグラフの縦軸は、軸誤差信号θｅｒｒ，ゲイン補正信号の出力レベルを表している。 (Example of output characteristics of axis error signal and gain correction signal)
FIG. 4 is a diagram showing an example of output characteristics of an axis error signal and a gain correction signal according to the first embodiment of the present invention. FIG. 4A shows the output characteristics of the axis error signal θerr output from the axis error detection unit 301. FIG. 4B shows the output characteristics of the gain correction signal output from the correction value derivation unit 302. The horizontal axis of the graph shown in FIGS. 4A and 4B represents an error [deg] between the motor angle and the estimated angle in the motor 11. The vertical axis of the graph shown in FIGS. 4A and 4B represents the output level of the axis error signal θerr and the gain correction signal.

図４（ａ），（ｂ）に示すグラフにおいて、実線は、検出ゲインが設計目標値であるときの、軸誤差信号θｅｒｒ，ゲイン補正信号の出力特性を示すものである。また、点線は、検出ゲインが設計目標値の１／２であるときの、軸誤差信号θｅｒｒ，ゲイン補正信号の出力特性を示すものである。また、一点鎖線は、検出ゲインが設計目標値の２倍であるときの、軸誤差信号θｅｒｒ，ゲイン補正信号の出力特性を示すものである。図４（ａ），（ｂ）に示すように、軸誤差検出部３０１から出力される軸誤差信号θｅｒｒ、および、補正値導出部３０２から出力されるゲイン補正信号は、正弦波状に表されるものとなる。 In the graphs shown in FIGS. 4A and 4B, the solid line shows the output characteristics of the axis error signal θerr and the gain correction signal when the detection gain is the design target value. Further, the dotted line shows the output characteristics of the axis error signal θerr and the gain correction signal when the detection gain is 1/2 of the design target value. The alternate long and short dash line indicates the output characteristics of the axis error signal θerr and the gain correction signal when the detection gain is twice the design target value. As shown in FIGS. 4A and 4B, the axis error signal θerr output from the axis error detection unit 301 and the gain correction signal output from the correction value derivation unit 302 are represented in a sine wave shape. It becomes a thing.

軸誤差検出部３０１から出力される軸誤差信号θｅｒｒは、ＰＬＬ部３０４によるフィードバック処理により、ゼロに収束するように制御される。しかしながら、図４（ａ）に示すように、軸誤差検出部３０１から出力される軸誤差信号θｅｒｒは、検出ゲインが変動すると、出力レベルも変動することになる。このため、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインが一定（設計目標値）でない場合、フィードバック制御の特性（例えば、推定器の制御精度、速度、フィードバック制御ループの位相余裕等）が設計目標の特性にならなかったり、不安定になって発振したりする虞がある。それにもかかわらず、検出ゲインは、モータの動作条件（例えば、負荷電流、負荷トルク、モータ回転速度等）の変化に応じて変動する場合がある。このため、推定器（推定部１０７）のフィードバック特性の安定化のためには、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインが設計目標値となるように、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを調整する必要がある。 The axis error signal θerr output from the axis error detection unit 301 is controlled to converge to zero by feedback processing by the PLL unit 304. However, as shown in FIG. 4A, the output level of the axis error signal θerr output from the axis error detection unit 301 also changes when the detection gain fluctuates. Therefore, if the detection gain of the axis error signal θerr is not constant (design target value), the feedback control characteristics (for example, the control accuracy of the estimator, the speed, the phase margin of the feedback control loop, etc.) are the characteristics of the design target. There is a risk that it will not be present or that it will become unstable and oscillate. Nevertheless, the detection gain may fluctuate in response to changes in motor operating conditions (eg, load current, load torque, motor rotation speed, etc.). Therefore, in order to stabilize the feedback characteristics of the estimator (estimator 107), it is necessary to adjust the detection gain of the axis error signal θerr so that the detection gain of the axis error signal θerr becomes the design target value. ..

ここで、軸誤差信号θｅｒｒ（モータ１１の永久磁石磁束のｑｃ軸成分）は、Φ＊ｓｉｎ（θｅｒｒ）と表すことができ、図４（ａ）に示すように、検出ゲインが設計目標値であれば、推定角誤差が０［ｄｅｇ］のとき、その出力レベルが０となる。また、ゲイン補正信号（モータ１１の永久磁石磁束のｄｃ軸成分）は、Φ＊ｃｏｓ（θｅｒｒ）と表すことができ、図４（ｂ）に示すように、検出ゲインが設計目標値であれば、推定角誤差が０［ｄｅｇ］のとき、その出力レベルが１となる。なお、Φは、モータ１１のモータ特性により一定となるべき定数であるが、モータの動作条件（例えば、負荷電流、負荷トルク、モータ回転速度等）によっては変動する場合がある。 Here, the axis error signal θerr (qc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11) can be expressed as Φ * sin (θerr), and as shown in FIG. 4A, the detection gain is the design target value. If there is, the output level becomes 0 when the estimated angle error is 0 [deg]. Further, the gain correction signal (dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11) can be expressed as Φ * cos (θerr), and as shown in FIG. 4B, if the detection gain is a design target value. When the estimated angle error is 0 [deg], the output level is 1. Although Φ is a constant that should be constant depending on the motor characteristics of the motor 11, it may fluctuate depending on the operating conditions of the motor (for example, load current, load torque, motor rotation speed, etc.).

これらによれば、検出ゲインを設計目標値にすることにより、ゲイン補正信号の出力レベルと、軸誤差信号θｅｒｒの出力レベルとの双方を、所定の出力レベルとすることができる。すなわち、ゲイン補正信号の出力レベルを、所定の出力レベルに調整することで、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを設計目標値に補正するとともに、軸誤差信号θｅｒｒの出力レベルを、所定の出力レベルとすることが可能である。そこで、本実施形態では、ゲイン補正信号の出力レベルが所定の出力レベルとなるように、ゲイン補正信号の検出ゲインを調整することで、同時に、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインが設計目標値に補正され、且つ、軸誤差信号θｅｒｒの出力レベルが所定の出力レベルとなるように、ＡＧＣ部３０３を構成している。 According to these, by setting the detection gain to the design target value, both the output level of the gain correction signal and the output level of the axis error signal θerr can be set to a predetermined output level. That is, by adjusting the output level of the gain correction signal to a predetermined output level, the detection gain of the axis error signal θerr is corrected to the design target value, and the output level of the axis error signal θerr is set to the predetermined output level. It is possible to do. Therefore, in the present embodiment, the detection gain of the gain correction signal is adjusted so that the output level of the gain correction signal becomes a predetermined output level, and at the same time, the detection gain of the axis error signal θerr is corrected to the design target value. The AGC unit 303 is configured so that the output level of the axis error signal θerr becomes a predetermined output level.

（ＡＧＣ部３０３の具体的な構成）
図５は、本発明の第１実施形態に係るＡＧＣ部３０３の具体的な構成を示す図である。図５に示す例では、ＡＧＣ部３０３は、乗算器５０１、乗算器５０２、減算器５０３、および積分器５０４を備えて構成されている。 (Specific configuration of AGC unit 303)
FIG. 5 is a diagram showing a specific configuration of the AGC unit 303 according to the first embodiment of the present invention. In the example shown in FIG. 5, the AGC unit 303 includes a multiplier 501, a multiplier 502, a subtractor 503, and an integrator 504.

乗算器５０１は、軸誤差検出部３０１から出力された軸誤差信号θｅｒｒ（モータ１１の永久磁石磁束のｑｃ軸成分）に対して、積分器５０４の出力を乗算して出力する。乗算器５０２は、補正値導出部３０２から出力されたゲイン補正信号（モータ１１の永久磁石磁束のｄｃ軸成分）に対して、積分器５０４の出力を乗算して出力する。減算器５０３は、乗算器５０２の出力目標である入力信号ｇ_ｔｇｔ１から、乗算器５０２の出力を減算する。積分器５０４は、減算器５０３の出力を積分して出力する。 The multiplier 501 multiplies the output of the integrator 504 by the axis error signal θerr (qc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11) output from the axis error detection unit 301, and outputs the result. The multiplier 502 multiplies the gain correction signal (dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor 11) output from the correction value derivation unit 302 by the output of the integrator 504 and outputs the multiplier. The subtractor 503 subtracts the output of the multiplier 502 from the input signal g_tgt1 which is the output target of the multiplier 502. The integrator 504 integrates and outputs the output of the subtractor 503.

ここで、減算器５０３の入力信号ｇ_ｔｇｔ１には、図４で説明したように、軸誤差信号の検出ゲインが設計目標値となるときの、ゲイン補正信号の値を設定する。 Here, as described with reference to FIG. 4, the input signal g_tgt1 of the subtractor 503 is set to the value of the gain correction signal when the detection gain of the axis error signal becomes the design target value.

乗算器５０２は、ゲイン補正信号を、α倍にして出力する。αは、積分器５０４が出力するゲインである。推定器の推定ループが収束しているとき、モータ角と推定角との誤差はゼロであるため、補正値導出部３０２から出力されるゲイン補正信号は、Φ１＊ｃｏｓ（０）となり、軸誤差検出部３０１から出力される軸誤差信号θｅｒｒは、Φ１＊ｓｉｎ（０）となる。このため、乗算器５０２の出力は、Φ１＊α＊ｃｏｓ（０）となり、乗算器５０１の出力は、Φ１＊α＊ｓｉｎ（０）となる。すなわち、このときの検出ゲインは、Φ１＊αとなる。 The multiplier 502 outputs the gain correction signal by multiplying it by α. α is the gain output by the integrator 504. When the estimation loop of the estimator is converged, the error between the motor angle and the estimation angle is zero, so the gain correction signal output from the correction value derivation unit 302 is Φ1 * cos (0), which is an axis error. The axis error signal θerr output from the detection unit 301 is Φ1 * sin (0). Therefore, the output of the multiplier 502 is Φ1 * α * cos (0), and the output of the multiplier 501 is Φ1 * α * sin (0). That is, the detection gain at this time is Φ1 * α.

この検出ゲインを目標値とするためには、減算器５０３に入力する入力信号ｇ_ｔｇｔ１へ、Φ０＊ｃｏｓ（０）＝Φ０を設定する。これにより、乗算器５０２の出力（ゲイン補正信号の検出ゲイン）が、フィードバック制御によって、Φ０となるように調整され、これに伴って、乗算器５０１の出力（軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲイン）が、Φ０となるように補正される。その結果、ＡＧＣ部３０３から、調整後の検出ゲインΦ０による軸誤差信号θｅｒｒ'が出力され、当該軸誤差信号θｅｒｒ'が、ＰＬＬ部３０４に供給されるようになる。したがって、本構成により、モータの動作条件（例えば、負荷電流、負荷トルク、モータ回転速度等）が変化した場合であっても、推定器全体としてのフィードバックループのオープンループゲインを目標の特性とすることが可能となり、推定器特性を安定的に運用することが可能となる。すなわち、モータ角と推定角との誤差を収束させるためのＰＩ制御における不具合の発生を抑制することが可能となる。特に、第１実施形態の構成では、モータ１１の永久磁石磁束を推定することにより、モータ１１の推定角を推定する方式を用いた推定器において、モータ１１のモータ角と推定角との誤差の検出ゲインの補正を行うことが可能となる。 In order to set this detection gain as a target value, Φ0 * cos (0) = Φ0 is set in the input signal g_tgt1 input to the subtractor 503. As a result, the output of the multiplier 502 (detection gain of the gain correction signal) is adjusted to be Φ0 by feedback control, and accordingly, the output of the multiplier 501 (detection gain of the axis error signal θerr) is increased. , Φ0 is corrected. As a result, the AGC unit 303 outputs an axis error signal θerr'by the adjusted detection gain Φ0, and the axis error signal θerr' is supplied to the PLL unit 304. Therefore, according to this configuration, even if the operating conditions of the motor (for example, load current, load torque, motor rotation speed, etc.) change, the open loop gain of the feedback loop of the estimator as a whole is set as the target characteristic. This makes it possible to operate the estimator characteristics in a stable manner. That is, it is possible to suppress the occurrence of a defect in PI control for converging the error between the motor angle and the estimated angle. In particular, in the configuration of the first embodiment, in an estimator using a method of estimating the estimated angle of the motor 11 by estimating the permanent magnet magnetic flux of the motor 11, the error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle is increased. It is possible to correct the detection gain.

〔第２実施形態〕
次に、図６を参照して、本発明の第２実施形態について説明する。この第２実施形態の駆動システム１０では、駆動装置１００において、推定部１０７の代わりに推定部１０７Ａが設けられている点で、第２実施形態の駆動システム１０と異なる。以下、第１実施形態からの変更点について説明する。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The drive system 10 of the second embodiment is different from the drive system 10 of the second embodiment in that the drive device 100 is provided with the estimation unit 107A instead of the estimation unit 107. Hereinafter, the changes from the first embodiment will be described.

（推定部１０７Ａの具体的な構成）
図６は、本発明の第２実施形態に係る推定部１０７Ａの具体的な構成を示す図である。図６に示すように、推定部１０７Ａは、軸誤差検出部３０１および補正値導出部３０２の代わりに、軸誤差検出部３０１Ａおよび補正値導出部３０２Ａを備えている点で、第１実施形態（図３）の推定部１０７と異なる。 (Specific configuration of estimation unit 107A)
FIG. 6 is a diagram showing a specific configuration of the estimation unit 107A according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, the estimation unit 107A includes the axis error detection unit 301A and the correction value derivation unit 302A instead of the axis error detection unit 301 and the correction value derivation unit 302. It is different from the estimation unit 107 in FIG. 3).

本実施形態では、軸誤差検出部３０１Ａは、ｖｄｑ（ｔｈ）、ｉｄｑ（ｔｈ）、およびモータパラメータを用いて、所定の演算式（例えば、上記した、モータ１１のｄｑ軸上の電圧方程式（１１））に基づく演算を行うことにより、モータ１１の誘起電圧のｄｃ軸成分（またはそのｄｃ軸成分を速度推定値ωｅｓｔで正規化したもの）を、モータ１１のモータ角と推定角との誤差として検出し、当該誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒを出力する。 In the present embodiment, the axis error detection unit 301A uses vdq (th), idq (th), and a motor parameter to perform a predetermined arithmetic expression (for example, the voltage equation (11) on the dq axis of the motor 11 described above. )), The dc-axis component of the induced voltage of the motor 11 (or its dc-axis component normalized by the speed estimation value ωest) is used as the error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle. Detects and outputs an axis error signal θerr indicating the error.

また、本実施形態では、補正値導出部３０２Ａは、ｖｄｑ（ｔｈ）、ｉｄｑ（ｔｈ）、およびモータパラメータを用いて、所定の演算式（例えば、上記した、モータ１１のｄｑ軸上の電圧方程式（１１））に基づく演算を行うことにより、モータ１１の誘起電圧のｑｃ軸成分（またはそのｑｃ軸成分を速度推定値ωｅｓｔで正規化したもの）を、軸誤差検出部３０１Ａによって検出された軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正するためのゲイン補正値として導出し、当該ゲイン補正値を示すゲイン補正信号を出力する。 Further, in the present embodiment, the correction value derivation unit 302A uses a predetermined arithmetic expression (for example, the voltage equation on the dq axis of the motor 11 described above) using vdq (th), idq (th), and motor parameters. By performing the calculation based on (11)), the qc axis component of the induced voltage of the motor 11 (or the qc axis component normalized by the velocity estimation value ωest) is detected by the axis error detection unit 301A. It is derived as a gain correction value for correcting the detection gain of the error signal θerr, and a gain correction signal indicating the gain correction value is output.

また、本実施形態では、ＡＧＣ部３０３は、モータ１１のモータ角と推定角との誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒとして、モータ１１の誘起電圧のｄｃ軸成分が、軸誤差検出部３０１Ａから入力される。また、ＡＧＣ部３０３は、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正するための補正値を示すゲイン補正信号として、モータ１１の誘起電圧のｑｃ軸成分が、補正値導出部３０２Ａから入力される。そして、ＡＧＣ部３０３は、第１実施形態と同様に、ゲイン補正信号（モータ１１の誘起電圧のｑｃ軸成分）が目標値となるようにフィードバック制御して、軸誤差信号θｅｒｒ（モータ１１の誘起電圧のｄｃ軸成分）の検出ゲインを補正することで、当該検出ゲインの補正がなされた後の、軸誤差信号θｅｒｒ'を出力する。 Further, in the present embodiment, the AGC unit 303 receives the dc-axis component of the induced voltage of the motor 11 from the axis error detection unit 301A as an axis error signal θerr indicating an error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle. To. Further, in the AGC unit 303, the qc axis component of the induced voltage of the motor 11 is input from the correction value derivation unit 302A as a gain correction signal indicating a correction value for correcting the detection gain of the axis error signal θerr. Then, the AGC unit 303 feedback-controls so that the gain correction signal (qc axis component of the induced voltage of the motor 11) becomes the target value, as in the first embodiment, and the axis error signal θerr (induction of the motor 11). By correcting the detection gain of the dc-axis component of the voltage), the axis error signal θerr'after the correction of the detection gain is made is output.

この第２実施形態においても、ＰＬＬ部３０４は、ＡＧＣ部３０３から出力された軸誤差信号θｅｒｒ'を用いて、ＰＩ制御によるフィードバック制御を行うことにより、当該軸誤差信号θｅｒｒ'をゼロに収束させる。これにより、ＰＬＬ部３０４は、モータ１１の推定角をモータ１１のモータ角に一致させてから、モータ１１の回転子の角度推定値θｅｓｔを出力する。すなわち、ＰＬＬ部３０４は、入力される軸誤差信号θｅｒｒ'の検出ゲインが一定の状態で、ＰＩ制御を行うことができるため、誤差検出ゲインが一定でない場合に生じ得る各種不具合（例えば、位相余裕が十分に確保できずに発振してしまう等）を生じさせることなく、ＰＩ制御を行うことができる。 Also in this second embodiment, the PLL unit 304 converges the axis error signal θerr'to zero by performing feedback control by PI control using the axis error signal θerr' output from the AGC unit 303. .. As a result, the PLL unit 304 outputs the estimated angle θest of the rotor of the motor 11 after matching the estimated angle of the motor 11 with the motor angle of the motor 11. That is, since the PLL unit 304 can perform PI control in a state where the detection gain of the input axis error signal θerr'is constant, various problems that may occur when the error detection gain is not constant (for example, phase margin). PI control can be performed without causing (such as oscillation due to insufficient securing).

特に、第２実施形態の構成では、モータ１１の誘起電圧を推定することにより、モータ１１の推定角を推定する方式を用いた推定器において、モータ１１のモータ角と推定角との誤差の検出ゲインの補正を行うことが可能となり、モータの動作条件（例えば、負荷電流、負荷トルク、モータ回転速度等）が変化した場合であっても、推定器全体としてのフィードバックループのオープンループゲインを目標の特性とすることが可能となり、推定器特性を安定的に運用することが可能となる。すなわち、モータ角と推定角との誤差を収束させるためのＰＩ制御における不具合の発生を抑制することが可能となる。 In particular, in the configuration of the second embodiment, the error between the motor angle and the estimated angle of the motor 11 is detected in the estimator using the method of estimating the estimated angle of the motor 11 by estimating the induced voltage of the motor 11. It is possible to correct the gain, and even if the operating conditions of the motor (for example, load current, load torque, motor rotation speed, etc.) change, the target is the open loop gain of the feedback loop of the estimator as a whole. It is possible to make the characteristics of the estimator stable. That is, it is possible to suppress the occurrence of a defect in PI control for converging the error between the motor angle and the estimated angle.

〔第３実施形態〕
次に、図７および図８を参照して、本発明の第３実施形態について説明する。この第３実施形態の駆動システム１０では、駆動装置１００において、推定部１０７の代わりに推定部１０７Ｂが設けられている点で、第２実施形態の駆動システム１０と異なる。以下、第１実施形態からの変更点について説明する。 [Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 and 8. The drive system 10 of the third embodiment is different from the drive system 10 of the second embodiment in that the drive device 100 is provided with the estimation unit 107B instead of the estimation unit 107. Hereinafter, the changes from the first embodiment will be described.

（推定部１０７Ｂの具体的な構成）
図７は、本発明の第３実施形態に係る推定部１０７Ｂの具体的な構成を示す図である。図７に示すように、推定部１０７Ｂは、軸誤差検出部３０１、補正値導出部３０２、およびＡＧＣ部３０３の代わりに、軸誤差検出部３０１Ｂ、補正値導出部３０２Ｂ、テーブル３０５、および乗算器３０６を備えている点で、第１実施形態（図３）の推定部１０７と異なる。 (Specific configuration of estimation unit 107B)
FIG. 7 is a diagram showing a specific configuration of the estimation unit 107B according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 7, the estimation unit 107B replaces the axis error detection unit 301, the correction value derivation unit 302, and the AGC unit 303 with the axis error detection unit 301B, the correction value derivation unit 302B, the table 305, and the multiplier. It differs from the estimation unit 107 of the first embodiment (FIG. 3) in that it includes a 306.

本実施形態では、軸誤差検出部３０１Ｂは、ｖｄｑ（ｔｈ）、ｉｄｑ（ｔｈ）、およびモータパラメータを用いて、所定の演算式（例えば、上記した、モータ１１のｄｑ軸上の電圧方程式（１１））に基づく演算を行うことにより、モータ１１のモータ角と推定角との誤差を検出し、当該誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒを出力する。 In the present embodiment, the axis error detection unit 301B uses vdq (th), idq (th), and a motor parameter to perform a predetermined arithmetic expression (for example, the voltage equation (11) on the dq axis of the motor 11 described above. )), The error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle is detected, and the axis error signal θerr indicating the error is output.

また、本実施形態では、補正値導出部３０２Ｂは、モータ１１に関する入力値に基づいて、テーブル３０５から、当該入力値に対応するゲイン補正値を導出し、当該ゲイン補正値を示すゲイン補正信号を出力する。具体的には、補正値導出部３０２Ｂは、モータ１１に関する入力値として、モータ１１の駆動電圧ｖｄｑ（ｔｈ）、モータ１１の電流ｉｄｑ（ｔｈ）、および、モータ１１の速度推定値ωｅｓｔが入力される。モータ１１の速度推定値ωｅｓｔは、ＰＬＬ部３０４から入力される。そして、補正値導出部３０２Ｂは、入力された駆動電圧ｖｄｑ（ｔｈ）、電流ｉｄｑ（ｔｈ）、および速度推定値ωｅｓｔに対応するゲイン補正値を、テーブル３０５から導出する。そして、補正値導出部３０２Ｂは、テーブル３０５から導出されたゲイン補正値を示すゲイン補正信号を、乗算器３０６へ出力する。 Further, in the present embodiment, the correction value deriving unit 302B derives a gain correction value corresponding to the input value from the table 305 based on the input value related to the motor 11, and obtains a gain correction signal indicating the gain correction value. Output. Specifically, the correction value derivation unit 302B inputs the drive voltage vdq (th) of the motor 11, the current idq (th) of the motor 11, and the speed estimation value ωest of the motor 11 as input values for the motor 11. To. The speed estimation value ωest of the motor 11 is input from the PLL unit 304. Then, the correction value derivation unit 302B derives the gain correction value corresponding to the input drive voltage vdq (th), current idq (th), and velocity estimation value ωest from the table 305. Then, the correction value derivation unit 302B outputs a gain correction signal indicating the gain correction value derived from the table 305 to the multiplier 306.

乗算器３０６は、本発明の「検出ゲイン補正部」の他の一例である。乗算器３０６は、軸誤差検出部３０１Ｂから出力された軸誤差信号θｅｒｒが示す誤差（モータ１１のモータ角と推定角との誤差）に対し、補正値導出部３０２Ｂから出力されたゲイン補正信号が示すゲイン補正値（検出ゲインを目標設定値に補正するためのゲイン補正値）を乗じる。これにより、乗算器３０６は、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正し、当該検出ゲインが補正された後の、モータ１１のモータ角と推定角との誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒ'を出力する。この結果、乗算器３０６から出力される軸誤差信号θｅｒｒ'の出力レベルは、検出ゲインが目標設定値であるときの出力レベルに調整されることとなる。 The multiplier 306 is another example of the "detection gain correction unit" of the present invention. In the multiplier 306, the gain correction signal output from the correction value derivation unit 302B is used for the error indicated by the axis error signal θerr output from the axis error detection unit 301B (the error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle). Multiply the indicated gain correction value (gain correction value for correcting the detected gain to the target set value). As a result, the multiplier 306 corrects the detection gain of the axis error signal θerr, and outputs the axis error signal θerr'indicating the error between the motor angle and the estimated angle of the motor 11 after the detection gain is corrected. .. As a result, the output level of the axis error signal θerr'output from the multiplier 306 is adjusted to the output level when the detection gain is the target set value.

（テーブル３０５の一例）
図８は、本発明の第３実施形態に係るテーブル３０５の一例を示す図である。図８に示すように、テーブル３０５は、モータ１１の電圧の範囲と、モータ１１の回転角速度の範囲と、モータ１１の電流の範囲との組み合わせ毎に、ゲイン補正値が設定されている。このゲイン補正値は、軸誤差信号θｅｒｒが示す誤差に乗じられることにより、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを目標設定値に補正することができるもの（すなわち、モータ１１の電圧による変動分と、モータ１１の回転角速度による変動分と、モータ１１の電流による変動分とを解消できるもの）であり、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインが目標設定値となるように、試験、シミュレーション等によって予め求められ、テーブル３０５に設定されるものである。 (Example of table 305)
FIG. 8 is a diagram showing an example of a table 305 according to a third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 8, in the table 305, a gain correction value is set for each combination of the voltage range of the motor 11, the rotation angular velocity range of the motor 11, and the current range of the motor 11. This gain correction value can correct the detection gain of the axis error signal θerr to the target set value by multiplying it by the error indicated by the axis error signal θerr (that is, the fluctuation amount due to the voltage of the motor 11 and the motor). It is possible to eliminate the fluctuation due to the rotation angle speed of 11 and the fluctuation due to the current of the motor 11), and it is obtained in advance by tests, simulations, etc. so that the detection gain of the axis error signal θerr becomes the target set value. It is set in the table 305.

なお、本実施形態では、一例として、モータ１１の電圧の範囲として、√（ｖｄ^２＋ｖｑ^２）の範囲を用いている。また、モータ１１の回転角速度の範囲として、モータ１１の速度推定値ωｅｓｔの範囲を用いている。また、モータ１１の電流の範囲として、モータ１１のｑ軸電流の範囲を用いている。 In this embodiment, as an example, the range of √ (vd ² + vq ² ) is used as the voltage range of the motor 11. Further, as the range of the rotational angular velocity of the motor 11, the range of the speed estimation value ωest of the motor 11 is used. Further, the range of the q-axis current of the motor 11 is used as the range of the current of the motor 11.

補正値導出部３０２Ｂは、入力されたモータ１１の駆動電圧ｖｄｑ（ｔｈ）、モータ１１の電流ｉｄｑ（ｔｈ）、および、モータ１１の速度推定値ωｅｓｔに対応する、電圧の範囲と、回転角速度の範囲と、電流の範囲との組み合わせを、テーブル３０５から特定する。そして、補正値導出部３０２Ｂは、特定された組み合わせに対応するゲイン補正値を、テーブル３０５から導出して、当該ゲイン補正値を、乗算器３０６へ出力する。乗算器３０６は、軸誤差検出部３０１Ｂから出力された軸誤差信号θｅｒｒが示す誤差に対し、補正値導出部３０２Ｂから出力されたゲイン補正値を乗じることにより、軸誤差信号θｅｒｒの検出ゲインを補正する。その結果、乗算器３０６は、検出ゲインが目標設定値に補正された後の、モータ１１のモータ角と推定角との誤差を示す軸誤差信号θｅｒｒ'を出力する。 The correction value derivation unit 302B has a voltage range and a rotation angular velocity corresponding to the input drive voltage vdq (th) of the motor 11, the current idq (th) of the motor 11, and the speed estimation value ωest of the motor 11. The combination of range and current range is specified from Table 305. Then, the correction value derivation unit 302B derives the gain correction value corresponding to the specified combination from the table 305, and outputs the gain correction value to the multiplier 306. The multiplier 306 corrects the detection gain of the axis error signal θerr by multiplying the error indicated by the axis error signal θerr output from the axis error detection unit 301B by the gain correction value output from the correction value derivation unit 302B. do. As a result, the multiplier 306 outputs an axis error signal θerr'indicating an error between the motor angle of the motor 11 and the estimated angle after the detection gain is corrected to the target set value.

この第３実施形態においても、ＰＬＬ部３０４は、乗算器３０６から出力された軸誤差信号θｅｒｒ'を用いて、ＰＩ制御によるフィードバック制御を行うことにより、当該軸誤差信号θｅｒｒ'をゼロに収束させる。これにより、ＰＬＬ部３０４は、モータ１１の推定角をモータ１１のモータ角に一致させてから、モータ１１の回転子の角度推定値θｅｓｔを出力する。すなわち、ＰＬＬ部３０４は、入力される軸誤差信号θｅｒｒ'の検出ゲインが一定の状態で、ＰＩ制御を行うことができるため、誤差検出ゲインが一定でない場合に生じ得る各種不具合（例えば、位相余裕が十分に確保できずに発振してしまう等）を生じさせることなく、ＰＩ制御を行うことができる。 Also in this third embodiment, the PLL unit 304 converges the axis error signal θerr'to zero by performing feedback control by PI control using the axis error signal θerr' output from the multiplier 306. .. As a result, the PLL unit 304 outputs the estimated angle θest of the rotor of the motor 11 after matching the estimated angle of the motor 11 with the motor angle of the motor 11. That is, since the PLL unit 304 can perform PI control in a state where the detection gain of the input axis error signal θerr'is constant, various problems that may occur when the error detection gain is not constant (for example, phase margin). PI control can be performed without causing (such as oscillation due to insufficient securing).

したがって、本構成により、モータの動作条件（例えば、負荷電流、負荷トルク、モータ回転速度等）が変化した場合であっても、推定器全体としてのフィードバックループのオープンループゲインを目標の特性とすることが可能となり、推定器特性を安定的に運用することが可能となる。すなわち、モータ角と推定角との誤差を収束させるためのＰＩ制御における不具合の発生を抑制することが可能となる。 Therefore, according to this configuration, even if the operating conditions of the motor (for example, load current, load torque, motor rotation speed, etc.) change, the open loop gain of the feedback loop of the estimator as a whole is set as the target characteristic. This makes it possible to operate the estimator characteristics in a stable manner. That is, it is possible to suppress the occurrence of a defect in PI control for converging the error between the motor angle and the estimated angle.

なお、本実施形態では、モータ１１の電圧、モータ１１の回転角速度、およびモータ１１のｑ軸電流に基づいて、ゲイン補正値を決定する構成を採用している。この構成により、モータ１１の電圧、モータ１１の回転角速度、およびモータ１１のｑ軸電流によって誤差の検出ゲインが変動する構成において、適切なゲイン設定を行うことが可能である。 In this embodiment, a configuration is adopted in which the gain correction value is determined based on the voltage of the motor 11, the rotational angular velocity of the motor 11, and the q-axis current of the motor 11. With this configuration, it is possible to set an appropriate gain in a configuration in which the error detection gain varies depending on the voltage of the motor 11, the rotational angular velocity of the motor 11, and the q-axis current of the motor 11.

但し、本実施形態の構成に限らず、それ以外の入力値（例えば、モータ１１のｄ軸電流等）に基づいて、ゲイン補正値を決定する構成としてもよい。例えば、モータ１１のｑ軸電流に代えて、モータ１１のｄ軸電流を用いることにより、モータ１１のｄ軸電流によって誤差の検出ゲインが変動する構成においても、適切なゲイン設定を行うことが可能となる。 However, the configuration is not limited to this embodiment, and the gain correction value may be determined based on other input values (for example, the d-axis current of the motor 11). For example, by using the d-axis current of the motor 11 instead of the q-axis current of the motor 11, it is possible to set an appropriate gain even in a configuration in which the error detection gain fluctuates depending on the d-axis current of the motor 11. It becomes.

また、本実施形態では、ゲイン補正値をテーブル３０５から導出する構成を採用しているが、ゲイン補正値を近似式によって導出する構成を採用してもよい。この場合、テーブル３０５を記憶しておく必要がないため、駆動装置１００における記憶領域の使用量を削減することが可能となる。 Further, in the present embodiment, the configuration in which the gain correction value is derived from the table 305 is adopted, but a configuration in which the gain correction value is derived by an approximate expression may be adopted. In this case, since it is not necessary to store the table 305, it is possible to reduce the amount of the storage area used in the drive device 100.

〔第１実施例〕
図９は、本発明の第１実施例に係る画像形成装置９００の概略構成を示す図である。図９に示す画像形成装置９００は、プリントサーバ９１０および本体９２０を備えている。プリントサーバ９１０には、印刷データが記憶されている。プリントサーバ９１０に記憶されている印刷データは、ユーザからの指示により、本体９２０へと送信される。 [First Example]
FIG. 9 is a diagram showing a schematic configuration of the image forming apparatus 900 according to the first embodiment of the present invention. The image forming apparatus 900 shown in FIG. 9 includes a print server 910 and a main body 920. Print data is stored in the print server 910. The print data stored in the print server 910 is transmitted to the main body 920 according to an instruction from the user.

本体９２０は、光学装置９２１、感光体ドラム９２２、現像ローラ９２３、転写ローラ９２４、転写ベルト９２５、転写ローラ９２６、定着装置９２７、搬送装置９３１、用紙トレイ９３２、搬送路９３３、排紙トレイ９３４、および記録紙９３５を備えている。 The main body 920 includes an optical device 921, a photoconductor drum 922, a developing roller 923, a transfer roller 924, a transfer belt 925, a transfer roller 926, a fixing device 927, a transfer device 931, a paper tray 932, a transfer path 933, and a paper discharge tray 934. And a recording paper 935.

本体９２０は、印刷データに色補正、濃度変換、小値化等の処理を行う。そして、本体９２０は、最終的に２値となった印刷データを、光学装置９２１に送る。 The main body 920 performs processing such as color correction, density conversion, and miniaturization on the print data. Then, the main body 920 sends the print data finally having a binary value to the optical device 921.

光学装置９２１は、レーザダイオード等をレーザ光源として用いている。光学装置９２１は、一様に帯電した状態の感光体ドラム９２２に対して、印刷データに応じたレーザ光の照射を行う。 The optical device 921 uses a laser diode or the like as a laser light source. The optical device 921 irradiates the photoconductor drum 922 in a uniformly charged state with a laser beam according to the print data.

感光体ドラム９２２は、一様に帯電した状態で、印刷データに応じたレーザ光が表面に照射されることにより、レーザ光が照射された部分だけ電荷が消失する。これにより、感光体ドラム９２２の表面には、印刷データに応じた潜像が形成される。ここで形成された潜像は、感光体ドラム９２２の回転に伴って、対応する現像ローラ９２３の方向へと移動する。 The surface of the photoconductor drum 922 is uniformly charged and the surface is irradiated with the laser beam corresponding to the print data, so that the charge disappears only in the portion irradiated with the laser beam. As a result, a latent image corresponding to the print data is formed on the surface of the photoconductor drum 922. The latent image formed here moves in the direction of the corresponding developing roller 923 as the photoconductor drum 922 rotates.

現像ローラ９２３は、回転しながら、トナーカートリッジから供給されたトナーを、その表面に付着させる。そして、現像ローラ９２３は、その表面に付着されたトナーを、感光体ドラム９２２の表面に形成された潜像に付着させる。これにより、現像ローラ９２３は、感光体ドラム９２２の表面に形成された潜像を顕像化して、感光体ドラム９２２の表面にトナー像を形成する。 The developing roller 923 rotates and adheres the toner supplied from the toner cartridge to the surface thereof. Then, the developing roller 923 attaches the toner adhering to the surface thereof to the latent image formed on the surface of the photoconductor drum 922. As a result, the developing roller 923 visualizes the latent image formed on the surface of the photoconductor drum 922 and forms a toner image on the surface of the photoconductor drum 922.

感光体ドラム９２２の表面に形成されたトナー像は、感光体ドラム９２２と転写ローラ９２４との間において、転写ベルト９２５上に転写される。これにより、転写ベルト９２５上に、トナー画像が形成される。 The toner image formed on the surface of the photoconductor drum 922 is transferred onto the transfer belt 925 between the photoconductor drum 922 and the transfer roller 924. As a result, a toner image is formed on the transfer belt 925.

図９に示す例では、光学装置９２１、感光体ドラム９２２、現像ローラ９２３、および転写ローラ９２４は、４つの印刷色（Ｙ，Ｃ，Ｍ，Ｋ）の各々に対して設けられている。これにより、転写ベルト９２５上には、各印刷色のトナー画像が形成される。 In the example shown in FIG. 9, the optical device 921, the photoconductor drum 922, the developing roller 923, and the transfer roller 924 are provided for each of the four printing colors (Y, C, M, K). As a result, toner images of each print color are formed on the transfer belt 925.

搬送装置９３１は、用紙トレイ９３２から搬送路９３３へ、記録紙９３５を送出する。搬送路９３３に送出された記録紙９３５は、転写ベルト９２５と転写ローラ９２６との間に搬送される。これにより、転写ベルト９２５と転写ローラ９２６との間において、転写ベルト９２５上に形成された各印刷色のトナー画像が、記録紙９３５に転写される。その後、記録紙９３５は、定着装置９２７によって熱および圧力が加えられることにより、トナー画像が定着される。そして、記録紙９３５は、排紙トレイ９３４に搬送される。 The transport device 931 sends the recording paper 935 from the paper tray 932 to the transport path 933. The recording paper 935 sent to the transfer path 933 is conveyed between the transfer belt 925 and the transfer roller 926. As a result, the toner image of each print color formed on the transfer belt 925 is transferred to the recording paper 935 between the transfer belt 925 and the transfer roller 926. After that, the recording paper 935 is fixed with a toner image by applying heat and pressure by the fixing device 927. Then, the recording paper 935 is conveyed to the paper ejection tray 934.

例えば、このように構成された画像形成装置９００において、上記実施形態の駆動システム１０を適用して、各種ローラ（例えば、給紙ローラ、搬送ローラ、２次転写ローラ、定着ローラ等）を駆動するモータ１１の誤差検出ゲインを、駆動装置１００によって一定に保つように制御することにより、誤差検出ゲインが一定の値から変化することによって生じ得る各種不具合の発生を抑制することができる。 For example, in the image forming apparatus 900 configured as described above, various rollers (for example, a paper feed roller, a transfer roller, a secondary transfer roller, a fixing roller, etc.) are driven by applying the drive system 10 of the above embodiment. By controlling the error detection gain of the motor 11 so as to be kept constant by the drive device 100, it is possible to suppress the occurrence of various problems that may occur when the error detection gain changes from a constant value.

〔第２実施例〕
図１０は、本発明の第２実施例に係る搬送装置１０００の概略構成を示す図である。図１０に示す搬送装置１０００は、用紙Ｐを搬送するための装置である。図１０に示すように、搬送装置１０００は、モータ１１Ａ、モータ１１Ｂ、搬送ローラ１００１、および搬送ローラ１００２を備えている。搬送ローラ１００１は、モータ１１Ａの駆動により回転する。搬送ローラ１００２は、モータ１１Ｂの駆動により回転する。この搬送装置１０００は、搬送ローラ１００１と搬送ローラ１００２とが互いに同一の方向に回転することにより、モータ１１Ａの出力トルクとモータ１１Ｂの出力トルクとの合成トルクにより、用紙Ｐを搬送方向に搬送することができる。例えば、このように構成された搬送装置１０００において、上記実施形態の駆動システム１０を適用して、モータ１１Ａおよびモータ１１Ｂの各々の誤差検出ゲインを、駆動装置１００によって一定に保つように制御することにより、誤差検出ゲインが一定の値から変化することによって生じ得る各種不具合の発生を抑制することができる。 [Second Example]
FIG. 10 is a diagram showing a schematic configuration of a transfer device 1000 according to a second embodiment of the present invention. The transport device 1000 shown in FIG. 10 is a device for transporting the paper P. As shown in FIG. 10, the transfer device 1000 includes a motor 11A, a motor 11B, a transfer roller 1001, and a transfer roller 1002. The transport roller 1001 is rotated by the drive of the motor 11A. The transport roller 1002 is rotated by the drive of the motor 11B. In the transfer device 1000, the transfer roller 1001 and the transfer roller 1002 rotate in the same direction, and the paper P is conveyed in the transfer direction by the combined torque of the output torque of the motor 11A and the output torque of the motor 11B. be able to. For example, in the transport device 1000 configured as described above, the drive system 10 of the above embodiment is applied to control the error detection gains of the motor 11A and the motor 11B so as to be kept constant by the drive device 100. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of various problems that may occur when the error detection gain changes from a constant value.

以上、本発明の好ましい実施形態および実施例について詳述したが、本発明はこれらの実施形態および実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形又は変更が可能である。 Although the preferred embodiments and examples of the present invention have been described in detail above, the present invention is not limited to these embodiments and examples, and is within the scope of the gist of the present invention described in the claims. In, various modifications or changes are possible.

例えば、上記第１，第２実施例では、本発明を画像形成装置，搬送装置に適用する例を説明したが、本発明は、モータによって何らかの駆動対象を駆動する構成を採用しているものであれば、如何なる装置にも適用することが可能である。 For example, in the first and second embodiments described above, an example in which the present invention is applied to an image forming apparatus and a conveying apparatus has been described, but the present invention employs a configuration in which some driving object is driven by a motor. If so, it can be applied to any device.

一例として、本発明は、シート状のプリプレグや、紙幣等を搬送する搬送装置において、搬送ローラを駆動する構成に適用することができる。その他、本発明の駆動システムは、例えば自動車やロボットやアミューズメント機器等において、モータによって駆動される駆動軸の回転運動により、動力を得ることを目的とする構成に適用することができる。 As an example, the present invention can be applied to a configuration for driving a transport roller in a transport device for transporting a sheet-shaped prepreg, bills, or the like. In addition, the drive system of the present invention can be applied to a configuration for the purpose of obtaining power by the rotational movement of a drive shaft driven by a motor, for example, in an automobile, a robot, an amusement machine, or the like.

１０駆動システム
１１モータ
１００駆動装置
１０７，１０７Ａ，１０７Ｂ推定部
３０１，３０１Ａ，３０１Ｂ軸誤差検出部
３０２，３０２Ａ，３０２Ｂ補正値導出部
３０３ＡＧＣ部（検出ゲイン補正部）
３０４ＰＬＬ部
３０５テーブル
３０６乗算器（検出ゲイン補正部）
９００画像形成装置
１０００搬送装置 10 Drive system 11 Motor 100 Drive device 107, 107A, 107B Estimating unit 301, 301A, 301B Axis error detection unit 302, 302A, 302B Correction value derivation unit 303 AGC unit (detection gain correction unit)
304 PLL part 305 Table 306 Multiplier (Detection gain correction part)
900 Image forming device 1000 Transfer device

特開２０１１－２３０５３１号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2011-230531

Claims

A drive device that drives a motor
An error detection unit that detects an error between the motor angle of the motor and the estimated angle of the motor,
A correction value derivation unit for deriving a gain correction value for correcting the detection gain of the error detected by the error detection unit, and a correction value derivation unit.
By correcting the detection gain based on the gain correction value derived by the correction value derivation unit, the error between the motor angle and the estimated angle after the detection gain is corrected is output. Equipped with a detection gain correction unit
The error detection unit detects the qc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor as the error by performing an operation based on a predetermined calculation formula based on the input value of the motor.
The correction value derivation unit derives the dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor as the gain correction value by performing an operation based on a predetermined calculation formula based on the input value of the motor.
The detection gain correction unit corrects the detection gain so that the dc-axis component of the permanent magnet magnetic flux of the motor becomes a target value, so that the detection gain is corrected with the motor angle. A drive device that outputs an error from the estimated angle .

With the motor
A drive system including the drive device according to claim 1 .

The drive system according to claim 2 and
The drive target driven by the power of the motor and
An image forming apparatus.

The drive system according to claim 2 and
The drive target driven by the power of the motor and
A transport device equipped with.

A drive device that drives a motor
An error detection unit that detects an error between the motor angle of the motor and the estimated angle of the motor,
A correction value derivation unit for deriving a gain correction value for correcting the detection gain of the error detected by the error detection unit, and a correction value derivation unit.
By correcting the detection gain based on the gain correction value derived by the correction value derivation unit, the error between the motor angle and the estimated angle after the detection gain is corrected is output. Equipped with a detection gain correction unit
The error detection unit detects the dc-axis component of the induced voltage of the motor as the error by performing an operation based on a predetermined calculation formula based on the input value related to the motor.
The correction value derivation unit derives the qc-axis component of the induced voltage of the motor as the gain correction value by performing an operation based on a predetermined calculation formula based on the input value related to the motor.
The detection gain correction unit corrects the detection gain so that the qc axis component of the induced voltage of the motor becomes a target value, so that the motor angle and the detection gain are corrected. A drive device that outputs the error from the estimated angle .

With the motor
The drive device according to claim 5 and
Drive system with.

The drive system according to claim 6 and
The drive target driven by the power of the motor and
An image forming apparatus.

The drive system according to claim 6 and
The drive target driven by the power of the motor and
A transport device equipped with.