JP2005244706A - レベル比較器 - Google Patents
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Abstract
【課題】スライスレベル決定する際の誤差を少なくする為に、単純にサンプリングクロックを速くするのでは、PLL等で高速のクロックを作成することになり、PLL周辺にノイズが混入することがあり、ノイズの影響によってクロックランイン信号とスライスレベルの比較に、悪い影響を与えてしまう問題点があった。
【解決手段】入力信号を第1クロックに応じてサンプリングする第1のサンプルホールド回路と、前記入力信号を第2クロックに応じてサンプリングする第2のサンプルホールド回路と、前記第1のサンプルホールド回路及び前記第2のサンプルホールド回路の出力に応じて、前記入力信号の比較基準となるリファレンスレベルを発生する制御回路を備え、前記入力信号と前記リファレンスレベルとのレベル比較を行う。
【選択図】図1
【解決手段】入力信号を第1クロックに応じてサンプリングする第1のサンプルホールド回路と、前記入力信号を第2クロックに応じてサンプリングする第2のサンプルホールド回路と、前記第1のサンプルホールド回路及び前記第2のサンプルホールド回路の出力に応じて、前記入力信号の比較基準となるリファレンスレベルを発生する制御回路を備え、前記入力信号と前記リファレンスレベルとのレベル比較を行う。
【選択図】図1
Description
本発明は、ヨーロッパ地域のTV放送にて以前よりVTRの自動録画調整、放送局の認識等を可能とする、VPS(Video Program System)、PDC(Program Delivery Control)等のデータが垂直帰線期間に重畳された入力信号を基準電圧とレベル比較するレベル比較器であり、特に放送信号の垂直帰線期間に重畳された中から、VPS、PDCといったデータ信号を抜き取る際に好適なレベル比較器に関する。
テレビ受像器で受信するための映像信号に文字などを示すデータを重畳する方式として、例えば欧州で行われているテレテキスト方式がある。テレテキストは、映像信号における垂直ブランキング期間に文字などを示すデータを重畳して送信する技術である。テレビ受像器で文字などを確認するには、送信されてくる映像信号からデータを分離する回路が必要であり、この重畳されたデータを映像信号から分離するのがレベル比較器である。テレテキストではデータの有無を示すクロックランイン信号(パルス信号)を持っており、レベル比較器は、あらかじめ定められたクロックランイン信号の振幅の中点をスライスレベルとし、当該スライスレベルを基準とすることにより映像信号からデータを分離する。
ところがこれらの映像信号において、テレビ受像器によるチューニングずれや受信状況の変化があった場合、クロックランイン信号の波形が変化する場合がある。するとレベル比較器はクロックランイン信号の波形の歪みや振幅の変化によってスライスレベルがクロックランイン信号の振幅の中点でなくなるためデータを正確に分離できなくなる。そこでクロックランイン信号の波形が変化した場合においてもスライスレベルを正確に決定し、データを読み出すことのできる特許文献1に記載されたレベル比較器が提案されている。
また、近年、図3に示すブロック図の様に、D/Aコンバータを使ったレベル比較器も提案されている。図2のレベル比較器では、タイミング発生回路10、制御回路20、D/Aコンバータ(変換回路)30、コンパレータ(比較回路)40とを有している。
タイミング発生回路10は、映像信号に含まれる所定の垂直同期信号VSyncおよび水平同期信号HSyncから、制御回路20を動作可能とするためのD/A制御許可信号を生成する(“LOW”から “HIGH”となる)。D/A制御許可信号が生成されることによって制御回路20は動作可能(D/A制御可能)となる。なおタイミング発生回路10はタイマー70を有しており、D/A制御許可信号が“LOW”から “HIGH”となるタイミングは、タイマー70によって調整される。
制御回路20は、D/A制御可能である期間(D/A制御許可信号が“HIGH”)において、コンパレータ40の出力値(CMP出力)のサンプリングを行い、一定の値の差をもって増加または減少するデジタル信号をD/Aコンバータ30に出力する。このサンプリングの周波数は入力されるクロックの数倍(例えば4倍)となるように設定される。
D/Aコンバータ30を使ったレベル比較器では、D/Aコンバータ30に設定されたデジタル値に応じて、スライスレベルとなるアナログ信号を作成し、作成されたスライスレベルを用いて、送信されてくる映像信号との比較を行っている。
D/Aコンバータ30に設定されるデジタル値は、微調整が可能であり、クロックランイン信号に何らかの原因でチューニングがずれた場合には、デジタル値を増減させることで、映像信号に含まれるクロックランイン信号を正確に分離できるといったメリットがある。
デジタル値を増減するには、クロックランイン信号と、スライスレベルの比較結果を、クロックランイン信号の周波数の整数倍クロックでサインプリングし、クロックランイン信号が大きければ、スライスレベルを増加させ、逆に、クロックランイン信号が小さければ、スライスレベルを減少させる処理を行っている。
特開平11−41552号公報
図3に示す従来の構成では、コンパレータ40の+(非反転入力)端子には映像信号が入力され、−(反転入力)端子にはアナログ信号が入力される。そしてコンパレータ40は映像信号とアナログ信号との大小の比較を行い、その結果映像信号がアナログ信号より大の場合には「HIGH」(「H」)を、映像信号がアナログ信号より小の場合には「LOW」(「L」)を出力する。
しかし、図4に示す様に、クロックランイン信号とスライスレベルの比較に基づいて、スライスレベルを増減する場合、仮にスライスレベルが中点レベルだったとしても、サンプリングする位置により、クロックランイン信号とスライスレベルの比較結果に誤差が発生する場合がある。
図6に示すに様に、この誤差の影響により、クロックランイン信号とスライスレベルの比較結果の「L」の部分が多くなり、スライスレベルが高め目に設定されていると判断され、スライスレベルを低くする調整を行ってしまうことがある。誤って、スライスレベルを低く設定した場合、映像データは正しい値にならないと言った問題点があった。
また、誤差を少なくする為に、サンプリングクロックを速くすることが考えられるが、PLL等で高速のクロックを作成することになり、PLL等からノイズが混入することがあり、ノイズの影響により、クロックランイン信号とスライスレベルの比較に、悪い影響を与えることがあり、消費電力が増大すると言った問題点があった。
本発明に係る主たる発明は、入力信号を第1クロックに応じてサンプリングする第1のサンプルホールド回路と、前記入力信号を第2クロックに応じてサンプリングする第2のサンプルホールド回路と、前記第1のサンプルホールド回路及び前記第2のサンプルホールド回路の出力に応じて、前記入力信号の比較基準となるリファレンスレベルを発生する制御回路を備え、前記入力信号と前記リファレンスレベルとのレベル比較を行うことを特徴とする。
また、本発明の他の特徴は、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。
本発明によれば、第1クロックに応じてサンプリングする第1のサンプルホールド回路と第2クロックに応じてサンプリングする第2のサンプルホールド回路から出力に応じて、入力信号の比較基準となるリファレンスレベルを発生する為、比較基準となるリファレンスレベルに含まれる誤差を少なくすることが出来る。
また、第2クロックに用いられるクロックを、第1クロックの逆位相とすることで、クロック源が1つしか必要とせず、使い勝手が良くなる。
また、第1のサンプルホールド回路からの出力信号又は、第2のサンプルホールド回路からの出力信号のいずれかが等しい場合には、比較基準となるリファレンスレベルを変化させないことで、変化させることで誤差が増加することを防ぐことが出来る。
また、本実施例によれば、スライスレベルがクロックランイン信号の振幅の中点レベルから、離れることを防ぎ、サンプリングクロックを高速化すること無しに、入力される映像信号からデータを高精度で検出することが出来、レベル比較器としての信頼性を向上できるといった利点があげられる。
本発明の詳細を図面に従って具体的に説明する。図1は本発明のレベル比較器を示すブロック図である。同図に示す様に当該レベル比較器は、タイミング発生回路10、制御回路20、第1保持回路21、第2保持回路22、D/Aコンバータ30、コンパレータ40とを有している。図1に示す当該レベル比較器は、図3で示したタイミング発生回路10、制御回路20、D/Aコンバータ(変換回路)30、コンパレータ(比較回路)40と同等の動作を行う。
第1保持回路21は、D/A制御可能である期間(D/A制御許可信号が“HIGH”)において、コンパレータ40の出力値を第1クロックによりサンプリングを行い、サンプリング結果を制御回路20へ出力する。スライスレベルに対して、クロックランイン信号が高ければ、「H」、逆に、スライスレベルに対して、クロックランイン信号が低ければ「L」を出力する。この第1クロックの周波数は入力されるクロックランイン信号の数倍となるように設定される。
同様に、第2保持回路22は、D/A制御可能である期間(D/A制御許可信号が“HIGH”)において、コンパレータ40の出力値を第2クロックによりサンプリングを行い、サンプリング結果を制御回路20へ出力する。第1保持回路21と同様に、スライスレベルに対して、クロックランイン信号が高ければ、「H」、逆に、スライスレベルに対して、クロックランイン信号が低ければ「L」を出力する。この第2クロックの周波数は入力されるクロックランイン信号の数倍となるように設定される。
図5は、図1を構成した場合、本発明の実施の形態に係るレベル比較器の動作を説明するための波形を示す。第1クロックによる比較と、第2クロックによる比較を並行して用いることで、誤差を最小限にする。
制御回路20は、第1保持回路21及び、第2保持回路22からの信号に応じて、D/Aコンバータ30に設定されるデジタル値を増加及び減少させる。
図5の結果から、第1保持回路21からの結果が、「H」が5区間で、「L」の区間が6区間とした場合、第1保持回路21から結果のみを反映すれば、「L」の区間が1区間多いので、スライスレベルを下げるための処理を行うことになる。
しかし、第2保持回路22からの結果が、「H」が3区間、「L」が3区間としたら、第2保持回路22からの結果では、「H」と「L」の区間が等しいので、第2保持回路22から結果からは、スライスレベルは正しいと判断出来る。
第1保持回路及び前記第2保持回路からの結果のうち、どちらか結果が等しい場合には、スライスレベルは正しいと判断し、デジタル値を増減させない。
第1保持回路及び前記第2保持回路からの結果のうち、どちらか結果が等しい場合には、スライスレベルは正しいと判断し、デジタル値を増減させない。
図2には、第1クロックをインバータ23により反転させた逆相クロックを、第2保持回路22へ供給する場合を図示する。第2クロックが必要なくなり、使い勝手が良くなる。
図6は、図2を構成した場合、本発明の実施の形態に係るレベル比較器の動作を説明するための波形を示す。第1クロックによる比較と、第2クロックによる比較を並行して用いることで、誤差を最小限にする。
図6の結果から、第1保持回路21からの結果が、「H」が5区間で、「L」の区間が6区間とした場合、第1保持回路21から結果のみを反映すれば、「L」の区間が1区間多いので、スライスレベルを下げるための処理を行うことになる。
しかし、第2保持回路22からの結果が、「H」が6区間、「L」が5区間としたら、第2保持回路22からの結果では、「H」の区間が1区間多いので、第2保持回路22から結果のみを反映すれば、スライスレベルを上げるため処理を行うことになる。
そこで、第1保持回路21及び第2保持回路22の「H」区間を足すと11区間となり、同様に「L」区間を足すと11区間となり、「H」区間と「L」区間が等しいことが分かる。
第1保持回路21及び第2保持回路22の結果を考慮するため、現在のスライスレベルは正しい位置にあるという事が分かり、デジタル値の増減の処理は行わない。制御回路20がデジタル値を変化させないことで、D/Aコンバータ30から出力されるスライスレベルは、現在の値を保持することになる。
図7は、第1保持回路21及び第2保持回路22の内部を示すブロック図である。第1保持回路21と第2保持回路の内部は、基本的に同様であり、違いは、第1保持回路21の場合には、クロック信号は第1クロックとなり、第2保持回路の場合には、クロック信号2になる点である。
入力される信号は、2つあり、1つ目は、コンパレータ40からの入力信号(入力端子2100)、2つ目は、クロック信号(入力端子2101)である。
FFは「フィリプフロップ」の意味であり、FF2102は、コンパレータ40の入力信号を、クロック信号により切り出しを行う。FF2103は、FF2102を更に、クロック信号により切り出しを行い、1サイクル前のFF2102から信号を保持する。
タイミング発生回路2104は、FF2102及びFF2103からの出力信号を得ることで、コンパレータ40からの出力が、どのタイミングで「H」→「L」及び「L」→「H」に変化したかを判断することが出来る。タイミング発生回路2104では、コンパレータ40からの出力が「L」→「H」になるタイミングで、正の数カウンタ2105に、カウンタのカウント値をリセットする共にスタートする信号を出力し、コンパレータ40からの出力が「H」→「L」になるタイミングで、カウント値をストップする信号を出力し、「H」の区間をカウントすることが可能になる。「H」の区間を正確に検出するためには、オーバーフローすることも考慮し、正の数カウンタ2105のビット数は多くしておくことが望ましい。例えば、3ビットのカウンタは、0〜7までカウントすることが出来、4ビットのカウンタは、0〜15までカウントすることが出来る。
正の数カウンタ2105は、カウント値がストップすると、ストップした時点のカウント値と、データを保持するために必要なタイミング信号を、正の数レジスタ2108に出力します。正の数レジスタ2108では、次のカウント値が出力されるまで、前回のカウント値を保持すると共に、正の数の出力信号として、出力端子から出力する。
同様に、「L」の区間を検出するためには、タイミング発生回路2104は、コンパレータ40からの出力が「H」→「L」になるタイミングで、負の数カウンタ2106に、カウンタのカウント値をリセットする共にスタートする信号を出力し、コンパレータ40からの出力が「L」→「H」になるタイミングで、カウント値をストップする信号を出力し、「L」の区間をカウントすることが可能になります。負の数レジスタ2109では、次のカウント値が出力されるまで、前回のカウント値を保持すると共に、負の数の出力信号として、出力端子から出力する。
第1保持回路21及び第2保持回路22から出力される信号は3つあり、1つ目はコンパレータ40からの入力をクロックで切り出した信号(出力端子2107)、2つ目は正の数の出力信号(出力端子2110)、3つ目は負の数の出力信号(出力端子2111)である。
図8は、制御回路20の内部を示すブロック図である。入力される信号は、全部で、7つあり、1つ目は第1クロック信号(入力端子2000)、2つ目はコンパレータ40からの入力を第1クロックで切り出した信号(入力端子2001)、3つ目は第1保持回路からの正の数の入力信号(入力端子2002)、4つ目は第1保持回路からの負の数の入力信号(入力端子2003)、5つ目はコンパレータ40からの入力を第2クロックで切り出した信号(入力端子2004)、6つ目は第2保持回路からの正の数の入力信号(入力端子2005)、7つ目は第2保持回路からの負の数の入力信号(入力端子2006)である。
タイミング発生回路2007は、コンパレータ40からの入力を第1クロックで切り出した信号と、コンパレータ40からの入力を第2クロックで切り出した信号の2つの信号が共に「H」→「L」になるタイミングで第1クロックの1サイクル分「H」になる信号である「H」の区間終了信号を出力し、2つの信号が共に「L」→「H」になるタイミングで第1クロックの1サイクル分「H」になる信号である「L」の区間終了信号を知らせる。
また、比較器2010が比較するタイミングを知らせる1サイクル終了信号、比較器2010の結果を前回のデジタル値に足し合せるタイミングを知らせる足し算タイミング信号、前回のデジタル値から最新のデジタル値に切り換えるタイミングを知らせるデジタル値切り換え信号がある。
加算器2008は、タイミング発生回路2007からの「H」の区間終了信号に合わせて、第1保持回路からの正の数の入力信号(入力端子2002)と第2保持回路からの正の数の入力信号(入力端子2005)を、足し合せる。
加算器2009は、タイミング発生回路2007からの「L」の区間終了信号に合わせて、第1保持回路からの負の数の入力信号(入力端子2003)と第2保持回路からの負の数の入力信号(入力端子2006)を、足し合せる。
比較器2010は、タイミング発生回路2007からの1サイクル終了信号に合わせて、加算器2008から出力される「H」の区間と、加算器2009から出力される「L」の区間を比較し、比較結果を出力する。
初期値レジスタ2011は、D/Aコンバータ30に設定されるデジタル値の初期値を保持している。初期リセット信号が入力されると、自動的に出力保持回路2012に設定される。
加算器2014は、足し算タイミング信号に応じて、順番に、出力保持回路2012に設定されている値に、比較器2010からの比較結果を加えた値を出力保持回路2013に出力し、出力保持回路2013は保持する。
次回の足し算タイミング信号では、出力保持回路2013に設定されている値に、比較器2010からの比較結果を加えた値を加えた値を出力保持回路2012に出力し、出力保持回路2012は保持する。従って、出力保持回路2012、出力保持回路2013は、交互に、前回のデジタル値、最新のデジタル値を保持する。
切換回路2015は、出力保持回路2012及び出力保持回路2013からの出力をデジタル値切り換え信号のタイミングに合わせ、順番に切り換えを行う。初期リセット信号が入力されると、自動的にD/Aコンバータ30に設定されるデジタル値の初期値を保持している出力保持回路2012を選択し、出力端子2016から、最初のデジタル値として、D/Aコンバータ30へ出力される。
以上、本発明の実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
10 タイミング発生回路、20 制御回路、21 第1保持回路21、22 第2保持回路、30 D/Aコンバータ、40 コンパレータ。
Claims (9)
- 入力信号を第1クロックに応じてサンプリングする第1のサンプルホールド回路と、
前記入力信号を第2クロックに応じてサンプリングする第2のサンプルホールド回路と、
前記第1のサンプルホールド回路及び前記第2のサンプルホールド回路の出力に応じて、前記入力信号の比較基準となるリファレンスレベルを発生する制御回路を備え、
前記入力信号と前記リファレンスレベルとのレベル比較を行うことを特徴とするレベル比較器。 - 前記第2クロックは、前記第1クロックの逆位相のクロックであることを特徴とする請求項1記載のレベル比較器。
- 入力信号がHレベルであるか、Lレベルであるかを判別するレベル比較器であって、
前記入力信号と可変基準信号源のリファレンスレベルとのレベル比較を行うコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号を第1クロックに応じて、サンプルホールドする第1サンプルホールド回路と、
前記コンパレータの出力信号を第2クロックに応じてサンプルホールドする第2サンプルホールド回路と、
前記第1サンプルホールド回路及び前記第2サンプルホールド回路からの出力信号に応じて、前記可変基準信号源のリファレンスレベルを変化させる制御回路とを備えることを特徴とするレベル比較器。 - 前記第2クロックは、前記第1クロックの逆位相のクロックであることを特徴とする請求項3記載のレベル比較器。
- 請求項1乃至4記載のレベル比較器であって、
前記制御回路からの出力デジタル値を可変基準信号源のリファレンスレベルに変換するD/Aコンバータを備えたことを特徴とするレベル比較器。 - 請求項1乃至5記載のレベル比較器であって、
前記制御回路は、前記第1のサンプルホールド回路からのHレベル信号の数と前記第2のサンプルホールド回路からのHレベル信号の数の論理和をとり、前記第1のサンプルホールド回路からのLレベル信号の数と前記第2のサンプルホールド回路からのLレベル信号の数の論理和をとり、
前記論理和をとったHレベル信号回数と前記論理和をとったLレベル信号の数を比較し、該比較した結果に応じて、前記可変基準信号源のリファレンスレベルを変化させたことを特徴とするレベル比較器。 - 請求項6記載のレベル比較器であって、
前記第1のサンプルホールド回路からのHレベル信号の数とLレベル信号の数が等しい場合には、前記可変基準信号源のリファレンスレベルを変化させないことを特徴とするレベル比較器。 - 請求項6記載のレベル比較器であって、
前記第2のサンプルホールド回路からのHレベル信号の数とLレベル信号の数が等しい場合には、前記可変基準信号源のリファレンスレベルを変化させないことを特徴とするレベル比較器。 - 請求項7又は請求項8記載のレベル比較器であって、
前記入力信号は文字を示すデータが重畳された映像信号であることを特徴とするレベル比較器。
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